JP2002151961A

JP2002151961A - 変調回路

Info

Publication number: JP2002151961A
Application number: JP2000344785A
Authority: JP
Inventors: Yoshishige Yoshikawa; 嘉茂吉川; Yoshio Horiike; 良雄堀池
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-11-13
Filing date: 2000-11-13
Publication date: 2002-05-24

Abstract

(57)【要約】【課題】直流成分を分離するコンデンサが不要なため
低い周波数の変調も可能で、周波数ずれが生じない変調
回路を提供する。【解決手段】第１および第２のトランジスタ１、２の
コレクタを第１および第２の抵抗３、５にそれぞれ接続
し、第１の抵抗３を第２の抵抗４を介して電源またはグ
ランドに接続し、第２のトランジスタ２のコレクタを第
３の抵抗５を介して第１および第２の抵抗３、４の接続
点に接続し、前記接続点をフィルタ８の入力端子に接続
し、各抵抗値は、関係式（Ｒ３）＝２×（Ｒ２）＋（Ｒ
１）を満たす値とし、受信時は第１のトランジスタ１は
ＯＦＦかつ第２のトランジスタ２はＯＮに制御され、送
信時は第１のトランジスタ１のベースに変調データ信号
が入力されると共に第２のトランジスタ２はＯＦＦにな
るように制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主としてコードレ
スリモコン、ページャ、コードレス電話、携帯電話等の
無線通信機器に用いられる送受信機の変調回路で、特に
ＦＳＫ変調などの周波数変調を行う変調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の変調回路について図面を参照しな
がら説明する。図３は、従来の変調回路の構成を示すブ
ロック図である。

【０００３】図３において、１は第１のトランジスタ、
２は第２のトランジスタ、６は変調データ入力端子、８
はフィルタ、９はレベル調整回路、１０は水晶発振回
路、１１は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１２は水晶発振
出力端子、１３は電圧制御発振器出力端子、１０１は抵
抗、１０２はコンデンサ、１０３は急速充電制御端子で
ある。

【０００４】図３の変調回路は水晶発振回路１０と電圧
制御発振器１１の周波数制御端子に入力する電圧を変化
させることによりＦＳＫ変調を行う変調器の構成を示し
ている。そして、電圧制御発振器１１の出力は、受信時
にはヘテロダイン受信機のローカル信号として用いら
れ、送信時には直接、送信信号として用いられる。

【０００５】第１のトランジスタ１のコレクタが抵抗１
０１を介してプルアップされているため、変調データ入
力端子６に変調データ信号が入力されると、第１のトラ
ンジスタ１のコレクタから極性を反転した信号が出力さ
れる。この出力信号はコンデンサ１０２を経由してフィ
ルタ８に入力される。前記フィルタ８はＣＲフィルタで
構成されたローパスフィルタである。一般にルートナイ
キスト特性のフィルタが用いられる。フィルタ８で不要
な高域成分を除去してレベル調整回路９に入力される。
レベル調整手段９では水晶発振回路１０および電圧制御
発振器１１の出力信号の周波数偏移量が適切な値となる
ように信号振幅を調整している。レベル調整は抵抗分圧
により構成されている。

【０００６】尚、前記水晶発振回路１０および電圧制御
発振器１１の出力はそれぞれ水晶発振出力端子１２およ
び電圧制御発振器出力端子１３より出力されるが、共に
ＰＬＬシンセサイザ回路に入力される。前記ＰＬＬシン
セサイザ回路は、水晶発振出力信号の周波数を基準に電
圧制御発振出力の周波数を所定の値に引き込むＰＬＬル
ープを構成している。一般に、ＰＬＬループ帯域外の比
較的高い周波数の変調データ信号については電圧制御発
振器１１の制御端子に変調データ信号を入力するだけで
変調を行うことが可能であるが、ＰＬＬループ帯域内の
比較的周波数の低い変調データ信号では電圧制御発振器
１１の周波数に同期して水晶発振回路にも変調を与える
必要がある。そのため、本例では両方に変調を与えてい
る。

【０００７】さて、図３に示す変調回路では、受信時は
第１のトランジスタ１がＯＦＦ、第２のトランジスタ２
がＯＮとなる。これにより、フィルタ８の入力電圧が０
Ｖとなり、電圧制御発振器１１の制御端子電圧が０Ｖと
なる。

【０００８】次に、送信時には第１のトランジスタ１の
ベースに変調データ信号が入力され、第２のトランジス
タ２は、変調回路の起動時はＯＮ、その後ＯＦＦとなる
ように制御される。回路起動にＯＮとするのは、コンデ
ンサ１０２の電荷を短時間に放電するためである。そし
て送信変調信号を出力するときにはＯＦＦとすることに
よりＦＳＫ変調をかけることができる。このときフィル
タ８へ入力される変調信号は０Ｖを中心に振れる。従っ
て受信時と送信時で中心周波数のずれは生じない。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記に
示す従来の変調回路では、受信時と送信時で周波数がず
れることを防ぐためにフィルタ８の前段にコンデンサ１
０２を挿入して直流的に切り離す必要があった。すなわ
ち、図３に示す従来例でコンデンサ１０２を省略すると
受信時と送信時でフィルタ８に入力される信号電位の中
央値が異なるために、水晶発振回路１０の出力信号に周
波数ずれが発生する。そのためＰＬＬシンセサイザを構
成する電圧制御発振器１１の出力周波数もずれてしま
う。

【００１０】また、フィルタ８により変調データ信号に
含まれる低い周波数成分が欠如するため、低い周波数で
変調を行うことが困難であった。また、変調データの"
１"と"０"の出現確率が同じでない場合は、中心周波数
ずれが生じたり、水晶発振回路１０および電圧制御発振
器１１の出力の中心周波数が時間的に変動する場合があ
った。

【００１１】また、図３に示す従来の変調回路では、第
１のトランジスタがＯＮの時とＯＦＦの時で出力インピ
ーダンスが大きく変化するため、変調精度が劣化すると
いう問題があった。

【００１２】

【課題を解決するための手段】前記従来の課題を解決す
るために本発明は、第１および第２のトランジスタのエ
ミッタをグランドまたは電源に接続し、前記第１のトラ
ンジスタのコレクタを第１の抵抗の一端に接続し、前記
第１の抵抗の他端を第２の抵抗を介して電源またはグラ
ンドに接続し、前記第２のトランジスタのコレクタを第
３の抵抗を介して前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接
続点に接続し、前記接続点をフィルタの入力端子に接続
し、前記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して
水晶発振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に
接続した構成であり、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）
および第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であ
り、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）は関係式（Ｒ３）
＝２×（Ｒ２）＋（Ｒ１）を満たす値であり、受信時は
前記第１のトランジスタはＯＦＦかつ前記第２のトラン
ジスタはＯＮになるように制御され、送信時は前記第１
のトランジスタのベースに変調データ信号が入力される
と共に前記第２のトランジスタはＯＦＦになるように制
御されるものである。

【００１３】これによって、直流成分を分離するコンデ
ンサが不要なため低い周波数の変調も可能で、しかも周
波数ずれが生じない変調回路を提供するものである。

【００１４】

【発明の実施の形態】請求項１記載の発明は、第１およ
び第２のトランジスタのエミッタをグランドまたは電源
に接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを第１の
抵抗の一端に接続し、前記第１の抵抗の他端を第２の抵
抗を介して電源またはグランドに接続し、前記第２のト
ランジスタのコレクタを第３の抵抗を介して前記第１の
抵抗と前記第２の抵抗の接続点に接続し、前記接続点を
フィルタの入力端子に接続し、前記フィルタの出力端子
をレベル調整回路を介して水晶発振回路および電圧制御
発振器の周波数制御端子に接続した構成であり、前記第
１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および第２の抵抗の抵抗値
（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、前記第３の抵抗の抵抗値
（Ｒ３）は関係式（Ｒ３）＝２×（Ｒ２）＋（Ｒ１）を
満たす値であり、受信時は前記第１のトランジスタはＯ
ＦＦかつ前記第２のトランジスタはＯＮになるように制
御され、送信時は前記第１のトランジスタのベースに変
調データ信号が入力されると共に前記第２のトランジス
タはＯＦＦになるように制御されるものである。

【００１５】そして、直流成分を分離するコンデンサが
不要となるため低い周波数の変調ができ、受信と送信で
フィルタに入力される信号電位の中央値が変化しないた
め水晶発振回路の周波数制御端子に印加される電圧の中
央値が変化せず、周波数ずれが生じない。

【００１６】請求項２記載の発明は、ＮＰＮトランジス
タおよびＰＮＰトランジスタのエミッタをそれぞれグラ
ンドおよび電源に接続し、前記ＮＰＮトランジスタのコ
レクタを第１の抵抗の一端に接続し、前記ＰＮＰトラン
ジスタのコレクタを第２の抵抗の一端に接続し、前記第
１および前記第２の抵抗の他端を互いに接続し、前記第
１および前記第２の抵抗の接続点を第３の抵抗を介して
グランドに接続し、前記接続点を第４の抵抗を介して電
源に接続し、前記接続点をフィルタの入力端子に接続
し、前記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して
水晶発振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に
接続した構成であり、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）
および第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であ
り、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の
抵抗の抵抗値（Ｒ４）は関係式（Ｒ４）／｛（Ｒ３）＋
（Ｒ４）｝＝（Ｒ２）／｛２×｛（Ｒ１）＋（Ｒ
２）｝｝を満たす値であり、受信時は前記ＮＰＮトラン
ジスタおよび前記ＰＮＰトランジスタはＯＦＦになるよ
うに制御され、送信時は前記ＮＰＮトランジスタのベー
スに変調データ信号が入力されると共に前記ＰＮＰトラ
ンジスタはＯＮになるように制御されるものである。

【００１７】そして、直流成分を分離するコンデンサが
不要となるため低い周波数の変調ができ、受信と送信で
フィルタに入力される信号電位の中央値が変化しないた
め水晶発振回路の周波数制御端子に印加される電圧の中
央値が変化せず、周波数ずれが生じない。

【００１８】請求項３記載の発明は、ＮＰＮトランジス
タおよびＰＮＰトランジスタのエミッタをそれぞれグラ
ンドおよび電源に接続し、前記ＮＰＮトランジスタのコ
レクタを第１の抵抗の一端に接続し、前記ＰＮＰトラン
ジスタのコレクタを第２の抵抗の一端に接続し、前記第
１および第２の抵抗の他端を互いに接続し、前記第１お
よび第２の抵抗の接続点を第３の抵抗を介してグランド
に接続し、前記接続点を第４の抵抗を介して電源に接続
し、前記接続点をフィルタの入力端子に接続し、前記フ
ィルタの出力端子をレベル調整回路を介して水晶発振回
路および電圧制御発振器の周波数制御端子に接続した構
成であり、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および第２
の抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、前記第３
の抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の抵抗の抵抗値
（Ｒ４）は関係式（Ｒ３）／｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝
（Ｒ１）／｛２×｛（Ｒ１）＋（Ｒ２）｝｝を満たす値
であり、受信時は前記ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰ
トランジスタはＯＦＦになるように制御され、送信時は
前記ＰＮＰトランジスタのベースに変調データ信号が入
力されると共にＮＰＮトランジスタはＯＮになるように
制御されるものである。

【００１９】そして、直流成分を分離するコンデンサが
不要となるため低い周波数の変調ができ、受信と送信で
フィルタに入力される信号電位の中央値が変化しないた
め水晶発振回路の周波数制御端子に印加される電圧の中
央値が変化せず、周波数ずれが生じない。

【００２０】請求項４記載の発明は、インバータの出力
端子をフィルタの入力端子に接続し、前記インバータの
出力端子とグランドおよび電源をそれぞれほぼ同じ抵抗
値の抵抗で接続し、前記フィルタの出力端子をレベル調
整回路を介して水晶発振回路および電圧制御発振器の周
波数制御端子に接続した構成であり、受信時は前記イン
バータの出力インピーダンスが大きくなる様に制御さ
れ、送信時は前記インバータの入力端子に変調データ信
号が入力され前記インバータの出力端子より変調データ
信号が出力される様に制御されるものである。

【００２１】そして、インバータ出力としているためフ
ィルタに入力する信号振幅を大きくできるため、変調度
を大きくできる。

【００２２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。

【００２３】（実施例１）図１は、本発明による実施例
１の変調回路の構成を示すブロック図である。

【００２４】図１を用いて本実施例の変調回路について
説明する。図１において、１は第１のトランジスタ、２
は第２のトランジスタ、３は第１の抵抗、４は第２の抵
抗、５は第３の抵抗、６は変調データ入力端子、７は制
御端子、８はフィルタ、９はレベル調整回路、１０は水
晶発振回路、１１は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１２は
水晶発振出力端子、１３は電圧制御発振器出力端子であ
る。

【００２５】図１の変調回路は水晶発振回路１０と電圧
制御発振器１１の周波数制御端子に入力する電圧を変化
させることによりＦＳＫ変調を行う変調器である。水晶
発振回路１０および電圧制御発振器１１に内蔵された可
変容量ダイオードへの印加電圧を変えることにより発振
周波数を変えている。そして、電圧制御発振器１１の出
力は、受信時にはヘテロダイン受信機のミキサに入力さ
れるローカル信号として用いられ、送信時には直接増幅
して送信信号として用いられる。この送信時に周波数変
調を行うのが本実施例の変調回路である。

【００２６】ここで、電圧制御発振器は、受信時、送信
時共に定められたチャンネルの中心周波数に合った信号
を出力する必要があるため、基準となる水晶発振回路の
周波数が変化してはならない。

【００２７】まず送信時の動作を考える。第１のトラン
ジスタ１のコレクタが直列に接続された第１の抵抗３お
よび第２の抵抗４を介してプルアップされている。その
ため、変調データ入力端子６に変調データ信号が入力さ
れると、第１のトランジスタ１のコレクタからは極性を
反転した信号が出力される。つまり第１のトランジス
タ、第１および第２抵抗でインバータが構成されてい
る。ここで、第１および第２の抵抗は共に１０ｋΩであ
る。そして前記第１の抵抗３と前記第２の抵抗４の接続
点がフィルタ８に接続されている。また、前記接続点は
第３の抵抗５を介して第２のトランジスタ２のコレクタ
に接続されている。ここで第２のトランジスタ２のエミ
ッタは接地され、ベースは制御端子７に接続されてい
る。第３の抵抗５は３０ｋΩである。送信時は制御端子
７は低電位に制御されるため、第２のトランジスタはＯ
ＦＦとなる。

【００２８】フィルタ８に入力される信号振幅は、前記
第１のトランジスタ１のコレクタの出力振幅を前記第１
および第２の抵抗で分圧した信号となる。従って電源電
圧１．８Ｖの場合には、前記フィルタ８に入力される信
号電位は、１．８Ｖから０．９Ｖの間で振れる。中心電
位は１．３５Ｖである。

【００２９】前記フィルタ８はＣＲフィルタで構成され
たローパスフィルタである。一般にルートナイキスト特
性のフィルタが用いられ、不要な高域成分を除去してレ
ベル調整回路９に入力される。レベル調整手段９では水
晶発振回路１０および電圧制御発振器１１の出力信号の
周波数偏移量が適切な値となるようにそれぞれに入力す
る信号振幅を調整している。

【００３０】尚、前記水晶発振回路１０および電圧制御
発振器１１の出力はそれぞれ水晶発振出力端子１２およ
び電圧制御発振器出力端子１３より出力されるが、共に
ＰＬＬシンセサイザ回路に入力される。前記ＰＬＬシン
セサイザ回路は、水晶発振出力信号の周波数を基準に電
圧制御発振器出力の周波数を所定の値に引き込むＰＬＬ
ループを構成している。

【００３１】次に、受信時の動作について考える。受信
時には変調データ入力端子６が低電位となるように制御
されるため、第１のトランジスタがＯＦＦとなる。ま
た、制御端子７が高電位となるように制御されるため、
第２のトランジスタ２はＯＮとなる。従ってフィルタ８
に入力される信号電位は電源電圧を第２の抵抗４と第３
の抵抗５で分圧した電位となり、１．３５Ｖである。つ
まり、送信時と受信時でフィルタ８に入力さる信号の中
心電位は変化しない。従って受信時と送信時で中心周波
数のずれは生じない。

【００３２】このように、２つのトランジスタと３つの
抵抗により上記のような変調回路を構成することによ
り、直流成分を分離するコンデンサを用いなくても送信
変調を行うことができ、送信時と受信時で周波数のずれ
が生じない。直流成分を分離するコンデンサを用いてい
ないため、低い周波数で変調を行うことができる。ま
た、変調データの"１"と"０"の出現確率が同じでない場
合にも中心周波数ずれは生じず、水晶発振回路および電
圧制御発振器の出力の中心周波数が時間的に変動するこ
とがない。

【００３３】また、第１および第２の抵抗の抵抗値をほ
ぼ同じにしたため、フィルタ８へ入力する信号電位が高
電位（すなわちフィルタ８のコンデンサに充電する時）
と低電位（すなわちコンデンサを放電するとき）で、負
荷インピーダンスをほぼ同じにすることができ、フィル
タ出力波形が歪むことがなく、変調精度が劣化しない。

【００３４】尚、本実施例では第１および第２の抵抗は
同一抵抗値としたが、若干異なった値を用いてもよい。
そして、第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および第２の抵抗
の抵抗値（Ｒ２）、第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）につい
て、関係式（Ｒ３）＝２×（Ｒ２）＋（Ｒ１）を満たす
値の抵抗値を用いればよい。

【００３５】また、上記実施例では、第１のトランジス
タ１、第２のトランジスタ２はＮＰＮトランジスタを用
いたが、ＰＮＰトランジスタを用いることもできる。た
だしＰＮＰトランジスタを用いる場合には、上記の例で
電源に接続している端子は接地し、接地している端子は
電源に接続する必要がある。また、変調データ信号入力
端子６の制御および制御端子７の制御は極性を反転する
必要がある。

【００３６】また、バイポーラトランジスタの代わり
に、ＭＯＳトランジスタなどを用いても良い。

【００３７】（実施例２）図２は、本発明に実施例２の
変調回路の構成を示すブロック図である。図２におい
て、２１はＮＰＮトランジスタ、２２はＰＮＰトランジ
スタ、２３は第１の抵抗、２４は第２の抵抗、２５は第
３の抵抗、２６は第４の抵抗、２７は第１の制御端子、
２８は第２の制御端子、２９はインバータである。ま
た、図１と同じ構成要素に同一の番号を付けて示した。

【００３８】図２を用いて本実施例の変調回路について
説明する。本実施例と上記実施例１の違いは、インバー
タ周辺回路の構成にある。

【００３９】図２において、ＮＰＮトランジスタ２１お
よびＰＮＰトランジスタ２２のエミッタはそれぞれグラ
ンドおよび電源に接続されている。また前記ＮＰＮトラ
ンジスタ２１のコレクタを第１の抵抗２３の一端に接続
し、前記ＰＮＰトランジスタ２２のコレクタを第２の抵
抗２４の一端に接続し、前記第１および前記第２の抵抗
２３、２４の他端を互いに接続し、前記第１および前記
第２の抵抗の接続点を第３の抵抗２５を介してグランド
に接続し、前記接続点を第４の抵抗２６を介して電源に
接続し、前記接続点をフィルタ８の入力端子に接続した
構成となっている。そしてＮＰＮトランジスタ２１、第
１および第２の抵抗によりインバータ２９が構成されて
いる。

【００４０】ここで、第１および第２の抵抗２３、２４
の抵抗値は１０ｋΩ、第３の抵抗２５の抵抗値は１５０
ｋΩ 第４の抵抗２６の抵抗値は５０ｋΩである。従っ
て、上記インバータ２９の出力インピーダンスは常に１
０ｋΩである。

【００４１】まず送信時の動作を考える。第２の制御端
子２７が低電位となるように制御されるため、ＰＮＰト
ランジスタ２２はＯＮとなる。また第１の制御端子２７
に変調データ信号が入力されることにより、ＮＰＮトラ
ンジスタ２１のコレクタより極性を反転した信号が出力
される。ここで、ＰＮＰトランジスタ２２がＯＮのた
め、ＮＰＮトランジスタ２１の出力は、第１および第２
の抵抗２４、２３により電圧分割され、フィルタ８に入
力される。電源電圧１．８Ｖの場合には、フィルタ８に
入力される信号電位が１．８Ｖから０．９Ｖの間で振
れ、中心電位は１．３５Ｖである。ここで、第３および
第４の抵抗２５、２６にも電流が流れるが、第１および
第２の抵抗に比べて大きいため、振幅への影響は小さ
い。

【００４２】次に、受信時の動作について考える。第１
および第２の制御端子はそれぞれ低電位および高電位に
制御されるため、ＮＰＮトランジスタ２１およびＰＮＰ
トランジスタ２２は共にＯＦＦとなる。従ってフィルタ
８に入力される信号電位は電源電圧を第３の抵抗２５と
第４の抵抗２６で分圧した電位となり、１．３５Ｖであ
る。つまり、送信時と受信時でフィルタ８に入力される
信号の中心電位は変化しない。従って受信時と送信時で
中心周波数のずれは生じない。

【００４３】このように、２つのトランジスタと４つの
抵抗により上記のような変調回路を構成することによ
り、前記実施例１と同様に、２つのトランジスタと３つ
の抵抗により上記のような変調回路を構成することによ
り、直流成分を分離するコンデンサを用いなくても送信
変調を行うことができ、送信時と受信時で周波数のずれ
が生じない。直流成分を分離するコンデンサを用いてい
ないため、低い周波数で変調を行うことができる。ま
た、変調データの"１"と"０"の出現確率が同じでない場
合にも中心周波数ずれは生じず、水晶発振回路および電
圧制御発振器の出力の中心周波数が時間的に変動するこ
とがない。

【００４４】また、第１および第２の抵抗の抵抗値をほ
ぼ同じにしたため、フィルタ８へ入力する信号電位が高
電位（すなわちフィルタ８のコンデンサに充電する時）
と低電位（すなわちコンデンサを放電するとき）で、負
荷インピーダンスをほぼ同じにすることができ、フィル
タ出力波形が歪むことがなく、変調精度が劣化しない。

【００４５】さらに本実施例の構成では以下のような効
果を得ることができる。すなわち、受信時には２つのト
ランジスタには電流が流れず、第３および第４の抵抗２
５、２６のみに電流が流れる。そして、第３および第４
の抵抗の抵抗値は大きく選ぶことができるため、受信時
の消費電流を抑えることが出来る。

【００４６】ここで、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）
および前記第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）をほぼ同じ値と
し、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の
抵抗の抵抗値（Ｒ４）に関して、関係式（Ｒ４）／
｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝（Ｒ２）／｛２×｛（Ｒ１）
＋（Ｒ２）｝｝を満たすように各抵抗値を選べばよい。
そのため（Ｒ１）、（Ｒ２）に対して、（Ｒ３）、（Ｒ
４）を十分に大きな値とすることが出来る。

【００４７】（実施例３）図２を用いて本発明の実施例
３の変調回路について説明する。本実施例の構成要素
は、上記実施例２とほぼ同じであるが、各抵抗の抵抗値
が異なっている。また、本実施例と上記実施例２の違い
は、送信時のインバータ周辺回路の制御方法にある。

【００４８】図２において、ＰＮＰトランジスタ２２、
第１および第２の抵抗によりインバータ２９が構成され
ている。

【００４９】ここで、第１および第２の抵抗２３、２４
の抵抗値は１０ｋΩ、第３の抵抗２５の抵抗値は５０ｋ
Ω第４の抵抗２６の抵抗値は１５０ｋΩである。従っ
て、上記インバータ２９の出力インピーダンスは常に１
０ｋΩである。

【００５０】まず送信時の動作を考える。第１の制御端
子２７が高電位となるように制御されるため、ＮＰＮト
ランジスタ２１はＯＮとなる。また第２の制御端子２８
に変調データ信号が入力されることにより、ＰＮＰトラ
ンジスタ２２のコレクタより極性を反転した信号が出力
される。ここで、ＮＰＮトランジスタ２１がＯＮのた
め、ＰＮＰトランジスタ２２の出力は、第１および第２
の抵抗２４、２３により電圧分割され、フィルタ８に入
力される。電源電圧１．８Ｖの場合には、フィルタ８に
入力される信号電位が、０Ｖから０．９Ｖの間で振れ、
中心電位は０．４５Ｖである。ここで、第３および第４
の抵抗２５、２６にも電流が流れるが、第１および第２
の抵抗に比べて大きいため、振幅への影響は小さい。

【００５１】次に、受信時の動作について考える。第１
および第２の制御端子はそれぞれ低電位および高電位に
制御されるため、ＮＰＮトランジスタ２１およびＰＮＰ
トランジスタ２２は共にＯＦＦとなる。従ってフィルタ
８に入力される信号電位は電源電圧を第３の抵抗２５と
第４の抵抗２６で分圧した電位となり、０．４５Ｖであ
る。つまり、送信時と受信時でフィルタ８に入力される
信号の中心電位は変化しない。従って受信時と送信時で
中心周波数のずれは生じない。

【００５２】本実施例でも前記実施例２と同様に、２つ
のトランジスタと３つの抵抗により上記のような変調回
路を構成することにより、直流成分を分離するコンデン
サを用いなくても送信変調を行うことができ、送信時と
受信時で周波数のずれが生じない。直流成分を分離する
コンデンサを用いていないため、低い周波数で変調を行
うことができる。また、変調データの"１"と"０"の出現
確率が同じでない場合にも中心周波数ずれは生じず、水
晶発振回路および電圧制御発振器の出力の中心周波数が
時間的に変動することがない。

【００５３】また、第１および第２の抵抗の抵抗値をほ
ぼ同じにしたため、フィルタ８へ入力する信号電位が高
電位（すなわちフィルタ８のコンデンサに充電する時）
と低電位（すなわちコンデンサを放電するとき）で、負
荷インピーダンスをほぼ同じにすることができ、フィル
タ出力波形が歪むことがなく、変調精度が劣化しない。

【００５４】ここで、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）
および前記第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）をほぼ同じ値と
し、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の
抵抗の抵抗値（Ｒ４）に関して、関係式（Ｒ３）／
｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝（Ｒ１）／｛２×｛（Ｒ１）
＋（Ｒ２）｝｝を満たすように各抵抗値を選べばよい。
そのため（Ｒ１）、（Ｒ２）に対して、（Ｒ３）、（Ｒ
４）を十分に大きな値とすることが出来る。

【００５５】（実施例４）図２を用いて本発明の実施例
４の変調回路について説明する。本実施例の構成要素
は、上記実施例２、３とほぼ同じであるが、各抵抗の抵
抗値が異なっている。また、本実施例と上記実施例２、
３との違いは、送信時のインバータ周辺回路の制御方法
にある。

【００５６】図２において、ＮＰＮトランジスタ２１、
ＰＮＰトランジスタ２２、第１および第２の抵抗により
インバータ２９が構成されている。ここで、第１および
第２の抵抗２３、２４の抵抗値は１０ｋΩ、第３および
第４の抵抗の抵抗値は１００ｋΩである。従って、上記
インバータの出力インピーダンスは常に１０ｋΩであ
る。

【００５７】まず送信時の動作を考える。第１および第
２の制御端子２７、２８に変調データ信号が入力され
る。そのため、変調データ信号が高電位の時はＮＰＮト
ランジスタがＯＮ、ＰＮＰトランジスタがＯＦＦとな
る。また、変調データ信号が低電位の時はＮＰＮトラン
ジスタがＯＦＦ、ＰＮＰトランジスタがＯＮとなる。従
って、出力インピーダンスが１０ｋΩの通常のインバー
タとして動作する。

【００５８】電源電圧１．８Ｖの場合には、フィルタ８
に入力される信号電位が、０Ｖから１．８Ｖの間で振
れ、中心電位は０．９Ｖである。ここで、第３および第
４の抵抗２５、２６にも電流が流れるが、第１および第
２の抵抗に比べて大きいため、振幅への影響は小さい。

【００５９】次に、受信時の動作について考える。第１
および第２の制御端子はそれぞれ低電位および高電位に
制御されるため、ＮＰＮトランジスタ２１およびＰＮＰ
トランジスタ２２は共にＯＦＦとなる。すなわち、イン
バータ２９の出力インピーダンスが非常に大きくなって
いる。そしてフィルタ８に入力される信号電位は電源電
圧を第３の抵抗２５と第４の抵抗２６で分圧した電位と
なり、０．９Ｖである。つまり、送信時と受信時でフィ
ルタ８に入力される信号の中心電位は変化しない。従っ
て受信時と送信時で中心周波数のずれは生じない。

【００６０】本実施例でも前記実施例２と同様、２つの
トランジスタと３つの抵抗により上記のような変調回路
を構成することにより、直流成分を分離するコンデンサ
を用いなくても送信変調を行うことができ、送信時と受
信時で周波数のずれが生じない。直流成分を分離するコ
ンデンサを用いていないため、低い周波数で変調を行う
ことができる。また、変調データの"１"と"０"の出現確
率が同じでない場合にも中心周波数ずれは生じず、水晶
発振回路および電圧制御発振器の出力の中心周波数が時
間的に変動することがない。

【００６１】また、第１および第２の抵抗の抵抗値をほ
ぼ同じにしたため、フィルタ８へ入力する信号電位が高
電位（すなわちフィルタ８のコンデンサに充電する時）
と低電位（すなわちコンデンサを放電するとき）で、負
荷インピーダンスをほぼ同じにすることができ、フィル
タ出力波形が歪むことがなく、変調精度が劣化しない。

【００６２】ここで、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）
および前記第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）をほぼ同じ値と
し、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の
抵抗の抵抗値（Ｒ４）をほぼ同じ値としている。そして
（Ｒ１）、（Ｒ２）に対して、（Ｒ３）、（Ｒ４）を十
分に大きな値とすることが出来る。

【００６３】また、本実施例では、次のような新たな効
果を得ることができる。すなわち、本実施例の構成で
は、インバータ２９の出力振幅を電源電圧とほぼ同じに
できる。そしてフィルタ８に入力する振幅を大きくでき
るため、水晶発振回路１０および電圧制御発振器１１の
周波数制御端子へ入力する信号振幅を大きくできる。そ
のため、大きな周波数偏移の周波数変調を得ることがで
きる。

【００６４】尚、本実施例では、インバータ２９の出力
インピーダンスをＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジ
スタのコレクタに接続した２つ抵抗で設定したが、ＮＰ
ＮトランジスタとＰＮＰトランジスタのコレクタを接続
してから、１つの抵抗を接続して設定しても良い。ま
た、トランジスタのエミッタに抵抗を挿入して出力イン
ピーダンスを設定しても良い。

【００６５】また、受信時にインバータの出力インピー
ダンスを大きくする方法として、２つのトランジスタを
ＯＦＦとする方法を用いたが、インバータ２９の出力側
にスイッチを設けて出力インピーダンスを大きくしても
良い。

【００６６】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明の
変調回路によれば、次の効果が得られる。

【００６７】第１および第２のトランジスタのエミッタ
をグランドまたは電源に接続し、前記第１のトランジス
タのコレクタを第１の抵抗の一端に接続し、前記第１の
抵抗の他端を第２の抵抗を介して電源またはグランドに
接続し、前記第２のトランジスタのコレクタを第３の抵
抗を介して前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点に
接続し、前記接続点をフィルタの入力端子に接続し、前
記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して水晶発
振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に接続し
た構成であり、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および
前記第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、
前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）は関係式（Ｒ３）＝２
×（Ｒ２）＋（Ｒ１）を満たす値であり、受信時は前記
第１のトランジスタはＯＦＦかつ前記第２のトランジス
タはＯＮになるように制御され、送信時は前記第１のト
ランジスタのベースに変調データ信号が入力されると共
に前記第２のトランジスタはＯＦＦになるように制御さ
れものであり、直流成分を分離するコンデンサを用いな
くても、送信時と受信時で周波数のずれが生じない。そ
して、直流成分を分離するコンデンサを用いていないた
め、低い周波数で変調を行うことができるという効果が
ある。そして、負荷インピーダンスをほぼ同じにするこ
とができるため、フィルタ出力波形が歪むことがなく、
変調精度が劣化しないとう効果がある。

【００６８】また、ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰト
ランジスタのエミッタをそれぞれグランドおよび電源に
接続し、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタを第１の抵
抗の一端に接続し、前記ＰＮＰトランジスタのコレクタ
を第２の抵抗の一端に接続し、前記第１および前記第２
の抵抗の他端を互いに接続し、前記第１および前記第２
の抵抗の接続点を第３の抵抗を介してグランドに接続
し、前記接続点を第４の抵抗を介して電源に接続し、前
記接続点をフィルタの入力端子に接続し、前記フィルタ
の出力端子をレベル調整回路を介して水晶発振回路およ
び電圧制御発振器の周波数制御端子に接続した構成であ
り、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および前記第２の
抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、前記第３の
抵抗の抵抗値（Ｒ３）および前記第４の抵抗の抵抗値
（Ｒ４）は関係式（Ｒ４）／｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝
（Ｒ２）／｛２×｛（Ｒ１）＋（Ｒ２）｝｝を満たす値
であり、受信時は前記ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰ
トランジスタはＯＦＦになるように制御され、送信時は
前記ＮＰＮトランジスタのベースに変調データ信号が入
力されると共に前記ＰＮＰトランジスタはＯＮになるよ
うに制御されるものであり、第３および際４の抵抗の抵
抗値を大きく選ぶことができるため、受信時の消費電流
を抑えることができるという効果がある。

【００６９】また、インバータの出力端子をフィルタの
入力端子に接続し、前記インバータの出力端子とグラン
ドおよび電源をそれぞれほぼ同じ抵抗値の抵抗で接続
し、前記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して
水晶発振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に
接続した構成であり、受信時は前記インバータの出力イ
ンピーダンスが大きくなる様に制御され、送信時は前記
インバータの入力端子に変調データ信号が入力され前記
インバータの出力端子より変調データ信号が出力される
様に制御されるものであり、インバータの出力振幅を電
源電圧とほぼ同じにできるので、大きな周波数偏移の周
波数変調を得ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１における変調回路のブロック
図

【図２】本発明の実施例２、実施例３および実施例４に
おける変調回路のブロック図

【図３】従来の変調回路を示す図

【符号の説明】

１第１のトランジスタ２第２のトランジスタ３、２３第１の抵抗４、２４第２の抵抗５、２５第３の抵抗６変調データ入力端子７制御端子８フィルタ９レベル調整回路１０水晶発振回路１１電圧制御発振器１２水晶発振器出力端子１３電圧制御発振器出力端子２１ＮＰＮトランジスタ（第１のトランジスタ）２２ＰＮＰトランジスタ（第２のトランジスタ）２６第４の抵抗２７第１の制御端子２８第２の制御端子２９インバータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１および第２のトランジスタのエミッ
タをグランドまたは電源に接続し、前記第１のトランジ
スタのコレクタを第１の抵抗の一端に接続し、前記第１
の抵抗の他端を第２の抵抗を介して電源またはグランド
に接続し、前記第２のトランジスタのコレクタを第３の
抵抗を介して前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点
に接続し、前記接続点をフィルタの入力端子に接続し、
前記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して水晶
発振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に接続
した構成であり、前記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）およ
び前記第２の抵抗の抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であ
り、前記第３の抵抗の抵抗値（Ｒ３）は関係式（Ｒ３）
＝２×（Ｒ２）＋（Ｒ１）を満たす値であり、受信時は
前記第１のトランジスタはＯＦＦかつ前記第２のトラン
ジスタはＯＮになるように制御され、送信時は前記第１
のトランジスタのベースに変調データ信号が入力される
と共に前記第２のトランジスタはＯＦＦになるように制
御される変調回路。
【請求項２】ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトラン
ジスタのエミッタをそれぞれグランドおよび電源に接続
し、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタを第１の抵抗の
一端に接続し、前記ＰＮＰトランジスタのコレクタを第
２の抵抗の一端に接続し、前記第１および前記第２の抵
抗の他端を互いに接続し、前記第１および前記第２の抵
抗の接続点を第３の抵抗を介してグランドに接続し、前
記接続点を第４の抵抗を介して電源に接続し、前記接続
点をフィルタの入力端子に接続し、前記フィルタの出力
端子をレベル調整回路を介して水晶発振回路および電圧
制御発振器の周波数制御端子に接続した構成であり、前
記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および前記第２の抵抗の
抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、前記第３の抵抗の
抵抗値（Ｒ３）および前記第４の抵抗の抵抗値（Ｒ４）
は関係式（Ｒ４）／｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝（Ｒ２）
／｛２×｛（Ｒ１）＋（Ｒ２）｝｝を満たす値であり、
受信時は前記ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジ
スタはＯＦＦになるように制御され、送信時は前記ＮＰ
Ｎトランジスタのベースに変調データ信号が入力される
と共に前記ＰＮＰトランジスタはＯＮになるように制御
される変調回路。
【請求項３】ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトラン
ジスタのエミッタをそれぞれグランドおよび電源に接続
し、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタを第１の抵抗の
一端に接続し、前記ＰＮＰトランジスタのコレクタを第
２の抵抗の一端に接続し、前記第１および前記第２の抵
抗の他端を互いに接続し、前記第１および前記第２の抵
抗の接続点を第３の抵抗を介してグランドに接続し、前
記接続点を第４の抵抗を介して電源に接続し、前記接続
点をフィルタの入力端子に接続し、前記フィルタの出力
端子をレベル調整回路を介して水晶発振回路および電圧
制御発振器の周波数制御端子に接続した構成であり、前
記第１の抵抗の抵抗値（Ｒ１）および前記第２の抵抗の
抵抗値（Ｒ２）はほぼ同じ値であり、前記第３の抵抗の
抵抗値（Ｒ３）および前記第４の抵抗の抵抗値（Ｒ４）
は関係式（Ｒ３）／｛（Ｒ３）＋（Ｒ４）｝＝（Ｒ１）
／｛２×｛（Ｒ１）＋（Ｒ２）｝｝を満たす値であり、
受信時は前記ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジ
スタはＯＦＦになるように制御され、送信時は前記ＰＮ
Ｐトランジスタのベースに変調データ信号が入力される
と共に前記ＮＰＮトランジスタはＯＮになるように制御
される変調回路。
【請求項４】インバータの出力端子をフィルタの入力
端子に接続し、前記インバータの出力端子とグランドお
よび電源をそれぞれほぼ同じ抵抗値の抵抗で接続し、前
記フィルタの出力端子をレベル調整回路を介して水晶発
振回路および電圧制御発振器の周波数制御端子に接続し
た構成であり、受信時は前記インバータの出力インピー
ダンスが大きくなる様に制御され、送信時は前記インバ
ータの入力端子に変調データ信号が入力され前記インバ
ータの出力端子より変調データ信号が出力される様に制
御される変調回路。