JP2002131084A - 位置検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 配線コネクタ等における絶縁不良やその他の
不具合に対処する。 【解決手段】 検出ユニット１００は、基準交流信号に
よって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて
コイルにおける磁気結合が変化し、検出対象位置に応じ
た出力交流信号を出力するセンサ部と、センサ部の出力
に基づき検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相
を持つ交流信号を生成する信号生成回路と、信号生成回
路から出力される交流信号をそれに位相同期する位相検
出パルスＬＰ１，ＬＰ２に変換するパルス変換回路とを
含む。位相検出パルスはコネクタを介して脱着可能な配
線３０１，３０２を介してディジタル処理装置２００に
与えられる。基準交流信号に同期する基準パルスＲＥＦ
Ｐが検出ユニットとディジタル処理装置との間で授受さ
れる。ディジタル処理装置では、位相検出パルスの基準
パルスに対する位相ずれを測定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、誘導型若しくは
位相検出型の位置検出装置に関し、特に、コネクタを介
して信号配線を着脱可能にした部分を有するものにあっ
て、コネクタの信号接点とアース接点間の絶縁不良の問
題やその他の不具合に対処しうる改善策を講じたことに
関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導型の回転位置検出器として、１相励
磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生
じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁
入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは
「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在
来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交
する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、
ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の
関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータ
の１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必
要としているので、これが欠点となっている。これに対
して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在
も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側に
おいてブラシに代わる回転トランスを設けたものであ
る。一方、最近では、本出願人によって、巻線をステー
タ側にのみ（又はロータ側にのみ）設けた可変磁気抵抗
型の検出器を用いて、１相励磁入力で２相出力（サイン
相とコサイン相の出力）を生じるようにした装置も開発
されている。また、１相励磁入力で２相出力（サイン相
とコサイン相の出力）を生じるようにした位置検出装置
は、回転タイプに限らず、直線位置検出タイプにおいて
も提案されている。また、本出願人は、この種の１相励
磁入力で２相出力を生じるいわゆるレゾルバタイプの位
置検出器に対して好適に適用することができる新規な位
相差検出技術も提案しており、それは代表的には特開平
９−１２６８０９号公報で開示されている。

【０００３】このような本出願人の出願に係る位相検出
タイプの位置検出装置は、概ね、下記の構成を有する。 （ａ）励磁用の基準交流信号を発生する基準交流信号発
生手段。 （ｂ）基準交流信号によって励磁されるコイルと、検出
対象位置に応じて前記コイルに対する相対的位置が変化
する磁気応答部材とを含み、前記検出対象位置の関数で
ある振幅を持つ出力交流信号を出力するセンサ部。 （ｃ）前記センサ部から出力される出力交流信号に基づ
き、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相
を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路。 （ｄ）前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信
号のゼロクロスに同期するゼロクロス検出パルスを生成
するゼロクロス検出回路。 （ｅ）前記基準交流信号の位相進行に同期するカウンタ
出力を前記ゼロクロス検出パルスのタイミングでラッチ
することにより、前記基準交流信号に対する前記アナロ
グ交流信号における位相シフト量を測定し、この測定値
に基づき位置検出データを得るディジタル処理装置。 上記構成のうち、（ｂ）のセンサ部は、モータやシリン
ダなど機械に位置検出対象箇所に直接配置されるが、残
りの（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は検出用回路ユニットと
して、（ｂ）のセンサ部から適宜離れた箇所に配置され
る。その場合、（ｂ）のセンサ部と、（ａ）（ｃ）
（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットとの間は、配線で接
続され、かつ、該配線はコネクタを介して着脱可能とさ
れる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】例えば信号配線として
シールド線が用いられ、コネクタにおいては信号入力
（又は出力）接点とアース接点とを含んでいる。この信
号接点とアース接点の間は絶縁されているのであるが、
その間の絶縁不良という問題が起こり得る。自動車の電
装品など、安全対策上、厳密な品質管理が要求される分
野においては、コネクタの信号接点とアース接点との間
の絶縁抵抗が或る程度低下しても、支障のない信号処理
が行なえるようにすること、つまり位置検出を支障なく
行なえるようにすること、が要求される。そのような許
容絶縁抵抗の一例として、絶縁抵抗が１０乃至５ｋΩ位
まで低下しても位置検出を支障なく行なえるようにする
ことが要求される場合がある。このような観点から上記
従来技術の構成を見てみると、上記（ｂ）のセンサ部か
ら（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットに入
力される信号は、センサ部から出力されるアナログ信号
であるから、コネクタの信号接点とアース接点との間の
絶縁抵抗が５ｋΩ位まで低下したとすると、信号接点に
加わるアナログ信号のレベルに無視できない影響を与え
る。よって、従来の構成では、コネクタの信号接点とア
ース接点との間の絶縁抵抗の低下が起こった場合に、そ
れに耐えうる精度で位置検出を行なうことができないお
それがあった。

【０００５】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、信号配線のコネクタ等の部分における絶縁不良やそ
の他の不具合に対処しうる改善策を講じた位置検出装置
を提供しようとするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明に従う位置検出装
置は、（ａ）基準交流信号によって励磁されるコイルを
含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結
合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を
出力するセンサ部と、（ｂ）前記センサ部から出力され
る出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシ
フトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成す
る信号生成回路と、（ｃ）前記信号生成回路から出力さ
れるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス
信号に変換するパルス変換回路と、（ｄ）前記パルス変
換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交
流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれ
を測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置
のデータを得るディジタル処理装置とを備え、（ｅ）前
記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユ
ニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル
処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び
前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授
受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に
接続することを特徴とする。

【０００７】上記構成によれば、上記（ｅ）のように、
センサ部（ａ）と信号生成回路（ｂ）とパルス変換回路
（ｃ）とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニット
と上記ディジタル処理装置（ｄ）とを、ディジタルの前
記基準パルス信号を伝送する配線と、ディジタルの前記
検出パルス信号を伝送する配線とによって、コネクタを
介して脱着式に接続する構成であるため、コネクタを介
して授受される信号配線を通る信号は、すべて、所定の
ハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジ
タル信号である。すなわち、コイル励磁用の基準交流信
号について言えば、アナログ信号がコネクタを含む信号
配線で授受されるのではなく、ディジタルの基準パルス
信号が授受される。また、検出信号について言えば、セ
ンサ部（ａ）から出力されるアナログ信号が授受される
のではなく、パルス変換回路（ｃ）から出力される検出
対象位置に応じた位相ずれを持つディジタルの検出パル
ス信号が授受される。このように、コネクタを介して授
受される信号配線を通る信号は、すべて、ハイレベルと
ローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号であ
るため、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース
点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それ
に伴う電圧変動は、ハイレベルとローレベルのしきい値
条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度
に悪影響を与えないものとなる。

【０００８】一実施態様として、前記検出ユニットの側
に、前記基準交流信号を発生して前記コイルに供給する
励磁用交流発生回路と、前記基準交流信号の周期に同期
する基準パルス信号を発生する基準パルス信号発生回路
とを含み、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記
検出ユニットから前記ディジタル処理装置に伝送するよ
うにしてよい。別の実施態様として、前記基準交流信号
の周期を設定する基準パルス信号を前記ディジタル処理
装置の側で発生し、前記基準パルス信号を前記配線を介
して前記ディジタル処理装置から前記検出ユニットに伝
送し、前記検出ユニットの側には前記基準パルス信号を
入力して該基準パルス信号に基づきアナログの前記基準
交流信号を生成し、該基準交流信号を前記コイルに供給
する励磁交流発生回路を含むようにしてよい。

【０００９】ところで、自動車など万全の安全対策が要
求される分野において位置検出装置を適用する場合、上
記のように配線コネクタの絶縁不良等に対処するにとど
まらず、検出ユニットからディジタル処理装置の内部に
至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の
診断を行なうことができるようにすることが望まれる。
一実施態様として、前記信号生成回路は、前記検出対象
位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持
つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電
気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、
前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に
位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナ
ログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを
出力することは、温度ドリフト補償に役立つことに加え
て、故障診断にも役立つ。

【００１０】すなわち、前記ディジタル処理装置におい
て、所定の基準位相に対する前記第１の交流出力信号の
位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成
し、該所定の基準位相に対する前記第２の交流出力信号
の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生
成する手段と、前記第１及び第２の検出データの絶対値
の差を演算することで誤差データを得る手段と、前記誤
差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基
準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジ
タル処理装置における故障を判定する手段とを具えるこ
とで、故障診断を行なうことができる。また、別の故障
診断策として、前記ディジタル処理装置において、前記
パルス変換回路からの前記検出パルス信号が前記基準交
流信号の１周期内で少なくとも１回発生したかどうかに
基づき、故障を判定する手段を具えるようにしてもよ
い。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照してこの発
明の実施の形態を詳細に説明しよう。図１は本発明に係
る位置検出装置の第１の実施例を示すブロック図であ
る。この位置検出装置のシステム構成は、大別して、検
出ユニット１００とディジタル処理装置２００とによっ
て構成される。検出ユニット１００において、センサ部
１０１は、基準交流信号によって励磁されるコイルを含
み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合
が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出
力する。この種の誘導型の位置センサとして様々な原理
のものが知られており、どのようなタイプのものを用い
てもよい。例えば、「レゾルバ」という名称で知られた
ような１相励磁入力／２相出力型の位置センサを用いて
もよいし、２相励磁／１相出力型の位相シフト型センサ
を用いてもよい。なお、１相励磁入力／２相出力型の位
置センサとは、公知のように、代表的には、１相の基準
交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔとする）で励磁し、検出
対象位置に応じた位相値θの正弦関数である振幅を持つ
出力交流信号（便宜上、ｓｉｎθｓｉｎωｔとする）
と、該位相値θの余弦関数である振幅を持つ出力交流信
号（便宜上、ｃｏｓθｓｉｎωｔとする）とを出力する
ものである。また、２相励磁／１相出力型の位相シフト
型センサは、２相の基準交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔ
及びｃｏｓωｔとする）で励磁し、検出対象位置に応じ
た位相ずれθを持つ出力交流信号（便宜上、ｓｉｎ（ω
ｔ＋θ）とする）を出力するものである。

【００１２】以下説明する実施例においては、センサ部
１０１として、１相励磁入力／２相出力型の位置センサ
を用いる例について説明する。その場合、センサ部１０
１は、公知のレゾルバと同等の構成であってもよく、ブ
ラシレス・レゾルバであってもよいし、ブラシのあるタ
イプてあってもよい。あるいは、１次コイルと２次コイ
ルをステータ側に具備し、ロータ又は可動部側にはコイ
ルを持たずに、鉄のような磁性体又は銅のような導電体
を磁気応答部材（磁気に応答してコイルに対する磁気結
合度を変化させる部材）を持つ、可変磁気抵抗タイプの
位置センサであってもよい。また、センサ部１０１は、
回転位置検出センサであってもよいし、直線位置検出セ
ンサであってもよい。説明の便宜上、図１においては、
センサ部１０１におけるコイル構成は、１つの１次コイ
ルＷ１と２つの２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃからなってい
るように描かれているが、これに限定されるものではな
い。例えば１次コイルのみとし、該１次コイルにおける
インピーダンス変化に応じた出力交流信号を該１次コイ
ルから取り出すような構成でもよい。あるいは、２次コ
イルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの数は２個に限らず、４個、６個、
８個等多数であってもよく、２次コイルの設け方に様々
なバリエーションがあることは公知である。

【００１３】図１に示す実施例では、励磁用の基準交流
信号（ｓｉｎωｔ）を発振するためにアナログの交流発
振回路１０２が、検出ユニット１００の側に設けられて
いる。センサ部１０１には、この交流発振回路１０２か
ら発生された１相の励磁用交流信号（ｓｉｎωｔ）がバ
ッファアンプ１０３を介して印加され、これによって１
次コイルＷ１を励磁する。センサ部１０１では、この１
次コイルＷ１の励磁に応じて２相の２次コイルＷ２ｓ，
Ｗ２ｃの夫々に出力交流信号が誘導されるようになって
おり、夫々の誘導電圧レベルは検出対象位置ｘに対応し
て２相の関数特性sinθ，cosθを示す。すなわち、各２
次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの誘導出力信号は、検出対象位
置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθで振幅変調
された状態で夫々出力される。ここで、ｘ＝θまたはθ
はｘに比例しているとする。説明の便宜上、コイルの巻
数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイルＷ
２ｓをサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinω
ｔ」で示し、２次コイルＷ２ｃをコサイン相として、そ
の出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。すなわち、検
出対象位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値と
して持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが２次
コイルＷ２ｓから出力され、同じ検出対象位置ｘに対応
する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力
交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔが２次コイルＷ２ｃから出
力される。

【００１４】センサ部１０１から出力された第１及び第
２の出力交流信号Ａ，Ｂは、オペアンプ１０４，１０５
を介して信号生成回路１０６に入力される。信号生成回
路１０６は、センサ部１０１から出力される２相の出力
交流信号Ａ，Ｂに基づき、検出対象位置ｘに応じてシフ
トされた電気的位相θを持つアナログ交流信号を生成す
る。一例として、図２に示すように、信号生成回路１０
６において、第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが
位相シフト回路１４に入力され、その電気的位相が所定
量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフ
トされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。ま
た、信号生成回路１０６においては加算回路１５と減算
回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相
シフト回路１４から出力される上記位相シフトされた交
流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと位置センサ１０から出力
される上記第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが
加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sin
ωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表
わせる進相の位相ずれθを持つ交流信号Ｙ１が得られ
る。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号
Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の出力交流信号Ｂ＝co
sθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−
Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−
θ）なる略式で表わせる遅相の位相ずれθを持つ交流信
号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置
（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角
（＋θ）を持つアナログ交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋
θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向
にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つアナログ交
流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、演算処理によって
夫々得られる。なお、この実施例では、信号生成回路１
０６で進相の交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と遅相の
交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とを生成しているが、
どちらか一方の方向の位相ずれθを含む信号のみを生成
する構成であってもよい。

【００１５】パルス変換回路１０７は、信号生成回路１
０６から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期
するディジタルの検出パルス信号に変換するものであ
る。一例として、図２に示すように、パルス変換回路１
０７はゼロクロス検出回路１７，１８からなっている。
各ゼロクロス検出回路１７，１８は、例えばゼロレベル
を比較基準電圧とするコンパレータにより構成される。
信号生成回路１０６の加算回路１５及び減算回路１６か
ら出力されたアナログ交流信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロ
クロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロ
クロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方として
は、例えば、通常のコンパレータ出力のように、各信号
Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼ
ロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上が
り、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロクロ
スつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下がる
ような特性のディジタルパルスを発生する構成とすれば
よい。あるいは、各信号Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性
から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じ
てハイレベルに立ち上がり、その後の短い時間ののちロ
ーレベルに立ち下がる瞬時的パルス信号で発生する構成
でもよい。要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下
りのエッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していれ
ばよく、そのパルスのデューティ比は問わない。ゼロク
ロス検出回路１７の出力は、進相の交流信号Ｙ１＝sin
（ωｔ＋θ）のゼロクロス位相に同期してハイレベルに
立ち上がるパルス信号であり、これを信号ＬＰ１という
ことにする。ゼロクロス検出回路１８の出力は、遅相の
交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）のゼロクロス位相に同
期してハイレベルに立ち上がるパルス信号であり、これ
を信号ＬＰ２ということにする。パルス変換回路１０７
からの各出力パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２は、配線３０
１，３０２を介してディジタル処理装置２００に入力さ
れる。なお、信号レベルは説明の便宜上アクティブハイ
であるとして説明するが、アクティブローであってもよ
く、その場合は、ハイレベルとローレベルの関係が逆に
なることは言うまでもない。

【００１６】また、検出ユニット１００においては、交
流発振回路１０２から発生された励磁用の基準交流信号
（ｓｉｎωｔ）を、その周期に同期するディジタルの基
準パルス信号に変換する基準パルス変換回路１０８が設
けられている。この基準パルス変換回路１０８は、ゼロ
クロス検出回路と同様のアナログコンパレータによって
構成できる。この基準パルス変換回路１０８から発生さ
れる基準パルス信号ＲＥＦＰは、励磁用の基準交流信号
（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に変化す
るゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち
上がり、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロ
クロスつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下
がるような特性のパルス信号である。あるいは、基準交
流信号（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に
変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベル
に立ち上がり、その後の短い時間ののちローレベルに立
ち下がる瞬時的パルス信号であってもよく、この場合
も、要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下りのエ
ッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していればよ
く、そのパルスのデューティ比は問わない。この基準パ
ルス変換回路１０８から出力される基準パルス信号ＲＥ
ＦＰは、配線３００を介してディジタル処理装置２００
に入力される。

【００１７】ディジタル処理装置２００では、配線３０
０，３０１，３０２を介して検出ユニット１００から供
給される基準パルス信号ＲＥＦＰと検出対象位置ｘに応
じた位相ずれθを持つ検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２と
に基づき、該検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２の基準パル
ス信号ＲＥＦＰに対する位相ずれθを測定する処理を行
ない、測定した位相ずれθに基づき検出対象位置のデー
タを得る。このように、検出ユニット１００とディジタ
ル処理装置２００とを結ぶ各信号配線３００，３０１，
３０２で授受されたる各パルス信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，
ＬＰ２は、それぞれ１ビットの２値化されたディジタル
信号つまりディジタルパルス信号である。ここで、各信
号配線３００，３０１，３０２は、検出ユニット１００
に対してはコネクタ３１０，３１１，３１２を介して、
また、ディジタル処理装置２００に対してはコネクタ３
２０，３２１，３２２を介して、着脱可能な構成とされ
る。各コネクタ３１０，３１１，３１２，３２０，３２
１，３２２においては、それぞれの信号入力（又は出
力）端子とアース点との間の絶縁抵抗は本来無限大であ
るべきなのであるが、絶縁不良によって、その絶縁抵抗
が低下することが起こりうる。しかし、コネクタ３１０
〜３２２を介して授受される信号配線３００〜３０２を
通る信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２は、すべて、ハイレ
ベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信
号であるため、コネクタの信号入力（又は出力）端子と
アース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとして
も、それに伴う電圧変動は、ディジタル回路におけるハ
イレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、
無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないも
のとなる。また、配線３００〜３０２の引き回しによっ
て周辺環境から受けるノイズあるいは温度変化等による
レベル変動に対しても、ディジタル化により耐性が増
す。

【００１８】ここで、これらのパルス信号ＲＥＦＰ，Ｌ
Ｐ１，ＬＰ２の位相関係の一例を時間を横軸とする波形
図によって示すと図３のようである。ディジタル処理装
置２００では、検出ユニット１００から与えられるこれ
らの信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２に基づき位置検出デ
ータ生成処理を行なう。ディジタル処理装置２００は、
マイクロコンピュータのような汎用プロセッサを含み、
所定のソフトウェア処理によって検出ユニット１００か
らの検出信号に基づく位置検出データ生成処理を行なう
と共に、その他種々の処理を並行して実行することが可
能である。

【００１９】ディジタル処理装置２００が実行する位置
検出データ生成処理には、図４のような割込み処理が含
まれる。（ａ）は基準パルス信号ＲＥＦＰがローからハ
イに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処
理であり、カウンタＫをクリアしカウントスタートさせ
る。カウンタＫは、所定の高速クロックを常時カウント
するものであり、このＲＥＦＰ割込み処理で基準交流信
号ｓｉｎωｔの０位相毎に繰り返し０にリセットされる
こととなり、そのカウント値は基準交流信号ｓｉｎωｔ
の０位相からの位相ずれを示すことになる。図３に示す
ように、カウンタＫのカウント値は、基準交流信号ｓｉ
ｎωｔの周期に同期して、最小値０から最大値ＭＡＸま
での増加を繰り返す。図４（ｂ）は、検出対象位置ｘに
応じた進相の位相ずれ＋θに同期した検出パルス信号Ｌ
Ｐ１がローからハイに立ち上がったときに割込みトリガ
がかかる割込み処理であり、その割込み時点でのカウン
タＫのカウント値を取り込み、進相の位相ずれ＋θを示
すデータＰ₁としてレジスタに記憶（ラッチ）する。図
４（ｃ）は、検出対象位置ｘに応じた遅相の位相ずれ−
θに同期した検出パルス信号ＬＰ２がローからハイに立
ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であ
り、その割込み時点でのカウンタＫのカウント値を取り
込み、遅相の位相ずれ−θを示すデータＭ₁としてレジ
スタに記憶（ラッチ）する。勿論、ディジタル処理装置
２００における処理は、図４に示すようなソフトウェア
処理に限らず、専用ハードウェア回路で処理してもよ
い。また、カウンタＫ及びその他一部の構成要素は専用
ハードウェア回路で構成し、その他の構成要素はＣＰＵ
とソフトウェア処理で構成するようにしてもよい。

【００２０】こうして、検出した位相ずれ検出データＰ
₁，Ｍ₁のどちらか一方のみを位置検出データとして使用
してよい。あるいは、本出願人が既に特開平９−１２６
８０９号で示したようなやり方を採用して位相ずれ検出
データに基づく位置データ算出演算を行なうようにして
もよい。すなわち、検出データＰ₁，Ｍ₁の中に温度ドリ
フト等による同方向の誤差±ｄが含まれている場合は、
進相及び遅相の両検出データＰ₁及びＭ₁を足して２で割
ることにより、 （Ｐ₁＋Ｍ₁）÷２＝｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷
２＝±ｄ なる関係に基づき、誤差±ｄを検出し、この誤差分をい
ずれか一方のデータから下記のように減算することによ
り、 Ｐ₁−（±ｄ）＝（±ｄ＋θ）−（±ｄ）＝θ 温度ドリフト補償した正確な位置検出データを得るよう
に演算してもよい。あるいは、動特性を改善するため
に、検出した位置データを補間処理するようにしてもよ
い。この補間処理の一例については追って説明する。

【００２１】図５は本発明に係る位置検出装置の第２の
実施例を示すブロック図である。この実施例では、基準
交流信号ｓｉｎωｔに同期する２値的パルスである基準
パルス信号ＲＥＦＰをディジタル処理装置２００の側で
発生し、コネクタ３２３、配線３０３、コネクタ３１３
を介して検出ユニット１００に与える。検出ユニット１
００では、例えばローパスフィルタのような回路を含ん
で構成されるアナログ交流信号発生回路１０９に基準パ
ルス信号ＲＥＦＰを入力し、該基準パルス信号ＲＥＦＰ
の周期に同期するアナログ基準交流信号ｓｉｎωｔを出
力する。このとき基準パルス信号ＲＥＦＰがデューティ
比５０％未満の瞬時的なパルスである場合は、デューテ
ィ比５０％程度の方形波に整形してからローパスフィル
タにかけるとよい。このアナログ交流信号発生回路１０
９から出力された基準交流信号ｓｉｎωｔが励磁用交流
信号としてセンサ部１０１に供給される。検出ユニット
１００における他の構成つまり信号生成回路１０６とパ
ルス変換回路１０７の構成は、図１に示した第１の実施
例と同様であってよい。

【００２２】図６は上記第２の実施例におけるディジタ
ル処理装置２００での基準パルス信号ＲＥＦＰの発生に
関連する処理例を示す。図６は、所定の高速クロックパ
ルスの発生周期毎に実行されるタイマ割込み処理であ
る。ステップＳ１では、カウンタＫの値を１インクメン
トする。ステップＳ２では、カウンタＫのカウント値が
所定の最大値ＭＡＸに達したかを判定する。ＹＥＳであ
れば、ステップＳ３に行き、カウンタＫの値を初期値つ
まり最小値０にクリアする。次に、ステップＳ４では、
ＲＥＦＰの値を“１”にセットし、リターンする。ステ
ップＳ２がＮＯのときはステップＳ５に行き、カウンタ
Ｋのカウント値が所定の中間値ＭＡＸ／２に達したかを
判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ６に行き、ＲＥ
ＦＰの値を“０”にリセットし、リターンする。これに
よって、図３に示されたものと同様に、ディジタル処理
装置２００の内部カウンタＫのカウント値は、最小値０
から最大値ＭＡＸまでの増加を繰り返す。そして、基準
パルス信号ＲＥＦＰは、図３に示されたものと同様に、
このカウンタＫのカウント値の最小値０から最大値ＭＡ
Ｘまでの繰り返しサイクルに同期して例えば最小値０の
ときハイレベルに立ち上がるパルス信号として形成され
る。そのデューティ比は５０％でもよいし、また、それ
に限らない。こうして形成された基準パルス信号ＲＥＦ
Ｐが、ディジタル処理装置２００のコネクタ３２３から
配線３０３を介して検出ユニット１００のコネクタ３１
３に至り、アナログ交流信号発生回路１０９に入力さ
れ、該基準パルス信号ＲＥＦＰの周期に同期するアナロ
グ基準交流信号ｓｉｎωｔが生成される。なお、この第
２の実施例におけるディジタル処理装置２００での検出
パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に応じた処理は、前記第１の
実施例における図４（ｂ），（ｃ）に示した処理と同様
の処理であってよいため、説明を省略する。この場合
も、ディジタル処理装置２００における処理は、図６に
示すようなソフトウェア処理に限らず、専用ハードウェ
ア回路で処理してもよい。また、前述と同様に、カウン
タＫ及びその他一部の構成要素は専用ハードウェア回路
で構成し、その他の構成要素はＣＰＵとソフトウェア処
理で構成するようにしてもよい。

【００２３】図７は、センサ部１０１におけるコイル構
成として、実質的に１個のセンサ用コイルＬ１のみを使
用する実施例を示す。この図７の構成は、図１に示すよ
うな第１の実施例または図５に示すような第２の実施例
のいずれにおいても適用可能である。図７の例におい
て、センサ部１０１はセンサ用コイルＬ１のほかに図示
しない磁気応答部材を含む。この磁気応答部材は鉄のよ
うな磁性体あるいは銅のような反磁性体からなり、検出
対象位置の変化に応じて該磁気応答部材とセンサ用コイ
ルＬ１の相対的位置が変化し、これに応じてセンサ用コ
イルＬ１の自己インダクタンスが変化する。この点は、
図７で、コイルＬ１を可変インダクタンス要素の図法で
図示することで示している。センサ用コイルＬ１は、ア
ンプ１０３を介して与えられる前記基準交流信号ｓｉｎ
ωｔによって励磁される。

【００２４】図７において、温度補償用コイルＬ２がセ
ンサ用コイルＬ１に直列接続されており、その接続点か
らセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出される。
この温度補償用コイルＬ２は、センサ部１０１における
検出対象位置の変化に応じた上記磁気応答部材の相対的
位置変化には応答せず、一定のインピーダンス（インダ
クタンス）を示すものであるが、できるだけセンサ用コ
イルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すように、セン
サ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル素子であ
ることが好ましく、また、できるだけ同一環境下に配置
されることが好ましい。センサ用コイルＬ１と温度補償
用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイルＬ１の出
力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ１，Ｌ２の
温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイルＬ１の出
力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとなる。

【００２５】図８（Ａ）は、検出対象たる位置（横軸
ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（たて
軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｂは
検出対象位置の範囲を例示するもので、例えば位置ａが
センサ部１０１における上記磁気応答部材がセンサ用コ
イルＬ１の磁界から最も遠ざかっている位置に相当し、
位置ｂが該磁気応答部材がセンサ用コイルＬ１の磁界に
最も近づいている位置に相当し、この位置ａからｂまで
の範囲における検出対象位置を検出することができる。
位置ａでは、センサ用コイルＬ１のインピーダンス最小
のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振
幅係数）である。また、位置ｂでは、インピーダンス最
大のため、コイルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大
振幅係数）である。

【００２６】センサ用コイルＬ１に生じる電圧は、検出
対象位置がａからｂまで動く間で、最小値から最大値ま
で漸増変化する。この位置ａにおいて最小値をとるコイ
ルＬ１の出力電圧ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると
（Ｐaは最小インピーダンス）、これを第１の基準電圧
Ｖａとして設定する。すなわち、 Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１
の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐｂ
は最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂと
して設定する。すなわち、 Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ である。

【００２７】図７に示すように、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂ
を発生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌ
ａ２を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ
２を直列接続した回路とが設けられており、これらも基
準交流信号ｓｉｎωｔによって駆動される。基準電圧Ｖ
ａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、基
準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り出
される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬｂ１，Ｌｂ２
の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるよう
に、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調
整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電
圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温
度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度
補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２
の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイ
ルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準
電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。

【００２８】図７の例においては、オペアンプ１０４
は、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから第１の基準
電圧Ｖａを減算する下記の演算を行なうように設定され
る。つまり、コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ
（ｘ）で示すと、 Ｖｘ−Ｖａ＝Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ−Ｐa ｓｉｎωｔ ＝｛Ａ(ｘ) −Ｐa ｝ｓｉｎωｔ なる演算を行う。第１の基準電圧Ｖａによって設定した
検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａで
あることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa
」は「０」となる。一方、該検出対象区間の終わりの
位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算
結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb−Ｐa 」とな
る。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa
」は、該検出対象区間の範囲内において、「０」から
「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、
「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に
「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数
「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、検出対象区間の範囲内におい
て、図８（Ｂ）に示すように、「０」から「１」まで変
化することになり、この振幅係数の関数特性は、図８
（Ｃ）に示すようなサイン関数ｓｉｎθの第１象限（つ
まり、０度から９０度の範囲）の特性になぞらえること
ができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数
「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大
体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。なお、図８
（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するサイン関数特性の
振幅係数のカーブｓｉｎθのみを示しているが、実際の
オペアンプ１０４の出力はこの振幅係数ｓｉｎθに対応
する振幅レベルを持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔであ
る。

【００２９】図７の例においては、オペアンプ１０５
は、検出用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧
Ｖｂとの差を求める下記の演算を行なうように設定され
る。上記と同様に、Ａ（ｘ）はコイル出力電圧Ｖｘの振
幅係数の関数である。もので、前記式（２）のように、 Ｖｂ−Ｖｘ＝Ｐb ｓｉｎωｔ−Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ ＝｛Ｐb −Ａ(ｘ) ｝ｓｉｎωｔ 検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａで
あることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ)
」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、第２の基準電圧Ｖ
ｂによって設定した該区間の終わりの位置ｂでは、Ａ
（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数
「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算
結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、該検出対象区間
の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減
する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を
等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振
幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、検出対象区間の範囲内に
おいて、図８（Ｂ）に示すように、「１」から「０」ま
で変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図
４（Ｃ）に示すようなコサイン関数の第１象限（つまり
０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができ
る。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −
Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°
≦θ≦９０°）を用いて表わせる。この場合も、図８
（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するコサイン関数特性
の振幅係数のカーブｃｏｓθのみを示しているが、実際
のオペアンプ１０５の出力はこの振幅係数ｃｏｓθに対
応する振幅レベルを持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔで
ある。なお、オペアンプ１０５での減算は「Ｖｘ−Ｖ
ｂ」であってもよい。

【００３０】図７の各オペアンプ１０４，１０５から出
力された検出交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ，ｃｏｓθｓ
ｉｎωｔは、図１又は図５における信号生成回路１０６
（詳細は図２）に入力される。なお、図７の構成では、
センサ用コイルについての温度ドリフト補償が済んでい
るので、検出対象位置に応じて位相シフトされた検出交
流信号として進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋
θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することなく、どちら
か一方の信号のみを生成するだけでもよい。その場合
は、検出パルス信号もＬＰ１とＬＰ２のどちらか一方の
みが発生される。しかし、センサ用コイル以外の各アナ
ログ回路等における温度ドリフト補償までをも行なうた
めには、検出交流信号として進相と遅相の２つの信号ｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成するのが
よい。また、このような進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ
（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することは、
後述するように本検出装置における断線やショート等の
異常検出処理を、ディジタル処理装置２００の側で容易
に行なうことができるので、有利である。

【００３１】次に、進相と遅相の２つの検出信号ｓｉｎ
（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）に同期する位相検出
パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に基づきディジタル処理装置
２００で行なわれる位置検出動作の一例の基本原理につ
き図９〜図１２により説明する。図９は、ディジタル処
理装置２００による位置検出原理を説明するための詳細
ブロック図である。図９に示されたディジタル処理装置
２００において、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向
にシフトされた電気的位相角（つまり進相の位相ずれ＋
θ）に同期する位相検出パルスＬＰ１はラッチ（つまり
レジスタ）２１のラッチ制御信号として使用され、検出
対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的
位相角（つまり遅相の位相ずれ−θ）に同期する位相検
出パルスＬＰ２はラッチ（つまりレジスタ）３１のラッ
チ制御信号として使用される。各ラッチ２１及び３１で
は、カウンタＫのカウント値を夫々の位相検出パルスＬ
Ｐ１，ＬＰ２の発生タイミングでラッチする。前述の通
り、カウンタＫのカウント値の０は基準交流信号sinω
ｔの０位相に対応しているので、各ラッチ２１及び３１
にラッチしたデータＰ₁，Ｍ₁は、それぞれ、基準交流信
号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ
（＋θ及び−θ）に対応している。このように、各位相
検出パルスＬＰ１，ＬＰ２に応じて各ラッチ２１及び３
１に位相差検出データＰ₁及びＭ₁をそれぞれラッチする
処理が、検出対象位置（ｘ）に応じて正方向にシフトさ
れた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の交流出力信号
「sin（ωｔ＋θ）」の位相差を検出することで第１の
検出データ（Ｐ₁）を生成し、検出対象位置（ｘ）に応
じて負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ
第２の交流出力信号「sin（ωｔ−θ）」の位相差を検
出することで第２の検出データ（Ｍ₁）を生成する処理
に相当する。

【００３２】ここで、検出ユニット１００とディジタル
処理装置２００間の配線ケーブル長の長短による影響
や、検出ユニット１００のコイル及び各回路において温
度ドリフトによるインピーダンス変化が生じていること
を考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で
示すと、上記各検出交流信号Ｙ１，Ｙ２は次のように表
わされる。 Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ） Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ） したがって、上記各検出データＰ₁及びＭ₁は、検出対象
位置ｘに対応する真の位相角θを示すものではなく、上
記誤差±ｄを含むものである。この誤差±ｄは、進相の
検出データＰ₁に対しても、遅相の検出データＭ₁に対し
ても、同一方向（同相方向）の誤差として含まれる。こ
の点を図に示すと、図１０（ａ）及び（ｂ）のようであ
る。（ａ）は誤差位相±ｄがプラスつまり進相（＋ｄ）
の場合を図説し、（ｂ）は遅相（−ｄ）の場合を図説す
るものである。すなわち、進相の検出データＰ₁は基準
位相Ｒ０（例えば基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相）に
対して「±ｄ＋θ」なる位相ずれを示すものであり、遅
相の検出データＭ₁は基準位相Ｒ０に対して「±ｄ−
θ」なる位相ずれを示すものである。この誤差±ｄは、
未知の値であるが、本出願人の出願に係る前記従来技術
においては、進相及び遅相の両検出データＰ₁及びＭ₁を
足して２で割ることにより、 ｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷２＝±ｄ なる関係に基づき、誤差±ｄを検出することができ、こ
れにより温度特性誤差の補償を行うことができることを
教示した。本実施例においても、同様の原理に従う温度
特性誤差補償を行うが、その点については後述する。な
お、以下の説明では、説明に特段の差しつかえがないか
ぎり、検出交流信号位相成分に上記誤差±ｄを含んでい
る場合であっても、便宜上、あえてこの±ｄの存在を示
さず、単に、「＋θ」や「−θ」、あるいは「ωｔ＋
θ」や「ωｔ−θ」のように記載する。

【００３３】なお、各ラッチ２１及び３１では、同じカ
ウンタＫのカウント出力をラッチするため、遅相の位相
ずれ−θについて該カウンタＫのカウント値をそのまま
当該位相ずれの絶対値「θ」を示す値とみなした場合、
進相の位相ずれ＋θについては該カウンタＫのカウント
値は３６０度の補数（つまり「３６０°−θ」）に相当
する位相データをラッチすることとなる。これにより、
正負符号付きの各位相差「＋θ」及び「−θ」に対応す
るデータをそのまま位相差検出データＰ₁及びＭ₁として
それぞれ各ラッチ２１及び３１にラッチしたことと等価
となる。このように、位相差検出データＰ₁及びＭ₁が正
負符号付きのままの位相ずれ「＋θ」及び「−θ」に対
応しているものとしているので、上記のように、進相及
び遅相の両検出データＰ₁及びＭ₁を足して２で割ること
が、誤差±ｄを検出することに相当する。一方、このよ
うな事項は設計上任意に変更可能であり、例えば、進相
の位相ずれ「＋θ」についても当該位相ずれの絶対値
「θ」がラッチ２１にされるようにしてもよい。例え
ば、そのためには、ラッチ３１にはカウンタＫのカウン
ト値をそのままラッチする一方で、ラッチ２１にはカウ
ンタＫのカウント値の負の値若しくはモジュロ数に対す
るカウント値の補数（最大カウント値と現カウント値と
の差）をラッチするものとするとよい。その場合は、ラ
ッチ２１にラッチされる進相方向の位相ずれ「＋θ」に
ついての位相差検出データＰ₁はそのθの絶対値を示
し、また、ラッチ３１にラッチされる遅相方向の位相ず
れ−θについての位相差検出データＭ₁もそのθの絶対
値を示しているものとなる。その場合は、誤差±ｄを含
む進相方向の位相ずれ「±ｄ＋θ」の絶対値「θ±ｄ」
を示す検出データＰ₁と遅相方向の位相ずれ「±ｄ−
θ」の絶対値「θ−（±ｄ）」を示す検出データＭ₁と
の差を２で割ることで、誤差±ｄを検出することができ
る。その他、データ形式や演算形態の細部は適宜に設計
変更可能である。

【００３４】図９の説明に戻ると、各ラッチ２１及び３
１に対応して２次ラッチ（すなわちレジスタ）２２及び
３２が設けられており、前記位相検出パルスＬＰ１に応
じて１次ラッチ２１の出力を２次ラッチ２２にラッチし
（つまりシフトし）、前記位相検出パルスＬＰ２に応じ
て１次ラッチ３１の出力を２次ラッチ３２にラッチす
る。これにより、前回の位相検出パルスＬＰ１（又はＬ
Ｐ２）の発生時にラッチ２１（又は３１）にラッチされ
たデータ（つまり１サンプル前の位相差検出データ）が
２次ラッチ２２（又は３２）に転送される。こうして、
今回発生した位相検出パルスＬＰ１（又はＬＰ２）に応
じて１次ラッチ２１（又は３１）にラッチされて該ラッ
チ２１（又は３１）から出力されるデータを今回サンプ
ルの位相差検出データＰ₁（又はＭ₁）とすると、そのと
き同時に２次ラッチ２２（又は３２）に転送されて該ラ
ッチ２２（又は３２）から出力されるデータは前回サン
プルの位相差検出データＰ₀（又はＭ₀）である。こうし
て、正方向に位相遷移する傾向の、つまり進相の第１の
検出データＰ₁についての、時間的に相前後する２つの
サンプルのデータ、つまりＰ₁とＰ₀、が各ラッチ２１及
び２２から得られる。同様に負方向に位相遷移する傾向
の、つまり遅相の第２の検出データＭ₁についての、時
間的に相前後する２つのサンプルのデータ、つまりＭ₁
とＭ₀、が各ラッチ３１及び３２から得られる。

【００３５】引算器２３では、ラッチ２１の出力値Ｐ₁
からラッチ２２の出力値Ｐ₀を減算して、１サンプル周
期当りの変化量ΔＰを求める。すなわち、 ΔＰ＝Ｐ₁−Ｐ₀ なる減算を行う。なお、ここでいう１サンプル周期と
は、第１の交流出力信号sin（ωｔ＋θ）の交流サイク
ルの１周期であり、検出対象の静止時は基準交流ｓｉｎ
ωｔの１周期に相当するが、検出対象の移動時はドップ
ラ効果によって正方向つまり進相方向に（交流サイクル
周期を縮める方向に）遷移する。すなわち、１サンプル
周期毎にラッチタイミングが早まるからである。

【００３６】同様に、引算器３３では、ラッチ３１の出
力値Ｍ₁からラッチ３２の出力値Ｍ₀を減算して、１サン
プル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわち、 ΔＭ＝Ｍ₁−Ｍ₀ なる減算を行う。この１サンプル周期は、第２の交流出
力信号sin（ωｔ−θ）の交流サイクルの１周期であ
り、検出対象の静止時は基準交流信号ｓｉｎωｔの１周
期に相当するが、検出対象の移動時はドップラ効果によ
って負方向につまり遅相方向に（交流サイクル周期を伸
ばす方向に）遷移する。すなわち、１サンプル周期毎に
ラッチタイミングが遅れるからである。図１０（ｃ）
は、各サンプル毎の位相差検出データＰ₀，Ｐ₁，Ｍ₀，
Ｍ₁の、基準位相Ｒ０に対する位相ずれ量をそれぞれ例
示し、これによって、１サンプル周期当たりの進相及び
遅相の変化量ΔＰ及びΔＭをビジュアルに図示したもの
である。

【００３７】それぞれの方向についての変化量ΔＰ、Δ
Ｍは、それぞれ次のラッチタイミングまでの変化量の予
測値として、補間演算に際して、使用される。例えば、
加算器２４において、ラッチ２１から出力される今回サ
ンプルの検出データＰ₁と、引算器２３から出力される
次回サンプルまでの予測変化量ΔＰとを加算し、補間演
算に際しての、目標値ＴＰを得る。すなわち、 ＴＰ＝Ｐ₁＋ΔＰ なる演算を行う。同様に、例えば、加算器３４におい
て、ラッチ３１から出力される今回サンプルの検出デー
タＭ₁と、引算器３３から出力される次回サンプルまで
の予測変化量ΔＭとを加算し、補間演算に際しての、目
標値ＴＭを得る。すなわち、 ＴＭ＝Ｍ₁＋ΔＭ なる演算を行う。なお、この実施例においては、この目
標値ＴＰ，ＴＭは、補間演算の際の絶対的な到達目標で
はなく、補間の方向性を示す目安として使用されるだけ
である。具体的な補間値を決定するのに関与するのは、
次に述べる標準予測値である。

【００３８】前述のように、進相つまり正方向（時間圧
縮方向）へ位相遷移するときの変化量ΔＰと、遅相つま
り負方向（時間伸張方向）へ位相遷移するときの変化量
ΔＭは、ドップラ効果によって生じるものであり、移動
速度（回転体の場合は回転数）に依存するものである。
しかし、これらの進相方向の変化量ΔＰと遅相方向の変
化量ΔＭは、移動速度に対してリニアティを示さず、図
１０に示すような非線形性を示す。図１０の第１象限に
実線で描かれたカーブΔＭが遅相遷移方向の変化量ΔＭ
の非線形特性例であり、第４象限に実線で描かれたカー
ブΔＰが進相遷移方向の変化量ΔＰの非線形特性例であ
る。このように２つの変化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性は
互いに逆向きの非線形特性、つまり一方が指数的で、他
方が対数的、となる。このような逆向きの非線形特性
は、変化量ΔＰ，ΔＭを求めるためのサンプル周期（交
流周期）が、進相の場合は速度が増すにつれて圧縮さ
れ、遅相の場合は速度が増すにつれて引き延ばされるた
めに生じる。よって、横軸に示す移動速度が増してくる
につれて、２つの変化量ΔＰ，ΔＭの値の重みが異なっ
てくるので、これを適正に修正せずに補間演算に使用す
ると、後述の温度特性誤差補償演算等で、両者の補間演
算結果同士を用いて演算を行った場合、誤差を招くこと
になる。この実施例において、これらの変化量ΔＰ，Δ
Ｍ（すなちわち１次予測値）の非線形特性を修正するこ
とで、そのような誤差を招くことがないようにしてい
る。そのようにこれらの変化量ΔＰ，ΔＭ（すなちわち
１次予測値）の非線形特性を修正した値を、この実施例
では、標準予測値（ノーマライズした予測値）と呼ぶこ
とにする。

【００３９】図９の例においては、引算器２３，３３か
ら出力される各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値を演算器３０
で下記のように平均化する演算を行うことにより、修正
した予測値つまり標準予測値ＶＴを求めるようにしてい
る。 ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２ その結果得られる標準予測値ＶＴの移動速度に対する特
性は、図１０で破線ＶＴで示すように、ほぼ直線性を示
すものとなる。この標準予測値ＶＴは、所定の標準サン
プル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）で、進相
及び遅相の位相検出データＰ₁，Ｍ₁をそれぞれサンプリ
ング（ラッチ）したと仮定した場合のサンプル間の変化
量つまり予測値に相当するもの、つまりバーチャルサン
プリング（ラッチ）周期毎の変化量の予測値である。換
言すれば、この実施例に従って、図４に示すような各変
化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性を直線特性に変換して標準
予測値ＶＴを得ることで、動特性時におけるドップラ効
果の影響を排除した、所定の標準サンプル周期（基準交
流信号ｓｉｎωｔの１周期）つまりバーチャルサンプリ
ング（ラッチ）周期に従う、ノーマライズされた仮想的
な位相差検出が可能となる。これは、本発明で初めて提
案する新規なアイデアである。なお、この標準予測値Ｖ
Ｔを次のステップで演算器２５及び３５で使用する場
合、それぞれの予測値ΔＰ，ΔＭの傾き方向（正負）に
合わせた正負符号をつけるものとする。例えば、図４に
示したように、進相の予測値ΔＰの傾きは負であるか
ら、進相用の演算器２５で使用する標準予測値ＶＴには
負の符号を付与する（負の値とする）。これを図４で示
せば、破線ＶＴ’で示す特性となる。

【００４０】標準予測値の求め方としては、これに限ら
ず、例えば進相及び遅相毎にそれぞれ逆特性の非線形変
換テーブルを使用して各予測値ΔＰ，ΔＭを個別にデー
タ変換することで、それぞれ所定の直線性を示す値とな
るように変換する手法などが考えられる。その場合、標
準予測値は進相及び遅相毎に別々に生成することとな
る。しかし、上記のように平均値演算により標準予測値
を求める手法はかなり簡単な構成で済むため、変換テー
ブルを用いる手法に比べてかなり有利である。また、予
測値ΔＰ，ΔＭは、上記例のように、隣接する２サンプ
ルの位相差検出データの差（１サンプル周期の変化量）
に限らず、２サンプル以上離れた２サンプルの位相差検
出データの差（２サンプル周期以上の変化量）に基づい
て求めるようにしてもよいし、また、２サンプルの位相
差検出データに限らず、３サンプル以上の位相差検出デ
ータに基づいて求めるようにしてもよい。

【００４１】この実施例において、補間演算は、上述の
バーチャルサンプリング（ラッチ）周期つまり所定の標
準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）を
基準にして行われる。すなわち、図１２（ａ）に示すよ
うに、励磁側の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期（例え
ばその周波数が１０ｋＨｚとすると、１００μｓ）を所
定の数ｎで分割し、その分割された１タイムスロットを
１補間ステップとして、バーチャルサンプリング周期
（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）の１周期の間でｎ
個の補間ステップからなる補間演算を、予測補間によっ
て、時間経過に従って順次行う。各補間ステップ毎のタ
イムスロットを形成する補間クロックＴｎは、基準交流
信号ｓｉｎωｔの１周期の１／ｎの周期からなる。例え
ばｎ＝４０９６とした場合、補間クロックＴｎは４０．
９６ＭＨｚとなる。ここで、例えば、ｎをカウンタＫの
モジュロ数と同数とすると、カウンタのクロックパルス
ＣＫと補間クロックＴｎは、同一のクロックパルスを使
用することができる。

【００４２】図９において、演算器２５では、演算器３
０で求めた標準予測値ＶＴを少なくとも用いて、１補間
ステップ当りの補間値（つまり増分値）Ａｐを演算す
る。基本的には、バーチャルサンプリング周期当りの変
化量である標準予測値ＶＴを補間ステップ分割数ｎで割
ることで、１補間ステップ当りの増分値Ａｐを求めるこ
とができる。しかし、位相検出パルスＬＰ１が発生した
タイミングで新たな検出データＰ₁がラッチ２１にラッ
チされたとき、その直前に得られた補間値（補間結果す
なわち補間済検出データ）が該今回サンプルの新たな検
出データＰ₁に対して誤差を有するときは、この誤差を
この補間増分値Ａｐに反映させることで、予測補間によ
る誤差修正を常に行ってやることが望ましい。そこで、
演算器２５では、位相検出パルスＬＰ１が発生したタイ
ミングで、ラッチ２１から出力される今回サンプルの新
たな検出データＰ₁と、補間処理部２６で得られた最新
の補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり
補間最終値ＰＡとを更に用いて、下記の演算を行い、新
たな補間増分値Ａｐを求める。 Ａｐ＝｛（Ｐ₁−ＰＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ ここで、（Ｐ₁−ＰＡ）が、現在の補間済検出データつ
まり補間最終値ＰＡと今回サンプリングした新たな検出
データＰ₁との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴ
に加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサ
ンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで
割ることにより、補間増分値Ａｐを求める。なお、設計
上の細部の話ではあるが、ここで、対応する変化量ΔＰ
が負の傾きを持つ場合は、前述の通り、演算器２５で使
用する標準予測値ＶＴは、演算器３０で求めた値の負の
値（つまり図４のＶＴ’）とする。よって、補間増分値
Ａｐは負の値となり、事実上、減分値となる。

【００４３】遅相方向についても同様に、演算器３５で
は、位相検出パルスＬＰ２が発生したタイミングで、演
算器３０で求めた標準予測値ＶＴと、前記分割数ｎと、
ラッチ３１から出力される今回サンプルの新たな検出デ
ータＭ₁と、補間処理部３６で得られた最新の補間値
（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり補間最終
値ＭＡとを用いて、下記の演算を行い、新たな補間増分
値Ａｍを求める。 Ａｍ＝｛（Ｍ₁−ＭＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ ここで、（Ｍ₁−ＭＡ）が、現在の補間済検出データつ
まり補間最終値ＭＡと今回サンプリングした新たな検出
データＭ₁との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴ
に加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサ
ンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで
割ることにより、補間増分値Ａｍを求める。この場合、
演算器３３で求めた変化量ΔＭが正の傾きを示すもので
あれば、演算器３５では演算器３０で求めた標準予測値
ＶＴをそのまま（正の符号のまま）上記演算で使用す
る。

【００４４】進相用の補間演算を行う補間処理部２６に
おいては、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、
補間最終値ＰＡに対して、前記演算器２５で得た補間増
分値Ａｐを順次累算していくことで、時間経過に従う予
測補間演算を行う。詳しくは、補間クロックＴｎに従う
補間ステップ毎に、ステップ２６ａで、現在の補間済検
出データすなわち補間最終値ＰＡの値に増分値Ａｐを加
算し、該補間済検出データすなわち補間最終値ＰＡの値
を更新する。ステップ２６ｂで、該補間済検出データＰ
Ａの値が目標値ＴＰに到達又は越えたかをチェックし、
ＮＯであれば、ステップ２６ａに戻り、次の補間クロッ
クＴｎの発生タイミングで、ＰＡに対するＡｐの加算を
行う。こうして、各補間ステップ毎に補間最終値ＰＡに
対して増分値Ａｐを順次累算していく。補間済検出デー
タＰＡの値が目標値ＴＰに到達又は越えると、ステップ
２６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ２６ａでの加算を
一時停止する。一時停止されたステップ２６ａでの加算
は、次に位相検出パルスＬＰ１が発生されたとき再開さ
れる。ステップ２６ａでの演算で求められた補間済検出
データＰＡは、補間クロックＴｎによって１補間ステッ
プ毎に補間出力ラッチ２７にラッチされる。ここで、前
述のように増分値Ａｐが負の値（つまり減分値）であれ
ば、ステップ２６ｂでの加算によって、得られる補間済
検出データＰＡの値は順次減少していき、予測補間演算
によって進相方向に細かく遷移してゆく補間済検出デー
タＰＡが得られることとなる。その場合、目標値ＴＰの
値は前回の補間最終値ＰＡよりは小さいので、ステップ
２６ｂでは、「ＰＡ≦ＴＰ」が成立したか否かの判定を
行うものとする。

【００４５】遅相用の補間演算を行う補間処理部３６に
おいても、同様に、ステップ３６ａで、補間クロックＴ
ｎに従う補間ステップ毎に、補間最終値ＭＡに対して、
前記演算器３５で得た補間増分値Ａｍを順次累算してい
くことで、時間経過に従う予測補間演算を行う。補間済
検出データＭＡの値が目標値ＴＭに到達又は越えると、
ステップ３６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ３６ａで
の加算を一時停止する。一時停止されたステップ３６ａ
での加算は、次に位相検出パルスＬＰ２が発生されたと
き再開される。ステップ３６ａでの演算で求められた補
間済検出データＭＡは、補間クロックＴｎによって１補
間ステップ毎に補間出力ラッチ３７にラッチされる。こ
こで、前述のように増分値Ａｍが正の値であれば、ステ
ップ３６ｂでの加算によって、得られる補間済検出デー
タＭＡの値は順次増加していき、予測補間演算によって
遅相方向に細かく遷移してゆく補間済検出データＭＡが
得られることとなる。その場合、目標値ＴＭの値は前回
の補間最終値ＭＡよりは大きいので、ステップ３６ｂで
は、「ＭＡ≧ＴＭ」が成立したか否かの判定を行うもの
とする。

【００４６】図１２（ｂ）は、進相方向の補間演算例を
示す図である。位相検出パルスＬＰ１によってラッチ２
１に今回サンプルの検出データＰ₁がラッチされると、
前回サンプルの検出データＰ₀との差が変化量ΔＰとし
て検出され、Ｐ₁＋ΔＰ＝ＴＰが目標値として設定され
る。また、位相検出パルスＬＰ１の発生時点での補間最
終値ＰＡ’とＰ₁との差が標準予測値ＶＴに加算され
て、該標準予測値がＶＴ１で示すように修正される。こ
れに基づき、補間増分値（減分値）Ａｐが計算され、補
間ステップ毎に、補間最終値ＰＡ’に対して増分値（減
分値）Ａｐが累算されていくことで、補間済検出データ
ＰＡが得られる。同様に、図１２（ｃ）は、遅相方向の
補間演算例を示す図である。位相検出パルスＬＰ２によ
ってラッチ３１に今回サンプルの検出データＭ₁がラッ
チされると、前回サンプルの検出データＭ₀との差が変
化量ΔＭとして検出され、Ｍ₁＋ΔＭ＝ＴＭが目標値と
して設定される。また、位相検出パルスＬＰ２の発生時
点での補間最終値ＭＡ’とＭ₁との差が標準予測値ＶＴ
に加算されて、該標準予測値がＶＴ２で示すように修正
される。これに基づき、補間増分値Ａｍが計算され、補
間ステップ毎に、補間最終値ＭＡ’に対して増分値Ａｍ
が累算されていくことで、補間済検出データＭＡが得ら
れる。

【００４７】補間出力ラッチ２７及び３７から出力され
る進相方向及び遅相方向の補間済検出データＰＡ及びＭ
Ａは、演算器２８に入力され、前述した温度特性等の誤
差±ｄを除去するための補償演算がなされる。すなわ
ち、図１０（ａ），（ｂ）によって前述した通り、進相
及び遅相の位相差検出データＰ₁及びＭ₁を足して２で割
ることにより誤差±ｄを検出することができるのと同様
に、演算器２８では下記のように、進相及び遅相の補間
済検出データＰＡ及びＭＡを足して２で割ることにより
誤差±ｄを抽出する。 ±ｄ＝（ＰＡ＋ＭＡ）÷２ ここで、補間済検出データＰＡ及びＭＡは、前述した精
度の高い予測補間によって検出対象位置ｘの時間的変化
に追従して密に発生するものであるため、検出対象位置
ｘの時間的変化に伴う位相差成分θの細密な時間的変化
を、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期未満の細かなタイ
ムスロット（補間ステップ）毎に示しているものであ
る。従って、等価的に、 ＰＡ＝±ｄ＋θ（ｔ） ＭＡ＝±ｄ−θ（ｔ） で示すことができる。よって、演算器２８の演算は、等
価的に、 〔｛±ｄ＋θ（ｔ）｝＋｛±ｄ−θ（ｔ）｝〕÷２＝±
ｄ であり、温度特性等のインピーダンス変化による誤差±
ｄを、動特性時（＋θおよび−θが＋θ（ｔ）及び−θ
（ｔ）として時間的に変化するとき）においても正確に
検出するものである。

【００４８】演算器２９では、下記のように、進相又は
遅相の一方の補間済検出データＰＡ又はＭＡ（図の例で
はＰＡとする）から、演算器２８で求めた誤差±ｄを引
き算し、誤差±ｄを除去した、動特性補間済みの正確な
位置検出データＰを得る。 Ｐ＝ＰＡ−（±ｄ） これは、等価的には、 Ｐ＝｛±ｄ＋θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝θ（ｔ） に相当する。

【００４９】なお、補間演算のアルゴリズムは、上記実
施例に示したものに限らず、その他任意のものを用いて
よい。また、既述の通り、ディジタル処理装置２００に
おける各回路は、ディスクリート回路に限らず、ゲート
アレイ等を用いた集積回路によって構成することができ
るし、あるいはディジタルシグナルプロセッサを使用し
た回路によっても構成できるし、その他の高密度集積回
路によっても構成することができるし、また、ＣＰＵ等
を使用したソウトウェアプログラムによって実現するこ
とができ、それらのすべての実施の形態が本発明の範囲
に含まれる。

【００５０】ディジタル処理装置２００をＣＰＵ等の演
算処理装置を使用したソウトウェアプログラムによって
実現するようにした場合、図９に示されたような演算ア
ルゴリズムを常時実行するようにプログラムを組んでも
よい。その場合は、補間済みの位置検出データＰが常に
生成される。しかし、そのように補間済みの位置検出デ
ータＰを常時生成するようにプログラムを組んだ場合
は、ＣＰＵの負担（オーバーヘッド）が増すので、該Ｃ
ＰＵ等の演算処理装置を多目的に使用している場合（同
時並行的に他の処理にも使用している場合）などにあっ
ては好ましくない。

【００５１】そこで、次に述べる実施例では、以下、図
１３〜図１５を参照して説明するように、ディジタル処
理装置２００をＣＰＵ等のプログラム可能な演算処理装
置を使用したソウトウェアプログラムによって実現する
場合において、ＣＰＵ等の演算処理装置の適切なオーバ
ーヘッド軽減策を提案する。図１３〜図１５に示した実
施例について大まかに説明すると、ＣＰＵに対して位置
検出の割込み要求が生じたときだけ、該ＣＰＵで位置検
出のための補間演算処理を行なうことで、ＣＰＵの負担
（オーバーヘッド）を軽減している。

【００５２】ディジタル処理装置２００におけるＣＰＵ
が実行する位置検出のための補間演算処理は、主に、図
１３に示す位相検出パルス割込み処理と、図１４に示す
位置検出データ要求割込み処理とからなる。図１３
（Ａ）は、進相位相ずれ＋θに対応する位相検出パルス
ＬＰ１が発生したときに行なわれる割込み処理であり、
まず、該位相検出パルスＬＰ１の発生タイミングに対応
する今回の検出データＰ₁（図２のラッチ回路２１でラ
ッチするデータに相当するもの）を取り込むと共に、前
回の検出データＰ₀（図９のラッチ回路２２でラッチす
るデータに相当するもの）を保持する（ステップＳ１
１）。そして、進相用補間比率データＴｘｐを生成する
ための進相用補間クロックカウンタをクリアしてカウン
トスタートする（ステップＳ１２）。この進相用補間ク
ロックカウンタは、補間クロックＴｎをカウントするも
のである。これにより、進相用補間クロックカウンタの
カウント値つまり進相用補間比率データＴｘｐは、位相
検出パルスＬＰ１の発生タイミングからの時間経過を補
間ステップ単位で示す。

【００５３】図１３（Ｂ）は、遅相位相ずれ−θに対応
する位相検出パルスＬＰ２が発生したときに行なわれる
割込み処理であり、まず、該位相検出パルスＬＰ２の発
生タイミングに対応する今回の検出データＭ₁（図９の
ラッチ回路３１でラッチするデータに相当するもの）を
取り込むと共に、前回の検出データＭ₀（図９のラッチ
回路３２でラッチするデータに相当するもの）を保持す
る（ステップＳ１３）。そして、遅相用補間比率データ
Ｔｘｍを生成するための遅相用補間クロックカウンタを
クリアしてカウントスタートする（ステップＳ１４）。
この遅相用補間クロックカウンタも、補間クロックＴｎ
をカウントするものである。これにより、遅相用補間ク
ロックカウンタのカウント値つまり遅相用補間比率デー
タＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の発生タイミングか
らの時間経過を補間ステップ単位で示す。

【００５４】図１５は、各位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ
２の発生タイミングとそれに関連する信号の一例を示す
タイミングチャートであり、例えば、時点ｔ₁で位相検
出パルスＬＰ２が発生する（立上りトリガがかかる）
と、その時点ｔ₁から遅相用補間クロックカウンタのカ
ウントがスタートし、そのカウント値である遅相用補間
比率データＴｘｍは０から順次増加してゆく。そして、
時点ｔ₃で次の周期の位相検出パルスＬＰ２が発生する
と、遅相用補間比率データＴｘｍは０にクリアされ、０
からのカウントを再開する。従って、遅相用補間比率デ
ータＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の１周期の間で、
補間ステップ毎に時々刻々と増加する。進相用補間比率
データＴｘｐも同様であり、位相検出パルスＬＰ１が発
生した時点ｔ₂から次に発生する時点ｔ₄までの間で、補
間ステップ毎に時々刻々と増加する。

【００５５】ディジタル処理装置２００のＣＰＵに対し
て位置検出データ要求が与えられたとき、図１４の位置
検出データ要求割込み処理が行なわれる。例えば、この
位置検出データ要求は、位置検出データを利用する装置
（図示せず）が最新の位置検出データを必要とするとき
に、該装置からディジタル処理装置２００のＣＰＵに対
して与えられる。図１４では、まず、上記進相用及び遅
相用補間クロックカウンタのカウント値つまり進相用及
び遅相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍが取り込まれる
（ステップＳ１５）。例えば、図１５における任意の時
点ｔｘで位置検出データ要求に基づく図１４の割込み処
理がなされるとすると、該時点ｔｘでの各進相用及び遅
相用補間クロックカウンタのカウント値が進相用及び遅
相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍとして、ステップＳ
１５で取り込まれる。

【００５６】次にステップＳ１６では、図９における演
算ブロック２３，３３，３０における演算と同様の演算
を行なう。すなわち、図１３（Ａ）のステップＳ１１で
取り込んだ、進相の検出データＰ₁についての時間的に
相前後する２つのサンプルのデータＰ₁，Ｐ₀の差を求め
て１サンプル周期当りの変化量ΔＰを求める。すなわ
ち、 ΔＰ＝Ｐ₁−Ｐ₀ なる減算を行う。また、図１３（Ｂ）のステップＳ１３
で取り込んだ、遅相の検出データＭ₁についての時間的
に相前後する２つのサンプルのデータＭ₁，Ｍ₀の差を求
めて１サンプル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわ
ち、 ΔＭ＝Ｍ₁−Ｍ₀ なる減算を行う。そして、各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値
を平均化する演算を行うことにより、下記のように、修
正した予測値つまり標準予測値ＶＴを求める。 ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２

【００５７】次にステップＳ１７では、原理的には、下
記式に従い、時点ｔｘにおける進相分の位置データの予
測補間値ＰＡｘと、時点ｔｘにおける遅相分の位置デー
タの予測補間値ＭＡｘとを求める。 ＰＡｘ＝Ｐ₁＋｛ＶＴ × （Ｔｘｐ÷ｎ）｝ …（式１） ＭＡｘ＝Ｍ₁−｛ＶＴ × （Ｔｘｍ÷ｎ）｝ …（式２） つまり、図１５を参照して説明すると、進相分について
は時点ｔ₂でラッチした今回サンプルの検出データＰ
₁に、補間比率データＴｘｐに対応する補間値（ＶＴ×
（Ｔｘｐ÷ｎ））を加算することで、時点ｔｘにおける
進相分の位置データの予測補間値ＰＡｘを求める。ま
た、遅相分については時点ｔ₁でラッチした今回サンプ
ルの検出データＭ₁から、補間比率データＴｘｍに対応
する補間値（ＶＴ×（Ｔｘｍ÷ｎ））を減算すること
で、時点ｔｘにおける遅相分の位置データの予測補間値
ＭＡｘを求める。そして、図９の演算ブロック２８，２
９と同様に、前記誤差±ｄを除去するために、下記の演
算を行なう。 Ｐｘ＝ＰＡｘ−｛（ＰＡｘ＋ＭＡｘ）÷２｝ …（式３） こうして、任意の時点ｔｘにおける補間済みの位置検出
データＰｘを得ることができる。

【００５８】なお、上記式で、ｎ＝１とおき、Ｔｘｐ及
びＴｘｍを１に対する比率つまり小数値で表せば、「Ｔ
ｘｐ÷ｎ＝Ｔｘｐ」、「Ｔｘｍ÷ｎ＝Ｔｘｍ」であるか
ら、このｎで割る割算は実質的に省略できる。また、Ｐ
ｘを展開して整理すると、 Ｐｘ＝Ｐ₁＋（ＶＴ × Ｔｘｐ）−｛（Ｐ₁＋Ｍ₁）÷２｝ ＋｛ＶＴ（Ｔｘｐ−Ｔｘｍ）÷２｝ …（式４） となる。よって、上記式１〜３をそれぞれ実行すること
で補間済みの位置検出データＰｘを求めるようにしても
よいし、式４のみを実行することで補間済みの位置検出
データＰｘを求めるようにしてもよい。式１〜３又は式
４に従う補間演算処理は、図９〜図１２で説明した補間
演算処理と同様の原理に従うものであり、動特性を改善
することができる。

【００５９】なお、図１３、図１４に示したような位置
検出要求があったときにオンデマンドで補間演算処理を
行なうことで、ＣＰＵ等演算処理装置の負担を軽減し、
多目的なＣＰＵ同時活用に役立てる、というアイディア
は、上記のような進相と遅相の２種類の検出データに基
づく補間演算処理に限らず、どちらか一方の検出データ
に基づく補間演算処理を行なうものにあっても適用可能
である。なお、位置検出要求は、ＣＰＵに対する外部割
込みで与えられてもよいし、内部割込みで与えられても
よい。

【００６０】次に、ディジタル処理装置２００の側で具
備する故障診断機能について説明する。例えば、自動車
においては、ステアリング操作角度検出や電気モータの
回転角度検出など多くの用途で位置検出装置が使用さ
れ、本発明に係る位置検出装置が応用可能である。その
場合、特にフェールセーフ機能を持つことが要求され、
既に述べた実施例のように、配線コネクタの絶縁不良等
に対処することもその一環である。以下、説明するディ
ジタル処理装置２００の側で具備する故障診断機能は、
このフェールセーフ機能を更に拡張するもので、検出ユ
ニット１００から該ディジタル処理装置２００の内部に
至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の
診断を行なうことができるものである。

【００６１】まず、「故障診断機能１」は、本発明に係
る位置検出装置が、進相及び遅相の２つの位相ずれ成分
（＋θおよび−θ）を持つ検出信号から誤差成分±ｄを
検出する機能を持っていることによる、特有の故障診断
機能である。すなわち、この誤差成分±ｄは、温度ドリ
フト特性等によるものであるため、正常であれば急激に
変化することはない。しかし、検出ユニット１００内の
いずれかの箇所（例えばコイルあるい配線など）で断線
やショートが起きた場合、あるいはノイズが信号に乗っ
た場合など、検出信号のバランスが崩れるために、図９
の演算ブロック２８で算出される誤差±ｄが急激に変化
することになる。そこで、この「故障診断機能１」で
は、図９の演算ブロック２８で算出される誤差データ±
ｄの変化を検出し、その変化量が所定のリミット値を超
えた場合、故障と判定するものである。なお、図１４の
実施例においても、ステップＳ１７で「（ＰＡｘ−ＭＡ
ｘ）÷２」の演算を行なうことで、誤差データ±ｄを求
めることができるので、この「故障診断機能１」を適用
することができる。

【００６２】図１６は、「故障診断機能１」で行なう処
理をフローチャートで示したものである。この「故障診
断機能１」は、定期的なタイマ割込みとして、例えば所
定の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で
実行される「基準交流サイクル割込み」として実行され
る。ステップＳ２０では、図９の演算ブロック２８又は
図１４のステップＳ１７で算出された誤差±ｄの現在値
を現在値レジスタｄ₁にストアするが、その前に、それ
まで現在値レジスタｄ₁にストアされていた値を前回値
レジスタｄ₀にシフトしておく。ステップＳ２１では、
レジスタｄ₁の現在値とレジスタｄ₀の前回値との差（ｄ
₁−ｄ₀＝Ｓｄ）を求める。この差（ｄ₁−ｄ₀＝Ｓｄ）
が、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期当りの誤差±ｄの
変化量である。

【００６３】ステップＳ２２では、上記のように演算し
た誤差±ｄの変化量Ｓｄが、所定のリミット値の範囲内
であるか否かを判定する。範囲内に収まっていれば、異
常なしとしてリターンする。範囲内に収まっていない場
合は、ステップＳ２３に行き、所定の異常検知信号１を
出力する。内部のＣＰＵでは、この異常検知信号を受け
付けて、「故障診断機能１」について異常検知されたこ
とを認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例え
ば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表
示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。異常判
定基準であるリミット値としては、例えば電気角に換算
して±５〜６度位に相当する値に設定しておくと、断線
あるいはショートあるいはノイズを適切に検出できるこ
とが確かめられている。勿論、このリミット値は設計上
適宜に設定してよい。

【００６４】なお、断線あるいはショートあるいはノイ
ズなどの異常があったとき、算出される誤差±ｄの値が
大きく変化する理由は、信号のバランスがくずれるため
である。例えば、図１のセンサ部１０１において、出力
信号Ａを生成する系列で断線あるいはショートのような
異常が生じたとすると、その振幅係数は位置に対応する
本来のｓｉｎθとはならず、大きく異なる値（例えば
ａ’とする）となる。すなわち、信号Ａ＝ａ’ｓｉｎω
ｔとなる。一方、センサ部１０１における出力信号Ｂを
生成する系列は正常であるとすると、その振幅係数は位
置に対応する本来のｃｏｓθを示し、信号Ｂ＝ｃｏｓθ
ｓｉｎωｔである。よって、信号生成回路１０６におけ
る信号合成演算結果Ｂ＋Ａ’とＢ−Ａ’は、ｓｉｎ（ω
ｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を示すものとはならず、
変則的な値を示す。よって、位相検出パルスＬＰ１，Ｌ
Ｐ２の位相関係は正常時の相関関係を示さず、変則的な
関係を示すことになる。従って、ディジタル処理装置２
００でそれぞれの位相を測定して誤差±ｄを求めると、
この誤差±ｄは急激な変化を示し、その変化量Ｓｄは正
常状態を規定する所定のリミット値を越えることにな
る。センサ部１０１における出力信号Ｂを生成する系列
で断線あるいはショートのような異常が生じた場合も信
号のバランスが崩れるので同様に故障診断を行なうこと
ができる。センサ部１０１における故障のみならず、検
出ユニット１００内のいずれかの回路で断線あるいはシ
ョートあるいはノイズピックアップのような異常が生じ
た場合も信号のバランスが崩れるので同様に故障診断を
行なうことができる。また、ディジタル処理装置２００
の内部で、誤差±ｄを求める演算を行なうまでに至る経
路（例えば図９の演算ブロック２８までの経路）で、断
線あるいはショートあるいはノイズピックアップあるい
はプログラム異常動作等の異常が生じた場合も、結果的
に求められる誤差±ｄの値が急激に変化するので、その
変化量Ｓｄは正常状態を規定する所定のリミット値を越
えることになり、同様に故障診断を行なうことができ
る。

【００６５】次に、「故障診断機能２」は、検出ユニッ
ト１００からディジタル処理装置２００に与えられる位
相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２が正常に発生しているかど
うかを判定することで故障診断を行なう機能である。図
１７は「故障診断機能２」のために行なう処理をフロー
チャートで示したものであり、（ａ）は所定の基準交流
信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で実行される
「基準交流サイクル割込み」処理、（ｂ）は進相の位相
検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたとき
に実行される「ＬＰ１割込み」処理、（ｃ）は遅相の位
相検出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたと
きに実行される「ＬＰ２割込み」処理である。進相の位
相検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたと
き、図１７（ｂ）の「ＬＰ１割込み」処理によって、Ｌ
Ｐ１フラグＬＰ１Ｆが１にセットされる。遅相の位相検
出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたとき、
図１７（ｃ）の「ＬＰ２割込み」処理によって、ＬＰ２
フラグＬＰ２Ｆが１にセットされる。基準交流信号ｓｉ
ｎωｔの１周期に対応する周期で（例えばカウンタＫの
カウント値が最大値から初期値に戻るときに出力される
キャリイアウト信号に応じて）定期的に図１７（ａ）の
「基準交流サイクル割込み」処理が実行され、ステップ
Ｓ３１でＬＰ１フラグＬＰ１Ｆが１かどうかをチェック
し、ステップＳ３２でＬＰ２フラグＬＰ２Ｆが１かどう
かをチェックする。フラグＬＰ１Ｆが１にセットされて
いない場合は、ステップＳ３３に行き、ＬＰ１異常信号
を出力する。また、フラグＬＰ２Ｆが１にセットされて
いない場合は、ステップＳ３４に行き、ＬＰ２異常信号
を出力する。内部のＣＰＵでは、この異常信号を受け付
けて、「故障診断機能２」について異常検知されたこと
を認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例え
ば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表
示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。最後
に、ステップＳ３５では、各フラグＬＰ１Ｆ，ＬＰ２Ｆ
を０にリセットする。

【００６６】従って、基準交流信号ｓｉｎωｔの１サイ
クル周期内で進相又は遅相の位相検出パルスＬＰ１又は
ＬＰ２が１度も発生されなかった場合、対応するフラグ
ＬＰ１Ｆ又はＬＰ２Ｆが１にセットされず、ステップＳ
３３又はＳ３４でＬＰ１異常信号又はＬＰ２異常信号が
発生される。すなわち、進相又は遅相の位相検出パルス
ＬＰ１又はＬＰ２は、基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリ
ア周波数）に相当する周波数で繰り返されるものである
ので（動特性時のドップラー変動はあるにしても）、正
常状態であれば基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリア周波
数）の１周期内で１度は立ち上がりトリガがかかる信号
であるところ、これがなかった場合は何らかの故障であ
るので、これによって故障診断を行なうことができる。
この「故障診断機能２」によれば、検出ユニット１００
における１次側励磁用の基準交流信号ｓｉｎωｔを発生
する回路及び２次側の各回路の故障、並びに配線３００
〜３０３及びそれに関連するコネクタ等の故障を診断す
ることができる。

【００６７】次に、「故障診断機能３」について図１８
により説明する。上記「故障診断機能１」では、算出し
た誤差±ｄに基づいて故障診断を行なっているので、誤
差±ｄを算出した以後の回路又は処理で生じる故障を検
出することができない。例えば、図９の演算ブロック２
９での故障および／又はその入出力配線の故障を検出す
ることができない。そこで、図１８に示すように、図９
における演算ブロック２８及び２９に対応する誤差演算
ブロック３８と位置データ生成演算ブロック３９の系列
を余分に設ける（つまりブロック２８，２９の系列に対
して冗長的に二重化してブロック３８，３９の系列を設
ける）。誤差演算ブロック３８では、演算ブロック２８
と同様に、予測補間演算済みの進相の検出データＰＡ
（図９のブロック２７でラッチされたもの）と遅相の検
出データＭＡ（図９のブロック３７でラッチされたも
の）とを足して２で割ることにより、誤差±ｄを算出す
る。位置データ生成演算ブロック３９では、下記のよう
に、予測補間演算済みの遅相の検出データＭＡから上記
ブロック３８で求められた誤差±ｄを引き算し、誤差±
ｄを除去した遅相の位置検出データＭを得る。 Ｍ＝ＭＡ−（±ｄ） これは等価的には、 Ｍ＝｛±ｄ−θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝−θ（ｔ） に相当する。

【００６８】図１８では、演算ブロック２９で求めた位
置検出データＰをシリアルデータに変換してシリアルバ
ス（図示せず）に出力するシリアル出力ブロック４０が
示されている。このブロック４０からシリアルバス（図
示せず）に出力されるのと同じ位置検出シリアルデータ
Ｐがライン４１を介してブロック４２に入力される。ブ
ロック４２では、演算ブロック３９で求めた遅相の位置
検出データＭと上記ライン４１からの進相の位置検出シ
リアルデータＰとを加算する。誤差演算用及び位置デー
タ生成演算用の各ブロック２８，２９及び３８，３９の
部分並びにシリアル出力ブロック４０の部分に故障がな
い場合は、上述の通り、Ｐ＝＋θ（ｔ），Ｍ＝−θ
（ｔ）と等価であるから、ブロック４２での加算結果は
Ｐ＋Ｍ＝０である。逆に、Ｐ＋Ｍ≠０ならば、誤差演算
用及び位置データ生成演算用の各ブロック２８，２９及
び３８，３９の部分並びにシリアル出力ブロック４０の
部分に故障があったことを意味する。そこで、ブロック
４３では、ブロック４２での加算結果がＰ＋Ｍ≠０であ
るかどうかを判定し、そうであれば異常検知信号を出力
する。なお、ブロック４４は、ブロック２８で算出され
た誤差±ｄに基づきその変化量（Ｓｄ）から図１６に示
したのと同様の「故障診断機能１」を実行するブロック
である。ブロック４５は、図１６に示したのと同様の
「故障診断機能１」を、ブロック３８で算出された誤差
±ｄに基づき、行なうものである。すなわち、この例の
場合、「故障診断機能１」を、ブロック４４，４５の２
系列で冗長的に行なうことができる。従って、どちらか
のブロック４４，４５の系列に故障が生じたとしても
「故障診断機能１」を遂行することができる。

【００６９】なお、上記実施例において、検出ユニット
１００からディジタル処理装置２００に送信される検出
パルスは、基準位相に対する位相ずれθに同期するタイ
ミングで立ち上がりトリガがかかる位相検出パルスＬＰ
１，ＬＰ２であるが、これに限らず、他の形式の２値的
パルス信号であつてもよい。例えば、図１９に示すよう
に、各信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）及びｓｉｎ（ωｔ−θ）
における位相ずれθにに応じてパルス幅変調されたパル
ス信号であってもよい。この場合は、ディジタル処理装
置２００においては、パルス幅をカウントすることで位
相ずれ＋θ及び−θを測定するようにしてよい。このよ
うにパルス幅変調された検出パルスを発生するには、例
えば、検出ユニット１００においてフリップフロップを
基準パルスＲＥＦＰでセットし、位相検出パルスＬＰ１
又はＬＰ２でリセットする、という構成を採用さすれば
よい。また、必要とあらば、位相シフトさせるための信
号生成回路１０６を経由していない出力信号Ａ＝ｓｉｎ
θｓｉｎωｔ及びＢｃｏｓθｓｉｎωｔを整流して、そ
れ自体は従来技術として知られているように、整流した
ｓｉｎθに対応する電圧レベル及びｃｏｓθに対応する
電圧レベルに応じて図２０に示すようにそれぞれパルス
幅変調したパルス信号を発生し、これを検出ユニット１
００からディジタル処理装置２００に送信するようにし
てもよい。この場合も、ディジタル処理装置２００にお
いては、パルス幅をカウントすることで検出対象位置に
応じたデータを得ることができる。このようなパルス幅
変調した検出パルスのディジタル処理装置２００に対す
る送信を、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２のディジタル
処理装置２００に対する送信に並行して行ない得るよう
にしてもよい。そうすれば、ユーザが、ディジタル処理
装置２００を設計する場合に、望みの方の検出パルスに
基づき位置検出演算を行なうように構成できる。また、
ディジタル処理装置２００において、パルス幅変調した
検出パルスに基づく位置検出演算と、位相検出パルスＬ
Ｐ１，ＬＰ２に基づく位置検出演算の両方を行ない得る
ように冗長性をもたせて構成すれば、どちらか一方の系
列で故障が生じたとしても、対処できる。

【００７０】なお、センサ部１０１を回転型センサとし
て構成する場合、位相角θが１回転につき１周期の変化
を示すものに限らず、１回転につき多周期の変化を示す
ような高分解能タイプの回転センサが各種公知であり、
そのような高分解能タイプの回転センサについても本発
明を適用できるのは勿論である。また、検出対象回転軸
の回転が異なる変速比で伝達される複数の回転位置セン
サを設けることにより、複数回転にわたる絶対的回転位
置を検出可能にする技術が公知であり、そのような場合
においても、各回転位置センサの位置検出データを位相
差検出方式によって求める場合に、本発明が適用でき
る。勿論、回転型の検出装置に限らず、直線位置検出装
置においても、その直線位置検出データを位相差検出方
式によって求める全ての場面において本発明が適用可能
である。勿論、複数の検出ユニット１００からの位置検
出信号の処理を共通のディジタル処理装置２００に入力
し、時分割処理あるいは並行処理によって検出処理する
ようにしてもよい。

【００７１】

【発明の効果】以上の通り、この発明によれば、検出ユ
ニットとディジタル処理装置との間を、基準パルス信号
を伝送する配線と検出パルス信号を伝送する配線とによ
って、コネクタを介して脱着式に接続する構成であるた
め、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号
は、すべて、所定のハイレベルとローレベルの２値での
み区別されるディジタル信号となり、コネクタの信号入
力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る
程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ハイレ
ベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視
できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものと
なる。また、配線コネクタの絶縁不良等に対処するにと
どまらず、ディジタル処理装置の側で故障診断機能を具
備することで、検出ユニットからディジタル処理装置の
内部に至るまでの位置検出システム全体にわたる故障・
異常の診断を行なうことができる。また、予測補間によ
って補間済位置検出データを生成する場合において、常
に補間演算を行なうのではなく、位置検出要求に応じた
割込み処理として、必要最小限の時間で補間演算を行な
うようにしたことで、位置検出要求に応じたオンデマン
ドの補間演算処理を適切に行なうことができ、補間演算
処理に使用するディジタル処理装置におけるＣＰＵ等の
演算処理装置の負担を軽減することができ、オーバーヘ
ッドを減少させることができる。よって、この演算処理
装置を、位置検出以外の目的にも同時に多目的的に使用
する場合において、極めて効率的に該ＣＰＵ等の演算処
理装置を利用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る位置検出装置の一実施例を示す
ブロック図。

【図２】 図１の検出ユニットにおける信号生成回路と
パルス変換回路の構成例を示すブロック図。

【図３】 図１の実施例に関する動作例を説明するタイ
ミングチャート。

【図４】 図１のディジタル処理装置における検出処理
例を示すフローチャート。

【図５】 本発明に係る位置検出装置の別の実施例を示
すブロック図。

【図６】 図５のディジタル処理装置における基準パル
ス信号の発生処理例を示すフローチャート。

【図７】 図１又は図５の実施例における検出ユニット
の構成例を示す回路図。

【図８】 図７の例の検出動作例を示す図。

【図９】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置
における予測補間に基づく位置検出処理演算例を示すブ
ロック図。

【図１０】 図９の動作説明図。

【図１１】 ドップラ効果に基づく進相信号と遅相信号
における変化量の対速度特性が非線形特性を示すことを
示すとともに、本実施例による当該非線形特性の改善を
説明する図。

【図１２】 本発明の実施例による補間演算動作例を説
明する図。

【図１３】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装
置における別の位置検出処理演算例を示すもので、ラッ
チパルス割込み処理を示すフローチャート。

【図１４】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装
置における別の位置検出処理演算例を示すもので、位置
検出データ要求割込み処理を示すフローチャート。

【図１５】 図１３及び図１４に示す実施例の動作例を
示すタイミングチャート。

【図１６】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装
置において実現できる故障診断機能の一例を示すフロー
チャート。

【図１７】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装
置において実現できる故障診断機能の別の例を示すフロ
ーチャート。

【図１８】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装
置において実現できる故障診断機能の更に別の例を示す
ブロック図。

【図１９】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから
検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信
号を発生する例を示すタイミングチャート。

【図２０】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから
検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信
号を発生する別の例を示すタイミングチャート。

【符号の説明】

１００ 検出ユニット ２００ ディジタル処理装置 １０１ センサ部 １０２ 交流信号発振回路 １０３ バッファアンプ １０４，１０５ オペアンプ １０６ 信号生成回路 １０７ パルス変換回路 １０８ 基準パルス変換回路 １０９ アナログ交流信号発生回路 ３００〜３０３ 配線 ３１０〜３２３ コネクタ

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 基準交流信号によって励磁されるコイル
   を含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気
   結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号
   を出力するセンサ部と、 前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前
   記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つ
   アナログ交流信号を生成する信号生成回路と、 前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそ
   れに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換
   回路と、 前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力
   し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス
   信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前
   記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを
   備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路と
   を検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記デ
   ィジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する
   配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス
   信号を授受するための配線によって、コネクタを介して
   脱着式に接続することを特徴とする位置検出装置。
2. 【請求項２】 前記検出ユニットの側に、前記基準交流
   信号を発生して前記コイルに供給する励磁用交流発生回
   路と、前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信
   号を発生する基準パルス信号発生回路とを含み、前記基
   準パルス信号を前記配線を介して前記検出ユニットから
   前記ディジタル処理装置に伝送する請求項１に記載の位
   置検出装置。
3. 【請求項３】 前記基準交流信号の周期を設定する基準
   パルス信号を前記ディジタル処理装置の側で発生し、前
   記基準パルス信号を前記配線を介して前記ディジタル処
   理装置から前記検出ユニットに伝送し、 前記検出ユニットの側には前記基準パルス信号を入力し
   て該基準パルス信号に基づきアナログの前記基準交流信
   号を生成し、該基準交流信号を前記コイルに供給する励
   磁交流発生回路を含む請求項１に記載の位置検出装置。
4. 【請求項４】 前記センサ部は、基準交流信号によって
   励磁されるコイルと、検出対象位置に応じて前記コイル
   に対する相対的位置が変化する磁気応答部材とを含み、
   前記検出対象位置の関数である振幅を持つ出力交流信号
   を出力するものである請求項１乃至３のいずれかに記載
   の位置検出装置。
5. 【請求項５】 前記センサ部は、少なくとも２つのコイ
   ルを有し、各コイルから、前記検出対象位置の第１の関
   数に相当する振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検
   出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出
   力交流信号とを出力するものであり、前記第１の関数と
   第２の関数とは略９０度位相がずれた関係にあり、 前記信号生成回路は、前記第１及び第２の出力交流信号
   に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気
   的位相を持つアナログ交流信号を生成するものである請
   求項１乃至４のいずれかに記載の位置検出装置。
6. 【請求項６】 前記センサ部は、少なくとも１つのコイ
   ルを有し、該コイルから、少なくとも１つの出力交流信
   号を出力するものであり、 前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される少な
   くとも１つの出力交流信号と所定の基準電圧信号とを演
   算することで、前記検出対象位置の第１の関数に相当す
   る振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検出対象位置
   の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出力交流信号
   とを生成し、前記第１及び第２の出力交流信号に基づ
   き、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相
   を持つアナログ交流信号を生成するものである請求項１
   乃至４のいずれかに記載の位置検出装置。
7. 【請求項７】 前記信号生成回路は、前記検出対象位置
   に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第
   １のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的
   位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、 前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に
   位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナ
   ログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを
   出力するものである請求項１乃至６のいずれかに記載の
   位置検出装置。
8. 【請求項８】 前記ディジタル処理装置は、（ａ）前記
   基準パルス信号の周期に対応するサンプリング周期で、
   該基準パルス信号に対する前記検出パルス信号の位相差
   を検出することで検出データを生成することと、（ｂ）
   時間的に相前後する前記検出データの少なくとも２つの
   サンプルに基づき予測値を求めことと、（ｃ）この予測
   値と時間情報とを用いて前記検出データに対して補間演
   算を行なうことを行ない、補間された検出データを得る
   ようにしたものであることを特徴とする請求項１乃至７
   のいずれかに記載の位置検出装置。
9. 【請求項９】 前記ディジタル処理装置は、前記（ｃ）
   の補間演算を、任意の時点で発生される位置検出要求に
   応じた割込み処理として実行するものであり、前記
   （ａ）による位相差検出時点から該位置検出要求による
   割込み時点までの時間経過を測定することを含み、その
   測定値を前記（ｃ）の補間演算において前記時間情報と
   して使用する請求項７に記載の位置検出装置。
10. 【請求項１０】 前記信号生成回路は、前記検出対象位
    置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ
    第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気
    的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、 前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に
    位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナ
    ログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを
    出力するものであり、 前記ディジタル処理装置は、 前記基準交流信号の所定位相に対する前記第１の検出パ
    ルス信号の位相差を検出することに基づき第１の検出デ
    ータを生成し、該基準交流信号の所定位相に対する前記
    第２の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき
    第２の検出データを生成する手段と、 前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算する
    ことで誤差データを得る手段と、 前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所
    定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記
    ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具
    える請求項１乃至４のいずれかに記載の位置検出装置。
11. 【請求項１１】 前記第１及び第２の検出データの絶対
    値の差を演算することで誤差データを得る前記手段を２
    系列設け、 前記ディジタル処理装置において、 前記第１の検出データから第１の系列で得た前記誤差デ
    ータを取り除く演算を行ない、補償された進相の位置検
    出データを得る手段と、 前記第２の検出データから第２の系列で得た前記誤差デ
    ータを取り除く演算を行ない、補償された遅相の位置検
    出データを得る手段と、 前記補償された進相及び遅相の位置検出データの絶対値
    が一致していなければ故障と判定する手段とを更に具え
    た請求項１０に記載の位置検出装置。
12. 【請求項１２】 前記ディジタル処理装置は、 前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号が前記基
    準交流信号の１周期内で少なくとも１回発生したかどう
    かに基づき、故障を判定する手段を含む請求項１又は１
    ０又は１１に記載の位置検出装置。
13. 【請求項１３】 基準交流信号によって励磁されるコイ
    ルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁
    気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信
    号を出力するセンサ部と、 前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前
    記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的
    位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフ
    トされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号と
    を生成する信号生成回路と、 前記第１のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置
    に応じた第１のパルス幅を持つ第１の検出パルス信号
    と、前記第２のアナログ交流信号に基づき前記検出対象
    位置に応じた第２のパルス幅を持つ第２の検出パルス信
    号とを生成するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調回路からの前記検出パルス信号を入力
    し、前記検出パルス信号のパルス幅を測定し、測定した
    パルス幅に基づき前記検出対象位置のデータを得るディ
    ジタル処理装置とを備え、少なくとも前記センサ部と信
    号生成回路とパルス幅変調回路とを検出ユニットの側に
    含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置と
    を、少なくとも前記第１及び第２の検出パルス信号を伝
    送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続
    することを特徴とする位置検出装置。
14. 【請求項１４】 基準交流信号によって励磁されるコイ
    ルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁
    気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信
    号を出力するセンサ部と、 前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、検
    出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１のア
    ナログ交流信号と、検出対象位置の第２の関数に相当す
    る振幅を持つ第２のアナログ交流信号とを生成する信号
    生成回路と、 前記第１のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置
    に応じた第１のパルス幅を持つ第１の検出パルス信号
    と、前記第２のアナログ交流信号に基づき前記検出対象
    位置に応じた第２のパルス幅を持つ第２の検出パルス信
    号とを生成するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調回路からの前記検出パルス信号を入力
    し、前記検出パルス信号のパルス幅を測定し、測定した
    パルス幅に基づき前記検出対象位置のデータを得るディ
    ジタル処理装置とを備え、少なくとも前記センサ部と信
    号生成回路とパルス幅変調回路とを検出ユニットの側に
    含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置と
    を、少なくとも前記第１及び第２の検出パルス信号を伝
    送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続
    することを特徴とする位置検出装置。