JP4662516B2 - 位置検出装置 - Google Patents
位置検出装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4662516B2 JP4662516B2 JP2000324552A JP2000324552A JP4662516B2 JP 4662516 B2 JP4662516 B2 JP 4662516B2 JP 2000324552 A JP2000324552 A JP 2000324552A JP 2000324552 A JP2000324552 A JP 2000324552A JP 4662516 B2 JP4662516 B2 JP 4662516B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- detection
- phase
- pulse
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、誘導型若しくは位相検出型の位置検出装置に関し、特に、コネクタを介して信号配線を着脱可能にした部分を有するものにあって、コネクタの信号接点とアース接点間の絶縁不良の問題やその他の不具合に対処しうる改善策を講じたことに関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導型の回転位置検出器として、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータの１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必要としているので、これが欠点となっている。これに対して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側においてブラシに代わる回転トランスを設けたものである。一方、最近では、本出願人によって、巻線をステータ側にのみ（又はロータ側にのみ）設けた可変磁気抵抗型の検出器を用いて、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるようにした装置も開発されている。また、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるようにした位置検出装置は、回転タイプに限らず、直線位置検出タイプにおいても提案されている。また、本出願人は、この種の１相励磁入力で２相出力を生じるいわゆるレゾルバタイプの位置検出器に対して好適に適用することができる新規な位相差検出技術も提案しており、それは代表的には特開平９−１２６８０９号公報で開示されている。
【０００３】
このような本出願人の出願に係る位相検出タイプの位置検出装置は、概ね、下記の構成を有する。
（ａ）励磁用の基準交流信号を発生する基準交流信号発生手段。
（ｂ）基準交流信号によって励磁されるコイルと、検出対象位置に応じて前記コイルに対する相対的位置が変化する磁気応答部材とを含み、前記検出対象位置の関数である振幅を持つ出力交流信号を出力するセンサ部。
（ｃ）前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路。
（ｄ）前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号のゼロクロスに同期するゼロクロス検出パルスを生成するゼロクロス検出回路。
（ｅ）前記基準交流信号の位相進行に同期するカウンタ出力を前記ゼロクロス検出パルスのタイミングでラッチすることにより、前記基準交流信号に対する前記アナログ交流信号における位相シフト量を測定し、この測定値に基づき位置検出データを得るディジタル処理装置。
上記構成のうち、（ｂ）のセンサ部は、モータやシリンダなど機械に位置検出対象箇所に直接配置されるが、残りの（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は検出用回路ユニットとして、（ｂ）のセンサ部から適宜離れた箇所に配置される。その場合、（ｂ）のセンサ部と、（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットとの間は、配線で接続され、かつ、該配線はコネクタを介して着脱可能とされる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
例えば信号配線としてシールド線が用いられ、コネクタにおいては信号入力（又は出力）接点とアース接点とを含んでいる。この信号接点とアース接点の間は絶縁されているのであるが、その間の絶縁不良という問題が起こり得る。自動車の電装品など、安全対策上、厳密な品質管理が要求される分野においては、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗が或る程度低下しても、支障のない信号処理が行なえるようにすること、つまり位置検出を支障なく行なえるようにすること、が要求される。そのような許容絶縁抵抗の一例として、絶縁抵抗が１０乃至５ｋΩ位まで低下しても位置検出を支障なく行なえるようにすることが要求される場合がある。このような観点から上記従来技術の構成を見てみると、上記（ｂ）のセンサ部から（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットに入力される信号は、センサ部から出力されるアナログ信号であるから、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗が５ｋΩ位まで低下したとすると、信号接点に加わるアナログ信号のレベルに無視できない影響を与える。よって、従来の構成では、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗の低下が起こった場合に、それに耐えうる精度で位置検出を行なうことができないおそれがあった。
【０００５】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、信号配線のコネクタ等の部分における絶縁不良やその他の不具合に対処しうる改善策を講じた位置検出装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に従う位置検出装置は、請求項１によれば、（ａ）基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、（ｂ）前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、（ｃ）前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、（ｄ）前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、（ｅ）前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力するものであり、前記ディジタル処理装置は、前記基準交流信号の所定位相に対する前記第１の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成し、該基準交流信号の所定位相に対する前記第２の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生成する手段と、前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る手段と、前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具えることを特徴とする。
また、請求項３によれば、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記センサ部は、少なくとも１つのコイルを有し、該コイルから、少なくとも１つの出力交流信号を出力するものであり、前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される前記少なくとも１つの出力交流信号と所定の２つの基準電圧信号とを演算することで、前記検出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出力交流信号とを生成し、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成するものであることを特徴とする。
また、請求項４によれば、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記ディジタル処理装置は、（ａ）前記基準パルス信号の周期に対応するサンプリング周期で、該基準パルス信号に対する前記検出パルス信号の位相差を検出することで検出データを生成することと、（ｂ）時間的に相前後する前記検出データの少なくとも２つのサンプルに基づき予測値を求めることと、（ｃ）この予測値と時間情報とを用いて前記検出データに対して補間演算を行なうことを行ない、補間された検出データを得るようにしたものであり、かつ、前記（ｃ）の補間演算を、任意の時点で発生される位置検出要求に応じた割込み処理として実行するものであり、前記（ａ）による位相差検出時点から該位置検出要求による割込み時点までの時間経過を測定することを含み、その測定値を前記（ｃ）の補間演算において前記時間情報として使用することを特徴とする。
【０００７】
上記構成によれば、上記（ｅ）のように、センサ部（ａ）と信号生成回路（ｂ）とパルス変換回路（ｃ）とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと上記ディジタル処理装置（ｄ）とを、ディジタルの前記基準パルス信号を伝送する配線と、ディジタルの前記検出パルス信号を伝送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続する構成であるため、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、所定のハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号である。すなわち、コイル励磁用の基準交流信号について言えば、アナログ信号がコネクタを含む信号配線で授受されるのではなく、ディジタルの基準パルス信号が授受される。また、検出信号について言えば、センサ部（ａ）から出力されるアナログ信号が授受されるのではなく、パルス変換回路（ｃ）から出力される検出対象位置に応じた位相ずれを持つディジタルの検出パルス信号が授受される。このように、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、ハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号であるため、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。
【０００８】
一実施態様として、前記検出ユニットの側に、前記基準交流信号を発生して前記コイルに供給する励磁用交流発生回路と、前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を発生する基準パルス信号発生回路とを含み、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記検出ユニットから前記ディジタル処理装置に伝送するようにしてよい。別の実施態様として、前記基準交流信号の周期を設定する基準パルス信号を前記ディジタル処理装置の側で発生し、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記ディジタル処理装置から前記検出ユニットに伝送し、前記検出ユニットの側には前記基準パルス信号を入力して該基準パルス信号に基づきアナログの前記基準交流信号を生成し、該基準交流信号を前記コイルに供給する励磁交流発生回路を含むようにしてよい。
【０００９】
ところで、自動車など万全の安全対策が要求される分野において位置検出装置を適用する場合、上記のように配線コネクタの絶縁不良等に対処するにとどまらず、検出ユニットからディジタル処理装置の内部に至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができるようにすることが望まれる。一実施態様として、前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力することは、温度ドリフト補償に役立つことに加えて、故障診断にも役立つ。
【００１０】
すなわち、前記ディジタル処理装置において、所定の基準位相に対する前記第１の交流出力信号の位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成し、該所定の基準位相に対する前記第２の交流出力信号の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生成する手段と、前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る手段と、前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具えることで、故障診断を行なうことができる。また、別の故障診断策として、前記ディジタル処理装置において、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号が前記基準交流信号の１周期内で少なくとも１回発生したかどうかに基づき、故障を判定する手段を具えるようにしてもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１は本発明に係る位置検出装置の第１の実施例を示すブロック図である。この位置検出装置のシステム構成は、大別して、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００とによって構成される。
検出ユニット１００において、センサ部１０１は、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力する。この種の誘導型の位置センサとして様々な原理のものが知られており、どのようなタイプのものを用いてもよい。例えば、「レゾルバ」という名称で知られたような１相励磁入力／２相出力型の位置センサを用いてもよいし、２相励磁／１相出力型の位相シフト型センサを用いてもよい。なお、１相励磁入力／２相出力型の位置センサとは、公知のように、代表的には、１相の基準交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔとする）で励磁し、検出対象位置に応じた位相値θの正弦関数である振幅を持つ出力交流信号（便宜上、ｓｉｎθｓｉｎωｔとする）と、該位相値θの余弦関数である振幅を持つ出力交流信号（便宜上、ｃｏｓθｓｉｎωｔとする）とを出力するものである。また、２相励磁／１相出力型の位相シフト型センサは、２相の基準交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔ及びｃｏｓωｔとする）で励磁し、検出対象位置に応じた位相ずれθを持つ出力交流信号（便宜上、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とする）を出力するものである。
【００１２】
以下説明する実施例においては、センサ部１０１として、１相励磁入力／２相出力型の位置センサを用いる例について説明する。その場合、センサ部１０１は、公知のレゾルバと同等の構成であってもよく、ブラシレス・レゾルバであってもよいし、ブラシのあるタイプてあってもよい。あるいは、１次コイルと２次コイルをステータ側に具備し、ロータ又は可動部側にはコイルを持たずに、鉄のような磁性体又は銅のような導電体を磁気応答部材（磁気に応答してコイルに対する磁気結合度を変化させる部材）を持つ、可変磁気抵抗タイプの位置センサであってもよい。また、センサ部１０１は、回転位置検出センサであってもよいし、直線位置検出センサであってもよい。説明の便宜上、図１においては、センサ部１０１におけるコイル構成は、１つの１次コイルＷ１と２つの２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃからなっているように描かれているが、これに限定されるものではない。例えば１次コイルのみとし、該１次コイルにおけるインピーダンス変化に応じた出力交流信号を該１次コイルから取り出すような構成でもよい。あるいは、２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの数は２個に限らず、４個、６個、８個等多数であってもよく、２次コイルの設け方に様々なバリエーションがあることは公知である。
【００１３】
図１に示す実施例では、励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）を発振するためにアナログの交流発振回路１０２が、検出ユニット１００の側に設けられている。センサ部１０１には、この交流発振回路１０２から発生された１相の励磁用交流信号（ｓｉｎωｔ）がバッファアンプ１０３を介して印加され、これによって１次コイルＷ１を励磁する。センサ部１０１では、この１次コイルＷ１の励磁に応じて２相の２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの夫々に出力交流信号が誘導されるようになっており、夫々の誘導電圧レベルは検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθを示す。すなわち、各２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの誘導出力信号は、検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。ここで、ｘ＝θまたはθはｘに比例しているとする。説明の便宜上、コイルの巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイルＷ２ｓをサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイルＷ２ｃをコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。すなわち、検出対象位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが２次コイルＷ２ｓから出力され、同じ検出対象位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔが２次コイルＷ２ｃから出力される。
【００１４】
センサ部１０１から出力された第１及び第２の出力交流信号Ａ，Ｂは、オペアンプ１０４，１０５を介して信号生成回路１０６に入力される。信号生成回路１０６は、センサ部１０１から出力される２相の出力交流信号Ａ，Ｂに基づき、検出対象位置ｘに応じてシフトされた電気的位相θを持つアナログ交流信号を生成する。一例として、図２に示すように、信号生成回路１０６において、第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路１４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、信号生成回路１０６においては加算回路１５と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相シフト回路１４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと位置センサ１０から出力される上記第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる進相の位相ずれθを持つ交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる遅相の位相ずれθを持つ交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つアナログ交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つアナログ交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、演算処理によって夫々得られる。
なお、この実施例では、信号生成回路１０６で進相の交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と遅相の交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とを生成しているが、どちらか一方の方向の位相ずれθを含む信号のみを生成する構成であってもよい。
【００１５】
パルス変換回路１０７は、信号生成回路１０６から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期するディジタルの検出パルス信号に変換するものである。一例として、図２に示すように、パルス変換回路１０７はゼロクロス検出回路１７，１８からなっている。各ゼロクロス検出回路１７，１８は、例えばゼロレベルを比較基準電圧とするコンパレータにより構成される。信号生成回路１０６の加算回路１５及び減算回路１６から出力されたアナログ交流信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、通常のコンパレータ出力のように、各信号Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロクロスつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下がるような特性のディジタルパルスを発生する構成とすればよい。あるいは、各信号Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、その後の短い時間ののちローレベルに立ち下がる瞬時的パルス信号で発生する構成でもよい。要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下りのエッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していればよく、そのパルスのデューティ比は問わない。ゼロクロス検出回路１７の出力は、進相の交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）のゼロクロス位相に同期してハイレベルに立ち上がるパルス信号であり、これを信号ＬＰ１ということにする。ゼロクロス検出回路１８の出力は、遅相の交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）のゼロクロス位相に同期してハイレベルに立ち上がるパルス信号であり、これを信号ＬＰ２ということにする。パルス変換回路１０７からの各出力パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２は、配線３０１，３０２を介してディジタル処理装置２００に入力される。なお、信号レベルは説明の便宜上アクティブハイであるとして説明するが、アクティブローであってもよく、その場合は、ハイレベルとローレベルの関係が逆になることは言うまでもない。
【００１６】
また、検出ユニット１００においては、交流発振回路１０２から発生された励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）を、その周期に同期するディジタルの基準パルス信号に変換する基準パルス変換回路１０８が設けられている。この基準パルス変換回路１０８は、ゼロクロス検出回路と同様のアナログコンパレータによって構成できる。この基準パルス変換回路１０８から発生される基準パルス信号ＲＥＦＰは、励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロクロスつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下がるような特性のパルス信号である。あるいは、基準交流信号（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、その後の短い時間ののちローレベルに立ち下がる瞬時的パルス信号であってもよく、この場合も、要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下りのエッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していればよく、そのパルスのデューティ比は問わない。この基準パルス変換回路１０８から出力される基準パルス信号ＲＥＦＰは、配線３００を介してディジタル処理装置２００に入力される。
【００１７】
ディジタル処理装置２００では、配線３００，３０１，３０２を介して検出ユニット１００から供給される基準パルス信号ＲＥＦＰと検出対象位置ｘに応じた位相ずれθを持つ検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２とに基づき、該検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２の基準パルス信号ＲＥＦＰに対する位相ずれθを測定する処理を行ない、測定した位相ずれθに基づき検出対象位置のデータを得る。
このように、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００とを結ぶ各信号配線３００，３０１，３０２で授受されたる各パルス信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２は、それぞれ１ビットの２値化されたディジタル信号つまりディジタルパルス信号である。ここで、各信号配線３００，３０１，３０２は、検出ユニット１００に対してはコネクタ３１０，３１１，３１２を介して、また、ディジタル処理装置２００に対してはコネクタ３２０，３２１，３２２を介して、着脱可能な構成とされる。各コネクタ３１０，３１１，３１２，３２０，３２１，３２２においては、それぞれの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗は本来無限大であるべきなのであるが、絶縁不良によって、その絶縁抵抗が低下することが起こりうる。しかし、コネクタ３１０〜３２２を介して授受される信号配線３００〜３０２を通る信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２は、すべて、ハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号であるため、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ディジタル回路におけるハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。また、配線３００〜３０２の引き回しによって周辺環境から受けるノイズあるいは温度変化等によるレベル変動に対しても、ディジタル化により耐性が増す。
【００１８】
ここで、これらのパルス信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２の位相関係の一例を時間を横軸とする波形図によって示すと図３のようである。ディジタル処理装置２００では、検出ユニット１００から与えられるこれらの信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２に基づき位置検出データ生成処理を行なう。ディジタル処理装置２００は、マイクロコンピュータのような汎用プロセッサを含み、所定のソフトウェア処理によって検出ユニット１００からの検出信号に基づく位置検出データ生成処理を行なうと共に、その他種々の処理を並行して実行することが可能である。
【００１９】
ディジタル処理装置２００が実行する位置検出データ生成処理には、図４のような割込み処理が含まれる。（ａ）は基準パルス信号ＲＥＦＰがローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、カウンタＫをクリアしカウントスタートさせる。カウンタＫは、所定の高速クロックを常時カウントするものであり、このＲＥＦＰ割込み処理で基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相毎に繰り返し０にリセットされることとなり、そのカウント値は基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相からの位相ずれを示すことになる。図３に示すように、カウンタＫのカウント値は、基準交流信号ｓｉｎωｔの周期に同期して、最小値０から最大値ＭＡＸまでの増加を繰り返す。図４（ｂ）は、検出対象位置ｘに応じた進相の位相ずれ＋θに同期した検出パルス信号ＬＰ１がローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、その割込み時点でのカウンタＫのカウント値を取り込み、進相の位相ずれ＋θを示すデータＰ1としてレジスタに記憶（ラッチ）する。図４（ｃ）は、検出対象位置ｘに応じた遅相の位相ずれ−θに同期した検出パルス信号ＬＰ２がローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、その割込み時点でのカウンタＫのカウント値を取り込み、遅相の位相ずれ−θを示すデータＭ1としてレジスタに記憶（ラッチ）する。勿論、ディジタル処理装置２００における処理は、図４に示すようなソフトウェア処理に限らず、専用ハードウェア回路で処理してもよい。また、カウンタＫ及びその他一部の構成要素は専用ハードウェア回路で構成し、その他の構成要素はＣＰＵとソフトウェア処理で構成するようにしてもよい。
【００２０】
こうして、検出した位相ずれ検出データＰ1，Ｍ1のどちらか一方のみを位置検出データとして使用してよい。あるいは、本出願人が既に特開平９−１２６８０９号で示したようなやり方を採用して位相ずれ検出データに基づく位置データ算出演算を行なうようにしてもよい。すなわち、検出データＰ1，Ｍ1の中に温度ドリフト等による同方向の誤差±ｄが含まれている場合は、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより、
（Ｐ1＋Ｍ1）÷２＝｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷２＝±ｄ
なる関係に基づき、誤差±ｄを検出し、この誤差分をいずれか一方のデータから下記のように減算することにより、
Ｐ1−（±ｄ）＝（±ｄ＋θ）−（±ｄ）＝θ
温度ドリフト補償した正確な位置検出データを得るように演算してもよい。あるいは、動特性を改善するために、検出した位置データを補間処理するようにしてもよい。この補間処理の一例については追って説明する。
【００２１】
図５は本発明に係る位置検出装置の第２の実施例を示すブロック図である。この実施例では、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する２値的パルスである基準パルス信号ＲＥＦＰをディジタル処理装置２００の側で発生し、コネクタ３２３、配線３０３、コネクタ３１３を介して検出ユニット１００に与える。検出ユニット１００では、例えばローパスフィルタのような回路を含んで構成されるアナログ交流信号発生回路１０９に基準パルス信号ＲＥＦＰを入力し、該基準パルス信号ＲＥＦＰの周期に同期するアナログ基準交流信号ｓｉｎωｔを出力する。このとき基準パルス信号ＲＥＦＰがデューティ比５０％未満の瞬時的なパルスである場合は、デューティ比５０％程度の方形波に整形してからローパスフィルタにかけるとよい。このアナログ交流信号発生回路１０９から出力された基準交流信号ｓｉｎωｔが励磁用交流信号としてセンサ部１０１に供給される。検出ユニット１００における他の構成つまり信号生成回路１０６とパルス変換回路１０７の構成は、図１に示した第１の実施例と同様であってよい。
【００２２】
図６は上記第２の実施例におけるディジタル処理装置２００での基準パルス信号ＲＥＦＰの発生に関連する処理例を示す。図６は、所定の高速クロックパルスの発生周期毎に実行されるタイマ割込み処理である。ステップＳ１では、カウンタＫの値を１インクメントする。ステップＳ２では、カウンタＫのカウント値が所定の最大値ＭＡＸに達したかを判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ３に行き、カウンタＫの値を初期値つまり最小値０にクリアする。次に、ステップＳ４では、ＲＥＦＰの値を“１”にセットし、リターンする。ステップＳ２がＮＯのときはステップＳ５に行き、カウンタＫのカウント値が所定の中間値ＭＡＸ／２に達したかを判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ６に行き、ＲＥＦＰの値を“０”にリセットし、リターンする。これによって、図３に示されたものと同様に、ディジタル処理装置２００の内部カウンタＫのカウント値は、最小値０から最大値ＭＡＸまでの増加を繰り返す。そして、基準パルス信号ＲＥＦＰは、図３に示されたものと同様に、このカウンタＫのカウント値の最小値０から最大値ＭＡＸまでの繰り返しサイクルに同期して例えば最小値０のときハイレベルに立ち上がるパルス信号として形成される。そのデューティ比は５０％でもよいし、また、それに限らない。こうして形成された基準パルス信号ＲＥＦＰが、ディジタル処理装置２００のコネクタ３２３から配線３０３を介して検出ユニット１００のコネクタ３１３に至り、アナログ交流信号発生回路１０９に入力され、該基準パルス信号ＲＥＦＰの周期に同期するアナログ基準交流信号ｓｉｎωｔが生成される。なお、この第２の実施例におけるディジタル処理装置２００での検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に応じた処理は、前記第１の実施例における図４（ｂ），（ｃ）に示した処理と同様の処理であってよいため、説明を省略する。この場合も、ディジタル処理装置２００における処理は、図６に示すようなソフトウェア処理に限らず、専用ハードウェア回路で処理してもよい。また、前述と同様に、カウンタＫ及びその他一部の構成要素は専用ハードウェア回路で構成し、その他の構成要素はＣＰＵとソフトウェア処理で構成するようにしてもよい。
【００２３】
図７は、センサ部１０１におけるコイル構成として、実質的に１個のセンサ用コイルＬ１のみを使用する実施例を示す。この図７の構成は、図１に示すような第１の実施例または図５に示すような第２の実施例のいずれにおいても適用可能である。図７の例において、センサ部１０１はセンサ用コイルＬ１のほかに図示しない磁気応答部材を含む。この磁気応答部材は鉄のような磁性体あるいは銅のような反磁性体からなり、検出対象位置の変化に応じて該磁気応答部材とセンサ用コイルＬ１の相対的位置が変化し、これに応じてセンサ用コイルＬ１の自己インダクタンスが変化する。この点は、図７で、コイルＬ１を可変インダクタンス要素の図法で図示することで示している。センサ用コイルＬ１は、アンプ１０３を介して与えられる前記基準交流信号ｓｉｎωｔによって励磁される。
【００２４】
図７において、温度補償用コイルＬ２がセンサ用コイルＬ１に直列接続されており、その接続点からセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出される。この温度補償用コイルＬ２は、センサ部１０１における検出対象位置の変化に応じた上記磁気応答部材の相対的位置変化には応答せず、一定のインピーダンス（インダクタンス）を示すものであるが、できるだけセンサ用コイルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すように、センサ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル素子であることが好ましく、また、できるだけ同一環境下に配置されることが好ましい。センサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ１，Ｌ２の温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとなる。
【００２５】
図８（Ａ）は、検出対象たる位置（横軸ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（たて軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｂは検出対象位置の範囲を例示するもので、例えば位置ａがセンサ部１０１における上記磁気応答部材がセンサ用コイルＬ１の磁界から最も遠ざかっている位置に相当し、位置ｂが該磁気応答部材がセンサ用コイルＬ１の磁界に最も近づいている位置に相当し、この位置ａからｂまでの範囲における検出対象位置を検出することができる。位置ａでは、センサ用コイルＬ１のインピーダンス最小のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振幅係数）である。また、位置ｂでは、インピーダンス最大のため、コイルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大振幅係数）である。
【００２６】
センサ用コイルＬ１に生じる電圧は、検出対象位置がａからｂまで動く間で、最小値から最大値まで漸増変化する。この位置ａにおいて最小値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐaは最小インピーダンス）、これを第１の基準電圧Ｖａとして設定する。すなわち、
Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ
である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐｂは最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂとして設定する。すなわち、
Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ
である。
【００２７】
図７に示すように、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直列接続した回路とが設けられており、これらも基準交流信号ｓｉｎωｔによって駆動される。基準電圧ＶａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、基準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り出される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬｂ１，Ｌｂ２の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるように、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。
【００２８】
図７の例においては、オペアンプ１０４は、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから第１の基準電圧Ｖａを減算する下記の演算を行なうように設定される。つまり、コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
なる演算を行う。第１の基準電圧Ｖａによって設定した検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は「０」となる。一方、該検出対象区間の終わりの位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb−Ｐa 」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、該検出対象区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、検出対象区間の範囲内において、図８（Ｂ）に示すように、「０」から「１」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図８（Ｃ）に示すようなサイン関数ｓｉｎθの第１象限（つまり、０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。なお、図８（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するサイン関数特性の振幅係数のカーブｓｉｎθのみを示しているが、実際のオペアンプ１０４の出力はこの振幅係数ｓｉｎθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔである。
【００２９】
図７の例においては、オペアンプ１０５は、検出用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧Ｖｂとの差を求める下記の演算を行なうように設定される。上記と同様に、Ａ（ｘ）はコイル出力電圧Ｖｘの振幅係数の関数である。
もので、前記式（２）のように、
検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、第２の基準電圧Ｖｂによって設定した該区間の終わりの位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、該検出対象区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、検出対象区間の範囲内において、図８（Ｂ）に示すように、「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図４（Ｃ）に示すようなコサイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。この場合も、図８（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するコサイン関数特性の振幅係数のカーブｃｏｓθのみを示しているが、実際のオペアンプ１０５の出力はこの振幅係数ｃｏｓθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔである。なお、オペアンプ１０５での減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。
【００３０】
図７の各オペアンプ１０４，１０５から出力された検出交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ，ｃｏｓθｓｉｎωｔは、図１又は図５における信号生成回路１０６（詳細は図２）に入力される。なお、図７の構成では、センサ用コイルについての温度ドリフト補償が済んでいるので、検出対象位置に応じて位相シフトされた検出交流信号として進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することなく、どちらか一方の信号のみを生成するだけでもよい。その場合は、検出パルス信号もＬＰ１とＬＰ２のどちらか一方のみが発生される。しかし、センサ用コイル以外の各アナログ回路等における温度ドリフト補償までをも行なうためには、検出交流信号として進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成するのがよい。また、このような進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することは、後述するように本検出装置における断線やショート等の異常検出処理を、ディジタル処理装置２００の側で容易に行なうことができるので、有利である。
【００３１】
次に、進相と遅相の２つの検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）に同期する位相検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に基づきディジタル処理装置２００で行なわれる位置検出動作の一例の基本原理につき図９〜図１２により説明する。図９は、ディジタル処理装置２００による位置検出原理を説明するための詳細ブロック図である。図９に示されたディジタル処理装置２００において、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（つまり進相の位相ずれ＋θ）に同期する位相検出パルスＬＰ１はラッチ（つまりレジスタ）２１のラッチ制御信号として使用され、検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（つまり遅相の位相ずれ−θ）に同期する位相検出パルスＬＰ２はラッチ（つまりレジスタ）３１のラッチ制御信号として使用される。各ラッチ２１及び３１では、カウンタＫのカウント値を夫々の位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングでラッチする。前述の通り、カウンタＫのカウント値の０は基準交流信号sinωｔの０位相に対応しているので、各ラッチ２１及び３１にラッチしたデータＰ1，Ｍ1は、それぞれ、基準交流信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ（＋θ及び−θ）に対応している。
このように、各位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２に応じて各ラッチ２１及び３１に位相差検出データＰ1及びＭ1をそれぞれラッチする処理が、検出対象位置（ｘ）に応じて正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の交流出力信号「sin（ωｔ＋θ）」の位相差を検出することで第１の検出データ（Ｐ1）を生成し、検出対象位置（ｘ）に応じて負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の交流出力信号「sin（ωｔ−θ）」の位相差を検出することで第２の検出データ（Ｍ1）を生成する処理に相当する。
【００３２】
ここで、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００間の配線ケーブル長の長短による影響や、検出ユニット１００のコイル及び各回路において温度ドリフトによるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、上記各検出交流信号Ｙ１，Ｙ２は次のように表わされる。
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
したがって、上記各検出データＰ1及びＭ1は、検出対象位置ｘに対応する真の位相角θを示すものではなく、上記誤差±ｄを含むものである。この誤差±ｄは、進相の検出データＰ1に対しても、遅相の検出データＭ1に対しても、同一方向（同相方向）の誤差として含まれる。この点を図に示すと、図１０（ａ）及び（ｂ）のようである。（ａ）は誤差位相±ｄがプラスつまり進相（＋ｄ）の場合を図説し、（ｂ）は遅相（−ｄ）の場合を図説するものである。すなわち、進相の検出データＰ1は基準位相Ｒ０（例えば基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相）に対して「±ｄ＋θ」なる位相ずれを示すものであり、遅相の検出データＭ1は基準位相Ｒ０に対して「±ｄ−θ」なる位相ずれを示すものである。この誤差±ｄは、未知の値であるが、本出願人の出願に係る前記従来技術においては、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより、
｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷２＝±ｄ
なる関係に基づき、誤差±ｄを検出することができ、これにより温度特性誤差の補償を行うことができることを教示した。本実施例においても、同様の原理に従う温度特性誤差補償を行うが、その点については後述する。なお、以下の説明では、説明に特段の差しつかえがないかぎり、検出交流信号位相成分に上記誤差±ｄを含んでいる場合であっても、便宜上、あえてこの±ｄの存在を示さず、単に、「＋θ」や「−θ」、あるいは「ωｔ＋θ」や「ωｔ−θ」のように記載する。
【００３３】
なお、各ラッチ２１及び３１では、同じカウンタＫのカウント出力をラッチするため、遅相の位相ずれ−θについて該カウンタＫのカウント値をそのまま当該位相ずれの絶対値「θ」を示す値とみなした場合、進相の位相ずれ＋θについては該カウンタＫのカウント値は３６０度の補数（つまり「３６０°−θ」）に相当する位相データをラッチすることとなる。これにより、正負符号付きの各位相差「＋θ」及び「−θ」に対応するデータをそのまま位相差検出データＰ1及びＭ1としてそれぞれ各ラッチ２１及び３１にラッチしたことと等価となる。このように、位相差検出データＰ1及びＭ1が正負符号付きのままの位相ずれ「＋θ」及び「−θ」に対応しているものとしているので、上記のように、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることが、誤差±ｄを検出することに相当する。一方、このような事項は設計上任意に変更可能であり、例えば、進相の位相ずれ「＋θ」についても当該位相ずれの絶対値「θ」がラッチ２１にされるようにしてもよい。例えば、そのためには、ラッチ３１にはカウンタＫのカウント値をそのままラッチする一方で、ラッチ２１にはカウンタＫのカウント値の負の値若しくはモジュロ数に対するカウント値の補数（最大カウント値と現カウント値との差）をラッチするものとするとよい。その場合は、ラッチ２１にラッチされる進相方向の位相ずれ「＋θ」についての位相差検出データＰ1はそのθの絶対値を示し、また、ラッチ３１にラッチされる遅相方向の位相ずれ−θについての位相差検出データＭ1もそのθの絶対値を示しているものとなる。その場合は、誤差±ｄを含む進相方向の位相ずれ「±ｄ＋θ」の絶対値「θ±ｄ」を示す検出データＰ1と遅相方向の位相ずれ「±ｄ−θ」の絶対値「θ−（±ｄ）」を示す検出データＭ1との差を２で割ることで、誤差±ｄを検出することができる。その他、データ形式や演算形態の細部は適宜に設計変更可能である。
【００３４】
図９の説明に戻ると、各ラッチ２１及び３１に対応して２次ラッチ（すなわちレジスタ）２２及び３２が設けられており、前記位相検出パルスＬＰ１に応じて１次ラッチ２１の出力を２次ラッチ２２にラッチし（つまりシフトし）、前記位相検出パルスＬＰ２に応じて１次ラッチ３１の出力を２次ラッチ３２にラッチする。これにより、前回の位相検出パルスＬＰ１（又はＬＰ２）の発生時にラッチ２１（又は３１）にラッチされたデータ（つまり１サンプル前の位相差検出データ）が２次ラッチ２２（又は３２）に転送される。こうして、今回発生した位相検出パルスＬＰ１（又はＬＰ２）に応じて１次ラッチ２１（又は３１）にラッチされて該ラッチ２１（又は３１）から出力されるデータを今回サンプルの位相差検出データＰ1（又はＭ1）とすると、そのとき同時に２次ラッチ２２（又は３２）に転送されて該ラッチ２２（又は３２）から出力されるデータは前回サンプルの位相差検出データＰ0（又はＭ0）である。こうして、正方向に位相遷移する傾向の、つまり進相の第１の検出データＰ1についての、時間的に相前後する２つのサンプルのデータ、つまりＰ1とＰ0、が各ラッチ２１及び２２から得られる。同様に負方向に位相遷移する傾向の、つまり遅相の第２の検出データＭ1についての、時間的に相前後する２つのサンプルのデータ、つまりＭ1とＭ0、が各ラッチ３１及び３２から得られる。
【００３５】
引算器２３では、ラッチ２１の出力値Ｐ1からラッチ２２の出力値Ｐ0を減算して、１サンプル周期当りの変化量ΔＰを求める。すなわち、
ΔＰ＝Ｐ1−Ｐ0
なる減算を行う。なお、ここでいう１サンプル周期とは、第１の交流出力信号sin（ωｔ＋θ）の交流サイクルの１周期であり、検出対象の静止時は基準交流ｓｉｎωｔの１周期に相当するが、検出対象の移動時はドップラ効果によって正方向つまり進相方向に（交流サイクル周期を縮める方向に）遷移する。すなわち、１サンプル周期毎にラッチタイミングが早まるからである。
【００３６】
同様に、引算器３３では、ラッチ３１の出力値Ｍ1からラッチ３２の出力値Ｍ0を減算して、１サンプル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわち、
ΔＭ＝Ｍ1−Ｍ0
なる減算を行う。この１サンプル周期は、第２の交流出力信号sin（ωｔ−θ）の交流サイクルの１周期であり、検出対象の静止時は基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に相当するが、検出対象の移動時はドップラ効果によって負方向につまり遅相方向に（交流サイクル周期を伸ばす方向に）遷移する。すなわち、１サンプル周期毎にラッチタイミングが遅れるからである。図１０（ｃ）は、各サンプル毎の位相差検出データＰ0，Ｐ1，Ｍ0，Ｍ1の、基準位相Ｒ０に対する位相ずれ量をそれぞれ例示し、これによって、１サンプル周期当たりの進相及び遅相の変化量ΔＰ及びΔＭをビジュアルに図示したものである。
【００３７】
それぞれの方向についての変化量ΔＰ、ΔＭは、それぞれ次のラッチタイミングまでの変化量の予測値として、補間演算に際して、使用される。例えば、加算器２４において、ラッチ２１から出力される今回サンプルの検出データＰ1と、引算器２３から出力される次回サンプルまでの予測変化量ΔＰとを加算し、補間演算に際しての、目標値ＴＰを得る。すなわち、
ＴＰ＝Ｐ1＋ΔＰ
なる演算を行う。同様に、例えば、加算器３４において、ラッチ３１から出力される今回サンプルの検出データＭ1と、引算器３３から出力される次回サンプルまでの予測変化量ΔＭとを加算し、補間演算に際しての、目標値ＴＭを得る。すなわち、
ＴＭ＝Ｍ1＋ΔＭ
なる演算を行う。なお、この実施例においては、この目標値ＴＰ，ＴＭは、補間演算の際の絶対的な到達目標ではなく、補間の方向性を示す目安として使用されるだけである。具体的な補間値を決定するのに関与するのは、次に述べる標準予測値である。
【００３８】
前述のように、進相つまり正方向（時間圧縮方向）へ位相遷移するときの変化量ΔＰと、遅相つまり負方向（時間伸張方向）へ位相遷移するときの変化量ΔＭは、ドップラ効果によって生じるものであり、移動速度（回転体の場合は回転数）に依存するものである。しかし、これらの進相方向の変化量ΔＰと遅相方向の変化量ΔＭは、移動速度に対してリニアティを示さず、図１０に示すような非線形性を示す。図１０の第１象限に実線で描かれたカーブΔＭが遅相遷移方向の変化量ΔＭの非線形特性例であり、第４象限に実線で描かれたカーブΔＰが進相遷移方向の変化量ΔＰの非線形特性例である。このように２つの変化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性は互いに逆向きの非線形特性、つまり一方が指数的で、他方が対数的、となる。このような逆向きの非線形特性は、変化量ΔＰ，ΔＭを求めるためのサンプル周期（交流周期）が、進相の場合は速度が増すにつれて圧縮され、遅相の場合は速度が増すにつれて引き延ばされるために生じる。よって、横軸に示す移動速度が増してくるにつれて、２つの変化量ΔＰ，ΔＭの値の重みが異なってくるので、これを適正に修正せずに補間演算に使用すると、後述の温度特性誤差補償演算等で、両者の補間演算結果同士を用いて演算を行った場合、誤差を招くことになる。この実施例において、これらの変化量ΔＰ，ΔＭ（すなちわち１次予測値）の非線形特性を修正することで、そのような誤差を招くことがないようにしている。そのようにこれらの変化量ΔＰ，ΔＭ（すなちわち１次予測値）の非線形特性を修正した値を、この実施例では、標準予測値（ノーマライズした予測値）と呼ぶことにする。
【００３９】
図９の例においては、引算器２３，３３から出力される各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値を演算器３０で下記のように平均化する演算を行うことにより、修正した予測値つまり標準予測値ＶＴを求めるようにしている。
ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２
その結果得られる標準予測値ＶＴの移動速度に対する特性は、図１０で破線ＶＴで示すように、ほぼ直線性を示すものとなる。この標準予測値ＶＴは、所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）で、進相及び遅相の位相検出データＰ1，Ｍ1をそれぞれサンプリング（ラッチ）したと仮定した場合のサンプル間の変化量つまり予測値に相当するもの、つまりバーチャルサンプリング（ラッチ）周期毎の変化量の予測値である。換言すれば、この実施例に従って、図４に示すような各変化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性を直線特性に変換して標準予測値ＶＴを得ることで、動特性時におけるドップラ効果の影響を排除した、所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）つまりバーチャルサンプリング（ラッチ）周期に従う、ノーマライズされた仮想的な位相差検出が可能となる。これは、本発明で初めて提案する新規なアイデアである。なお、この標準予測値ＶＴを次のステップで演算器２５及び３５で使用する場合、それぞれの予測値ΔＰ，ΔＭの傾き方向（正負）に合わせた正負符号をつけるものとする。例えば、図４に示したように、進相の予測値ΔＰの傾きは負であるから、進相用の演算器２５で使用する標準予測値ＶＴには負の符号を付与する（負の値とする）。これを図４で示せば、破線ＶＴ’で示す特性となる。
【００４０】
標準予測値の求め方としては、これに限らず、例えば進相及び遅相毎にそれぞれ逆特性の非線形変換テーブルを使用して各予測値ΔＰ，ΔＭを個別にデータ変換することで、それぞれ所定の直線性を示す値となるように変換する手法などが考えられる。その場合、標準予測値は進相及び遅相毎に別々に生成することとなる。しかし、上記のように平均値演算により標準予測値を求める手法はかなり簡単な構成で済むため、変換テーブルを用いる手法に比べてかなり有利である。また、予測値ΔＰ，ΔＭは、上記例のように、隣接する２サンプルの位相差検出データの差（１サンプル周期の変化量）に限らず、２サンプル以上離れた２サンプルの位相差検出データの差（２サンプル周期以上の変化量）に基づいて求めるようにしてもよいし、また、２サンプルの位相差検出データに限らず、３サンプル以上の位相差検出データに基づいて求めるようにしてもよい。
【００４１】
この実施例において、補間演算は、上述のバーチャルサンプリング（ラッチ）周期つまり所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）を基準にして行われる。すなわち、図１２（ａ）に示すように、励磁側の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期（例えばその周波数が１０ｋＨｚとすると、１００μｓ）を所定の数ｎで分割し、その分割された１タイムスロットを１補間ステップとして、バーチャルサンプリング周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）の１周期の間でｎ個の補間ステップからなる補間演算を、予測補間によって、時間経過に従って順次行う。各補間ステップ毎のタイムスロットを形成する補間クロックＴｎは、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期の１／ｎの周期からなる。例えばｎ＝４０９６とした場合、補間クロックＴｎは４０．９６ＭＨｚとなる。ここで、例えば、ｎをカウンタＫのモジュロ数と同数とすると、カウンタのクロックパルスＣＫと補間クロックＴｎは、同一のクロックパルスを使用することができる。
【００４２】
図９において、演算器２５では、演算器３０で求めた標準予測値ＶＴを少なくとも用いて、１補間ステップ当りの補間値（つまり増分値）Ａｐを演算する。基本的には、バーチャルサンプリング周期当りの変化量である標準予測値ＶＴを補間ステップ分割数ｎで割ることで、１補間ステップ当りの増分値Ａｐを求めることができる。しかし、位相検出パルスＬＰ１が発生したタイミングで新たな検出データＰ1がラッチ２１にラッチされたとき、その直前に得られた補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）が該今回サンプルの新たな検出データＰ1に対して誤差を有するときは、この誤差をこの補間増分値Ａｐに反映させることで、予測補間による誤差修正を常に行ってやることが望ましい。そこで、演算器２５では、位相検出パルスＬＰ１が発生したタイミングで、ラッチ２１から出力される今回サンプルの新たな検出データＰ1と、補間処理部２６で得られた最新の補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり補間最終値ＰＡとを更に用いて、下記の演算を行い、新たな補間増分値Ａｐを求める。
Ａｐ＝｛（Ｐ1−ＰＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ
ここで、（Ｐ1−ＰＡ）が、現在の補間済検出データつまり補間最終値ＰＡと今回サンプリングした新たな検出データＰ1との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴに加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで割ることにより、補間増分値Ａｐを求める。なお、設計上の細部の話ではあるが、ここで、対応する変化量ΔＰが負の傾きを持つ場合は、前述の通り、演算器２５で使用する標準予測値ＶＴは、演算器３０で求めた値の負の値（つまり図４のＶＴ’）とする。よって、補間増分値Ａｐは負の値となり、事実上、減分値となる。
【００４３】
遅相方向についても同様に、演算器３５では、位相検出パルスＬＰ２が発生したタイミングで、演算器３０で求めた標準予測値ＶＴと、前記分割数ｎと、ラッチ３１から出力される今回サンプルの新たな検出データＭ1と、補間処理部３６で得られた最新の補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり補間最終値ＭＡとを用いて、下記の演算を行い、新たな補間増分値Ａｍを求める。
Ａｍ＝｛（Ｍ1−ＭＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ
ここで、（Ｍ1−ＭＡ）が、現在の補間済検出データつまり補間最終値ＭＡと今回サンプリングした新たな検出データＭ1との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴに加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで割ることにより、補間増分値Ａｍを求める。この場合、演算器３３で求めた変化量ΔＭが正の傾きを示すものであれば、演算器３５では演算器３０で求めた標準予測値ＶＴをそのまま（正の符号のまま）上記演算で使用する。
【００４４】
進相用の補間演算を行う補間処理部２６においては、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、補間最終値ＰＡに対して、前記演算器２５で得た補間増分値Ａｐを順次累算していくことで、時間経過に従う予測補間演算を行う。詳しくは、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、ステップ２６ａで、現在の補間済検出データすなわち補間最終値ＰＡの値に増分値Ａｐを加算し、該補間済検出データすなわち補間最終値ＰＡの値を更新する。ステップ２６ｂで、該補間済検出データＰＡの値が目標値ＴＰに到達又は越えたかをチェックし、ＮＯであれば、ステップ２６ａに戻り、次の補間クロックＴｎの発生タイミングで、ＰＡに対するＡｐの加算を行う。こうして、各補間ステップ毎に補間最終値ＰＡに対して増分値Ａｐを順次累算していく。補間済検出データＰＡの値が目標値ＴＰに到達又は越えると、ステップ２６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ２６ａでの加算を一時停止する。一時停止されたステップ２６ａでの加算は、次に位相検出パルスＬＰ１が発生されたとき再開される。ステップ２６ａでの演算で求められた補間済検出データＰＡは、補間クロックＴｎによって１補間ステップ毎に補間出力ラッチ２７にラッチされる。ここで、前述のように増分値Ａｐが負の値（つまり減分値）であれば、ステップ２６ｂでの加算によって、得られる補間済検出データＰＡの値は順次減少していき、予測補間演算によって進相方向に細かく遷移してゆく補間済検出データＰＡが得られることとなる。その場合、目標値ＴＰの値は前回の補間最終値ＰＡよりは小さいので、ステップ２６ｂでは、「ＰＡ≦ＴＰ」が成立したか否かの判定を行うものとする。
【００４５】
遅相用の補間演算を行う補間処理部３６においても、同様に、ステップ３６ａで、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、補間最終値ＭＡに対して、前記演算器３５で得た補間増分値Ａｍを順次累算していくことで、時間経過に従う予測補間演算を行う。補間済検出データＭＡの値が目標値ＴＭに到達又は越えると、ステップ３６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ３６ａでの加算を一時停止する。一時停止されたステップ３６ａでの加算は、次に位相検出パルスＬＰ２が発生されたとき再開される。ステップ３６ａでの演算で求められた補間済検出データＭＡは、補間クロックＴｎによって１補間ステップ毎に補間出力ラッチ３７にラッチされる。ここで、前述のように増分値Ａｍが正の値であれば、ステップ３６ｂでの加算によって、得られる補間済検出データＭＡの値は順次増加していき、予測補間演算によって遅相方向に細かく遷移してゆく補間済検出データＭＡが得られることとなる。その場合、目標値ＴＭの値は前回の補間最終値ＭＡよりは大きいので、ステップ３６ｂでは、「ＭＡ≧ＴＭ」が成立したか否かの判定を行うものとする。
【００４６】
図１２（ｂ）は、進相方向の補間演算例を示す図である。位相検出パルスＬＰ１によってラッチ２１に今回サンプルの検出データＰ1がラッチされると、前回サンプルの検出データＰ0との差が変化量ΔＰとして検出され、Ｐ1＋ΔＰ＝ＴＰが目標値として設定される。また、位相検出パルスＬＰ１の発生時点での補間最終値ＰＡ’とＰ1との差が標準予測値ＶＴに加算されて、該標準予測値がＶＴ１で示すように修正される。これに基づき、補間増分値（減分値）Ａｐが計算され、補間ステップ毎に、補間最終値ＰＡ’に対して増分値（減分値）Ａｐが累算されていくことで、補間済検出データＰＡが得られる。
同様に、図１２（ｃ）は、遅相方向の補間演算例を示す図である。位相検出パルスＬＰ２によってラッチ３１に今回サンプルの検出データＭ1がラッチされると、前回サンプルの検出データＭ0との差が変化量ΔＭとして検出され、Ｍ1＋ΔＭ＝ＴＭが目標値として設定される。また、位相検出パルスＬＰ２の発生時点での補間最終値ＭＡ’とＭ1との差が標準予測値ＶＴに加算されて、該標準予測値がＶＴ２で示すように修正される。これに基づき、補間増分値Ａｍが計算され、補間ステップ毎に、補間最終値ＭＡ’に対して増分値Ａｍが累算されていくことで、補間済検出データＭＡが得られる。
【００４７】
補間出力ラッチ２７及び３７から出力される進相方向及び遅相方向の補間済検出データＰＡ及びＭＡは、演算器２８に入力され、前述した温度特性等の誤差±ｄを除去するための補償演算がなされる。すなわち、図１０（ａ），（ｂ）によって前述した通り、進相及び遅相の位相差検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより誤差±ｄを検出することができるのと同様に、演算器２８では下記のように、進相及び遅相の補間済検出データＰＡ及びＭＡを足して２で割ることにより誤差±ｄを抽出する。
±ｄ＝（ＰＡ＋ＭＡ）÷２
ここで、補間済検出データＰＡ及びＭＡは、前述した精度の高い予測補間によって検出対象位置ｘの時間的変化に追従して密に発生するものであるため、検出対象位置ｘの時間的変化に伴う位相差成分θの細密な時間的変化を、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期未満の細かなタイムスロット（補間ステップ）毎に示しているものである。従って、等価的に、
ＰＡ＝±ｄ＋θ（ｔ）
ＭＡ＝±ｄ−θ（ｔ）
で示すことができる。よって、演算器２８の演算は、等価的に、
〔｛±ｄ＋θ（ｔ）｝＋｛±ｄ−θ（ｔ）｝〕÷２＝±ｄ
であり、温度特性等のインピーダンス変化による誤差±ｄを、動特性時（＋θおよび−θが＋θ（ｔ）及び−θ（ｔ）として時間的に変化するとき）においても正確に検出するものである。
【００４８】
演算器２９では、下記のように、進相又は遅相の一方の補間済検出データＰＡ又はＭＡ（図の例ではＰＡとする）から、演算器２８で求めた誤差±ｄを引き算し、誤差±ｄを除去した、動特性補間済みの正確な位置検出データＰを得る。
Ｐ＝ＰＡ−（±ｄ）
これは、等価的には、
Ｐ＝｛±ｄ＋θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝θ（ｔ）
に相当する。
【００４９】
なお、補間演算のアルゴリズムは、上記実施例に示したものに限らず、その他任意のものを用いてよい。
また、既述の通り、ディジタル処理装置２００における各回路は、ディスクリート回路に限らず、ゲートアレイ等を用いた集積回路によって構成することができるし、あるいはディジタルシグナルプロセッサを使用した回路によっても構成できるし、その他の高密度集積回路によっても構成することができるし、また、ＣＰＵ等を使用したソウトウェアプログラムによって実現することができ、それらのすべての実施の形態が本発明の範囲に含まれる。
【００５０】
ディジタル処理装置２００をＣＰＵ等の演算処理装置を使用したソウトウェアプログラムによって実現するようにした場合、図９に示されたような演算アルゴリズムを常時実行するようにプログラムを組んでもよい。その場合は、補間済みの位置検出データＰが常に生成される。しかし、そのように補間済みの位置検出データＰを常時生成するようにプログラムを組んだ場合は、ＣＰＵの負担（オーバーヘッド）が増すので、該ＣＰＵ等の演算処理装置を多目的に使用している場合（同時並行的に他の処理にも使用している場合）などにあっては好ましくない。
【００５１】
そこで、次に述べる実施例では、以下、図１３〜図１５を参照して説明するように、ディジタル処理装置２００をＣＰＵ等のプログラム可能な演算処理装置を使用したソウトウェアプログラムによって実現する場合において、ＣＰＵ等の演算処理装置の適切なオーバーヘッド軽減策を提案する。図１３〜図１５に示した実施例について大まかに説明すると、ＣＰＵに対して位置検出の割込み要求が生じたときだけ、該ＣＰＵで位置検出のための補間演算処理を行なうことで、ＣＰＵの負担（オーバーヘッド）を軽減している。
【００５２】
ディジタル処理装置２００におけるＣＰＵが実行する位置検出のための補間演算処理は、主に、図１３に示す位相検出パルス割込み処理と、図１４に示す位置検出データ要求割込み処理とからなる。図１３（Ａ）は、進相位相ずれ＋θに対応する位相検出パルスＬＰ１が発生したときに行なわれる割込み処理であり、まず、該位相検出パルスＬＰ１の発生タイミングに対応する今回の検出データＰ1（図２のラッチ回路２１でラッチするデータに相当するもの）を取り込むと共に、前回の検出データＰ0（図９のラッチ回路２２でラッチするデータに相当するもの）を保持する（ステップＳ１１）。そして、進相用補間比率データＴｘｐを生成するための進相用補間クロックカウンタをクリアしてカウントスタートする（ステップＳ１２）。この進相用補間クロックカウンタは、補間クロックＴｎをカウントするものである。これにより、進相用補間クロックカウンタのカウント値つまり進相用補間比率データＴｘｐは、位相検出パルスＬＰ１の発生タイミングからの時間経過を補間ステップ単位で示す。
【００５３】
図１３（Ｂ）は、遅相位相ずれ−θに対応する位相検出パルスＬＰ２が発生したときに行なわれる割込み処理であり、まず、該位相検出パルスＬＰ２の発生タイミングに対応する今回の検出データＭ1（図９のラッチ回路３１でラッチするデータに相当するもの）を取り込むと共に、前回の検出データＭ0（図９のラッチ回路３２でラッチするデータに相当するもの）を保持する（ステップＳ１３）。そして、遅相用補間比率データＴｘｍを生成するための遅相用補間クロックカウンタをクリアしてカウントスタートする（ステップＳ１４）。この遅相用補間クロックカウンタも、補間クロックＴｎをカウントするものである。これにより、遅相用補間クロックカウンタのカウント値つまり遅相用補間比率データＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の発生タイミングからの時間経過を補間ステップ単位で示す。
【００５４】
図１５は、各位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングとそれに関連する信号の一例を示すタイミングチャートであり、例えば、時点ｔ1で位相検出パルスＬＰ２が発生する（立上りトリガがかかる）と、その時点ｔ1から遅相用補間クロックカウンタのカウントがスタートし、そのカウント値である遅相用補間比率データＴｘｍは０から順次増加してゆく。そして、時点ｔ3で次の周期の位相検出パルスＬＰ２が発生すると、遅相用補間比率データＴｘｍは０にクリアされ、０からのカウントを再開する。従って、遅相用補間比率データＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の１周期の間で、補間ステップ毎に時々刻々と増加する。進相用補間比率データＴｘｐも同様であり、位相検出パルスＬＰ１が発生した時点ｔ2から次に発生する時点ｔ4までの間で、補間ステップ毎に時々刻々と増加する。
【００５５】
ディジタル処理装置２００のＣＰＵに対して位置検出データ要求が与えられたとき、図１４の位置検出データ要求割込み処理が行なわれる。例えば、この位置検出データ要求は、位置検出データを利用する装置（図示せず）が最新の位置検出データを必要とするときに、該装置からディジタル処理装置２００のＣＰＵに対して与えられる。図１４では、まず、上記進相用及び遅相用補間クロックカウンタのカウント値つまり進相用及び遅相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍが取り込まれる（ステップＳ１５）。例えば、図１５における任意の時点ｔｘで位置検出データ要求に基づく図１４の割込み処理がなされるとすると、該時点ｔｘでの各進相用及び遅相用補間クロックカウンタのカウント値が進相用及び遅相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍとして、ステップＳ１５で取り込まれる。
【００５６】
次にステップＳ１６では、図９における演算ブロック２３，３３，３０における演算と同様の演算を行なう。すなわち、図１３（Ａ）のステップＳ１１で取り込んだ、進相の検出データＰ1についての時間的に相前後する２つのサンプルのデータＰ1，Ｐ0の差を求めて１サンプル周期当りの変化量ΔＰを求める。すなわち、
ΔＰ＝Ｐ1−Ｐ0
なる減算を行う。また、図１３（Ｂ）のステップＳ１３で取り込んだ、遅相の検出データＭ1についての時間的に相前後する２つのサンプルのデータＭ1，Ｍ0の差を求めて１サンプル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわち、
ΔＭ＝Ｍ1−Ｍ0
なる減算を行う。そして、各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値を平均化する演算を行うことにより、下記のように、修正した予測値つまり標準予測値ＶＴを求める。
ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２
【００５７】
次にステップＳ１７では、原理的には、下記式に従い、時点ｔｘにおける進相分の位置データの予測補間値ＰＡｘと、時点ｔｘにおける遅相分の位置データの予測補間値ＭＡｘとを求める。
ＰＡｘ＝Ｐ1＋｛ＶＴ × （Ｔｘｐ÷ｎ）｝ …（式１）
ＭＡｘ＝Ｍ1−｛ＶＴ × （Ｔｘｍ÷ｎ）｝ …（式２）
つまり、図１５を参照して説明すると、進相分については時点ｔ2でラッチした今回サンプルの検出データＰ1に、補間比率データＴｘｐに対応する補間値（ＶＴ×（Ｔｘｐ÷ｎ））を加算することで、時点ｔｘにおける進相分の位置データの予測補間値ＰＡｘを求める。また、遅相分については時点ｔ1でラッチした今回サンプルの検出データＭ1から、補間比率データＴｘｍに対応する補間値（ＶＴ×（Ｔｘｍ÷ｎ））を減算することで、時点ｔｘにおける遅相分の位置データの予測補間値ＭＡｘを求める。そして、図９の演算ブロック２８，２９と同様に、前記誤差±ｄを除去するために、下記の演算を行なう。
Ｐｘ＝ＰＡｘ−｛（ＰＡｘ＋ＭＡｘ）÷２｝ …（式３）
こうして、任意の時点ｔｘにおける補間済みの位置検出データＰｘを得ることができる。
【００５８】
なお、上記式で、ｎ＝１とおき、Ｔｘｐ及びＴｘｍを１に対する比率つまり小数値で表せば、「Ｔｘｐ÷ｎ＝Ｔｘｐ」、「Ｔｘｍ÷ｎ＝Ｔｘｍ」であるから、このｎで割る割算は実質的に省略できる。また、Ｐｘを展開して整理すると、
Ｐｘ＝Ｐ1＋（ＶＴ × Ｔｘｐ）−｛（Ｐ1＋Ｍ1）÷２｝
＋｛ＶＴ（Ｔｘｐ−Ｔｘｍ）÷２｝ …（式４）
となる。よって、上記式１〜３をそれぞれ実行することで補間済みの位置検出データＰｘを求めるようにしてもよいし、式４のみを実行することで補間済みの位置検出データＰｘを求めるようにしてもよい。式１〜３又は式４に従う補間演算処理は、図９〜図１２で説明した補間演算処理と同様の原理に従うものであり、動特性を改善することができる。
【００５９】
なお、図１３、図１４に示したような位置検出要求があったときにオンデマンドで補間演算処理を行なうことで、ＣＰＵ等演算処理装置の負担を軽減し、多目的なＣＰＵ同時活用に役立てる、というアイディアは、上記のような進相と遅相の２種類の検出データに基づく補間演算処理に限らず、どちらか一方の検出データに基づく補間演算処理を行なうものにあっても適用可能である。なお、位置検出要求は、ＣＰＵに対する外部割込みで与えられてもよいし、内部割込みで与えられてもよい。
【００６０】
次に、ディジタル処理装置２００の側で具備する故障診断機能について説明する。例えば、自動車においては、ステアリング操作角度検出や電気モータの回転角度検出など多くの用途で位置検出装置が使用され、本発明に係る位置検出装置が応用可能である。その場合、特にフェールセーフ機能を持つことが要求され、既に述べた実施例のように、配線コネクタの絶縁不良等に対処することもその一環である。以下、説明するディジタル処理装置２００の側で具備する故障診断機能は、このフェールセーフ機能を更に拡張するもので、検出ユニット１００から該ディジタル処理装置２００の内部に至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができるものである。
【００６１】
まず、「故障診断機能１」は、本発明に係る位置検出装置が、進相及び遅相の２つの位相ずれ成分（＋θおよび−θ）を持つ検出信号から誤差成分±ｄを検出する機能を持っていることによる、特有の故障診断機能である。すなわち、この誤差成分±ｄは、温度ドリフト特性等によるものであるため、正常であれば急激に変化することはない。しかし、検出ユニット１００内のいずれかの箇所（例えばコイルあるい配線など）で断線やショートが起きた場合、あるいはノイズが信号に乗った場合など、検出信号のバランスが崩れるために、図９の演算ブロック２８で算出される誤差±ｄが急激に変化することになる。そこで、この「故障診断機能１」では、図９の演算ブロック２８で算出される誤差データ±ｄの変化を検出し、その変化量が所定のリミット値を超えた場合、故障と判定するものである。なお、図１４の実施例においても、ステップＳ１７で「（ＰＡｘ−ＭＡｘ）÷２」の演算を行なうことで、誤差データ±ｄを求めることができるので、この「故障診断機能１」を適用することができる。
【００６２】
図１６は、「故障診断機能１」で行なう処理をフローチャートで示したものである。この「故障診断機能１」は、定期的なタイマ割込みとして、例えば所定の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で実行される「基準交流サイクル割込み」として実行される。ステップＳ２０では、図９の演算ブロック２８又は図１４のステップＳ１７で算出された誤差±ｄの現在値を現在値レジスタｄ1にストアするが、その前に、それまで現在値レジスタｄ1にストアされていた値を前回値レジスタｄ0にシフトしておく。ステップＳ２１では、レジスタｄ1の現在値とレジスタｄ0の前回値との差（ｄ1−ｄ0＝Ｓｄ）を求める。この差（ｄ1−ｄ0＝Ｓｄ）が、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期当りの誤差±ｄの変化量である。
【００６３】
ステップＳ２２では、上記のように演算した誤差±ｄの変化量Ｓｄが、所定のリミット値の範囲内であるか否かを判定する。範囲内に収まっていれば、異常なしとしてリターンする。範囲内に収まっていない場合は、ステップＳ２３に行き、所定の異常検知信号１を出力する。内部のＣＰＵでは、この異常検知信号を受け付けて、「故障診断機能１」について異常検知されたことを認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例えば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。異常判定基準であるリミット値としては、例えば電気角に換算して±５〜６度位に相当する値に設定しておくと、断線あるいはショートあるいはノイズを適切に検出できることが確かめられている。勿論、このリミット値は設計上適宜に設定してよい。
【００６４】
なお、断線あるいはショートあるいはノイズなどの異常があったとき、算出される誤差±ｄの値が大きく変化する理由は、信号のバランスがくずれるためである。例えば、図１のセンサ部１０１において、出力信号Ａを生成する系列で断線あるいはショートのような異常が生じたとすると、その振幅係数は位置に対応する本来のｓｉｎθとはならず、大きく異なる値（例えばａ’とする）となる。すなわち、信号Ａ＝ａ’ｓｉｎωｔとなる。一方、センサ部１０１における出力信号Ｂを生成する系列は正常であるとすると、その振幅係数は位置に対応する本来のｃｏｓθを示し、信号Ｂ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔである。よって、信号生成回路１０６における信号合成演算結果Ｂ＋Ａ’とＢ−Ａ’は、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を示すものとはならず、変則的な値を示す。よって、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の位相関係は正常時の相関関係を示さず、変則的な関係を示すことになる。従って、ディジタル処理装置２００でそれぞれの位相を測定して誤差±ｄを求めると、この誤差±ｄは急激な変化を示し、その変化量Ｓｄは正常状態を規定する所定のリミット値を越えることになる。センサ部１０１における出力信号Ｂを生成する系列で断線あるいはショートのような異常が生じた場合も信号のバランスが崩れるので同様に故障診断を行なうことができる。センサ部１０１における故障のみならず、検出ユニット１００内のいずれかの回路で断線あるいはショートあるいはノイズピックアップのような異常が生じた場合も信号のバランスが崩れるので同様に故障診断を行なうことができる。また、ディジタル処理装置２００の内部で、誤差±ｄを求める演算を行なうまでに至る経路（例えば図９の演算ブロック２８までの経路）で、断線あるいはショートあるいはノイズピックアップあるいはプログラム異常動作等の異常が生じた場合も、結果的に求められる誤差±ｄの値が急激に変化するので、その変化量Ｓｄは正常状態を規定する所定のリミット値を越えることになり、同様に故障診断を行なうことができる。
【００６５】
次に、「故障診断機能２」は、検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に与えられる位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２が正常に発生しているかどうかを判定することで故障診断を行なう機能である。図１７は「故障診断機能２」のために行なう処理をフローチャートで示したものであり、（ａ）は所定の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で実行される「基準交流サイクル割込み」処理、（ｂ）は進相の位相検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたときに実行される「ＬＰ１割込み」処理、（ｃ）は遅相の位相検出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたときに実行される「ＬＰ２割込み」処理である。進相の位相検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたとき、図１７（ｂ）の「ＬＰ１割込み」処理によって、ＬＰ１フラグＬＰ１Ｆが１にセットされる。遅相の位相検出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたとき、図１７（ｃ）の「ＬＰ２割込み」処理によって、ＬＰ２フラグＬＰ２Ｆが１にセットされる。基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で（例えばカウンタＫのカウント値が最大値から初期値に戻るときに出力されるキャリイアウト信号に応じて）定期的に図１７（ａ）の「基準交流サイクル割込み」処理が実行され、ステップＳ３１でＬＰ１フラグＬＰ１Ｆが１かどうかをチェックし、ステップＳ３２でＬＰ２フラグＬＰ２Ｆが１かどうかをチェックする。フラグＬＰ１Ｆが１にセットされていない場合は、ステップＳ３３に行き、ＬＰ１異常信号を出力する。また、フラグＬＰ２Ｆが１にセットされていない場合は、ステップＳ３４に行き、ＬＰ２異常信号を出力する。内部のＣＰＵでは、この異常信号を受け付けて、「故障診断機能２」について異常検知されたことを認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例えば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。最後に、ステップＳ３５では、各フラグＬＰ１Ｆ，ＬＰ２Ｆを０にリセットする。
【００６６】
従って、基準交流信号ｓｉｎωｔの１サイクル周期内で進相又は遅相の位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２が１度も発生されなかった場合、対応するフラグＬＰ１Ｆ又はＬＰ２Ｆが１にセットされず、ステップＳ３３又はＳ３４でＬＰ１異常信号又はＬＰ２異常信号が発生される。すなわち、進相又は遅相の位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２は、基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリア周波数）に相当する周波数で繰り返されるものであるので（動特性時のドップラー変動はあるにしても）、正常状態であれば基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリア周波数）の１周期内で１度は立ち上がりトリガがかかる信号であるところ、これがなかった場合は何らかの故障であるので、これによって故障診断を行なうことができる。この「故障診断機能２」によれば、検出ユニット１００における１次側励磁用の基準交流信号ｓｉｎωｔを発生する回路及び２次側の各回路の故障、並びに配線３００〜３０３及びそれに関連するコネクタ等の故障を診断することができる。
【００６７】
次に、「故障診断機能３」について図１８により説明する。上記「故障診断機能１」では、算出した誤差±ｄに基づいて故障診断を行なっているので、誤差±ｄを算出した以後の回路又は処理で生じる故障を検出することができない。例えば、図９の演算ブロック２９での故障および／又はその入出力配線の故障を検出することができない。そこで、図１８に示すように、図９における演算ブロック２８及び２９に対応する誤差演算ブロック３８と位置データ生成演算ブロック３９の系列を余分に設ける（つまりブロック２８，２９の系列に対して冗長的に二重化してブロック３８，３９の系列を設ける）。誤差演算ブロック３８では、演算ブロック２８と同様に、予測補間演算済みの進相の検出データＰＡ（図９のブロック２７でラッチされたもの）と遅相の検出データＭＡ（図９のブロック３７でラッチされたもの）とを足して２で割ることにより、誤差±ｄを算出する。位置データ生成演算ブロック３９では、下記のように、予測補間演算済みの遅相の検出データＭＡから上記ブロック３８で求められた誤差±ｄを引き算し、誤差±ｄを除去した遅相の位置検出データＭを得る。
Ｍ＝ＭＡ−（±ｄ）
これは等価的には、
Ｍ＝｛±ｄ−θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝−θ（ｔ）
に相当する。
【００６８】
図１８では、演算ブロック２９で求めた位置検出データＰをシリアルデータに変換してシリアルバス（図示せず）に出力するシリアル出力ブロック４０が示されている。このブロック４０からシリアルバス（図示せず）に出力されるのと同じ位置検出シリアルデータＰがライン４１を介してブロック４２に入力される。ブロック４２では、演算ブロック３９で求めた遅相の位置検出データＭと上記ライン４１からの進相の位置検出シリアルデータＰとを加算する。誤差演算用及び位置データ生成演算用の各ブロック２８，２９及び３８，３９の部分並びにシリアル出力ブロック４０の部分に故障がない場合は、上述の通り、Ｐ＝＋θ（ｔ），Ｍ＝−θ（ｔ）と等価であるから、ブロック４２での加算結果はＰ＋Ｍ＝０である。逆に、Ｐ＋Ｍ≠０ならば、誤差演算用及び位置データ生成演算用の各ブロック２８，２９及び３８，３９の部分並びにシリアル出力ブロック４０の部分に故障があったことを意味する。そこで、ブロック４３では、ブロック４２での加算結果がＰ＋Ｍ≠０であるかどうかを判定し、そうであれば異常検知信号を出力する。なお、ブロック４４は、ブロック２８で算出された誤差±ｄに基づきその変化量（Ｓｄ）から図１６に示したのと同様の「故障診断機能１」を実行するブロックである。ブロック４５は、図１６に示したのと同様の「故障診断機能１」を、ブロック３８で算出された誤差±ｄに基づき、行なうものである。すなわち、この例の場合、「故障診断機能１」を、ブロック４４，４５の２系列で冗長的に行なうことができる。従って、どちらかのブロック４４，４５の系列に故障が生じたとしても「故障診断機能１」を遂行することができる。
【００６９】
なお、上記実施例において、検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に送信される検出パルスは、基準位相に対する位相ずれθに同期するタイミングで立ち上がりトリガがかかる位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２であるが、これに限らず、他の形式の２値的パルス信号であつてもよい。例えば、図１９に示すように、各信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）及びｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相ずれθにに応じてパルス幅変調されたパルス信号であってもよい。この場合は、ディジタル処理装置２００においては、パルス幅をカウントすることで位相ずれ＋θ及び−θを測定するようにしてよい。このようにパルス幅変調された検出パルスを発生するには、例えば、検出ユニット１００においてフリップフロップを基準パルスＲＥＦＰでセットし、位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２でリセットする、という構成を採用さすればよい。また、必要とあらば、位相シフトさせるための信号生成回路１０６を経由していない出力信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びＢｃｏｓθｓｉｎωｔを整流して、それ自体は従来技術として知られているように、整流したｓｉｎθに対応する電圧レベル及びｃｏｓθに対応する電圧レベルに応じて図２０に示すようにそれぞれパルス幅変調したパルス信号を発生し、これを検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に送信するようにしてもよい。この場合も、ディジタル処理装置２００においては、パルス幅をカウントすることで検出対象位置に応じたデータを得ることができる。このようなパルス幅変調した検出パルスのディジタル処理装置２００に対する送信を、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２のディジタル処理装置２００に対する送信に並行して行ない得るようにしてもよい。そうすれば、ユーザが、ディジタル処理装置２００を設計する場合に、望みの方の検出パルスに基づき位置検出演算を行なうように構成できる。また、ディジタル処理装置２００において、パルス幅変調した検出パルスに基づく位置検出演算と、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２に基づく位置検出演算の両方を行ない得るように冗長性をもたせて構成すれば、どちらか一方の系列で故障が生じたとしても、対処できる。
【００７０】
なお、センサ部１０１を回転型センサとして構成する場合、位相角θが１回転につき１周期の変化を示すものに限らず、１回転につき多周期の変化を示すような高分解能タイプの回転センサが各種公知であり、そのような高分解能タイプの回転センサについても本発明を適用できるのは勿論である。また、検出対象回転軸の回転が異なる変速比で伝達される複数の回転位置センサを設けることにより、複数回転にわたる絶対的回転位置を検出可能にする技術が公知であり、そのような場合においても、各回転位置センサの位置検出データを位相差検出方式によって求める場合に、本発明が適用できる。勿論、回転型の検出装置に限らず、直線位置検出装置においても、その直線位置検出データを位相差検出方式によって求める全ての場面において本発明が適用可能である。勿論、複数の検出ユニット１００からの位置検出信号の処理を共通のディジタル処理装置２００に入力し、時分割処理あるいは並行処理によって検出処理するようにしてもよい。
【００７１】
【発明の効果】
以上の通り、この発明によれば、検出ユニットとディジタル処理装置との間を、基準パルス信号を伝送する配線と検出パルス信号を伝送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続する構成であるため、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、所定のハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号となり、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。また、配線コネクタの絶縁不良等に対処するにとどまらず、ディジタル処理装置の側で故障診断機能を具備することで、検出ユニットからディジタル処理装置の内部に至るまでの位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができる。また、予測補間によって補間済位置検出データを生成する場合において、常に補間演算を行なうのではなく、位置検出要求に応じた割込み処理として、必要最小限の時間で補間演算を行なうようにしたことで、位置検出要求に応じたオンデマンドの補間演算処理を適切に行なうことができ、補間演算処理に使用するディジタル処理装置におけるＣＰＵ等の演算処理装置の負担を軽減することができ、オーバーヘッドを減少させることができる。よって、この演算処理装置を、位置検出以外の目的にも同時に多目的的に使用する場合において、極めて効率的に該ＣＰＵ等の演算処理装置を利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る位置検出装置の一実施例を示すブロック図。
【図２】 図１の検出ユニットにおける信号生成回路とパルス変換回路の構成例を示すブロック図。
【図３】 図１の実施例に関する動作例を説明するタイミングチャート。
【図４】 図１のディジタル処理装置における検出処理例を示すフローチャート。
【図５】 本発明に係る位置検出装置の別の実施例を示すブロック図。
【図６】 図５のディジタル処理装置における基準パルス信号の発生処理例を示すフローチャート。
【図７】 図１又は図５の実施例における検出ユニットの構成例を示す回路図。
【図８】 図７の例の検出動作例を示す図。
【図９】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における予測補間に基づく位置検出処理演算例を示すブロック図。
【図１０】 図９の動作説明図。
【図１１】 ドップラ効果に基づく進相信号と遅相信号における変化量の対速度特性が非線形特性を示すことを示すとともに、本実施例による当該非線形特性の改善を説明する図。
【図１２】 本発明の実施例による補間演算動作例を説明する図。
【図１３】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における別の位置検出処理演算例を示すもので、ラッチパルス割込み処理を示すフローチャート。
【図１４】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における別の位置検出処理演算例を示すもので、位置検出データ要求割込み処理を示すフローチャート。
【図１５】 図１３及び図１４に示す実施例の動作例を示すタイミングチャート。
【図１６】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の一例を示すフローチャート。
【図１７】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の別の例を示すフローチャート。
【図１８】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の更に別の例を示すブロック図。
【図１９】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信号を発生する例を示すタイミングチャート。
【図２０】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信号を発生する別の例を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
１００ 検出ユニット
２００ ディジタル処理装置
１０１ センサ部
１０２ 交流信号発振回路
１０３ バッファアンプ
１０４，１０５ オペアンプ
１０６ 信号生成回路
１０７ パルス変換回路
１０８ 基準パルス変換回路
１０９ アナログ交流信号発生回路
３００〜３０３ 配線
３１０〜３２３ コネクタ
【発明の属する技術分野】
この発明は、誘導型若しくは位相検出型の位置検出装置に関し、特に、コネクタを介して信号配線を着脱可能にした部分を有するものにあって、コネクタの信号接点とアース接点間の絶縁不良の問題やその他の不具合に対処しうる改善策を講じたことに関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導型の回転位置検出器として、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータの１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必要としているので、これが欠点となっている。これに対して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側においてブラシに代わる回転トランスを設けたものである。一方、最近では、本出願人によって、巻線をステータ側にのみ（又はロータ側にのみ）設けた可変磁気抵抗型の検出器を用いて、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるようにした装置も開発されている。また、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるようにした位置検出装置は、回転タイプに限らず、直線位置検出タイプにおいても提案されている。また、本出願人は、この種の１相励磁入力で２相出力を生じるいわゆるレゾルバタイプの位置検出器に対して好適に適用することができる新規な位相差検出技術も提案しており、それは代表的には特開平９−１２６８０９号公報で開示されている。
【０００３】
このような本出願人の出願に係る位相検出タイプの位置検出装置は、概ね、下記の構成を有する。
（ａ）励磁用の基準交流信号を発生する基準交流信号発生手段。
（ｂ）基準交流信号によって励磁されるコイルと、検出対象位置に応じて前記コイルに対する相対的位置が変化する磁気応答部材とを含み、前記検出対象位置の関数である振幅を持つ出力交流信号を出力するセンサ部。
（ｃ）前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路。
（ｄ）前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号のゼロクロスに同期するゼロクロス検出パルスを生成するゼロクロス検出回路。
（ｅ）前記基準交流信号の位相進行に同期するカウンタ出力を前記ゼロクロス検出パルスのタイミングでラッチすることにより、前記基準交流信号に対する前記アナログ交流信号における位相シフト量を測定し、この測定値に基づき位置検出データを得るディジタル処理装置。
上記構成のうち、（ｂ）のセンサ部は、モータやシリンダなど機械に位置検出対象箇所に直接配置されるが、残りの（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は検出用回路ユニットとして、（ｂ）のセンサ部から適宜離れた箇所に配置される。その場合、（ｂ）のセンサ部と、（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットとの間は、配線で接続され、かつ、該配線はコネクタを介して着脱可能とされる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
例えば信号配線としてシールド線が用いられ、コネクタにおいては信号入力（又は出力）接点とアース接点とを含んでいる。この信号接点とアース接点の間は絶縁されているのであるが、その間の絶縁不良という問題が起こり得る。自動車の電装品など、安全対策上、厳密な品質管理が要求される分野においては、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗が或る程度低下しても、支障のない信号処理が行なえるようにすること、つまり位置検出を支障なく行なえるようにすること、が要求される。そのような許容絶縁抵抗の一例として、絶縁抵抗が１０乃至５ｋΩ位まで低下しても位置検出を支障なく行なえるようにすることが要求される場合がある。このような観点から上記従来技術の構成を見てみると、上記（ｂ）のセンサ部から（ａ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）の検出用回路ユニットに入力される信号は、センサ部から出力されるアナログ信号であるから、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗が５ｋΩ位まで低下したとすると、信号接点に加わるアナログ信号のレベルに無視できない影響を与える。よって、従来の構成では、コネクタの信号接点とアース接点との間の絶縁抵抗の低下が起こった場合に、それに耐えうる精度で位置検出を行なうことができないおそれがあった。
【０００５】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、信号配線のコネクタ等の部分における絶縁不良やその他の不具合に対処しうる改善策を講じた位置検出装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に従う位置検出装置は、請求項１によれば、（ａ）基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、（ｂ）前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、（ｃ）前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、（ｄ）前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、（ｅ）前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力するものであり、前記ディジタル処理装置は、前記基準交流信号の所定位相に対する前記第１の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成し、該基準交流信号の所定位相に対する前記第２の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生成する手段と、前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る手段と、前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具えることを特徴とする。
また、請求項３によれば、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記センサ部は、少なくとも１つのコイルを有し、該コイルから、少なくとも１つの出力交流信号を出力するものであり、前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される前記少なくとも１つの出力交流信号と所定の２つの基準電圧信号とを演算することで、前記検出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出力交流信号とを生成し、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成するものであることを特徴とする。
また、請求項４によれば、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置とを備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、前記ディジタル処理装置は、（ａ）前記基準パルス信号の周期に対応するサンプリング周期で、該基準パルス信号に対する前記検出パルス信号の位相差を検出することで検出データを生成することと、（ｂ）時間的に相前後する前記検出データの少なくとも２つのサンプルに基づき予測値を求めることと、（ｃ）この予測値と時間情報とを用いて前記検出データに対して補間演算を行なうことを行ない、補間された検出データを得るようにしたものであり、かつ、前記（ｃ）の補間演算を、任意の時点で発生される位置検出要求に応じた割込み処理として実行するものであり、前記（ａ）による位相差検出時点から該位置検出要求による割込み時点までの時間経過を測定することを含み、その測定値を前記（ｃ）の補間演算において前記時間情報として使用することを特徴とする。
【０００７】
上記構成によれば、上記（ｅ）のように、センサ部（ａ）と信号生成回路（ｂ）とパルス変換回路（ｃ）とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと上記ディジタル処理装置（ｄ）とを、ディジタルの前記基準パルス信号を伝送する配線と、ディジタルの前記検出パルス信号を伝送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続する構成であるため、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、所定のハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号である。すなわち、コイル励磁用の基準交流信号について言えば、アナログ信号がコネクタを含む信号配線で授受されるのではなく、ディジタルの基準パルス信号が授受される。また、検出信号について言えば、センサ部（ａ）から出力されるアナログ信号が授受されるのではなく、パルス変換回路（ｃ）から出力される検出対象位置に応じた位相ずれを持つディジタルの検出パルス信号が授受される。このように、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、ハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号であるため、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。
【０００８】
一実施態様として、前記検出ユニットの側に、前記基準交流信号を発生して前記コイルに供給する励磁用交流発生回路と、前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を発生する基準パルス信号発生回路とを含み、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記検出ユニットから前記ディジタル処理装置に伝送するようにしてよい。別の実施態様として、前記基準交流信号の周期を設定する基準パルス信号を前記ディジタル処理装置の側で発生し、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記ディジタル処理装置から前記検出ユニットに伝送し、前記検出ユニットの側には前記基準パルス信号を入力して該基準パルス信号に基づきアナログの前記基準交流信号を生成し、該基準交流信号を前記コイルに供給する励磁交流発生回路を含むようにしてよい。
【０００９】
ところで、自動車など万全の安全対策が要求される分野において位置検出装置を適用する場合、上記のように配線コネクタの絶縁不良等に対処するにとどまらず、検出ユニットからディジタル処理装置の内部に至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができるようにすることが望まれる。一実施態様として、前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力することは、温度ドリフト補償に役立つことに加えて、故障診断にも役立つ。
【００１０】
すなわち、前記ディジタル処理装置において、所定の基準位相に対する前記第１の交流出力信号の位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成し、該所定の基準位相に対する前記第２の交流出力信号の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生成する手段と、前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る手段と、前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具えることで、故障診断を行なうことができる。また、別の故障診断策として、前記ディジタル処理装置において、前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号が前記基準交流信号の１周期内で少なくとも１回発生したかどうかに基づき、故障を判定する手段を具えるようにしてもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１は本発明に係る位置検出装置の第１の実施例を示すブロック図である。この位置検出装置のシステム構成は、大別して、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００とによって構成される。
検出ユニット１００において、センサ部１０１は、基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力する。この種の誘導型の位置センサとして様々な原理のものが知られており、どのようなタイプのものを用いてもよい。例えば、「レゾルバ」という名称で知られたような１相励磁入力／２相出力型の位置センサを用いてもよいし、２相励磁／１相出力型の位相シフト型センサを用いてもよい。なお、１相励磁入力／２相出力型の位置センサとは、公知のように、代表的には、１相の基準交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔとする）で励磁し、検出対象位置に応じた位相値θの正弦関数である振幅を持つ出力交流信号（便宜上、ｓｉｎθｓｉｎωｔとする）と、該位相値θの余弦関数である振幅を持つ出力交流信号（便宜上、ｃｏｓθｓｉｎωｔとする）とを出力するものである。また、２相励磁／１相出力型の位相シフト型センサは、２相の基準交流信号（便宜上、ｓｉｎωｔ及びｃｏｓωｔとする）で励磁し、検出対象位置に応じた位相ずれθを持つ出力交流信号（便宜上、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とする）を出力するものである。
【００１２】
以下説明する実施例においては、センサ部１０１として、１相励磁入力／２相出力型の位置センサを用いる例について説明する。その場合、センサ部１０１は、公知のレゾルバと同等の構成であってもよく、ブラシレス・レゾルバであってもよいし、ブラシのあるタイプてあってもよい。あるいは、１次コイルと２次コイルをステータ側に具備し、ロータ又は可動部側にはコイルを持たずに、鉄のような磁性体又は銅のような導電体を磁気応答部材（磁気に応答してコイルに対する磁気結合度を変化させる部材）を持つ、可変磁気抵抗タイプの位置センサであってもよい。また、センサ部１０１は、回転位置検出センサであってもよいし、直線位置検出センサであってもよい。説明の便宜上、図１においては、センサ部１０１におけるコイル構成は、１つの１次コイルＷ１と２つの２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃからなっているように描かれているが、これに限定されるものではない。例えば１次コイルのみとし、該１次コイルにおけるインピーダンス変化に応じた出力交流信号を該１次コイルから取り出すような構成でもよい。あるいは、２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの数は２個に限らず、４個、６個、８個等多数であってもよく、２次コイルの設け方に様々なバリエーションがあることは公知である。
【００１３】
図１に示す実施例では、励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）を発振するためにアナログの交流発振回路１０２が、検出ユニット１００の側に設けられている。センサ部１０１には、この交流発振回路１０２から発生された１相の励磁用交流信号（ｓｉｎωｔ）がバッファアンプ１０３を介して印加され、これによって１次コイルＷ１を励磁する。センサ部１０１では、この１次コイルＷ１の励磁に応じて２相の２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの夫々に出力交流信号が誘導されるようになっており、夫々の誘導電圧レベルは検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθを示す。すなわち、各２次コイルＷ２ｓ，Ｗ２ｃの誘導出力信号は、検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。ここで、ｘ＝θまたはθはｘに比例しているとする。説明の便宜上、コイルの巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイルＷ２ｓをサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイルＷ２ｃをコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。すなわち、検出対象位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが２次コイルＷ２ｓから出力され、同じ検出対象位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔが２次コイルＷ２ｃから出力される。
【００１４】
センサ部１０１から出力された第１及び第２の出力交流信号Ａ，Ｂは、オペアンプ１０４，１０５を介して信号生成回路１０６に入力される。信号生成回路１０６は、センサ部１０１から出力される２相の出力交流信号Ａ，Ｂに基づき、検出対象位置ｘに応じてシフトされた電気的位相θを持つアナログ交流信号を生成する。一例として、図２に示すように、信号生成回路１０６において、第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路１４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、信号生成回路１０６においては加算回路１５と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相シフト回路１４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと位置センサ１０から出力される上記第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる進相の位相ずれθを持つ交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる遅相の位相ずれθを持つ交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つアナログ交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つアナログ交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、演算処理によって夫々得られる。
なお、この実施例では、信号生成回路１０６で進相の交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と遅相の交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とを生成しているが、どちらか一方の方向の位相ずれθを含む信号のみを生成する構成であってもよい。
【００１５】
パルス変換回路１０７は、信号生成回路１０６から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期するディジタルの検出パルス信号に変換するものである。一例として、図２に示すように、パルス変換回路１０７はゼロクロス検出回路１７，１８からなっている。各ゼロクロス検出回路１７，１８は、例えばゼロレベルを比較基準電圧とするコンパレータにより構成される。信号生成回路１０６の加算回路１５及び減算回路１６から出力されたアナログ交流信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、通常のコンパレータ出力のように、各信号Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロクロスつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下がるような特性のディジタルパルスを発生する構成とすればよい。あるいは、各信号Ｙ１，Ｙ２の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、その後の短い時間ののちローレベルに立ち下がる瞬時的パルス信号で発生する構成でもよい。要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下りのエッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していればよく、そのパルスのデューティ比は問わない。ゼロクロス検出回路１７の出力は、進相の交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）のゼロクロス位相に同期してハイレベルに立ち上がるパルス信号であり、これを信号ＬＰ１ということにする。ゼロクロス検出回路１８の出力は、遅相の交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）のゼロクロス位相に同期してハイレベルに立ち上がるパルス信号であり、これを信号ＬＰ２ということにする。パルス変換回路１０７からの各出力パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２は、配線３０１，３０２を介してディジタル処理装置２００に入力される。なお、信号レベルは説明の便宜上アクティブハイであるとして説明するが、アクティブローであってもよく、その場合は、ハイレベルとローレベルの関係が逆になることは言うまでもない。
【００１６】
また、検出ユニット１００においては、交流発振回路１０２から発生された励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）を、その周期に同期するディジタルの基準パルス信号に変換する基準パルス変換回路１０８が設けられている。この基準パルス変換回路１０８は、ゼロクロス検出回路と同様のアナログコンパレータによって構成できる。この基準パルス変換回路１０８から発生される基準パルス信号ＲＥＦＰは、励磁用の基準交流信号（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、該瞬時振幅が正極性から負極性に変化するゼロクロスつまり１８０度位相に応じてローレベルに立ち下がるような特性のパルス信号である。あるいは、基準交流信号（ｓｉｎωｔ）の瞬時振幅が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０度位相に応じてハイレベルに立ち上がり、その後の短い時間ののちローレベルに立ち下がる瞬時的パルス信号であってもよく、この場合も、要するに、パルス信号の立ち上がり又は立下りのエッジがゼロクロスつまり０度位相に同期していればよく、そのパルスのデューティ比は問わない。この基準パルス変換回路１０８から出力される基準パルス信号ＲＥＦＰは、配線３００を介してディジタル処理装置２００に入力される。
【００１７】
ディジタル処理装置２００では、配線３００，３０１，３０２を介して検出ユニット１００から供給される基準パルス信号ＲＥＦＰと検出対象位置ｘに応じた位相ずれθを持つ検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２とに基づき、該検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２の基準パルス信号ＲＥＦＰに対する位相ずれθを測定する処理を行ない、測定した位相ずれθに基づき検出対象位置のデータを得る。
このように、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００とを結ぶ各信号配線３００，３０１，３０２で授受されたる各パルス信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２は、それぞれ１ビットの２値化されたディジタル信号つまりディジタルパルス信号である。ここで、各信号配線３００，３０１，３０２は、検出ユニット１００に対してはコネクタ３１０，３１１，３１２を介して、また、ディジタル処理装置２００に対してはコネクタ３２０，３２１，３２２を介して、着脱可能な構成とされる。各コネクタ３１０，３１１，３１２，３２０，３２１，３２２においては、それぞれの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗は本来無限大であるべきなのであるが、絶縁不良によって、その絶縁抵抗が低下することが起こりうる。しかし、コネクタ３１０〜３２２を介して授受される信号配線３００〜３０２を通る信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２は、すべて、ハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号であるため、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ディジタル回路におけるハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。また、配線３００〜３０２の引き回しによって周辺環境から受けるノイズあるいは温度変化等によるレベル変動に対しても、ディジタル化により耐性が増す。
【００１８】
ここで、これらのパルス信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２の位相関係の一例を時間を横軸とする波形図によって示すと図３のようである。ディジタル処理装置２００では、検出ユニット１００から与えられるこれらの信号ＲＥＦＰ，ＬＰ１，ＬＰ２に基づき位置検出データ生成処理を行なう。ディジタル処理装置２００は、マイクロコンピュータのような汎用プロセッサを含み、所定のソフトウェア処理によって検出ユニット１００からの検出信号に基づく位置検出データ生成処理を行なうと共に、その他種々の処理を並行して実行することが可能である。
【００１９】
ディジタル処理装置２００が実行する位置検出データ生成処理には、図４のような割込み処理が含まれる。（ａ）は基準パルス信号ＲＥＦＰがローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、カウンタＫをクリアしカウントスタートさせる。カウンタＫは、所定の高速クロックを常時カウントするものであり、このＲＥＦＰ割込み処理で基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相毎に繰り返し０にリセットされることとなり、そのカウント値は基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相からの位相ずれを示すことになる。図３に示すように、カウンタＫのカウント値は、基準交流信号ｓｉｎωｔの周期に同期して、最小値０から最大値ＭＡＸまでの増加を繰り返す。図４（ｂ）は、検出対象位置ｘに応じた進相の位相ずれ＋θに同期した検出パルス信号ＬＰ１がローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、その割込み時点でのカウンタＫのカウント値を取り込み、進相の位相ずれ＋θを示すデータＰ1としてレジスタに記憶（ラッチ）する。図４（ｃ）は、検出対象位置ｘに応じた遅相の位相ずれ−θに同期した検出パルス信号ＬＰ２がローからハイに立ち上がったときに割込みトリガがかかる割込み処理であり、その割込み時点でのカウンタＫのカウント値を取り込み、遅相の位相ずれ−θを示すデータＭ1としてレジスタに記憶（ラッチ）する。勿論、ディジタル処理装置２００における処理は、図４に示すようなソフトウェア処理に限らず、専用ハードウェア回路で処理してもよい。また、カウンタＫ及びその他一部の構成要素は専用ハードウェア回路で構成し、その他の構成要素はＣＰＵとソフトウェア処理で構成するようにしてもよい。
【００２０】
こうして、検出した位相ずれ検出データＰ1，Ｍ1のどちらか一方のみを位置検出データとして使用してよい。あるいは、本出願人が既に特開平９−１２６８０９号で示したようなやり方を採用して位相ずれ検出データに基づく位置データ算出演算を行なうようにしてもよい。すなわち、検出データＰ1，Ｍ1の中に温度ドリフト等による同方向の誤差±ｄが含まれている場合は、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより、
（Ｐ1＋Ｍ1）÷２＝｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷２＝±ｄ
なる関係に基づき、誤差±ｄを検出し、この誤差分をいずれか一方のデータから下記のように減算することにより、
Ｐ1−（±ｄ）＝（±ｄ＋θ）−（±ｄ）＝θ
温度ドリフト補償した正確な位置検出データを得るように演算してもよい。あるいは、動特性を改善するために、検出した位置データを補間処理するようにしてもよい。この補間処理の一例については追って説明する。
【００２１】
図５は本発明に係る位置検出装置の第２の実施例を示すブロック図である。この実施例では、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する２値的パルスである基準パルス信号ＲＥＦＰをディジタル処理装置２００の側で発生し、コネクタ３２３、配線３０３、コネクタ３１３を介して検出ユニット１００に与える。検出ユニット１００では、例えばローパスフィルタのような回路を含んで構成されるアナログ交流信号発生回路１０９に基準パルス信号ＲＥＦＰを入力し、該基準パルス信号ＲＥＦＰの周期に同期するアナログ基準交流信号ｓｉｎωｔを出力する。このとき基準パルス信号ＲＥＦＰがデューティ比５０％未満の瞬時的なパルスである場合は、デューティ比５０％程度の方形波に整形してからローパスフィルタにかけるとよい。このアナログ交流信号発生回路１０９から出力された基準交流信号ｓｉｎωｔが励磁用交流信号としてセンサ部１０１に供給される。検出ユニット１００における他の構成つまり信号生成回路１０６とパルス変換回路１０７の構成は、図１に示した第１の実施例と同様であってよい。
【００２２】
図６は上記第２の実施例におけるディジタル処理装置２００での基準パルス信号ＲＥＦＰの発生に関連する処理例を示す。図６は、所定の高速クロックパルスの発生周期毎に実行されるタイマ割込み処理である。ステップＳ１では、カウンタＫの値を１インクメントする。ステップＳ２では、カウンタＫのカウント値が所定の最大値ＭＡＸに達したかを判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ３に行き、カウンタＫの値を初期値つまり最小値０にクリアする。次に、ステップＳ４では、ＲＥＦＰの値を“１”にセットし、リターンする。ステップＳ２がＮＯのときはステップＳ５に行き、カウンタＫのカウント値が所定の中間値ＭＡＸ／２に達したかを判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ６に行き、ＲＥＦＰの値を“０”にリセットし、リターンする。これによって、図３に示されたものと同様に、ディジタル処理装置２００の内部カウンタＫのカウント値は、最小値０から最大値ＭＡＸまでの増加を繰り返す。そして、基準パルス信号ＲＥＦＰは、図３に示されたものと同様に、このカウンタＫのカウント値の最小値０から最大値ＭＡＸまでの繰り返しサイクルに同期して例えば最小値０のときハイレベルに立ち上がるパルス信号として形成される。そのデューティ比は５０％でもよいし、また、それに限らない。こうして形成された基準パルス信号ＲＥＦＰが、ディジタル処理装置２００のコネクタ３２３から配線３０３を介して検出ユニット１００のコネクタ３１３に至り、アナログ交流信号発生回路１０９に入力され、該基準パルス信号ＲＥＦＰの周期に同期するアナログ基準交流信号ｓｉｎωｔが生成される。なお、この第２の実施例におけるディジタル処理装置２００での検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に応じた処理は、前記第１の実施例における図４（ｂ），（ｃ）に示した処理と同様の処理であってよいため、説明を省略する。この場合も、ディジタル処理装置２００における処理は、図６に示すようなソフトウェア処理に限らず、専用ハードウェア回路で処理してもよい。また、前述と同様に、カウンタＫ及びその他一部の構成要素は専用ハードウェア回路で構成し、その他の構成要素はＣＰＵとソフトウェア処理で構成するようにしてもよい。
【００２３】
図７は、センサ部１０１におけるコイル構成として、実質的に１個のセンサ用コイルＬ１のみを使用する実施例を示す。この図７の構成は、図１に示すような第１の実施例または図５に示すような第２の実施例のいずれにおいても適用可能である。図７の例において、センサ部１０１はセンサ用コイルＬ１のほかに図示しない磁気応答部材を含む。この磁気応答部材は鉄のような磁性体あるいは銅のような反磁性体からなり、検出対象位置の変化に応じて該磁気応答部材とセンサ用コイルＬ１の相対的位置が変化し、これに応じてセンサ用コイルＬ１の自己インダクタンスが変化する。この点は、図７で、コイルＬ１を可変インダクタンス要素の図法で図示することで示している。センサ用コイルＬ１は、アンプ１０３を介して与えられる前記基準交流信号ｓｉｎωｔによって励磁される。
【００２４】
図７において、温度補償用コイルＬ２がセンサ用コイルＬ１に直列接続されており、その接続点からセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出される。この温度補償用コイルＬ２は、センサ部１０１における検出対象位置の変化に応じた上記磁気応答部材の相対的位置変化には応答せず、一定のインピーダンス（インダクタンス）を示すものであるが、できるだけセンサ用コイルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すように、センサ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル素子であることが好ましく、また、できるだけ同一環境下に配置されることが好ましい。センサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ１，Ｌ２の温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとなる。
【００２５】
図８（Ａ）は、検出対象たる位置（横軸ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（たて軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｂは検出対象位置の範囲を例示するもので、例えば位置ａがセンサ部１０１における上記磁気応答部材がセンサ用コイルＬ１の磁界から最も遠ざかっている位置に相当し、位置ｂが該磁気応答部材がセンサ用コイルＬ１の磁界に最も近づいている位置に相当し、この位置ａからｂまでの範囲における検出対象位置を検出することができる。位置ａでは、センサ用コイルＬ１のインピーダンス最小のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振幅係数）である。また、位置ｂでは、インピーダンス最大のため、コイルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大振幅係数）である。
【００２６】
センサ用コイルＬ１に生じる電圧は、検出対象位置がａからｂまで動く間で、最小値から最大値まで漸増変化する。この位置ａにおいて最小値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐaは最小インピーダンス）、これを第１の基準電圧Ｖａとして設定する。すなわち、
Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ
である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐｂは最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂとして設定する。すなわち、
Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ
である。
【００２７】
図７に示すように、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直列接続した回路とが設けられており、これらも基準交流信号ｓｉｎωｔによって駆動される。基準電圧ＶａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、基準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り出される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬｂ１，Ｌｂ２の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるように、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。
【００２８】
図７の例においては、オペアンプ１０４は、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから第１の基準電圧Ｖａを減算する下記の演算を行なうように設定される。つまり、コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
【００２９】
図７の例においては、オペアンプ１０５は、検出用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧Ｖｂとの差を求める下記の演算を行なうように設定される。上記と同様に、Ａ（ｘ）はコイル出力電圧Ｖｘの振幅係数の関数である。
もので、前記式（２）のように、
【００３０】
図７の各オペアンプ１０４，１０５から出力された検出交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ，ｃｏｓθｓｉｎωｔは、図１又は図５における信号生成回路１０６（詳細は図２）に入力される。なお、図７の構成では、センサ用コイルについての温度ドリフト補償が済んでいるので、検出対象位置に応じて位相シフトされた検出交流信号として進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することなく、どちらか一方の信号のみを生成するだけでもよい。その場合は、検出パルス信号もＬＰ１とＬＰ２のどちらか一方のみが発生される。しかし、センサ用コイル以外の各アナログ回路等における温度ドリフト補償までをも行なうためには、検出交流信号として進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成するのがよい。また、このような進相と遅相の２つの信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成することは、後述するように本検出装置における断線やショート等の異常検出処理を、ディジタル処理装置２００の側で容易に行なうことができるので、有利である。
【００３１】
次に、進相と遅相の２つの検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）に同期する位相検出パルス信号ＬＰ１，ＬＰ２に基づきディジタル処理装置２００で行なわれる位置検出動作の一例の基本原理につき図９〜図１２により説明する。図９は、ディジタル処理装置２００による位置検出原理を説明するための詳細ブロック図である。図９に示されたディジタル処理装置２００において、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（つまり進相の位相ずれ＋θ）に同期する位相検出パルスＬＰ１はラッチ（つまりレジスタ）２１のラッチ制御信号として使用され、検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（つまり遅相の位相ずれ−θ）に同期する位相検出パルスＬＰ２はラッチ（つまりレジスタ）３１のラッチ制御信号として使用される。各ラッチ２１及び３１では、カウンタＫのカウント値を夫々の位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングでラッチする。前述の通り、カウンタＫのカウント値の０は基準交流信号sinωｔの０位相に対応しているので、各ラッチ２１及び３１にラッチしたデータＰ1，Ｍ1は、それぞれ、基準交流信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ（＋θ及び−θ）に対応している。
このように、各位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２に応じて各ラッチ２１及び３１に位相差検出データＰ1及びＭ1をそれぞれラッチする処理が、検出対象位置（ｘ）に応じて正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の交流出力信号「sin（ωｔ＋θ）」の位相差を検出することで第１の検出データ（Ｐ1）を生成し、検出対象位置（ｘ）に応じて負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の交流出力信号「sin（ωｔ−θ）」の位相差を検出することで第２の検出データ（Ｍ1）を生成する処理に相当する。
【００３２】
ここで、検出ユニット１００とディジタル処理装置２００間の配線ケーブル長の長短による影響や、検出ユニット１００のコイル及び各回路において温度ドリフトによるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、上記各検出交流信号Ｙ１，Ｙ２は次のように表わされる。
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
したがって、上記各検出データＰ1及びＭ1は、検出対象位置ｘに対応する真の位相角θを示すものではなく、上記誤差±ｄを含むものである。この誤差±ｄは、進相の検出データＰ1に対しても、遅相の検出データＭ1に対しても、同一方向（同相方向）の誤差として含まれる。この点を図に示すと、図１０（ａ）及び（ｂ）のようである。（ａ）は誤差位相±ｄがプラスつまり進相（＋ｄ）の場合を図説し、（ｂ）は遅相（−ｄ）の場合を図説するものである。すなわち、進相の検出データＰ1は基準位相Ｒ０（例えば基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相）に対して「±ｄ＋θ」なる位相ずれを示すものであり、遅相の検出データＭ1は基準位相Ｒ０に対して「±ｄ−θ」なる位相ずれを示すものである。この誤差±ｄは、未知の値であるが、本出願人の出願に係る前記従来技術においては、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより、
｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝÷２＝±ｄ
なる関係に基づき、誤差±ｄを検出することができ、これにより温度特性誤差の補償を行うことができることを教示した。本実施例においても、同様の原理に従う温度特性誤差補償を行うが、その点については後述する。なお、以下の説明では、説明に特段の差しつかえがないかぎり、検出交流信号位相成分に上記誤差±ｄを含んでいる場合であっても、便宜上、あえてこの±ｄの存在を示さず、単に、「＋θ」や「−θ」、あるいは「ωｔ＋θ」や「ωｔ−θ」のように記載する。
【００３３】
なお、各ラッチ２１及び３１では、同じカウンタＫのカウント出力をラッチするため、遅相の位相ずれ−θについて該カウンタＫのカウント値をそのまま当該位相ずれの絶対値「θ」を示す値とみなした場合、進相の位相ずれ＋θについては該カウンタＫのカウント値は３６０度の補数（つまり「３６０°−θ」）に相当する位相データをラッチすることとなる。これにより、正負符号付きの各位相差「＋θ」及び「−θ」に対応するデータをそのまま位相差検出データＰ1及びＭ1としてそれぞれ各ラッチ２１及び３１にラッチしたことと等価となる。このように、位相差検出データＰ1及びＭ1が正負符号付きのままの位相ずれ「＋θ」及び「−θ」に対応しているものとしているので、上記のように、進相及び遅相の両検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることが、誤差±ｄを検出することに相当する。一方、このような事項は設計上任意に変更可能であり、例えば、進相の位相ずれ「＋θ」についても当該位相ずれの絶対値「θ」がラッチ２１にされるようにしてもよい。例えば、そのためには、ラッチ３１にはカウンタＫのカウント値をそのままラッチする一方で、ラッチ２１にはカウンタＫのカウント値の負の値若しくはモジュロ数に対するカウント値の補数（最大カウント値と現カウント値との差）をラッチするものとするとよい。その場合は、ラッチ２１にラッチされる進相方向の位相ずれ「＋θ」についての位相差検出データＰ1はそのθの絶対値を示し、また、ラッチ３１にラッチされる遅相方向の位相ずれ−θについての位相差検出データＭ1もそのθの絶対値を示しているものとなる。その場合は、誤差±ｄを含む進相方向の位相ずれ「±ｄ＋θ」の絶対値「θ±ｄ」を示す検出データＰ1と遅相方向の位相ずれ「±ｄ−θ」の絶対値「θ−（±ｄ）」を示す検出データＭ1との差を２で割ることで、誤差±ｄを検出することができる。その他、データ形式や演算形態の細部は適宜に設計変更可能である。
【００３４】
図９の説明に戻ると、各ラッチ２１及び３１に対応して２次ラッチ（すなわちレジスタ）２２及び３２が設けられており、前記位相検出パルスＬＰ１に応じて１次ラッチ２１の出力を２次ラッチ２２にラッチし（つまりシフトし）、前記位相検出パルスＬＰ２に応じて１次ラッチ３１の出力を２次ラッチ３２にラッチする。これにより、前回の位相検出パルスＬＰ１（又はＬＰ２）の発生時にラッチ２１（又は３１）にラッチされたデータ（つまり１サンプル前の位相差検出データ）が２次ラッチ２２（又は３２）に転送される。こうして、今回発生した位相検出パルスＬＰ１（又はＬＰ２）に応じて１次ラッチ２１（又は３１）にラッチされて該ラッチ２１（又は３１）から出力されるデータを今回サンプルの位相差検出データＰ1（又はＭ1）とすると、そのとき同時に２次ラッチ２２（又は３２）に転送されて該ラッチ２２（又は３２）から出力されるデータは前回サンプルの位相差検出データＰ0（又はＭ0）である。こうして、正方向に位相遷移する傾向の、つまり進相の第１の検出データＰ1についての、時間的に相前後する２つのサンプルのデータ、つまりＰ1とＰ0、が各ラッチ２１及び２２から得られる。同様に負方向に位相遷移する傾向の、つまり遅相の第２の検出データＭ1についての、時間的に相前後する２つのサンプルのデータ、つまりＭ1とＭ0、が各ラッチ３１及び３２から得られる。
【００３５】
引算器２３では、ラッチ２１の出力値Ｐ1からラッチ２２の出力値Ｐ0を減算して、１サンプル周期当りの変化量ΔＰを求める。すなわち、
ΔＰ＝Ｐ1−Ｐ0
なる減算を行う。なお、ここでいう１サンプル周期とは、第１の交流出力信号sin（ωｔ＋θ）の交流サイクルの１周期であり、検出対象の静止時は基準交流ｓｉｎωｔの１周期に相当するが、検出対象の移動時はドップラ効果によって正方向つまり進相方向に（交流サイクル周期を縮める方向に）遷移する。すなわち、１サンプル周期毎にラッチタイミングが早まるからである。
【００３６】
同様に、引算器３３では、ラッチ３１の出力値Ｍ1からラッチ３２の出力値Ｍ0を減算して、１サンプル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわち、
ΔＭ＝Ｍ1−Ｍ0
なる減算を行う。この１サンプル周期は、第２の交流出力信号sin（ωｔ−θ）の交流サイクルの１周期であり、検出対象の静止時は基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に相当するが、検出対象の移動時はドップラ効果によって負方向につまり遅相方向に（交流サイクル周期を伸ばす方向に）遷移する。すなわち、１サンプル周期毎にラッチタイミングが遅れるからである。図１０（ｃ）は、各サンプル毎の位相差検出データＰ0，Ｐ1，Ｍ0，Ｍ1の、基準位相Ｒ０に対する位相ずれ量をそれぞれ例示し、これによって、１サンプル周期当たりの進相及び遅相の変化量ΔＰ及びΔＭをビジュアルに図示したものである。
【００３７】
それぞれの方向についての変化量ΔＰ、ΔＭは、それぞれ次のラッチタイミングまでの変化量の予測値として、補間演算に際して、使用される。例えば、加算器２４において、ラッチ２１から出力される今回サンプルの検出データＰ1と、引算器２３から出力される次回サンプルまでの予測変化量ΔＰとを加算し、補間演算に際しての、目標値ＴＰを得る。すなわち、
ＴＰ＝Ｐ1＋ΔＰ
なる演算を行う。同様に、例えば、加算器３４において、ラッチ３１から出力される今回サンプルの検出データＭ1と、引算器３３から出力される次回サンプルまでの予測変化量ΔＭとを加算し、補間演算に際しての、目標値ＴＭを得る。すなわち、
ＴＭ＝Ｍ1＋ΔＭ
なる演算を行う。なお、この実施例においては、この目標値ＴＰ，ＴＭは、補間演算の際の絶対的な到達目標ではなく、補間の方向性を示す目安として使用されるだけである。具体的な補間値を決定するのに関与するのは、次に述べる標準予測値である。
【００３８】
前述のように、進相つまり正方向（時間圧縮方向）へ位相遷移するときの変化量ΔＰと、遅相つまり負方向（時間伸張方向）へ位相遷移するときの変化量ΔＭは、ドップラ効果によって生じるものであり、移動速度（回転体の場合は回転数）に依存するものである。しかし、これらの進相方向の変化量ΔＰと遅相方向の変化量ΔＭは、移動速度に対してリニアティを示さず、図１０に示すような非線形性を示す。図１０の第１象限に実線で描かれたカーブΔＭが遅相遷移方向の変化量ΔＭの非線形特性例であり、第４象限に実線で描かれたカーブΔＰが進相遷移方向の変化量ΔＰの非線形特性例である。このように２つの変化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性は互いに逆向きの非線形特性、つまり一方が指数的で、他方が対数的、となる。このような逆向きの非線形特性は、変化量ΔＰ，ΔＭを求めるためのサンプル周期（交流周期）が、進相の場合は速度が増すにつれて圧縮され、遅相の場合は速度が増すにつれて引き延ばされるために生じる。よって、横軸に示す移動速度が増してくるにつれて、２つの変化量ΔＰ，ΔＭの値の重みが異なってくるので、これを適正に修正せずに補間演算に使用すると、後述の温度特性誤差補償演算等で、両者の補間演算結果同士を用いて演算を行った場合、誤差を招くことになる。この実施例において、これらの変化量ΔＰ，ΔＭ（すなちわち１次予測値）の非線形特性を修正することで、そのような誤差を招くことがないようにしている。そのようにこれらの変化量ΔＰ，ΔＭ（すなちわち１次予測値）の非線形特性を修正した値を、この実施例では、標準予測値（ノーマライズした予測値）と呼ぶことにする。
【００３９】
図９の例においては、引算器２３，３３から出力される各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値を演算器３０で下記のように平均化する演算を行うことにより、修正した予測値つまり標準予測値ＶＴを求めるようにしている。
ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２
その結果得られる標準予測値ＶＴの移動速度に対する特性は、図１０で破線ＶＴで示すように、ほぼ直線性を示すものとなる。この標準予測値ＶＴは、所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）で、進相及び遅相の位相検出データＰ1，Ｍ1をそれぞれサンプリング（ラッチ）したと仮定した場合のサンプル間の変化量つまり予測値に相当するもの、つまりバーチャルサンプリング（ラッチ）周期毎の変化量の予測値である。換言すれば、この実施例に従って、図４に示すような各変化量ΔＰ，ΔＭの非線形特性を直線特性に変換して標準予測値ＶＴを得ることで、動特性時におけるドップラ効果の影響を排除した、所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）つまりバーチャルサンプリング（ラッチ）周期に従う、ノーマライズされた仮想的な位相差検出が可能となる。これは、本発明で初めて提案する新規なアイデアである。なお、この標準予測値ＶＴを次のステップで演算器２５及び３５で使用する場合、それぞれの予測値ΔＰ，ΔＭの傾き方向（正負）に合わせた正負符号をつけるものとする。例えば、図４に示したように、進相の予測値ΔＰの傾きは負であるから、進相用の演算器２５で使用する標準予測値ＶＴには負の符号を付与する（負の値とする）。これを図４で示せば、破線ＶＴ’で示す特性となる。
【００４０】
標準予測値の求め方としては、これに限らず、例えば進相及び遅相毎にそれぞれ逆特性の非線形変換テーブルを使用して各予測値ΔＰ，ΔＭを個別にデータ変換することで、それぞれ所定の直線性を示す値となるように変換する手法などが考えられる。その場合、標準予測値は進相及び遅相毎に別々に生成することとなる。しかし、上記のように平均値演算により標準予測値を求める手法はかなり簡単な構成で済むため、変換テーブルを用いる手法に比べてかなり有利である。また、予測値ΔＰ，ΔＭは、上記例のように、隣接する２サンプルの位相差検出データの差（１サンプル周期の変化量）に限らず、２サンプル以上離れた２サンプルの位相差検出データの差（２サンプル周期以上の変化量）に基づいて求めるようにしてもよいし、また、２サンプルの位相差検出データに限らず、３サンプル以上の位相差検出データに基づいて求めるようにしてもよい。
【００４１】
この実施例において、補間演算は、上述のバーチャルサンプリング（ラッチ）周期つまり所定の標準サンプル周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）を基準にして行われる。すなわち、図１２（ａ）に示すように、励磁側の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期（例えばその周波数が１０ｋＨｚとすると、１００μｓ）を所定の数ｎで分割し、その分割された１タイムスロットを１補間ステップとして、バーチャルサンプリング周期（基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期）の１周期の間でｎ個の補間ステップからなる補間演算を、予測補間によって、時間経過に従って順次行う。各補間ステップ毎のタイムスロットを形成する補間クロックＴｎは、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期の１／ｎの周期からなる。例えばｎ＝４０９６とした場合、補間クロックＴｎは４０．９６ＭＨｚとなる。ここで、例えば、ｎをカウンタＫのモジュロ数と同数とすると、カウンタのクロックパルスＣＫと補間クロックＴｎは、同一のクロックパルスを使用することができる。
【００４２】
図９において、演算器２５では、演算器３０で求めた標準予測値ＶＴを少なくとも用いて、１補間ステップ当りの補間値（つまり増分値）Ａｐを演算する。基本的には、バーチャルサンプリング周期当りの変化量である標準予測値ＶＴを補間ステップ分割数ｎで割ることで、１補間ステップ当りの増分値Ａｐを求めることができる。しかし、位相検出パルスＬＰ１が発生したタイミングで新たな検出データＰ1がラッチ２１にラッチされたとき、その直前に得られた補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）が該今回サンプルの新たな検出データＰ1に対して誤差を有するときは、この誤差をこの補間増分値Ａｐに反映させることで、予測補間による誤差修正を常に行ってやることが望ましい。そこで、演算器２５では、位相検出パルスＬＰ１が発生したタイミングで、ラッチ２１から出力される今回サンプルの新たな検出データＰ1と、補間処理部２６で得られた最新の補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり補間最終値ＰＡとを更に用いて、下記の演算を行い、新たな補間増分値Ａｐを求める。
Ａｐ＝｛（Ｐ1−ＰＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ
ここで、（Ｐ1−ＰＡ）が、現在の補間済検出データつまり補間最終値ＰＡと今回サンプリングした新たな検出データＰ1との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴに加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで割ることにより、補間増分値Ａｐを求める。なお、設計上の細部の話ではあるが、ここで、対応する変化量ΔＰが負の傾きを持つ場合は、前述の通り、演算器２５で使用する標準予測値ＶＴは、演算器３０で求めた値の負の値（つまり図４のＶＴ’）とする。よって、補間増分値Ａｐは負の値となり、事実上、減分値となる。
【００４３】
遅相方向についても同様に、演算器３５では、位相検出パルスＬＰ２が発生したタイミングで、演算器３０で求めた標準予測値ＶＴと、前記分割数ｎと、ラッチ３１から出力される今回サンプルの新たな検出データＭ1と、補間処理部３６で得られた最新の補間値（補間結果すなわち補間済検出データ）つまり補間最終値ＭＡとを用いて、下記の演算を行い、新たな補間増分値Ａｍを求める。
Ａｍ＝｛（Ｍ1−ＭＡ）＋ＶＴ｝÷ｎ
ここで、（Ｍ1−ＭＡ）が、現在の補間済検出データつまり補間最終値ＭＡと今回サンプリングした新たな検出データＭ1との誤差であり、この誤差を標準予測値ＶＴに加算することで、向こう１周期にわたるバーチャルサンプリング周期当りの標準予測値を修正し、これをｎで割ることにより、補間増分値Ａｍを求める。この場合、演算器３３で求めた変化量ΔＭが正の傾きを示すものであれば、演算器３５では演算器３０で求めた標準予測値ＶＴをそのまま（正の符号のまま）上記演算で使用する。
【００４４】
進相用の補間演算を行う補間処理部２６においては、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、補間最終値ＰＡに対して、前記演算器２５で得た補間増分値Ａｐを順次累算していくことで、時間経過に従う予測補間演算を行う。詳しくは、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、ステップ２６ａで、現在の補間済検出データすなわち補間最終値ＰＡの値に増分値Ａｐを加算し、該補間済検出データすなわち補間最終値ＰＡの値を更新する。ステップ２６ｂで、該補間済検出データＰＡの値が目標値ＴＰに到達又は越えたかをチェックし、ＮＯであれば、ステップ２６ａに戻り、次の補間クロックＴｎの発生タイミングで、ＰＡに対するＡｐの加算を行う。こうして、各補間ステップ毎に補間最終値ＰＡに対して増分値Ａｐを順次累算していく。補間済検出データＰＡの値が目標値ＴＰに到達又は越えると、ステップ２６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ２６ａでの加算を一時停止する。一時停止されたステップ２６ａでの加算は、次に位相検出パルスＬＰ１が発生されたとき再開される。ステップ２６ａでの演算で求められた補間済検出データＰＡは、補間クロックＴｎによって１補間ステップ毎に補間出力ラッチ２７にラッチされる。ここで、前述のように増分値Ａｐが負の値（つまり減分値）であれば、ステップ２６ｂでの加算によって、得られる補間済検出データＰＡの値は順次減少していき、予測補間演算によって進相方向に細かく遷移してゆく補間済検出データＰＡが得られることとなる。その場合、目標値ＴＰの値は前回の補間最終値ＰＡよりは小さいので、ステップ２６ｂでは、「ＰＡ≦ＴＰ」が成立したか否かの判定を行うものとする。
【００４５】
遅相用の補間演算を行う補間処理部３６においても、同様に、ステップ３６ａで、補間クロックＴｎに従う補間ステップ毎に、補間最終値ＭＡに対して、前記演算器３５で得た補間増分値Ａｍを順次累算していくことで、時間経過に従う予測補間演算を行う。補間済検出データＭＡの値が目標値ＴＭに到達又は越えると、ステップ３６ｂでＹＥＳと判定され、ステップ３６ａでの加算を一時停止する。一時停止されたステップ３６ａでの加算は、次に位相検出パルスＬＰ２が発生されたとき再開される。ステップ３６ａでの演算で求められた補間済検出データＭＡは、補間クロックＴｎによって１補間ステップ毎に補間出力ラッチ３７にラッチされる。ここで、前述のように増分値Ａｍが正の値であれば、ステップ３６ｂでの加算によって、得られる補間済検出データＭＡの値は順次増加していき、予測補間演算によって遅相方向に細かく遷移してゆく補間済検出データＭＡが得られることとなる。その場合、目標値ＴＭの値は前回の補間最終値ＭＡよりは大きいので、ステップ３６ｂでは、「ＭＡ≧ＴＭ」が成立したか否かの判定を行うものとする。
【００４６】
図１２（ｂ）は、進相方向の補間演算例を示す図である。位相検出パルスＬＰ１によってラッチ２１に今回サンプルの検出データＰ1がラッチされると、前回サンプルの検出データＰ0との差が変化量ΔＰとして検出され、Ｐ1＋ΔＰ＝ＴＰが目標値として設定される。また、位相検出パルスＬＰ１の発生時点での補間最終値ＰＡ’とＰ1との差が標準予測値ＶＴに加算されて、該標準予測値がＶＴ１で示すように修正される。これに基づき、補間増分値（減分値）Ａｐが計算され、補間ステップ毎に、補間最終値ＰＡ’に対して増分値（減分値）Ａｐが累算されていくことで、補間済検出データＰＡが得られる。
同様に、図１２（ｃ）は、遅相方向の補間演算例を示す図である。位相検出パルスＬＰ２によってラッチ３１に今回サンプルの検出データＭ1がラッチされると、前回サンプルの検出データＭ0との差が変化量ΔＭとして検出され、Ｍ1＋ΔＭ＝ＴＭが目標値として設定される。また、位相検出パルスＬＰ２の発生時点での補間最終値ＭＡ’とＭ1との差が標準予測値ＶＴに加算されて、該標準予測値がＶＴ２で示すように修正される。これに基づき、補間増分値Ａｍが計算され、補間ステップ毎に、補間最終値ＭＡ’に対して増分値Ａｍが累算されていくことで、補間済検出データＭＡが得られる。
【００４７】
補間出力ラッチ２７及び３７から出力される進相方向及び遅相方向の補間済検出データＰＡ及びＭＡは、演算器２８に入力され、前述した温度特性等の誤差±ｄを除去するための補償演算がなされる。すなわち、図１０（ａ），（ｂ）によって前述した通り、進相及び遅相の位相差検出データＰ1及びＭ1を足して２で割ることにより誤差±ｄを検出することができるのと同様に、演算器２８では下記のように、進相及び遅相の補間済検出データＰＡ及びＭＡを足して２で割ることにより誤差±ｄを抽出する。
±ｄ＝（ＰＡ＋ＭＡ）÷２
ここで、補間済検出データＰＡ及びＭＡは、前述した精度の高い予測補間によって検出対象位置ｘの時間的変化に追従して密に発生するものであるため、検出対象位置ｘの時間的変化に伴う位相差成分θの細密な時間的変化を、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期未満の細かなタイムスロット（補間ステップ）毎に示しているものである。従って、等価的に、
ＰＡ＝±ｄ＋θ（ｔ）
ＭＡ＝±ｄ−θ（ｔ）
で示すことができる。よって、演算器２８の演算は、等価的に、
〔｛±ｄ＋θ（ｔ）｝＋｛±ｄ−θ（ｔ）｝〕÷２＝±ｄ
であり、温度特性等のインピーダンス変化による誤差±ｄを、動特性時（＋θおよび−θが＋θ（ｔ）及び−θ（ｔ）として時間的に変化するとき）においても正確に検出するものである。
【００４８】
演算器２９では、下記のように、進相又は遅相の一方の補間済検出データＰＡ又はＭＡ（図の例ではＰＡとする）から、演算器２８で求めた誤差±ｄを引き算し、誤差±ｄを除去した、動特性補間済みの正確な位置検出データＰを得る。
Ｐ＝ＰＡ−（±ｄ）
これは、等価的には、
Ｐ＝｛±ｄ＋θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝θ（ｔ）
に相当する。
【００４９】
なお、補間演算のアルゴリズムは、上記実施例に示したものに限らず、その他任意のものを用いてよい。
また、既述の通り、ディジタル処理装置２００における各回路は、ディスクリート回路に限らず、ゲートアレイ等を用いた集積回路によって構成することができるし、あるいはディジタルシグナルプロセッサを使用した回路によっても構成できるし、その他の高密度集積回路によっても構成することができるし、また、ＣＰＵ等を使用したソウトウェアプログラムによって実現することができ、それらのすべての実施の形態が本発明の範囲に含まれる。
【００５０】
ディジタル処理装置２００をＣＰＵ等の演算処理装置を使用したソウトウェアプログラムによって実現するようにした場合、図９に示されたような演算アルゴリズムを常時実行するようにプログラムを組んでもよい。その場合は、補間済みの位置検出データＰが常に生成される。しかし、そのように補間済みの位置検出データＰを常時生成するようにプログラムを組んだ場合は、ＣＰＵの負担（オーバーヘッド）が増すので、該ＣＰＵ等の演算処理装置を多目的に使用している場合（同時並行的に他の処理にも使用している場合）などにあっては好ましくない。
【００５１】
そこで、次に述べる実施例では、以下、図１３〜図１５を参照して説明するように、ディジタル処理装置２００をＣＰＵ等のプログラム可能な演算処理装置を使用したソウトウェアプログラムによって実現する場合において、ＣＰＵ等の演算処理装置の適切なオーバーヘッド軽減策を提案する。図１３〜図１５に示した実施例について大まかに説明すると、ＣＰＵに対して位置検出の割込み要求が生じたときだけ、該ＣＰＵで位置検出のための補間演算処理を行なうことで、ＣＰＵの負担（オーバーヘッド）を軽減している。
【００５２】
ディジタル処理装置２００におけるＣＰＵが実行する位置検出のための補間演算処理は、主に、図１３に示す位相検出パルス割込み処理と、図１４に示す位置検出データ要求割込み処理とからなる。図１３（Ａ）は、進相位相ずれ＋θに対応する位相検出パルスＬＰ１が発生したときに行なわれる割込み処理であり、まず、該位相検出パルスＬＰ１の発生タイミングに対応する今回の検出データＰ1（図２のラッチ回路２１でラッチするデータに相当するもの）を取り込むと共に、前回の検出データＰ0（図９のラッチ回路２２でラッチするデータに相当するもの）を保持する（ステップＳ１１）。そして、進相用補間比率データＴｘｐを生成するための進相用補間クロックカウンタをクリアしてカウントスタートする（ステップＳ１２）。この進相用補間クロックカウンタは、補間クロックＴｎをカウントするものである。これにより、進相用補間クロックカウンタのカウント値つまり進相用補間比率データＴｘｐは、位相検出パルスＬＰ１の発生タイミングからの時間経過を補間ステップ単位で示す。
【００５３】
図１３（Ｂ）は、遅相位相ずれ−θに対応する位相検出パルスＬＰ２が発生したときに行なわれる割込み処理であり、まず、該位相検出パルスＬＰ２の発生タイミングに対応する今回の検出データＭ1（図９のラッチ回路３１でラッチするデータに相当するもの）を取り込むと共に、前回の検出データＭ0（図９のラッチ回路３２でラッチするデータに相当するもの）を保持する（ステップＳ１３）。そして、遅相用補間比率データＴｘｍを生成するための遅相用補間クロックカウンタをクリアしてカウントスタートする（ステップＳ１４）。この遅相用補間クロックカウンタも、補間クロックＴｎをカウントするものである。これにより、遅相用補間クロックカウンタのカウント値つまり遅相用補間比率データＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の発生タイミングからの時間経過を補間ステップ単位で示す。
【００５４】
図１５は、各位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングとそれに関連する信号の一例を示すタイミングチャートであり、例えば、時点ｔ1で位相検出パルスＬＰ２が発生する（立上りトリガがかかる）と、その時点ｔ1から遅相用補間クロックカウンタのカウントがスタートし、そのカウント値である遅相用補間比率データＴｘｍは０から順次増加してゆく。そして、時点ｔ3で次の周期の位相検出パルスＬＰ２が発生すると、遅相用補間比率データＴｘｍは０にクリアされ、０からのカウントを再開する。従って、遅相用補間比率データＴｘｍは、位相検出パルスＬＰ２の１周期の間で、補間ステップ毎に時々刻々と増加する。進相用補間比率データＴｘｐも同様であり、位相検出パルスＬＰ１が発生した時点ｔ2から次に発生する時点ｔ4までの間で、補間ステップ毎に時々刻々と増加する。
【００５５】
ディジタル処理装置２００のＣＰＵに対して位置検出データ要求が与えられたとき、図１４の位置検出データ要求割込み処理が行なわれる。例えば、この位置検出データ要求は、位置検出データを利用する装置（図示せず）が最新の位置検出データを必要とするときに、該装置からディジタル処理装置２００のＣＰＵに対して与えられる。図１４では、まず、上記進相用及び遅相用補間クロックカウンタのカウント値つまり進相用及び遅相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍが取り込まれる（ステップＳ１５）。例えば、図１５における任意の時点ｔｘで位置検出データ要求に基づく図１４の割込み処理がなされるとすると、該時点ｔｘでの各進相用及び遅相用補間クロックカウンタのカウント値が進相用及び遅相用補間比率データＴｘｐ，Ｔｘｍとして、ステップＳ１５で取り込まれる。
【００５６】
次にステップＳ１６では、図９における演算ブロック２３，３３，３０における演算と同様の演算を行なう。すなわち、図１３（Ａ）のステップＳ１１で取り込んだ、進相の検出データＰ1についての時間的に相前後する２つのサンプルのデータＰ1，Ｐ0の差を求めて１サンプル周期当りの変化量ΔＰを求める。すなわち、
ΔＰ＝Ｐ1−Ｐ0
なる減算を行う。また、図１３（Ｂ）のステップＳ１３で取り込んだ、遅相の検出データＭ1についての時間的に相前後する２つのサンプルのデータＭ1，Ｍ0の差を求めて１サンプル周期当りの変化量ΔＭを求める。すなわち、
ΔＭ＝Ｍ1−Ｍ0
なる減算を行う。そして、各変化量ΔＰ，ΔＭの絶対値を平均化する演算を行うことにより、下記のように、修正した予測値つまり標準予測値ＶＴを求める。
ＶＴ＝（｜ΔＰ｜＋｜ΔＭ｜）÷２
【００５７】
次にステップＳ１７では、原理的には、下記式に従い、時点ｔｘにおける進相分の位置データの予測補間値ＰＡｘと、時点ｔｘにおける遅相分の位置データの予測補間値ＭＡｘとを求める。
ＰＡｘ＝Ｐ1＋｛ＶＴ × （Ｔｘｐ÷ｎ）｝ …（式１）
ＭＡｘ＝Ｍ1−｛ＶＴ × （Ｔｘｍ÷ｎ）｝ …（式２）
つまり、図１５を参照して説明すると、進相分については時点ｔ2でラッチした今回サンプルの検出データＰ1に、補間比率データＴｘｐに対応する補間値（ＶＴ×（Ｔｘｐ÷ｎ））を加算することで、時点ｔｘにおける進相分の位置データの予測補間値ＰＡｘを求める。また、遅相分については時点ｔ1でラッチした今回サンプルの検出データＭ1から、補間比率データＴｘｍに対応する補間値（ＶＴ×（Ｔｘｍ÷ｎ））を減算することで、時点ｔｘにおける遅相分の位置データの予測補間値ＭＡｘを求める。そして、図９の演算ブロック２８，２９と同様に、前記誤差±ｄを除去するために、下記の演算を行なう。
Ｐｘ＝ＰＡｘ−｛（ＰＡｘ＋ＭＡｘ）÷２｝ …（式３）
こうして、任意の時点ｔｘにおける補間済みの位置検出データＰｘを得ることができる。
【００５８】
なお、上記式で、ｎ＝１とおき、Ｔｘｐ及びＴｘｍを１に対する比率つまり小数値で表せば、「Ｔｘｐ÷ｎ＝Ｔｘｐ」、「Ｔｘｍ÷ｎ＝Ｔｘｍ」であるから、このｎで割る割算は実質的に省略できる。また、Ｐｘを展開して整理すると、
Ｐｘ＝Ｐ1＋（ＶＴ × Ｔｘｐ）−｛（Ｐ1＋Ｍ1）÷２｝
＋｛ＶＴ（Ｔｘｐ−Ｔｘｍ）÷２｝ …（式４）
となる。よって、上記式１〜３をそれぞれ実行することで補間済みの位置検出データＰｘを求めるようにしてもよいし、式４のみを実行することで補間済みの位置検出データＰｘを求めるようにしてもよい。式１〜３又は式４に従う補間演算処理は、図９〜図１２で説明した補間演算処理と同様の原理に従うものであり、動特性を改善することができる。
【００５９】
なお、図１３、図１４に示したような位置検出要求があったときにオンデマンドで補間演算処理を行なうことで、ＣＰＵ等演算処理装置の負担を軽減し、多目的なＣＰＵ同時活用に役立てる、というアイディアは、上記のような進相と遅相の２種類の検出データに基づく補間演算処理に限らず、どちらか一方の検出データに基づく補間演算処理を行なうものにあっても適用可能である。なお、位置検出要求は、ＣＰＵに対する外部割込みで与えられてもよいし、内部割込みで与えられてもよい。
【００６０】
次に、ディジタル処理装置２００の側で具備する故障診断機能について説明する。例えば、自動車においては、ステアリング操作角度検出や電気モータの回転角度検出など多くの用途で位置検出装置が使用され、本発明に係る位置検出装置が応用可能である。その場合、特にフェールセーフ機能を持つことが要求され、既に述べた実施例のように、配線コネクタの絶縁不良等に対処することもその一環である。以下、説明するディジタル処理装置２００の側で具備する故障診断機能は、このフェールセーフ機能を更に拡張するもので、検出ユニット１００から該ディジタル処理装置２００の内部に至るまで、位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができるものである。
【００６１】
まず、「故障診断機能１」は、本発明に係る位置検出装置が、進相及び遅相の２つの位相ずれ成分（＋θおよび−θ）を持つ検出信号から誤差成分±ｄを検出する機能を持っていることによる、特有の故障診断機能である。すなわち、この誤差成分±ｄは、温度ドリフト特性等によるものであるため、正常であれば急激に変化することはない。しかし、検出ユニット１００内のいずれかの箇所（例えばコイルあるい配線など）で断線やショートが起きた場合、あるいはノイズが信号に乗った場合など、検出信号のバランスが崩れるために、図９の演算ブロック２８で算出される誤差±ｄが急激に変化することになる。そこで、この「故障診断機能１」では、図９の演算ブロック２８で算出される誤差データ±ｄの変化を検出し、その変化量が所定のリミット値を超えた場合、故障と判定するものである。なお、図１４の実施例においても、ステップＳ１７で「（ＰＡｘ−ＭＡｘ）÷２」の演算を行なうことで、誤差データ±ｄを求めることができるので、この「故障診断機能１」を適用することができる。
【００６２】
図１６は、「故障診断機能１」で行なう処理をフローチャートで示したものである。この「故障診断機能１」は、定期的なタイマ割込みとして、例えば所定の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で実行される「基準交流サイクル割込み」として実行される。ステップＳ２０では、図９の演算ブロック２８又は図１４のステップＳ１７で算出された誤差±ｄの現在値を現在値レジスタｄ1にストアするが、その前に、それまで現在値レジスタｄ1にストアされていた値を前回値レジスタｄ0にシフトしておく。ステップＳ２１では、レジスタｄ1の現在値とレジスタｄ0の前回値との差（ｄ1−ｄ0＝Ｓｄ）を求める。この差（ｄ1−ｄ0＝Ｓｄ）が、基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期当りの誤差±ｄの変化量である。
【００６３】
ステップＳ２２では、上記のように演算した誤差±ｄの変化量Ｓｄが、所定のリミット値の範囲内であるか否かを判定する。範囲内に収まっていれば、異常なしとしてリターンする。範囲内に収まっていない場合は、ステップＳ２３に行き、所定の異常検知信号１を出力する。内部のＣＰＵでは、この異常検知信号を受け付けて、「故障診断機能１」について異常検知されたことを認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例えば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。異常判定基準であるリミット値としては、例えば電気角に換算して±５〜６度位に相当する値に設定しておくと、断線あるいはショートあるいはノイズを適切に検出できることが確かめられている。勿論、このリミット値は設計上適宜に設定してよい。
【００６４】
なお、断線あるいはショートあるいはノイズなどの異常があったとき、算出される誤差±ｄの値が大きく変化する理由は、信号のバランスがくずれるためである。例えば、図１のセンサ部１０１において、出力信号Ａを生成する系列で断線あるいはショートのような異常が生じたとすると、その振幅係数は位置に対応する本来のｓｉｎθとはならず、大きく異なる値（例えばａ’とする）となる。すなわち、信号Ａ＝ａ’ｓｉｎωｔとなる。一方、センサ部１０１における出力信号Ｂを生成する系列は正常であるとすると、その振幅係数は位置に対応する本来のｃｏｓθを示し、信号Ｂ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔである。よって、信号生成回路１０６における信号合成演算結果Ｂ＋Ａ’とＢ−Ａ’は、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）を示すものとはならず、変則的な値を示す。よって、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２の位相関係は正常時の相関関係を示さず、変則的な関係を示すことになる。従って、ディジタル処理装置２００でそれぞれの位相を測定して誤差±ｄを求めると、この誤差±ｄは急激な変化を示し、その変化量Ｓｄは正常状態を規定する所定のリミット値を越えることになる。センサ部１０１における出力信号Ｂを生成する系列で断線あるいはショートのような異常が生じた場合も信号のバランスが崩れるので同様に故障診断を行なうことができる。センサ部１０１における故障のみならず、検出ユニット１００内のいずれかの回路で断線あるいはショートあるいはノイズピックアップのような異常が生じた場合も信号のバランスが崩れるので同様に故障診断を行なうことができる。また、ディジタル処理装置２００の内部で、誤差±ｄを求める演算を行なうまでに至る経路（例えば図９の演算ブロック２８までの経路）で、断線あるいはショートあるいはノイズピックアップあるいはプログラム異常動作等の異常が生じた場合も、結果的に求められる誤差±ｄの値が急激に変化するので、その変化量Ｓｄは正常状態を規定する所定のリミット値を越えることになり、同様に故障診断を行なうことができる。
【００６５】
次に、「故障診断機能２」は、検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に与えられる位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２が正常に発生しているかどうかを判定することで故障診断を行なう機能である。図１７は「故障診断機能２」のために行なう処理をフローチャートで示したものであり、（ａ）は所定の基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で実行される「基準交流サイクル割込み」処理、（ｂ）は進相の位相検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたときに実行される「ＬＰ１割込み」処理、（ｃ）は遅相の位相検出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたときに実行される「ＬＰ２割込み」処理である。進相の位相検出パルスＬＰ１を検出ユニット１００から受けたとき、図１７（ｂ）の「ＬＰ１割込み」処理によって、ＬＰ１フラグＬＰ１Ｆが１にセットされる。遅相の位相検出パルスＬＰ２を検出ユニット１００から受けたとき、図１７（ｃ）の「ＬＰ２割込み」処理によって、ＬＰ２フラグＬＰ２Ｆが１にセットされる。基準交流信号ｓｉｎωｔの１周期に対応する周期で（例えばカウンタＫのカウント値が最大値から初期値に戻るときに出力されるキャリイアウト信号に応じて）定期的に図１７（ａ）の「基準交流サイクル割込み」処理が実行され、ステップＳ３１でＬＰ１フラグＬＰ１Ｆが１かどうかをチェックし、ステップＳ３２でＬＰ２フラグＬＰ２Ｆが１かどうかをチェックする。フラグＬＰ１Ｆが１にセットされていない場合は、ステップＳ３３に行き、ＬＰ１異常信号を出力する。また、フラグＬＰ２Ｆが１にセットされていない場合は、ステップＳ３４に行き、ＬＰ２異常信号を出力する。内部のＣＰＵでは、この異常信号を受け付けて、「故障診断機能２」について異常検知されたことを認識し、所定の処置をとるようにすればよい。例えば、異常アラームを鳴らす、あるいは異常ランプ又は表示を点灯し、ユーザ又はオペレータに告知する。最後に、ステップＳ３５では、各フラグＬＰ１Ｆ，ＬＰ２Ｆを０にリセットする。
【００６６】
従って、基準交流信号ｓｉｎωｔの１サイクル周期内で進相又は遅相の位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２が１度も発生されなかった場合、対応するフラグＬＰ１Ｆ又はＬＰ２Ｆが１にセットされず、ステップＳ３３又はＳ３４でＬＰ１異常信号又はＬＰ２異常信号が発生される。すなわち、進相又は遅相の位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２は、基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリア周波数）に相当する周波数で繰り返されるものであるので（動特性時のドップラー変動はあるにしても）、正常状態であれば基準交流信号ｓｉｎωｔ（キャリア周波数）の１周期内で１度は立ち上がりトリガがかかる信号であるところ、これがなかった場合は何らかの故障であるので、これによって故障診断を行なうことができる。この「故障診断機能２」によれば、検出ユニット１００における１次側励磁用の基準交流信号ｓｉｎωｔを発生する回路及び２次側の各回路の故障、並びに配線３００〜３０３及びそれに関連するコネクタ等の故障を診断することができる。
【００６７】
次に、「故障診断機能３」について図１８により説明する。上記「故障診断機能１」では、算出した誤差±ｄに基づいて故障診断を行なっているので、誤差±ｄを算出した以後の回路又は処理で生じる故障を検出することができない。例えば、図９の演算ブロック２９での故障および／又はその入出力配線の故障を検出することができない。そこで、図１８に示すように、図９における演算ブロック２８及び２９に対応する誤差演算ブロック３８と位置データ生成演算ブロック３９の系列を余分に設ける（つまりブロック２８，２９の系列に対して冗長的に二重化してブロック３８，３９の系列を設ける）。誤差演算ブロック３８では、演算ブロック２８と同様に、予測補間演算済みの進相の検出データＰＡ（図９のブロック２７でラッチされたもの）と遅相の検出データＭＡ（図９のブロック３７でラッチされたもの）とを足して２で割ることにより、誤差±ｄを算出する。位置データ生成演算ブロック３９では、下記のように、予測補間演算済みの遅相の検出データＭＡから上記ブロック３８で求められた誤差±ｄを引き算し、誤差±ｄを除去した遅相の位置検出データＭを得る。
Ｍ＝ＭＡ−（±ｄ）
これは等価的には、
Ｍ＝｛±ｄ−θ（ｔ）｝−（±ｄ）＝−θ（ｔ）
に相当する。
【００６８】
図１８では、演算ブロック２９で求めた位置検出データＰをシリアルデータに変換してシリアルバス（図示せず）に出力するシリアル出力ブロック４０が示されている。このブロック４０からシリアルバス（図示せず）に出力されるのと同じ位置検出シリアルデータＰがライン４１を介してブロック４２に入力される。ブロック４２では、演算ブロック３９で求めた遅相の位置検出データＭと上記ライン４１からの進相の位置検出シリアルデータＰとを加算する。誤差演算用及び位置データ生成演算用の各ブロック２８，２９及び３８，３９の部分並びにシリアル出力ブロック４０の部分に故障がない場合は、上述の通り、Ｐ＝＋θ（ｔ），Ｍ＝−θ（ｔ）と等価であるから、ブロック４２での加算結果はＰ＋Ｍ＝０である。逆に、Ｐ＋Ｍ≠０ならば、誤差演算用及び位置データ生成演算用の各ブロック２８，２９及び３８，３９の部分並びにシリアル出力ブロック４０の部分に故障があったことを意味する。そこで、ブロック４３では、ブロック４２での加算結果がＰ＋Ｍ≠０であるかどうかを判定し、そうであれば異常検知信号を出力する。なお、ブロック４４は、ブロック２８で算出された誤差±ｄに基づきその変化量（Ｓｄ）から図１６に示したのと同様の「故障診断機能１」を実行するブロックである。ブロック４５は、図１６に示したのと同様の「故障診断機能１」を、ブロック３８で算出された誤差±ｄに基づき、行なうものである。すなわち、この例の場合、「故障診断機能１」を、ブロック４４，４５の２系列で冗長的に行なうことができる。従って、どちらかのブロック４４，４５の系列に故障が生じたとしても「故障診断機能１」を遂行することができる。
【００６９】
なお、上記実施例において、検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に送信される検出パルスは、基準位相に対する位相ずれθに同期するタイミングで立ち上がりトリガがかかる位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２であるが、これに限らず、他の形式の２値的パルス信号であつてもよい。例えば、図１９に示すように、各信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）及びｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相ずれθにに応じてパルス幅変調されたパルス信号であってもよい。この場合は、ディジタル処理装置２００においては、パルス幅をカウントすることで位相ずれ＋θ及び−θを測定するようにしてよい。このようにパルス幅変調された検出パルスを発生するには、例えば、検出ユニット１００においてフリップフロップを基準パルスＲＥＦＰでセットし、位相検出パルスＬＰ１又はＬＰ２でリセットする、という構成を採用さすればよい。また、必要とあらば、位相シフトさせるための信号生成回路１０６を経由していない出力信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びＢｃｏｓθｓｉｎωｔを整流して、それ自体は従来技術として知られているように、整流したｓｉｎθに対応する電圧レベル及びｃｏｓθに対応する電圧レベルに応じて図２０に示すようにそれぞれパルス幅変調したパルス信号を発生し、これを検出ユニット１００からディジタル処理装置２００に送信するようにしてもよい。この場合も、ディジタル処理装置２００においては、パルス幅をカウントすることで検出対象位置に応じたデータを得ることができる。このようなパルス幅変調した検出パルスのディジタル処理装置２００に対する送信を、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２のディジタル処理装置２００に対する送信に並行して行ない得るようにしてもよい。そうすれば、ユーザが、ディジタル処理装置２００を設計する場合に、望みの方の検出パルスに基づき位置検出演算を行なうように構成できる。また、ディジタル処理装置２００において、パルス幅変調した検出パルスに基づく位置検出演算と、位相検出パルスＬＰ１，ＬＰ２に基づく位置検出演算の両方を行ない得るように冗長性をもたせて構成すれば、どちらか一方の系列で故障が生じたとしても、対処できる。
【００７０】
なお、センサ部１０１を回転型センサとして構成する場合、位相角θが１回転につき１周期の変化を示すものに限らず、１回転につき多周期の変化を示すような高分解能タイプの回転センサが各種公知であり、そのような高分解能タイプの回転センサについても本発明を適用できるのは勿論である。また、検出対象回転軸の回転が異なる変速比で伝達される複数の回転位置センサを設けることにより、複数回転にわたる絶対的回転位置を検出可能にする技術が公知であり、そのような場合においても、各回転位置センサの位置検出データを位相差検出方式によって求める場合に、本発明が適用できる。勿論、回転型の検出装置に限らず、直線位置検出装置においても、その直線位置検出データを位相差検出方式によって求める全ての場面において本発明が適用可能である。勿論、複数の検出ユニット１００からの位置検出信号の処理を共通のディジタル処理装置２００に入力し、時分割処理あるいは並行処理によって検出処理するようにしてもよい。
【００７１】
【発明の効果】
以上の通り、この発明によれば、検出ユニットとディジタル処理装置との間を、基準パルス信号を伝送する配線と検出パルス信号を伝送する配線とによって、コネクタを介して脱着式に接続する構成であるため、コネクタを介して授受される信号配線を通る信号は、すべて、所定のハイレベルとローレベルの２値でのみ区別されるディジタル信号となり、コネクタの信号入力（又は出力）端子とアース点との間の絶縁抵抗が或る程度低下したとしても、それに伴う電圧変動は、ハイレベルとローレベルのしきい値条件を許容する限り、無視できるものとなり、検出精度に悪影響を与えないものとなる。また、配線コネクタの絶縁不良等に対処するにとどまらず、ディジタル処理装置の側で故障診断機能を具備することで、検出ユニットからディジタル処理装置の内部に至るまでの位置検出システム全体にわたる故障・異常の診断を行なうことができる。また、予測補間によって補間済位置検出データを生成する場合において、常に補間演算を行なうのではなく、位置検出要求に応じた割込み処理として、必要最小限の時間で補間演算を行なうようにしたことで、位置検出要求に応じたオンデマンドの補間演算処理を適切に行なうことができ、補間演算処理に使用するディジタル処理装置におけるＣＰＵ等の演算処理装置の負担を軽減することができ、オーバーヘッドを減少させることができる。よって、この演算処理装置を、位置検出以外の目的にも同時に多目的的に使用する場合において、極めて効率的に該ＣＰＵ等の演算処理装置を利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る位置検出装置の一実施例を示すブロック図。
【図２】 図１の検出ユニットにおける信号生成回路とパルス変換回路の構成例を示すブロック図。
【図３】 図１の実施例に関する動作例を説明するタイミングチャート。
【図４】 図１のディジタル処理装置における検出処理例を示すフローチャート。
【図５】 本発明に係る位置検出装置の別の実施例を示すブロック図。
【図６】 図５のディジタル処理装置における基準パルス信号の発生処理例を示すフローチャート。
【図７】 図１又は図５の実施例における検出ユニットの構成例を示す回路図。
【図８】 図７の例の検出動作例を示す図。
【図９】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における予測補間に基づく位置検出処理演算例を示すブロック図。
【図１０】 図９の動作説明図。
【図１１】 ドップラ効果に基づく進相信号と遅相信号における変化量の対速度特性が非線形特性を示すことを示すとともに、本実施例による当該非線形特性の改善を説明する図。
【図１２】 本発明の実施例による補間演算動作例を説明する図。
【図１３】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における別の位置検出処理演算例を示すもので、ラッチパルス割込み処理を示すフローチャート。
【図１４】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置における別の位置検出処理演算例を示すもので、位置検出データ要求割込み処理を示すフローチャート。
【図１５】 図１３及び図１４に示す実施例の動作例を示すタイミングチャート。
【図１６】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の一例を示すフローチャート。
【図１７】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の別の例を示すフローチャート。
【図１８】 図１又は図５の実施例のディジタル処理装置において実現できる故障診断機能の更に別の例を示すブロック図。
【図１９】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信号を発生する例を示すタイミングチャート。
【図２０】 図１又は図５の実施例の検出ユニットから検出対象位置に応じてパルス幅変調された検出パルス信号を発生する別の例を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
１００ 検出ユニット
２００ ディジタル処理装置
１０１ センサ部
１０２ 交流信号発振回路
１０３ バッファアンプ
１０４，１０５ オペアンプ
１０６ 信号生成回路
１０７ パルス変換回路
１０８ 基準パルス変換回路
１０９ アナログ交流信号発生回路
３００〜３０３ 配線
３１０〜３２３ コネクタ
Claims (12)
- 基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、
前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、
前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置と
を備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、
前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、
前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力するものであり、
前記ディジタル処理装置は、
前記基準交流信号の所定位相に対する前記第１の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第１の検出データを生成し、該基準交流信号の所定位相に対する前記第２の検出パルス信号の位相差を検出することに基づき第２の検出データを生成する手段と、
前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る手段と、
前記誤差データの時間的変化を検出し、この変化量と所定の基準値との比較に基づき前記検出ユニット及び前記ディジタル処理装置における故障を判定する手段とを具えることを特徴とする位置検出装置。 - 前記第１及び第２の検出データの絶対値の差を演算することで誤差データを得る前記手段を２系列設け、
前記ディジタル処理装置において、
前記第１の検出データから第１の系列で得た前記誤差データを取り除く演算を行ない、補償された進相の位置検出データを得る手段と、
前記第２の検出データから第２の系列で得た前記誤差データを取り除く演算を行ない、補償された遅相の位置検出データを得る手段と、
前記補償された進相及び遅相の位置検出データの絶対値が一致していなければ故障と判定する手段と
を更に具えた請求項１に記載の位置検出装置。 - 基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、
前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、
前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置と
を備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、
前記センサ部は、少なくとも１つのコイルを有し、該コイルから、少なくとも１つの出力交流信号を出力するものであり、
前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される前記少なくとも１つの出力交流信号と所定の２つの基準電圧信号とを演算することで、前記検出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出力交流信号とを生成し、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成するものであることを特徴とする位置検出装置。 - 基準交流信号によって励磁されるコイルを含み、検出対象位置に応じて前記コイルにおける磁気結合が変化し、前記検出対象位置に応じた出力交流信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成する信号生成回路と、
前記信号生成回路から出力されるアナログ交流信号をそれに位相同期する検出パルス信号に変換するパルス変換回路と、
前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号を入力し、前記基準交流信号の所定位相に対する該検出パルス信号の位相ずれを測定し、測定した位相ずれに基づき前記検出対象位置のデータを得るディジタル処理装置と
を備え、前記センサ部と信号生成回路とパルス変換回路とを検出ユニットの側に含み、この検出ユニットと前記ディジタル処理装置とを、前記検出パルス信号を伝送する配線及び前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を授受するための配線によって、コネクタを介して脱着式に接続するように構成してなり、
前記ディジタル処理装置は、
（ａ）前記基準パルス信号の周期に対応するサンプリング周期で、該基準パルス信号に対する前記検出パルス信号の位相差を検出することで検出データを生成することと、
（ｂ）時間的に相前後する前記検出データの少なくとも２つのサンプルに基づき予測値を求めることと、
（ｃ）この予測値と時間情報とを用いて前記検出データに対して補間演算を行なうこと
を行ない、補間された検出データを得るようにしたものであり、かつ、
前記（ｃ）の補間演算を、任意の時点で発生される位置検出要求に応じた割込み処理として実行するものであり、前記（ａ）による位相差検出時点から該位置検出要求による割込み時点までの時間経過を測定することを含み、その測定値を前記（ｃ）の補間演算において前記時間情報として使用することを特徴とする位置検出装置。 - 前記検出ユニットの側に、前記基準交流信号を発生して前記コイルに供給する励磁用交流発生回路と、前記基準交流信号の周期に同期する基準パルス信号を発生する基準パルス信号発生回路とを含み、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記検出ユニットから前記ディジタル処理装置に伝送する請求項１乃至４のいずれかに記載の位置検出装置。
- 前記基準交流信号の周期を設定する基準パルス信号を前記ディジタル処理装置の側で発生し、前記基準パルス信号を前記配線を介して前記ディジタル処理装置から前記検出ユニットに伝送し、
前記検出ユニットの側には前記基準パルス信号を入力して該基準パルス信号に基づきアナログの前記基準交流信号を生成し、該基準交流信号を前記コイルに供給する励磁交流発生回路を含む１乃至４のいずれかに記載の位置検出装置。 - 前記センサ部は、基準交流信号によって励磁されるコイルと、検出対象位置に応じて前記コイルに対する相対的位置が変化する磁気応答部材とを含み、前記検出対象位置の関数である振幅を持つ出力交流信号を出力するものである請求項１乃至６のいずれかに記載の位置検出装置。
- 前記センサ部は、少なくとも２つのコイルを有し、各コイルから、前記検出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１の出力交流信号と、前記検出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２の出力交流信号とを出力するものであり、前記第１の関数と第２の関数とは略９０度位相がずれた関係にあり、
前記信号生成回路は、前記第１及び第２の出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じてシフトされた電気的位相を持つアナログ交流信号を生成するものである請求項１乃至７のいずれかに記載の位置検出装置。 - 前記信号生成回路は、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、
前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に位相同期する第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に位相同期する第２の検出パルス信号とを出力するものである請求項１乃至８のいずれかに記載の位置検出装置。 - 前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、前記検出対象位置に応じて進相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１のアナログ交流信号と遅相方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、
前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置に応じた第１のパルス幅を持つ第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置に応じた第２のパルス幅を持つ第２の検出パルス信号とを生成するパルス幅変調回路からなることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の位置検出装置。 - 前記信号生成回路は、前記センサ部から出力される出力交流信号に基づき、検出対象位置の第１の関数に相当する振幅を持つ第１のアナログ交流信号と、検出対象位置の第２の関数に相当する振幅を持つ第２のアナログ交流信号とを生成し、
前記パルス変換回路は、前記第１のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置に応じた第１のパルス幅を持つ第１の検出パルス信号と、前記第２のアナログ交流信号に基づき前記検出対象位置に応じた第２のパルス幅を持つ第２の検出パルス信号とを生成するパルス幅変調回路ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の位置検出装置。 - 前記ディジタル処理装置は、
前記パルス変換回路からの前記検出パルス信号が前記基準交流信号の１周期内で少なくとも１回発生したかどうかに基づき、故障を判定する手段
を含む請求項１乃至１１のいずれかに記載の位置検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000324552A JP4662516B2 (ja) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | 位置検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000324552A JP4662516B2 (ja) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | 位置検出装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010241569A Division JP4990390B2 (ja) | 2010-10-27 | 2010-10-27 | 位置検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002131084A JP2002131084A (ja) | 2002-05-09 |
| JP4662516B2 true JP4662516B2 (ja) | 2011-03-30 |
Family
ID=18802066
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000324552A Expired - Lifetime JP4662516B2 (ja) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | 位置検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4662516B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4828090B2 (ja) * | 2003-07-31 | 2011-11-30 | 株式会社アミテック | 相対回転位置検出装置 |
| JP4628124B2 (ja) * | 2005-02-04 | 2011-02-09 | 株式会社アミテック | 位置検出装置 |
| JP4629599B2 (ja) * | 2006-03-08 | 2011-02-09 | Ｈｏｙａ株式会社 | サンプルタイミングモニタシステム |
| JP5237210B2 (ja) * | 2009-06-26 | 2013-07-17 | 株式会社アミテック | 位置検出装置 |
| JP5400583B2 (ja) * | 2009-11-20 | 2014-01-29 | 株式会社ショーワ | 回転角度検出装置および回転角度検出方法 |
| JP6589107B2 (ja) * | 2017-10-05 | 2019-10-16 | 有限会社ワイエスデイ | 変調波レゾルバ装置 |
-
2000
- 2000-10-24 JP JP2000324552A patent/JP4662516B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002131084A (ja) | 2002-05-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4138899B2 (ja) | 位置検出のための位相差検出装置及び位置検出システム並びに方法 | |
| US8203326B2 (en) | Position sensor | |
| JP2016161332A (ja) | 温度検出装置及び回転角検出装置 | |
| KR102019384B1 (ko) | 레졸버 관리 장치, 그것을 포함하는 레졸버 시스템 및 그것의 동작 방법 | |
| JP6272508B2 (ja) | 位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法 | |
| JP4889808B2 (ja) | 磁極位置検出装置及び方法 | |
| KR20080041111A (ko) | 회전체의 회전각을 검출하기 위한 장치 및 방법 | |
| KR102596568B1 (ko) | 전동기의 회전자 각도 추정 장치 및 방법 | |
| JP4662516B2 (ja) | 位置検出装置 | |
| JP4355395B2 (ja) | 位置検出データ生成方法及び装置 | |
| JP2010271333A (ja) | 回転型位置検出装置 | |
| Attaianese et al. | A low cost resolver-to-digital converter | |
| JP4990390B2 (ja) | 位置検出装置 | |
| US8924179B2 (en) | Assembly and method for determining an angular position | |
| JP2005024493A (ja) | レゾルバの異常検出装置 | |
| CN109699197B (zh) | 用于估算机动车辆的交流电机的转子的位置和速度的方法及相应系统 | |
| JP2009288241A (ja) | 第１の事象と第２の事象との間の時間差を求める方法 | |
| JP3978268B2 (ja) | 誘導型位置検出装置 | |
| JP4601789B2 (ja) | 位置検出データ生成方法及び装置 | |
| JP4471471B2 (ja) | 相対的回転位置検出装置 | |
| JP4503806B2 (ja) | 位置検出装置 | |
| JP3920896B2 (ja) | リニア位置検出装置 | |
| JP2004226124A (ja) | 角度センサの回転角度検出装置 | |
| WO2023139870A1 (ja) | インピーダンス測定装置および方法 | |
| JP4688268B2 (ja) | 圧力計 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20060825 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071016 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100405 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100601 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100802 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100831 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20101027 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20101130 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20101229 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4662516 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140114 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |