JP2002125399A - 車両用交流発電機の電圧制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】半導体素子のスイッチング時に発生する電流変
化を抑制し、半導体素子のスイッチング時に過渡領域を
通過する時間を短くすることで、スイッチング時の素子
の発熱量を抑えることができる車両用交流発電機の電圧
制御装置の提供すること。 【解決手段】励磁コイル４に所定の電流増加率である程
度の期間通電した段階で、半導体素子８の電流駆動能力
を急増させる。これにより、インダクタンスを有する励
磁コイル４に誘起されるスパイクサージ電圧を抑制する
ことができるとともに、半導体素子８の発熱を低減する
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、半導体素子を用い
て発電機の励磁コイルの通電制御を行う車両用交流発電
機の電圧制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】特許２５２９２３７号公報や本出願人の
出願になる特許３０１９３７７号公報は、励磁コイルへ
の給電制御用の半導体素子の遮断時に、制御電圧を（電
流駆動力）を一定の変化率で変化させることにより、そ
れをステップ変化させる場合に比較して半導体素子の電
流減少率を緩慢化し、半導体素子とバッテリとを接続す
る配線のインダクタンスに起因する電磁波ノイズを低減
する技術（以下、ターンオフ緩慢化技術ともいう）を開
示している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た公報に開示されるターンオフ緩慢化技術は、電流減少
率の低下により半導体素子の遮断時遷移期間（遮断時過
渡期間）における内部損失の大幅な増大を招くため、半
導体素子のチップ面積増大及び冷却構造の新たな工夫を
必要とするという問題を派生させる欠点があり、実用化
が困難であった。

【０００４】特に、励磁コイルの大インダクタンスに起
因して遮断時遷移期間の初期に大発熱が生じるという問
題があった。

【０００５】本発明は従来技術の問題点に鑑みなされた
ものであり、励磁コイル給電電流断続用の半導体素子の
発熱増大を抑止しつつノイズ低減を実現した電流車両用
交流発電機の電圧制御装置を提供することを、その目的
としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１の車両用交流発
電機の電圧制御装置は、発電した交流出力を整流する整
流装置を有する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電
を断続する半導体素子と、前記励磁コイルに並列に接続
された還流素子と、前記整流装置の出力電圧に相関を有
する信号に応じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収
束させるべく前記半導体素子のオン、オフを指令する発
電電圧制御手段と、前記の指令に基づいて前記半導体素
子を制御する駆動手段とを備える車両用交流発電機の電
圧制御装置において、前記駆動手段は、前記半導体素子
の遮断時遷移期間中の初期期間の電流駆動力減少率を前
記遮断時遷移期間のその後の残期間のそれよりも大きく
設定することを特徴としている。

【０００７】本構成によれば、遮断時遷移期間の最初に
電流駆動力をステップ的に大きく減少させる通常のター
ンオフ動作に比較して、半導体素子の主電極間の電流変
化率を小さくする（半導体素子のターンオン電流値から
それを０とするまでに要する時間を大きくする）ことに
より、電流変化率ｄｉ／ｄｔに比例するサージ電圧や電
磁波ノイズを低減することができる。

【０００８】また、遮断時遷移期間の最初から最後まで
電流駆動力減少率（半導体素子の電流減少率に略等し
い）を一定に保持する上記した従来のターンオフ緩慢化
技術に比較して、必要な遮断時遷移期間を短縮できるの
で発熱を減らすことができるとともに、この遮断時遷移
期間に逆比例する電磁波ノイズの周波数成分を変更する
ことができ、車載電子装置の抑止すべき電磁波ノイズの
帯域成分に重ならないようにすることができる。

【０００９】更に説明する。

【００１０】半導体素子の電流を理想的なステップ形状
にターンオン電流値から０に変化させる場合には、電流
変化の微分値にバッテリ電源線の配線インダクタンスを
掛けてバッテリ電源線のサージ電圧が決定される。この
サージ電圧の大きさは周波数が増大するほど大きくな
る。一方、このサージ電圧の各周波数成分に対して、こ
のバッテリ電源線の周囲の空間の交流インピーダンス
（１／ｊωｃ）は、周波数が高いほど小さくなるので、
結局、半導体素子のターンオフよりバッテリ電源線から
外部に放射される電磁波ノイズの大きさは周波数の二乗
に比例して大きくなり、半導体素子の電流を理想的なス
テップ波形でターンオフする場合に極めて大きくなるこ
とがわかる。ただし、遮断時遷移期間が極めて短期間で
あるので半導体素子のこの遮断時遷移期間における発熱
が非常に小さくできる。

【００１１】次に、ターンオフ緩慢化技術により、たと
えば半導体素子の制御電極に印加する制御電圧で代表さ
れる半導体素子の電流駆動力を一定の減少率でターンオ
フする場合、遮断時遷移期間における電流変化率ｄｉ／
ｄｔの大きさが遮断時遷移期間の延長に反比例して小さ
くなるので、電磁波ノイズを格段に低減することができ
るが、遮断時遷移期間における半導体素子の発熱量はそ
の分増大する。

【００１２】これに対して、本構成によれば、上記両タ
ーンオフ手法の中間的な特性を実現でき、それほど発熱
を増加させることなく電磁波ノイズを低減することがで
きる。すなわち、遮断時遷移期間における半導体素子の
電磁波ノイズをステップ変化の場合に比較して格段に減
少しつつ、上記ターンオフ緩慢化技術に比較して遮断時
遷移期間の平均的な電流の大きさ削減及び遮断時遷移期
間の短縮により低減することができる。

【００１３】更に、本構成では、後述するように、遮断
時遷移期間の初期において電流駆動力減少にもかかわら
ず、励磁コイルの蓄積時期エネルギーの影響により、電
流がほとんど減らない一方、半導体素子の主電極間の電
圧降下も非常に大きく、発熱が大きい状態が生じるの
を、電磁波ノイズの増大を抑止しつつ良好に減少するこ
とができる。

【００１４】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記
駆動手段は、前記半導体素子の制御電圧又は制御電流
を、前記遮断時遷移期間の前記初期期間及び前記その後
の残期間にそれぞれ略一定の変化率で変化させ、前記初
期期間の前記変化率は、前記その後の残期間の前記変化
率よりも大きく設定されることを特徴としている。

【００１５】本構成によれば、請求項１記載の電流駆動
力減少率の切り替えを簡素な回路構成で実現することが
できる。なお、ここでいう制御電圧又は制御電流とは半
導体素子の制御電極の電位又は電流を言う。

【００１６】請求項３記載の構成によれば請求項２記載
の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記
半導体素子は、フォロワ動作を行うことを特徴とする。
ここでいうフォロワ動作とは、ソース電極又はエミッタ
電極に励磁コイル及びフライホイールダイオードが接続
される回路構成における動作を言うものとする。

【００１７】このようにすれば次の効果を奏することが
できる。

【００１８】すなわち、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを例
として説明すれば、このソースホロワ回路では励磁コイ
ルのインダクタンスが極めて大きいために、遮断時遷移
期間の初期に、半導体素子のゲート電極電圧が低下する
と、励磁コイルが磁気エネルギーを放出して励磁コイル
の電流通電を持続させる動作が生じ、ソース電極電位が
低下する。

【００１９】このソース電位の低下は、ＮチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴのチャンネル電流は飽和域で、ゲート・ソー
ス間電圧Vgsの二乗に略比例するので、上記ソース電極
の低下は半導体素子の電流の変化を抑止する。一方、こ
のソース電極電位の低下は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
すなわち半導体素子の電圧効果の増大を招き、発熱を増
大させる。

【００２０】つまり、遮断時遷移期間の初期には、ゲー
ト電極電位低下による半導体素子の電流駆動能力低下に
もかかわらず、半導体素子には磁気エネルギーの放出に
伴う電流が電流変化を抑止するために半導体素子に流
れ、半導体素子の電流変化が抑止されるわけである。こ
のことは、遮断時遷移期間の初期には、チャンネル電流
が大きく、かつ、半導体素子の電圧降下が大きく、した
がって発熱が大きい状況が生じることを意味する。

【００２１】すなわち、この半導体素子のソース電極電
位が高位電源電圧から低位電源電圧まで低下する遮断時
遷移期間の最初の期間は、励磁コイルの磁気エネルギー
放出が伴うので、実際のチャンネル電流の変化が小さい
過程であり、上記のごとく電流の絶対量が大きいために
発熱が大きいにもかかわらず電流減少率が小さいために
電磁ノイズが小さい過程であるので、ゲート電極電圧す
なわち制御電圧をできるだけ急速に低下させて次の電流
減少過程に移行させることが好ましい。

【００２２】急速に移行させたとしても、この初期期間
の電流変化は上述のように小さいので、ソースホロワＮ
チャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート電極電位を急激に低下
させても電磁波ノイズはそれほど増大しない。

【００２３】次に、半導体素子のソース電極電位が低位
電源電位（接地電位）よりー０．７Ｖ程度にまで低下す
ると、フライホイールダイオードからＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴ（半導体素子）のソース電極に環流電流が供給
され、この環流電流の分及び磁気エネルギーの消耗分だ
けＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのチャンネル電流低下が制
御電圧の低下に追従して始まり、このチャンネル電流の
減少が電磁波ノイズを生じさせる。したがって、この段
階に到れば制御電圧の減少率すなわちＮチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴの電流駆動能力の減少率を規制して電磁波ノイ
ズを低減することが好ましい。これにより、電磁波ノイ
ズの増加を抑止しつつ発熱を低減することが実現する。
上記説明は、ソースホロワ動作について説明したが、エ
ミッタホロワ動作でも本質的に同じである。

【００２４】また、ソース接地動作でも類似の現象が生
じる。

【００２５】すなわち、ドレイン電極又はコレクタ電極
を励磁コイル及びフライホイールダイオードに接続する
回路構成において、ゲート電極電位を低下させてトラン
ジスタの電流駆動能力を低下すると、励磁コイルは電流
状態を維持しようとして磁気エネルギーを電流の形で放
出し、これによりドレイン電極電位は急速に高くなる。

【００２６】このドレイン電極の増大は、チャンネル電
流が大きい状態での半導体素子の主電極間の電圧降下の
大幅増加を意味するので、半導体素子の発熱すなわちチ
ャンネル電流・電圧降下を大幅に増大する。また、ドレ
イン電極電位の増大は、チャンネル領域内のドレイン空
乏層の拡大によりチャンネル電流を増大させる。

【００２７】結局、ソース接地回路構成でも、電流変化
が小さくなる遮断時遷移期間の初期期間には、制御電圧
（ゲート電極電圧）すなわち電流駆動能力を急速に低下
させて早くこの大発熱状態を終了させる必要がある。

【００２８】次に、ドレイン電極電位が高位電源電位を
約０．７Ｖ以上超えると、フライホイールダイオードに
環流電流が流れ、ドレイン電極のそれ以上の上昇を阻止
し、同時に環流電流分及び磁気エネルギーの減衰分だ
け、半導体素子のチャンネル電流が減少し、この電流減
少率に応じた電磁波ノイズが生じるので、電流駆動力減
少率を小さくして電磁波ノイズを規制する。

【００２９】請求項４記載の構成によれば請求項１乃至
３のいずれか記載の車両用交流発電機の電圧制御装置に
おいて更に、前記半導体素子の主電極間の電圧降下に相
関を有する信号電圧と所定値とを比較する比較手段を有
し、前記駆動手段は、前記遮断時遷移期間にて前記信号
電圧が前記所定値に達した直後に、その直前よりも前記
半導体素子の制御電極の電流駆動力減少率の減少率を減
少させることを特徴とする。

【００３０】このようにすれば、電流減少率を大きくす
るべき上記した遮断時遷移期間の初期期間と、電流減少
率を小さくするべき上記した遮断時遷移期間の残期間と
を確実に判定することができる。

【００３１】前記信号電圧としては、前記半導体素子と
前記励磁コイルとの接続点の電圧、前記半導体素子の主
電極間の電圧降下、前記励磁コイルの電圧降下、前記半
導体素子の主電極間の電流、前記還流素子の電流及び前
記励磁コイルの電流のいずれかからなることを特徴とす
る。特に、ソースホロワ又はエミッタホロワ回路におい
ては、環流電流の検出は、ただちに半導体素子の電流減
少の低下開始を意味するので、特に信号電圧として好適
である。

【００３２】請求項５記載の構成によれば請求項４記載
の車両用交流発電機の電圧制御装置において更に、前記
比較手段は、ゲート電極を有するトランジスタからなる
前記半導体素子の導通時遷移期間にて前記信号電圧が前
記所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素
子のゲート電極の充電電流を増加させ、前記導通時遷移
期間の前記放電電流の切り替えのための所定値は、前記
導通時遷移期間の前記充電電流の切り替えのための前記
所定値よりも高く設定されることを特徴としている。

【００３３】これにより、信号電圧の検出遅れが発生し
た場合でも、半導体素子に入力される制御電圧が急速に
低下して完全に半導体素子をオフ状態にしてしまうこと
がないので、通電電流の変化速度を確実に緩やかに減少
させることができるので、スパイク電圧、ラジオノイズ
を確実に低減することができる。

【００３４】請求項６記載の車両用交流発電機の電圧制
御装置は、発電した交流出力を整流する整流装置を有す
る車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半
導体素子と、前記励磁コイルに並列に接続された還流素
子と、前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応
じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく
前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手
段と、前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する
駆動手段とを備える車両用交流発電機の電圧制御装置に
おいて、前記駆動手段は、ゲート電極を有してホロワ動
作するトランジスタからなる前記半導体素子に出力電圧
より高いゲート電圧を印加するチャージポンプ昇圧回路
と、前記半導体素子の遮断時遷移期間の初期から前記チ
ャージポンプ回路を停止させる作動制限回路とを有する
ことを特徴とする。

【００３５】本構成によれば、機能を低下することな
く、不必要な場合にチャージポンプ回路の駆動電力及び
それに伴うノイズを減少するので、更に交流発電機のノ
イズを低減できる。なお、チャージポンプ昇圧回路は、
遮断時遷移期間中、及びその後の遮断状態維持期間に停
止することができ、更に、半導体素子が十分オンし主電
極間電圧が低い時においても停止することができ、同様
の作用効果を奏することができる。

【００３６】又、チャージポンプ回路にて半導体素子の
ゲート電極に必要以上の電荷を蓄積することが無いの
で、遮断時遷移期間の初期に急速放電させる電荷量が少
なくて済み、より初期期間を短くすることで発熱がより
抑えられる。

【００３７】請求項７記載の車両用交流発電機の電圧制
御装置は、発電した交流出力を整流する整流装置を有す
る車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する半
導体素子と、前記励磁コイルに並列に接続された還流素
子と、前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応
じて前記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく
前記半導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手
段と、前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する
駆動手段とを備える車両用交流発電機の電圧制御装置に
おいて、前記整流装置は、逆回復時間短縮型のダイオー
ドにより構成され、前記ツェナーダイオードの逆回復時
の電流変化率の最大値（％）は、前記半導体素子の遮断
時遷移期間又は導通時遷移期間の電流変化率の最大値
（％）の２倍以下に設定されることを特徴とする。

【００３８】本構成によれば、半導体素子がオンからオ
フ及び、オフからオンに状態に変化する際に、還流素子
に還流電流が流れる間、すなわち整流装置により、交流
出力電圧をダイオードで整流する際、ダイオードのバイ
アスが順方向から逆バイアスに切り替わる際にダイオー
ドに流れるリカバリー電流を抑制できるので、充電線に
発生するスパイクノイズを低減でき、ラジオノイズを抑
制することができる、更に、半導体素子のスイッチング
時の通電電流の時間変化率を、整流器のダイオードのリ
カバリ電流の時間変化率の２倍以下にするので、スイッ
チングによる充電線に発生するスパイクノイズレベル
は、ダイオードの転流ノイズレベルに抑制できるので、
交流発電機として、確実にスパイク電圧、ラジオノイズ
を確実に低減できる。

【００３９】又、逆回復時間短縮型のダイオードはその
ブレークダウン電圧がより低くなる特徴があり、相対的
に還流素子のブレークダウン電圧も低く設定できるので
還流素子のリカバリ電圧も合せて低滅できる為、ノイズ
低減により効果を奏する。

【００４０】

【発明の実施の形態】本発明の好適な態様を以下の実施
例により説明する。

【００４１】

【実施例１】この実施例の車両用交流発電機の電圧制御
装置を、図１〜図３を参照して説明する。図１は車両用
交流発電機の電圧制御装置の回路図を示す。 （全体構成）車載の電気負荷１はバッテリ２により給電
され、バッテリ２は、エンジン（図示しない）によって
駆動される発電機３によって充電される。

【００４２】発電機３は、通電されて磁界を形成する励
磁コイル４と、鎖交する励磁コイル４の発生磁界の時間
変化によって起電力を発生する電機子コイル５とを有
し、励磁コイル４又は電機子コイル５が図示しないエン
ジンにより回転駆動される。電機子コイル５の交流出力
は整流回路６によって直流出力に変換された後、電気負
荷１やバッテリ２へ出力される。

【００４３】発電機３の発電量つまり電機子コイル５の
発電量は、発電機３の駆動速度と励磁コイル４の通電状
態とによって決定され、励磁コイル４の通電状態は、制
御回路７によって制御される。

【００４４】（制御回路７の構成）制御回路７は、励磁
コイル４への励磁電流を断続するための半導体素子８、
フライホイールダイオード９、バッテリ状態判定回路１
０、半導体素子８の端子間電圧判定回路５０、チャージ
ポンプ回路１１、ゲート放電回路１２、及び、前置トラ
ンジスタ３２を有している。

【００４５】半導体素子８は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔからなり、フライホイールダイオード９が励磁コイル
４と逆並列接続されている。半導体素子８のゲート電極
は、前置トランジスタ３２により放電され、チャージポ
ンプ回路１１により充電されて制御される。前置トラン
ジスタ３２は、ゲート放電回路１２により制御され、ゲ
ート放電回路１２及びチャージポンプ回路１１は、端子
間電圧判定回路５０及びバッテリ状態判定回路１０によ
り制御される。

【００４６】バッテリ状態判定回路１０は、バッテリ２
の電圧に基づいて発電機３の発電量を増大させるか減少
させるか、すなわち、半導体素子８をオンするがオフす
るかを決定する回路であり、定電圧回路１３、コンパレ
ータ１４、直列に接続されてバッテリ電圧を分圧する抵
抗器１５，１６からなる。バッテリ状態判定回路１０
は、バッテリ電圧の分圧と、定電圧回路１３から出力さ
れる調整電圧とをコンパレータ１４で比較し、バッテリ
電圧が調整電圧よりも高いとき、コンパレータ１４は半
導体素子８をオフするべくＨｉの信号を出力する。逆
に、バッテリ電圧が調整電圧よりも低いとき、コンパレ
ータ１４は半導体素子８がオンするべくＬｏの信号を出
力する。

【００４７】端子間電圧判定回路５０は、半導体素子８
のドレインソース間電圧の状態を判定するために半導体
素子８と励磁コイル４の接続端子４００の電圧を検出
し、その判定結果に基づき半導体素子８のゲート電極の
充放電電流値を切り換えるための切り換え信号を出力す
る回路である。端子間電圧判定回路５０は、端子４００
の電圧の分圧値と、定電圧回路１３が出力する調整電圧
とをコンパレータ５１で比較し、端子４００の電圧の分
圧が切り替え基準電圧よりも高いとき、コンパレータ５
１はＨｉの信号を出力し、端子４００の電圧の分圧が切
り替え基準電圧よりも低いとき、コンパレータ５１はＬ
ｏの信号を出力する。この端子４００の電圧の分圧は、
抵抗器５２〜５４トランジスタ５５、ベース電流制限抵
抗５６及びインバータ５７からなる分圧比切り換え型の
抵抗分圧回路から出力される。

【００４８】この分圧比切り換え型の抵抗分圧回路の動
作を説明すると、トランジスタ５５がオンすると抵抗器
５３に抵抗器５４が並列接続されて分圧比が変更され
る。すなわち、トランジスタ５５はバッテリ電圧が調整
電圧よりも高い場合にコンパレータ１４の出力を受けた
バッファ５７からＨｉを入力されてオンし、バッテリ電
圧が調整電圧よりも低い場合にコンパレータ１４の出力
を受けたバッファ５７からＬｏを入力されてオフする。
このため、分圧比は、トランジスタ５５のオンにより大
きくなり、オフにより小さくなる。

【００４９】したがって、端子間電圧判定回路５０の切
り替え判定電圧は、バッテリ電圧が調整電圧よりも低く
半導体素子８がオンしていて端子４００の電圧が高い状
態のときに較べて、バッテリ電圧が調整電圧よりも高く
半導体素子８がオフしていて端子４００の電圧が低いと
きの方が、低くなるように設定されている。

【００５０】チャージポンプ回路１１は、バッテリ状態
判定回路１０の出力と、端子間電圧判定回路５０の出力
に応じて半導体素子８のゲート電圧を制御する回路であ
り、定電流供給部１８とポンプ部１９とからなる。定電
流供給部１８は、カレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ２０、２１、２２を備える。このカレントミラー
回路は、トランジスタ２３によって制御される。

【００５１】トランジスタ２３は、さらにトランジスタ
２４、トランジスタ２４１、によって制御される。トラ
ンジスタ２４は、バッテリ状態判定回路１０のコンパレ
ータ１４の出力をインバータ２５で反転した信号によっ
てＯＮーＯＦＦ制御される。トランジスタ２４１は、上
記インバータ２５で反転した信号と端子間電圧判定回路
５０の出力とを入力とするアンド回路２４３によってＯ
ＮーＯＦＦ制御される。

【００５２】すなわち、バッテリ状態判定回路１０のコ
ンパレータ１４の出力がＬｏで、かつ、端子間電圧判定
回路５０のコンパレータ５１の出力がＨｉのときに、ト
ランジスタ２４１はオンする。トランジスタ２４及びト
ランジスタ２４１は、それぞれ直列に接続された定電流
回路２６及び定電流回路２６１を通じてトランジスタ２
２のコレクタ電極から電流を引き出しており、その結
果、カレントミラー回路がダイオード３０，３１を通じ
て半導体素子８に給電する充電電流の大きさは回路１
０，５０の出力状態によって制御されることになる。

【００５３】１９は電流ポンプ部１９であり、定周期パ
ルス電圧を出力する発振回路２７、発振回路２７によっ
てＯＮーＯＦＦされるトランジスタ２８、及びトランジ
スタ２８のＯＮーＯＦＦによって半導体素子８のゲート
電極に供給する電荷を蓄電するコンデンサ２９からな
る。ダイオード３０、３１は電流の逆流を防ぐための素
子である。

【００５４】（動作）半導体素子８のターンオン時の動
作について説明する。

【００５５】半導体素子８がオフし、励磁コイル４を還
流する励磁電流が減少すると、バッテリ電圧が低下す
る。このとき、バッテリ電圧が調整電圧よりも低くなる
と、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４がＬ
ｏを出力する。すると、インバータ２５で反転したＨｉ
信号によってトランジスタ２４がオンし、定電流回路２
６にて決定されるゲート充電電流がダイオード３０、３
１を介して半導体素子８のゲート電極に供給される。こ
のゲート充電電流はゲート容量を徐々に充電してゲート
電圧が増加する。ゲート電圧が半導体素子８の閾値を超
えた時点から、半導体素子８のドレイン電流が増加す
る。

【００５６】ゲート電圧は徐々に増加するので、ドレイ
ン電流の時間変化は緩やか（電流のドレイン電流の時間
変化ｄｉ／ｄｔが小さい）なものとなり、スパイク電圧
及びラジオノイズの抑制に寄与する。

【００５７】ゲート電圧が更に増加すると、半導体素子
８のドレインーソース間電圧が減少し、端子４００の電
圧が上昇し始める。やがて、端子４００の電圧の分圧が
切り替え電圧（調整電圧）より高くなると、端子間電圧
判定回路５０のコンパレータ５１がＨｉを出力し、アン
ド回路２４３がトランジスタ２４１をオンし、カレント
ミラー回路の定電流値は定電流回路２６及び２６１の合
成値となり、半導体素子８のゲートに供給されるゲート
充電電流を増加する。その結果、半導体素子８のゲート
電圧は速やかに上昇し、半導体素子のドレインーソース
電圧は急速に低減する。

【００５８】この状態では、ドレイン電流が大きく、ド
レインーソース電圧が高いので、発熱が大きくなる（能
動領域にて使用される）領域であるが、ゲート電圧が速
やかに上昇するため変化時間が短く、発熱量（電圧×電
流×時間）を抑制できる。このように、ゲート充電電流
を切り替える場合、好ましくは充電電流比として２０倍
程度差をつけると良い。

【００５９】更に、端子４００の電圧がバッテリ電圧近
くになると、ポンプ部１９のコンデンサ２９の容量Ｃ、
発振回路２７の発振周期ｆ、及びコンデンサ２９の印加
電圧Ｖｃにてきまるチャージポンプ電流（Ｃ×Ｖｃ×
ｆ）にてゲートを充電する。

【００６０】次に、ゲート放電回路１２について説明す
る。

【００６１】バッテリ電圧が調整電圧よりも高いとき、
バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４はインバ
ータ２５にＨｉを入力し、回路１１による上記した半導
体素子８のゲート電極充電動作が停止する。

【００６２】コンパレータ１４のＨｉ出力はインバータ
４３で反転されてトランジスタ３５をオフする。これに
より、定電流回路３７の電流が、カレントミラー回路を
構成するトランジスタ３２、３３のベース電極に入力さ
れ、トランジスタ３２は定電流回路３７の電流値に等し
い放電電流にて、半導体素子８のゲート電極を放電し、
半導体素子がオフする。

【００６３】このオフ動作過渡期間（遮断時遷移期間）
の最初は、半導体素子８のドレインソース間電圧は低い
ので、接続端子４００の電圧が高く、端子間電圧判定回
路５０のコンパレータ５１はＨｉの信号を出力する。こ
のため、バッテリ状態判定回路１０のコンパレータ１４
よりＨｉ信号、及び端子間電圧判定回路５０のコンパレ
ータ５１より、回路１２のナンド回路４４にＨｉ信号が
それぞれ入力され、ナンド回路４４はトランジスタ３４
をオフする。従って、定電流回路３６の電流がダイオ−
ド３８を介し、定電流回路３７の電流とともに、カレン
トミラー回路を構成するトランジスタ３２、３３のベー
スに入力され、トランジスタ３２は、定電流回路３７、
３６の合成電流値で決まる放電電流にて、半導体素子８
のゲート電極を急速放電する。その結果、半導体素子８
のゲート電圧は速やかに低下することとなり、半導体素
子８のドレインーソース電圧は急速に増加する。このプ
ロセスは発熱が大きくなる領域であるが、ゲート電圧が
速やかに低下するため変化時間が短く、発熱量を抑制で
きる。

【００６４】更に、半導体素子８のドレインーソース電
圧が増加すると、端子４００の電圧が低下し始め、やが
て端子４００の電圧が切り替え電圧より低くなると、端
子間電圧判定回路５０のコンパレータ５１がＬｏを出力
し、ナンド回路４４がトランジスタ３４をオンし、定電
流回路３６の電流がトランジスタ３４に流れることにな
り、カレントミラー回路を構成するトランジスタ３２、
３３のベース電極には定電流回路３７の電流のみが流れ
ることになる。この結果、半導体素子８のゲート電極の
電荷を放電する放電電流が減少し、ゲート電圧は緩やか
に低下し、半導体素子８のドレイン電流が緩やかに減少
する。このプロセスでは、ドレイン電流の時間変化ｄｉ
／ｄｔが小さくなり、スパイク電圧及びラジオノイズの
抑制に寄与する。このように、ゲート放電電流を切り替
える場合、好ましくは充電電流比として２０倍程度差を
つけると良い。

【００６５】なお、この実施例では、このターンオフ時
に放電電流を切り替える端子４００の電圧の閾値をター
ンオン時に較べ高くして（端子間電圧判定回路５０のコ
ンパレータ５１にヒステリシスとして設けて）、このタ
ーンオフ時にコンパレータ５１の動作を早め、半導体素
子８が放電電流（定電流回路３６＋３７）の大きい段階
で遮断されることを防止している。好ましくは、このヒ
ステリシスとして端子４００の電圧にて１Ｖ程度差をつ
けるとより安定な動作が得られる。

【００６６】以上説明したように、半導体素子８のター
ンオン時及びターンオフ時において、半導体素子８を流
れる電流の時間変化を抑制することでノイズを抑制する
とともに、電流変化が小さい段階で半導体素子８の端子
間電圧を速やかに増減するので、スイッチング損失を低
減できる。

【００６７】

【実施例２】本発明の他の実施例を図４を参照して説明
する。

【００６８】実施例１では、半導体素子の通電状態を判
断するのに端子間電圧判定回路５０により励磁コイル４
の接続端子４００の電圧を判定する。この実施例では、
半導体素子８を流れる電流を検出してその電流の大小に
より半導体素子８のゲートの充放電電流を制御すること
を特徴している。

【００６９】この通電電流検出回路の動作について説明
する。

【００７０】半導体素子８００は、半導体素子８とミラ
ー回路を構成するトランジスタであり、半導体素子８に
流れる電流に略比例する電流を通電する。これにより、
半導体素子８がオンすると半導体素子８の通電電流に略
比例する電流が検出抵抗８０１に流れ、通電電流に対応
する電圧降下が検出抵抗８０１の両端に発生する、この
電圧降下をコンパレータ８０２により基準電圧Ｖｒ１と
比較し、通電電流の大小により半導体素子８のターンオ
ン時及びターンオフ時の電流の時間変化を抑制すること
ができる。

【００７１】ここで、半導体素子８００としてＭＯＳＦ
ＥＴを用いると、ミラー回路を構成して、トランジスタ
８に流れる電流を検出するのにミラー比を比較的精度良
く設定できるので好都合である。

【００７２】

【実施例３】本発明の他の実施例を図５を参照して説明
する。

【００７３】本発明は、実施例２と同様、端子間電圧判
定回路５０の代わりに、半導体素子８がオフ時に励磁コ
イル４を流れる電流を環流させる還流素子に流れる電流
を検出しその電流の大小により半導体素子８のゲートの
充放電電流を制御するものである。

【００７４】この環流電流検出回路の動作について説明
する。

【００７５】検出抵抗９００は還流素子９を流れる環流
電流を検出するもので、環流電流に対応した電圧降下が
検出抵抗９００の両端に発生する。この電圧降下をコン
パレータ９０１により、基準電圧Ｖｒ２と比較して、半
導体素子８のターンオン時及びターンオフ時電流の時間
変化を抑制することができる。ここで、環流素子９を半
導体素子８と同一のＭＯＳＦＥＴで構成し、そのオン／
オフを半導体素子８と相補動作させて制御し、電流の検
出による、ミラー回路を構成してもよい。

【００７６】更に説明すると、半導体素子８のターンオ
ンにおいては、環流素子９を流れる環流電流分は減少
し、半導体素子８を流れる電流は増加する。従って、環
流電流が流れ、環流電流検出回路にて環流中であること
が判定される間は、半導体素子８の充電電流を抑制する
ことにより半導体素子８を流れる電流の時間変化を抑制
することができる。

【００７７】また、ターンオフにおいては、半導体素子
８を流れる電流は減少し、環流素子９を流れる環流電流
分は増加するので、環流中は半導体素子８の放電電流を
抑制することによりノイズを抑制できる。

【００７８】環流電流を検出するこの実施例では、半導
体素子８のオン・オフに伴う過度状態において、電流変
化する状態を確実に検出でき、精度が良い。

【００７９】

【実施例４】本発明の他の実施例を図６を参照して説明
する。

【００８０】本発明は、実施例１において、半導体素子
８のオン時における両端電圧が十分低くなると、チャー
ジポンプ回路の発振を止めることにより、チャージポン
プ電流による電流脈動を低減するものである。

【００８１】このチャージポンプの作動制限回路の動作
について説明する。

【００８２】抵抗分圧回路を構成する抵抗６２、６３は
半導体素子８と励磁コイル４との接続点の電圧を分圧
し、コンパレータ６１の負入力端に入力する。抵抗分圧
回路を構成する抵抗６４、６５は半導体素子８とバッテ
リ２との接続端電圧を分圧し、コンパレータ６１の正入
力端に入力する。コンパレータ６１は両入力電圧の比較
により、半導体素子８の両端電圧の状態を判定する。イ
ンバータ２５がＨｉ電圧がナンド回路６６に入力される
場合において、半導体素子８のゲートーソース間電圧が
まだ十分に増大していない間は、半導体素子８の両端電
圧が大きいので、コンパレータ６１はＨｉ出力をナンド
回路６６に入力する。このとき、ナンド回路６６からト
ランジスタ６７へはＬｏが入力されるためトランジスタ
６７はオフし、発振回路２７の出力はトランジスタ２８
に入力されるのでチャージポンプ動作により、半導体素
子８のゲート電圧は昇圧される。

【００８３】半導体素子８のゲート電圧が十分に増大す
ると、半導体素子８のオン電圧（電圧降下）が低くな
り、コンパレータ６１の出力が反転し、ナンド回路６６
にＬｏを入力し、ナンド６６回路はトランジスタ６７に
Ｈｉを入力し、トランジスタ６７がオンし、発信器２７
の信号がトランジスタ２８のベースに入力されず、チャ
ージポンプ作動は停止する。インバータ２５の出力がＬ
ｏとなり、半導体素子８がオフとなるときも同様であ
る。

【００８４】

【実施例５】本発明の他の実施例を図７を参照して説明
する。

【００８５】本発明は、整流器６を接合ダイオードから
リカバリ電流が小さいツエナーダイオードに変更するこ
とにより、リカバリ電流の時間変化率の大きさに対し
て、半導体素子８のターンオン、ターンオフ時の通電電
流の時間変化率の大きさを２倍以下に設定したもので、
半導体素子８のスイッチングの影響を整流器６の転流ノ
イズレベル（約３ｄＢ程度の差、図８参照）まで低減し
たものである。本発明によれば、必要以上に半導体素子
８のスイッチング過渡期間におけるターンオン、オフを
抑制することがなく、スイッチング動作をより安定化す
ることができる。

【００８６】（変形態様）上記実施例では、半導体素子
８をハイサイド素子として用いる回路構成を例に説明し
たが、ローサイド素子構成の場合も同様の効果を発揮す
ることは言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１の車両用交流発電機の電圧制御装置の
回路図である。

【図２】実施例１における半導体素子８のスイッチング
特性を示す特性図である。

【図３】実施例１における半導体素子８のスイッチング
特性を示すタイミングチャートであり、（a）はターン
オン時のタイミングチャート、（b）はターンオフ時の
タイミングチャートである。

【図４】実施例２の車両用交流発電機の電圧制御装置の
回路図である。

【図５】実施例３の車両用交流発電機の電圧制御装置の
回路図である。

【図６】実施例４の車両用交流発電機の電圧制御装置の
回路図である。

【図７】（a)は実施例５の車両用交流発電機の電圧制御
装置に用いたツェナーダイオードの電流変化を示すタイ
ミングチャート、（b)は環流素子としてツェナーダイオ
ードを用いた場合のターンオン時の半導体素子８のドレ
イン電流変化を示すタイミングチャート、（c)は環流素
子としてツェナーダイオードを用いた場合のターンオフ
時の半導体素子８のドレイン電流変化を示すタイミング
チャートである。

【図８】図７で用いたツェナーダイオードのターンオン
時の電流変化率／ターンオフ時の電流変化率の比と、ノ
イズとの関係を示す特性図である。

【符号の説明】

３……発電機 ４……励磁コイル ５……電機子コイル ７……制御回路 ８……半導体素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H590 AA01 AB01 AB02 AB03 CA07 CA23 CC01 CD01 CE05 DD25 DD64 EA13 EB02 EB21 FA06 FC12 FC17 HA02 HA04 JB06 JB09

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】発電した交流出力を整流する整流装置を有
   する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する
   半導体素子と、 前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、 前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前
   記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半
   導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、 前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手
   段と、 を備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、 前記駆動手段は、前記半導体素子の遮断時遷移期間中の
   初期期間の電流駆動力減少率を前記遮断時遷移期間のそ
   の後の残期間のそれよりも大きく設定することを特徴と
   する車両用交流発電機の電圧制御装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の車両用交流発電機の電圧制
   御装置において、 前記駆動手段は、前記半導体素子の制御電圧又は制御電
   流を、前記遮断時遷移期間の前記初期期間及び前記その
   後の残期間にそれぞれ略一定の変化率で変化させ、 前記初期期間の前記変化率は、前記その後の残期間の前
   記変化率よりも大きく設定されることを特徴とする車両
   用交流発電機の電圧制御装置。
3. 【請求項３】請求項２記載の車両用交流発電機の電圧制
   御装置において、 前記半導体素子は、フォロワ動作を行うことを特徴とす
   る車両用交流発電機の電圧制御装置。
4. 【請求項４】請求項１乃至３のいずれか記載の車両用交
   流発電機の電圧制御装置において、 前記半導体素子の主電極間の電圧降下に相関を有する信
   号電圧と所定値とを比較する比較手段を有し、 前記駆動手段は、前記遮断時遷移期間にて前記信号電圧
   が前記所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導
   体素子の制御電極の電流駆動力減少率の減少率を減少さ
   せることを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御装
   置。
5. 【請求項５】請求項４記載の車両用交流発電機の電圧制
   御装置において、 前記比較手段は、ゲート電極を有するトランジスタから
   なる前記半導体素子の導通時遷移期間にて前記信号電圧
   が所定値に達した直後に、その直前よりも前記半導体素
   子のゲート電極の充電電流を増加させ、 前記導通時遷移期間の前記放電電流の切り替えのための
   所定値は、前記導通時遷移期間の前記充電電流の切り替
   えのための前記所定値よりも高く設定されることを特徴
   とする電圧制御装置。
6. 【請求項６】発電した交流出力を整流する整流装置を有
   する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する
   半導体素子と、 前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、 前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前
   記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半
   導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、 前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手
   段と、 を備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、 前記駆動手段は、ゲート電極を有してホロワ動作するト
   ランジスタからなる前記半導体素子に出力電圧より高い
   ゲート電圧を印加するチャージポンプ昇圧回路と、 前記半導体素子の遮断時遷移期間の初期から前記チャー
   ジポンプ回路を停止させる作動制限回路と、 を有することを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御
   装置。
7. 【請求項７】発電した交流出力を整流する整流装置を有
   する車両用交流発電機の励磁コイルへの給電を断続する
   半導体素子と、 前記励磁コイルに並列に接続された還流素子と、 前記整流装置の出力電圧に相関を有する信号に応じて前
   記出力電圧を所定の調整電圧値に収束させるべく前記半
   導体素子のオン、オフを指令する発電電圧制御手段と、 前記の指令に基づいて前記半導体素子を制御する駆動手
   段と、 を備える車両用交流発電機の電圧制御装置において、 前記整流装置は、 逆回復時間短縮型のダイオードにより構成され、 前記ツェナーダイオードの逆回復時の電流変化率の最大
   値（％）は、前記半導体素子の遮断時遷移期間又は導通
   時遷移期間の電流変化率の最大値（％）の２倍以下に設
   定されることを特徴とする車両用交流発電機の電圧制御
   装置。