JP2006214948A

JP2006214948A - 位置検出装置

Info

Publication number: JP2006214948A
Application number: JP2005029889A
Authority: JP
Inventors: Tadatoshi Goto; 忠敏後藤; Kazuya Sakamoto; 和也坂元; Hiroshi Sakamoto; 宏坂本
Original assignee: Amitec Corp
Current assignee: Amitec Corp
Priority date: 2005-02-04
Filing date: 2005-02-04
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2025-02-04
Also published as: JP4628124B2

Abstract

【課題】温度特性誤差成分を除去した高精度な検出データを得、かつ出力配線数を減少して、構成の簡略化を図った位置検出装置を提供する。
【解決手段】基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサと、第１及び第２の交流出力信号に基づき、検出対象位置に対応するシフト量だけ基準交流信号に対してシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ検出対象位置に対応するシフト量だけ基準交流信号に対してシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、第１と第２の電気的交流信号間の電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を生成する回路とを具備し、生成されたＰＷＭ信号を検出出力として出力する。
【選択図】図７

Description

この発明は、レゾルバあるいはシンクロのような回転位置検出器、あるいはそれと同様の位置検出原理に従う直線位置検出器など、回転位置及び直線位置のどちらについても適用できる位置検出装置に関し、特に電気的位相差に基づきアブソリュート位置検出を行なう位置検出装置に関する。

誘導型の回転位置検出器として、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータの１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必要としているので、これが欠点となっている。これに対して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側においてブラシに代わる回転トランスを設けたものである。一方、レゾルバの励磁方式を、２相励磁入力で１相出力を生じるように変更して、回転角度に応じた電気的位相ずれ角を含む出力信号を得ることにより、検出角度のディジタルデータを得る方式も、知られている。

また、これらの電気的位相検出原理を利用した位置検出装置における位相差検出方式として、本願の発明者らによって提案された下記特許文献１及びこれに対応する米国特許である特許文献２に示された技術も公知である。
特開平９−１２６８０９号米国特許第５７１０５０９号上記特許文献１及び２に示された技術においては、基準交流信号（例えばｓｉｎωｔ）によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値（例えばサイン関数値）を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号（例えばｓｉｎθｓｉｎωｔ）及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値（例えばコサイン関数値）を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号（例えばｃｏｓθｓｉｎωｔ）を出力する位置センサ（例えばレゾルバタイプのセンサ）から出力される該第１及び第２の交流出力信号に基づき、検出対象位置に対応するシフト量（θ）だけ該基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号（例えばｓｉｎ（ωｔ＋θ））と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号（例えばｓｉｎ（ωｔ−θ））とを生成し、これらの第１及び第２の電気的交流信号に含まれる正負逆方向の位相シフト検出値（＋θと−θ）を加算的に合成することにより、温度特性誤差成分を相殺的に除去した高精度な検出データを得るようにしている。

下記特許文献３には、上記特許文献１及び２に示されたような位相差検出方式を採用した位置検出装置が示されている。そこに示された位置検出装置のシステム構成は、位置センサ部と演算装置（コンピュータ等）とで構成され、位置センサ部では、上記第１及び第２の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ））のゼロクロス位相に同期するゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）をそれぞれ出力し、これを演算装置（コンピュータ等）に入力して、これに基づき演算装置（コンピュータ等）にてカウント等を含む位相シフト値の演算を行うようになっている。しかし、この構成では、２つのゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）に対応する２つの出力配線が必要であった。
特開２００２−１３１０８４号

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、温度特性誤差成分を相殺的に除去した高精度な検出データを得ることができ、しかも、出力配線数を減少して、構成の簡略化を図った位置検出装置を提供しようとするものである。

本発明に係る位置検出装置は、基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサと、前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を生成する回路とを具備し、生成された前記ＰＷＭ信号を検出出力として出力することを特徴とする。検出出力として、第１の電気的交流信号と第２の電気的交流信号との電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を出力するように構成したことで、出力配線数を減少することができ、構成の簡略化を図ることができる。また、正及び負の両方向にシフトされた電気的位相角の合成により、温度特性誤差成分を相殺的に除去した高精度な検出データを得ることができる。

好ましくは、前記ＰＷＭ信号を生成する回路は、前記第１及び第２の電気的交流信号の前記基準交流信号に対する前記電気的位相角シフトが１８０度以内か否かを判別し、１８０度以内であれば該基準交流信号の１周期以内のパルス幅を持つ前記ＰＷＭ信号を生成し、１８０度以上であれば該基準交流信号の１周期以上のパルス幅を持つ前記ＰＷＭ信号を生成するものであることを特徴とする。このような判別機能を具えることにより、１８０度以上の位相角に対応する広い範囲での位置検出にも適用することができる。

一実施形態として、前記位置センサと前記各回路とが前記位置検出装置の構造体内に組み込まれており、該構造体には、外部から前記基準交流信号を導入する端子又は配線が設けられ、かつ、前記ＰＷＭ信号を外部に出力する端子又は配線が設けられていることを特徴とする。

別の実施形態として、前記位置センサと前記各回路とが前記位置検出装置の構造体内に組み込まれており、更に前記基準交流信号を生成するための回路が該構造体内に組み込まれており、かつ、該構造体には、前記ＰＷＭ信号を外部に出力する端子又は配線が設けられていることを特徴とする。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態につき詳細に説明する。

図１は、本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例を示す側断面概略図である。この実施例においては、自動車のハンドル（ステアリング）に関連して、異なる２つの機能の検出装置、つまり、ステアリングシャフトのトーションバーにかかるねじれトルク検出機能を有するトルク検出装置４Ａと、ハンドル切れ角（ステアリングシャフト回転）センサとしての機能を有するハンドル角検出装置４Ｂとを、インテグレートして円筒形状の外部ケース４内に一体的に収納してなる新規な検出システムが示されている。このうち、本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例は、トルク検出装置４Ａである。なお、図１に示した実施例では図示の簡略化のために側断面の上半分のみを図示しているが、残りの下半分は図示されたものと対称のものが図１下方に現れる。符号ＣＬは、軸の中心線である。ただし、後述するようなハンドル角検出装置４Ｂの複数のギアＧ１〜Ｇ３及びステータ部１００及びロータ部２００等からなるハンドル角検出装置４Ｂ（図６参照）は少なくとも１箇所のみに構成してあればよい。勿論、トルク検出装置４Ａとハンドル角検出装置４Ｂとを外部ケース４内に一体的に構成することに限らず、それぞれを別々に構成するようにしてもよい。また、相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）としての本発明の実施にあたっては、ハンドル角検出装置４Ｂの存在は必須ではない。

図１において、入力軸１及び出力軸２はトーションバー３によって連結されており、該トーションバー３によるねじれ変形の許す限りの限られた角度範囲（例えば最大でも＋６度〜−６度程度の範囲）で相対的に回転しうる。このようなトーションバー３によって連結された２軸（入力軸１と出力軸２）の構造は、自動車のパワーステアリング機構において知られるものである。なお、本実施例に係る相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）はパワーステアリング機構のトーションバー３に負荷されるトルクを検出するためのトルクセンサとして応用されるものとしているが、これに限らず、本発明に係る相対回転位置検出装置は、あらゆる用途の相対回転位置検出において適用することができるのはもちろんである。

本実施例に係る相対回転位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）は、入力軸１の回転に連動して回転するように設けられた第１の磁性体部１０と、出力軸２の回転に連動して回転するように設けられた第２の磁性体部２０と、コイル部３０とで構成される。入力軸１に取付リング５が結合され、この取付リング５に第１の磁性体部１０が取り付けられる。また、出力軸２に取付リング６が結合され、この取付リング６に第２の磁性体部２０が取り付けられる。

図２は、取付リング５及び６に第１及び第２の磁性体部１０，２０を取り付けた状態を抽出して示す組立斜視図である。図３は、図２の分解斜視図である。
第１の磁性体部１０は、軸方向に離隔して配置された複数（図の例では２個）第１の磁性体リング１１，１２で構成される。記第２の磁性体部２０は、軸方向に離隔して配置された複数（図の例では３個）の第３の磁性体リング２１，２２，２３で構成される。一方の各磁性体リング１１，１２の各々が他方の各磁性体リング２１，２２，２３の間にそれぞれ配置されるような関係で、一方の取付リング６のスリーブ部分６ａに挿入される。出力軸２とともに回転すべき第２の磁性体部２０の各磁性体リング２１，２２，２３は、後述するような所定の相互関係で取付リング６に固定される。

一方、入力軸１に結合される取付リング５には、図３に示されるように、磁性体リング１１，１２を連結するための複数のピン５１，５２，５３，５４が軸方向に延びて設けられている。組立て時には、該取付リング５のスリーブ部分５ａが、他方の取付リング６のスリーブ部分６ａの内側に入り込むように、組み立てられる。出力軸２側の各磁性体リング２１，２２，２３には、組立てた状態において入力軸１側の取付リング５の連結ピン５１〜５４を自由に逃すように、所定個所毎に、円周方向に長い透孔ＳＨがそれぞれ穿たれている。一方、入力軸１側の各磁性体リング１１，１２には、後述するような所定の相互関係で入力軸１側の取付リング５の連結ピン５１〜５４をぴったりと嵌め込むことができるように、所定個所毎に、孔Ｈがそれぞれ穿たれている。

この構成により、出力軸２側の取付リング６に固定された各磁性体リング２１，２２，２３の間に配置された各磁性体リング１１，１２が、連結ピン５１〜５４を介して入力軸１の取付リング５に連結され、入力軸１とともに回転する。すなわち、入力軸１の磁性体リング１１，１２は、出力軸２の取付リング６のスリーブ部分６ａに対して自由に回転しうる。一方、出力軸２の各磁性体リング２１，２２，２３は、出力軸２の取付リング６に固定され、出力軸２とともに回転する。このとき、入力軸１の取付リング５に設けられた連結ピン５１〜５４が出力軸２の各磁性体リング２１，２２，２３の透孔ＳＨを緩く貫通しているが、該透孔ＳＨは円周方向に長いため、入力軸１の回転に伴う連結ピン５１〜５４の回転動を逃すように作用し、両軸１，２が連結ピン５１〜５４によってロックされることはない。勿論、透孔ＳＨによる逃し角度は、トーションバー３による最大ねじれ角度よりも大きいように設定される。

各磁性体リング１１，１２，２１，２２，２３は、１円周にわたり複数個（図示例では８個）の磁性体の凹凸歯が繰り返される形状（つまり、磁性体の増減パターン）をなしている。この凹凸歯つまり磁性体の増減パターンの存在によって、組み立てられた状態において、ギャップを介して隣接する第１の磁性体リングと第２の磁性体リングの間で可変磁気結合境界部が形成される。３つの第２の磁性体リング２１，２２，２３と２つの第１の磁性体リング１１，１２との間に４つの境界があるので、この可変磁気結合境界部は４つできる。
コイル部３０は、図２に示すように組み立てられた状態の各磁性体リング２１，１１，２２，１２，２３間の各境界部の周りに巻設される４つのコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４からなる。すなわち、各コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は軸方向に適宜の間隔で離隔して配置され、各磁性体リング２１，１１，２２，１２，２３間の４つの境界部の各々が対応するコイルＬ１〜Ｌ４の内部空間内に挿入される格好となっている。

図４は、各磁性体リング２１，１１，２２，１２，２３の展開図である。出力軸２とともに回転する第２の磁性体部２０の各磁性体リング２１，２２，２３の配置について説明すると、両側の磁性体リング２１，２３の凹凸歯の繰り返し周期の位相は互いに一致しており、中央の磁性体リング２２の凹凸歯の繰り返し周期の位相は磁性体リング２１，２３の繰り返し位相に対して１／４サイクルずれるように配置されている。これらの各磁性体リング２１，２２，２３は、この相互関係で取付リング６に固定されるので、出力軸２が回転してもこの所定の相互関係を常に維持する。一方、入力軸１とともに回転する第１の磁性体部１０の各磁性体リング１１，１２の配置は、凹凸歯の繰り返し周期の１／２サイクルずれる（つまり逆相となる）ような相互関係となっている。これらの各磁性体リング１１，１２は、この相互関係を維持して入力軸１とともに回転する。
このような配置のずれによって、入力軸１と出力軸２の相対的回転位置の変化に伴って、隣接する第１の磁性体リングと第２の磁性体リングの凹凸歯の対応が変化するとき、４つの各境界部での変化の位相がそれぞれ次のように異なるものもとなる。

例えば図４の磁性体リング２１と１１の境界部のように、ギャップを介して隣接する磁性体リングの凹凸歯がちょうど一致しているとき、その境界部における磁気結合度は最大値を示し、例えば正弦関数値に換算するとｓｉｎ９０°の値に相当する。また、図４の磁性体リング１２と２３の境界部のように、ギャップを介して隣接する磁性体リングの凹凸歯がちょうど１／２サイクルずれているとき、その境界部における磁気結合度は最小値を示し、例えば正弦関数値に換算するとｓｉｎ２７０°すなわち−ｓｉｎ９０°の値に相当する。このように、磁性体リング２１，１１の境界部の磁気結合変化と、磁性体リング１２，２３の境界部の磁気結合変化とは、逆相関係となっている。また、図４の磁性体リング１１と２２の境界部のように、ギャップを介して隣接する磁性体リングの凹凸歯がちょうど１／４サイクルずれているとき、その境界部における磁気結合度は最大値と最小値の中間の値を示し、例えば正弦関数値に換算するとｃｏｓ９０°の値に相当する。また、図４の磁性体リング２２と１２の境界部のように、ギャップを介して隣接する磁性体リングの凹凸歯が上記とは逆相に１／４サイクルずれているとき、その境界部における磁気結合度は最大値と最小値の中間の値を示し、例えば正弦関数値に換算すると−ｃｏｓ９０°の値に相当する。

コイル部３０の各コイルＬ１〜Ｌ４は共通の基準交流信号（例えばｓｉｎωｔとする）で励磁される。入力軸１と出力軸２の相対的回転位置の変化によって、前記各磁性体リングの境界部の磁気結合度が変化すると、各境界部に対応する各コイルＬ１〜Ｌ４のインピーダンスが変化する。このインピーダンス変化は、磁性体リング１１〜２３の凹凸歯の１ピッチに相当する回転変位を１サイクルとして生じる。図示の例では、磁性体リング１１〜２３の凹凸歯の１ピッチに相当する回転範囲は、３６０度／１６＝約２２度強である。前述のように、トーションバー３によるねじれ変形の最大角度範囲は約１２度程度であるので、磁性体リング１１〜２３の凹凸歯の１ピッチの範囲内での絶対的回転角度を検出することで、ねじれ量の絶対値検出を問題なく行うことができる。

このインピーダンス変化を、入力軸１と出力軸２との相対的回転位置を凹凸歯の１ピッチ幅（約２２度）を３６０度とする高分解能スケールの角度表現による角度変数θを用いて下記のように表すことができる。磁性体リング２１と１１の境界部の磁気結合に応答する出力を生ずるコイルＬ１に生じる理想的なサイン関数特性のインピーダンス変化Ａ（θ）を示すと、
Ａ（θ）＝Ｐ₀＋Ｐｓｉｎθ
のような式で等価的に表せる。インピーダンス変化は負の領域に入らないため、上記式で、オフセット値Ｐ₀は振幅係数Ｐよりも大きく（Ｐ₀≧Ｐ）、「Ｐ₀＋Ｐｓｉｎθ」は負の値をとらない。
前述のように、前記各磁性体リングの境界部の磁気結合の変化は、１／４サイクルづつ順にずれる。よって、磁性体リング１１と２２の境界部の磁気結合に応答する出力を生ずるコイルＬ２に生じる理想的なインピーダンス変化Ｂ（θ）は、
Ｂ（θ）＝Ｐ₀＋Ｐｃｏｓθ
のようなコサイン関数特性の式で等価的に表せる。

また、磁性体リング１２と２３の境界部の磁気結合に応答する出力を生ずるコイルＬ３に生じる理想的なインピーダンス変化Ｃ（θ）は、
Ｃ（θ）＝Ｐ₀−Ｐｓｉｎθ
のようなマイナスサイン関数特性の式で等価的に表せる。
更に、磁性体リング２２と１２の境界部の磁気結合に応答する出力を生ずるコイルＬ４に生じる理想的なインピーダンス変化Ｄ（θ）は、
Ｄ（θ）＝Ｐ₀−Ｐｃｏｓθ
のようなマイナスコサイン関数特性の式で等価的に表せる。
なお、Ｐは１とみなして省略しても説明上不都合はないので、以下の説明ではこれを省略する。

図５は、図１に示された相対位置検出装置（トルク検出装置４Ａ）に適用される電気回路例を示す。図５において、各コイルＬ１〜Ｌ４は可変インダクタンス要素として等価的に示されている。各コイルＬ１〜Ｌ４は、基準交流信号源４０から与えられる所定の高周波交流信号（便宜上、これをＥｓｉｎωｔで示す）によって１相で励磁される。各コイルＬ１〜Ｌ４に生じる電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄは、等価的に、下記のように、検出対象たる回転位置に対応する前記角度変数θに応じた上記ステータ各磁極毎のインピーダンス値に応じた大きさを示す。
Ｖａ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｂ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｃ＝（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｄ＝（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ

アナログ演算器３１は、下記のように、サイン相に相当するコイルＬ１の出力電圧Ｖａと、それに対して差動変化するマイナスサイン相に相当するコイルＬ３の出力電圧Ｖｃとの差を求め、角度変数θのサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖａ−Ｖｃ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｓｉｎθｓｉｎωｔ
アナログ演算器３２は、下記のように、コサイン相に相当するコイルＬ２の出力電圧Ｖｂと、それに対して差動変化するマイナスコサイン相に相当するコイルＬ４の出力電圧Ｖｄとの差を求め、角度変数θのコサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖｂ−Ｖｄ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｃｏｓθｓｉｎωｔ

こうして、検出対象たる相対回転位置に相関する角度変数θを含む２つの周期的振幅関数（ｓｉｎθとｃｏｓθ）によってそれぞれ振幅変調された２つの交流出力信号「２ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「２ｃｏｓθｓｉｎωｔ」が得られる（以下、係数の「２」は省略する。）。これは、従来からレゾルバとして知られた検出器のサイン相出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びコサイン相出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔと同等のものである。なお、サイン相及びコサイン相という呼び名、及び２つの交流出力信号の振幅関数のサイン、コサインの表わし方は便宜的なものであり、一方がサインで他方がコサインでありさえすれば、どちらをサインと言ってもよい。すなわち、Ｖａ−Ｖｃ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔで、Ｖｂ−Ｖｄ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔである、と表現してもよい。

ここで、温度ドリフト特性の補償について説明すると、温度に応じて各コイルＬ１〜Ｌ４のインピーダンスが変化し、その出力電圧Ｖａ〜Ｖｄも変動する。しかし、これらを演算合成したサイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおいては、「Ｖａ−Ｖｃ」及び「Ｖｂ−Ｖｄ」の演算によって、コイルの温度ドリフト誤差が補償されるので、温度ドリフトによるコイルインピーダンス変化の影響を受けないものとなる。従って、精度のよい検出が可能である。また、その他の回路部分例えば基準交流信号源４０等での温度ドリフト特性も、後述するように自動的に補償される。

本実施例においては、演算器３１、３２から出力される２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、位相検出方式で回転位置検出を行う。この場合の位相検出方式としては、例えば特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を適宜用いるとよい。例えば、一方の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔをシフト回路３３で電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔをアナログ加算器３４で加算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）なる、θに応じてプラス方向（進相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。そして、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロスをコンパレータ３５で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｐを生成する。
一方、シフト回路３３から出力される交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔｓと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔとをアナログ引算器３６で引算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じてマイナス方向（遅相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。そして、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロスをコンパレータ３７で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｍを生成する。

コンパレータ３５から出力される進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐは、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）における位相シフト量θつまり入力軸１と出力軸２との間の相対的回転位置を、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点に対する進み時間位置で示すタイミング信号に相当する。
また、コンパレータ３７から出力される遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍは、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相シフト量θつまり入力軸１と出力軸２との間の相対的回転位置を、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点からの遅れ時間位置で示すタイミング信号に相当する。

このように、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらもが、入力軸１と出力軸２との間の相対的回転位置に相当する位相シフト量θを、時間位置で示す検出データである。従って、原理的には、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらか一方を、相対的回転位置の検出信号として出力するようにすればよい。しかし、後述するように温度ドリフト補償した検出データを得るためには、両方を用いるのがよい。

図５に示された各回路３１〜３７、４０は１つの回路基板上にユニット化して収容されて回路ユニット７としてまとめられる。そして、該回路ユニット７が、図１に示すように、ケース４内に収納される。こうして、ケース４内にセンサと回路がコンパクトに収められる。図６は、ケース４内に収納された図５に示す実施例に係る検出装置を、その検出出力を利用するためのマイクロコンピュータ８に接続してなるシステム構成例を示す。マイクロコンピュータ８と図５実施例検出装置との間は、少なくとも電源供給ラインと２本の出力ライン７ａ，７ｂで接続されるだけでよい。この２本の出力ライン７ａ，７ｂには、上述の進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍがそれぞれ出力される。図５の回路から出力される。マイクロコンピュータ８は、タイミング信号キャプチャ用の入力ポートを複数有しており、この入力ポートに上記出力ライン７ａ，７ｂをそれぞれ接続する。マイクロコンピュータ８は該入力ポートに接続されたライン７ａ，７ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントすることで、入力軸１と出力軸２間の相対回転位置をデジタル的に測定する。測定した相対回転位置データは、トーションバー３のねじれ角検出データとして、パワーステアリング制御のために利用される。

なお、マイクロコンピュータ８では、ライン７ａ，７ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントするだけでよく、検出装置で使用されている基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点を知る必要がない。よって、コンピュータの側での時間測定のための処理・構成が簡素化される。一方、検出装置では、アナログ発振回路により又はサイン波関数発生器などにより、内部で基準交流信号ｓｉｎωｔするだけでよく、これを同期化のための参照信号としてマイクロコンピュータ８に与える必要がないので、この意味でも外部端子の構成を簡素化できる。

ここで、再び温度ドリフト特性の補償について説明する。温度ドリフト特性によって、例えば基準交流信号源４０で発生する交流信号の周波数や振幅レベルに変動が起きたり、その他の回路要素や信号線路でのインピーダンスが変動した場合、検出される前記進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍにおけるそれぞれの位相シフト値θには温度ドリフト特性による誤差εが含まれることになる。しかし、この誤差εは両検出パルスＬｐ，Ｌｍにおいて同値同一方向（同値同一符号）で現われるので、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺されることになる。従って、温度ドリフトによる回路等のインピーダンス変化の影響を受けず、高精度な検出が可能となる。

図８は、この温度補償の様子を模式的に示すタイミング図である。（ａ）は温度ドリフトによる誤差εがない場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示し、時間差Δｔは、理論的には２θであり、正確な相対回転位置を示す。（ｂ）は温度ドリフトによる誤差εがある場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示す。この場合、進相の検出パルスＬｐは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「＋θ−ε」に相当する進み時間だけ先行して発生し、遅相の検出パルスＬｍは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「−θ−ε」に相当する遅れ時間だけ遅れて発生する。しかし、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）のそれぞれがこのように誤差εを含んでいても、両者の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺され、正確な相対回転位置を示す理論値２θに対応している。このように、温度ドリフト補償が達成されている。

図７は、回路ユニット７内に搭載する回路構成の別の例を示す。図７の例では、回路ユニット７において、進相の検出パルスＬｐと遅相の検出パルスＬｍとのを時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭを形成するＰＷＭ変換回路７１が更に設けられている。このＰＷＭ変換回路７１で形成された該時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭは、１本の出力ライン７ｃを介して出力され、マイクロコンピュータ８に入力される。マイクロコンピュータ８は、ＰＷＭ信号キャプチャ用の入力ポートを有しており、この入力ポートに上記出力ライン７ｃを接続する。マイクロコンピュータ８は該入力ポートに接続されたライン７ｃからのＰＷＭ信号のパルス時間幅Δｔをカウントすることで、入力軸１と出力軸２間の相対回転位置をデジタル的に測定する。測定した相対回転位置データは、前述と同様に、トーションバー３のねじれ角検出データとして、パワーステアリング制御のために利用される。この回路構成例においては、出力ライン７ｃが１本で済むので、より一層、構成を簡素化できる。

図１に示した実施例にかかわる検出システムは、パワーステアリング機構のトーションバー３に負荷されるトルクを検出するトルク検出装置４Ａのみならず、ハンドルの回転操作量に応じたハンドル角と操舵輪との対応関係のずれを補正する等の目的のために、ハンドルの回転位置に応じたハンドル角を検出するハンドル角検出装置４Ｂの機能も一体的に具備している。
図１におけるハンドル角検出装置４Ｂについて説明すると、外部ケース４内の所定位置に、複数のギアＧ１〜Ｇ３と、ステータ部１００と、磁気応答部材３００を含むロータ部２００とからなる。複数のギアＧ１〜Ｇ３はハンドルに連結された入力軸２の回転を段階的に減少させてロータ部２００を回転するためのギアリング機構であって、例えば出力軸２が５回転するとロータ部２００を１回転するなどの比率で出力軸２の回転を減少してロータ部２００に出力軸２の回転を伝達し、ハンドル（ステアリングシャフト）の多回転にわたる回転位置を１回転型アブソリュートセンサで検出しうるようにしている。

図９はハンドル角検出装置４Ｂの一実施例を示す概略図であって、ステータ部１００のコイルＣ１〜Ｃ４とロータ部２００の表面上に形成された磁気応答部材３００との物理的配置関係の一例を正面略図によって示したものである。ロータ部２００の表面上には所定形状（例えば偏心形状）の磁気応答部材３００が形成されており、該磁気応答部材３００はロータ部２００の回転に合わせて回転する。ステータ部１００は検出用コイルとして４つのコイルＣ１〜Ｃ４（図９参照）を含んでおり、各コイルＣ１〜Ｃ４内を通る磁束が軸線方向を指向する。ステータ部１００とロータ部２００とは、ステータ部１００の各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコア（例えば鉄心などの磁性体コア）の端面とロータ部２００表面上に形成された磁気応答部材３００とが所定の間隔を空けた状態で、すなわち各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコアの端面とロータ部２００の磁気応答部材３００の表面との間に空隙が形成されるようにして互いに対向する位置に配置されており、ロータ部２００はステータ部１００に対して非接触で回転する。磁気応答部材３００と向き合う各コイルＣ１〜Ｃ４のコイルコアの端面の面積がロータ部２００の回転位置に応じて変化することによって、出力軸２の回転角度、つまりハンドル角を検出することができるように構成されている。

この実施例に示すハンドル角検出装置４Ｂは、図９に示したような電磁誘導方式の１回転型アブソリュート位置検出センサと、各々が順次に噛み合わされたギア比の異なる複数のギアＧ１〜Ｇ３と、ステータ部１００と、ロータ部２００とを含む。複数のギアＧ１〜Ｇ３は、ステアリングシャフトの出力軸２の回転を段階的に減少させてロータ部２００を回転するための減速機構である。ギアＧ１は出力軸２に結合して同じように回転し、ギアＧ１に対して減速用のギアＧ２が噛み合わされ、更に、このギアＧ２に対して減速用のギアＧ３が噛み合わされる。このギアＧ３には例えば円盤状に形成されたロータ部２００が設置されており、ギアＧ３が回転することでロータ部２００が軸中心線ＣＬを中心として回転するようになっている。このようにして、出力軸２の回転を減速してロータ部２００の回転として伝達する構成となっている。

ロータ部２００の表面上には所定形状、図９に示すような例えば偏心リング形状の磁気応答部材３００が取り付けられる。該磁気応答部材３００は鉄等の磁性体からなるもの、あるいは銅等の導電体からなるもの、あるいは磁性体と導電体との組み合わせからなるものなど、磁気結合係数を変化させる材質からなるものであればどのようなものであってもよい。こうしたロータ部２００に対してスラスト方向に向き合うような形でステータ部１００が配置される。

ロータ部２００表面上に形成される磁気応答部材３００の所定の形状は、各コイルＣ１〜Ｃ４から理想的なサイン、コサイン、マイナスサイン、マイナスコサインのカーブが得られるように適切に設計される。例えば、コイルＣ１に生じるインピーダンス変化がサイン関数に相当するものとすると、コイルＣ２に生じるインピーダンス変化はマイナスサイン関数、コイルＣ３に生じるインピーダンス変化はコサイン関数、コイルＣ４に生じるインピーダンス変化はマイナスコサイン関数に、それぞれ相当するよう、各コイルＣ１〜Ｃ４の配置や磁気応答部材３００の形状を設定することができる。ロータ部２００の１回転において、コイルＣ１のインピーダンスは０度から３６０度の範囲にわたるサイン関数で変化し、コイルＣ２のインピーダンスは０度から３６０度の範囲にわたるコサイン関数で変化し、コイルＣ３のインピーダンスは０度から３６０度の範囲にわたるマイナスサイン関数で変化し、コイルＣ４のインピーダンスは０度から３６０度の範囲にわたるマイナスコサイン関数で変化するように設定される。このようにサイン関数及びコサイン関数における０度から３６０度の範囲内の関数値変化に略々なぞらえることができるので、よって、ロータ部２００の１回転を、３６０度の位相角範囲の変化に換算して測定することができることになる。

この構成によって、コイルＣ１，Ｃ３の対のインピーダンスが差動的に変化し、両出力の差動合成によってサイン関数ｓｉｎθを振幅係数として持つ交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔが得られる。また、コイルＣ２，Ｃ４の対のインピーダンスが差動的に変化し、両出力の差動合成によってコサイン関数ｃｏｓθを振幅係数として持つ交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔが得られる。このようなレゾルバと同様の出力信号に基づき、θ分だけ位相シフトされた交流信号を合成し、その位相シフト値θを測定することで、ロータ部２００の回転位置を検出できる。こうして、多回転（例えば２．５〜３回転程度）にわたるハンドルの回転角度が、ロータ部２００の１回転内のアブソリュート回転位置に換算されてアブソリュートで検出される。

なお、ロータ部２００の回転に応じて所定角度範囲でのサイン、コサイン、マイナスサイン、マイナスコサインの関数カーブがそれぞれ得られるようにするには、磁気応答部材３００の形状としては上記したように偏心リング形状のものに限らず、コイルやコイルコアの配置や形状等の設計条件に応じて螺旋形状あるいはハート型に類似した形状など、適宜の形状に形成したものであってもよい。この磁気応答部材３００の形状をいかに設計するかは本発明の目的ではなく、かつ、公知／未公知のこの種の可変磁気抵抗型回転検出器で採用されている磁気応答部材３００の形状を採用してよいので、磁気応答部材３００の形状についてのこれ以上の言及は差し控える。

なお、ハンドル角度検出装置４Ｂは、上記の構成に限らず、他の適宜の構成を採用してよい。例えば、ギヤＧ１〜Ｇ３による減速機構を省略し、ロータ部２００を出力軸２（又は入力軸１）に１対１の回転比で結合するようにしてもよい。その場合は、１回転以内のハンドル角度をアブソリュートで検出し、１回転を超えるハンドル角度は回転数カウントによって検出するようにすればよい。また、ハンドル角度検出装置４Ｂを設けなくてもよい。

なお、上述したトルク検出装置４Ａ及び／又はハンドル角検出装置４Ｂにおいて、磁気応答部材とこれに対応するコイルの配置パターンや、数、サイズ等については、上述したものに限定されるものではなく、種々の配置パターン等が有り得るものであって、要するに、コイル部からサイン相及びコサイン相の２相の出力信号を生ぜしめることができるようになっていれば、どのような構成のものであってもよい。勿論、ここで言うサイン相やコサイン相は便宜的な呼称であり、どちらをサイン相またはコサイン相と称してもよい。
また、位相シフトタイプの回転位置検出手段の構成は、上述したものに限らず、どのような構成からなっていてもよい。例えば、１次コイルのみからなるタイプのものに限らず、１次及び２次コイルを有するタイプのものであってもよく、あるいはレゾルバ方式を用いてもよいし、あるいは基準交流信号としてサイン波ｓｉｎωｔとコサイン波ｃｏｓωｔの２相交流信号を用いる励磁方式であつてもよい。

各磁性体リング１１〜２３の凹凸歯数（１回転あたりのピッチ数）は、上述例のような８ピッチに限らない。また、多歯タイプに限らず、１回転あたり１ピッチ（１サイクル）の磁気結合変化（コイルのインピーダンス変化）を生ぜしめるようなタイプであってもよい。また、回転に応じて磁気結合を増減変化させるための構成は、図示例のような凹凸歯からなるものに限らず、波状など、その他適宜の形状からなるものであってよい。また、磁性体部１０，２０すなわち各磁性体リング１１〜２３の材質は、磁性体のみからなるものに限らず、磁性体の凹部（磁気結合を減少させる個所）に反磁性体（銅のような非磁性良導電体）を埋込配置するようにした磁性・反磁性のハイブリッドタイプであってもよい。なお、取付リング５，６など、磁気応答性を持つべきできでない構成要素の素材は、合成樹脂等のしかるべき非磁気応答性素材で構成されるのは言うまでもない。

本発明に係る相対回転位置検出装置の一実施例を示す側断面略図。図１における相対回転位置検出装置（トルク検出装置）の第１及び第２の磁性体部を組み立てた状態を抽出して示す斜視図。図２の分解斜視図。図２又は図３に示された各磁性体リングとそれに対応するコイルの配置関係を示す展開図。図１における相対回転位置検出装置（トルク検出装置）のコイル部に関連する電気回路例を示す図。同相対回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの一例を示すブロック図。同相対回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの別の構成例を示すブロック図。図５の検出回路構成によって検出データの温度ドリフト補償が行えることを説明するタイミング図。図１におけるハンドル角検出装置の一実施例を示す正面略図。

符号の説明

１入力軸
２出力軸
３トーションバー
４外部ケース
４Ａ相対回転位置検出装置（トルク検出装置）
４Ｂハンドル角度検出装置
１０第１の磁性体部
２０第１の磁性体部
１１，１２，２１，２２，２３磁性体リング
３０コイル部
Ｌ１〜Ｌ４（Ｃ１〜Ｃ４）コイル
１００ステータ部
２００ロータ部
Ｇ１〜Ｇ３ギア

Claims

基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサと、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、
前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を生成する回路と
を具備し、生成された前記ＰＷＭ信号を検出出力として出力することを特徴とする位置検出装置。
前記ＰＷＭ信号を生成する回路は、前記第１及び第２の電気的交流信号の前記基準交流信号に対する前記電気的位相角シフトが１８０度以内か否かを判別し、１８０度以内であれば該基準交流信号の１周期以内のパルス幅を持つ前記ＰＷＭ信号を生成し、１８０度以上であれば該基準交流信号の１周期以上のパルス幅を持つ前記ＰＷＭ信号を生成するものであることを特徴とする請求項１に記載の位置検出装置。
前記位置センサと前記各回路とが前記位置検出装置の構造体内に組み込まれており、該構造体には、外部から前記基準交流信号を導入する端子又は配線が設けられ、かつ、前記ＰＷＭ信号を外部に出力する端子又は配線が設けられていることを特徴とする請求項１又は２に記載の位置検出装置。
前記位置センサと前記各回路とが前記位置検出装置の構造体内に組み込まれており、更に前記基準交流信号を生成するための回路が該構造体内に組み込まれており、かつ、該構造体には、前記ＰＷＭ信号を外部に出力する端子又は配線が設けられていることを特徴とする請求項１又は２に記載の位置検出装置。