JPH084637A - 内燃機関の点火装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は内燃機関用容量放電型点火装置の効
率を高め、小型にする。 【構成】 圧縮混合気への着火を行う内燃機関の点火装
置に、直流低電圧電源９に接続される充電用の第１のコ
イル１０と、第１のコイルの充電放電を制御する第１の
スイッチ素子１１と、第１のコイルを放電させる第１の
ダイオード１３と、第１のコイルの放電エネルギーを蓄
積する第１のコンデンサ２０とを有する前段の昇圧回路
と、第１のコンデンサに接続される充電用の第２のコイ
ル１５と、第２のコイルの充電放電を制御する第２のス
イッチ素子１６と、第２のコイルを放電させる第２のダ
イオード１８と、第２のコイルの放電エネルギーを蓄積
する第２のコンデンサとを有する後段の昇圧回路とを設
ける。制御回路３は第１のコンデンサの電圧を第１のス
イッチ素子により制御し、第２のコンデンサの電圧を第
２のスイッチにより制御し、放電回路の点火コイル７へ
の高電圧印加を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は内燃機関用の点火装置に
関し、特に本発明は容量放電型点火装置（ＣＤＩ：Capa
citive Discharge Ignition）に関する。

【０００２】

【従来の技術】上記容量放電型点火装置（以下ＣＤＩ型
の点火装置という）は、バッテリ電圧を昇圧し、１次回
路に挿入されたコンデンサを充電後、点火時期に合わせ
たタイミングで点火コイルに放電することにより、点火
コイル２次側に高電圧を発生し、点火プラグにより内燃
機関の圧縮混合気への着火を行うものである。

【０００３】従来このような分野の技術として、特公昭
５４−１９９４３号公報に記載されるものがあるが、Ｃ
ＤＩ型の点火装置は一般に、急峻な立ち上がり電圧特性
を持つことから著しい汚れのついた点火プラグにおいて
も効果的な放電が可能であり、以下にその構成が簡単に
説明される。図７は従来のＣＤＩ型の点火装置の一般例
を示す図である。本図に示すように、コイル２７は１次
巻線を直流１２Ｖ電源とトランジスタ２８のコレクタに
接続し、２次巻線は整流ダイオード２２とＧＮＤに接続
されている。トランジスタ２８はダーリントン接続のＮ
ＰＮバイポーラトランジスタでありコイル２７に１次巻
線に、前述のように、コレクタを接続している。コレク
タ−エミッタ間のＯＮ電圧は、１．５Ｖ程度であり、Ｏ
ＦＦ時のコイル２７からの逆起電力に耐えるために２０
０Ｖ程度の耐圧仕様にする必要がある。ダイオード２２
はコンデンサ２３にコイル２７からの電流を充電し、か
つ保持するための整流ダイオードである。コンデンサ２
３は充電用コンデンサである。サイリスタ２４は点火指
令時にターンＯＮし、コンデンサ２３に充電された静電
エネルギーを点火コイル２５に印加するスイッチ素子で
ある。点火コイル２５は点火プラグ２６に高電圧（例え
ば３０ｋＶ）を印加する。ダイオード２９は、コイル２
７からコンデンサ２３への充電電流をＧＮＤにバイパス
する機能とサイリスタ２４がターンＯＮ後にコンデンサ
２３から放出された静電エネルギーが点火コイル２５に
全て転送された後、再度コンデンサ２３に返送されて生
じる減衰過渡信号を防止する機能を有する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、本図に示す
ような従来の単発チャージ方式の回路では、コイル２７
のインダクタンスを大きくすると、コイル２７の抵抗値
も大きくなり、コイル２７の損失が大きくなる。同時
に、トランジスタ２８をＯＦＦした際にコイル２７の１
次側のインダクタンスによる逆起電圧に耐えるためにト
ランジスタ２８を高耐圧化する必要がある。しかしなが
ら、トランジスタ２８の高耐圧化に伴い、トランジスタ
２８がＯＮ時のＯＮ抵抗が大きくなり、このためＯＮ時
の損失が大きくなる。よって、効率が悪くなり、小型化
が図れないという問題がある。後述の参考のために、本
図における効率の一例を以下に求める。

【０００５】コイル２７の１次巻線は、例えば、２ｍＨ
で、２次巻線は５０ｍＨで７０ｍＪ程度のエネルギーを
蓄えることが可能な磁気回路を構成するとする。この場
合のトランジスタ２７の損失は８ｗ、コイルの損失は８
ｗ、出力は、ＥＣＵ２からの点火指令の発生が４００回
／ｓとすると、０．０７Ｊ×４００回／ｓ＝２８ｗであ
り、効率は｛２８／（２８＋８＋８）｝×１００＝６４
％である。またコイル２７の重量は０．４ｋｇである。
これは太く長い巻線と磁力の大きな鉄心が必要であり、
重く大きなコイルとなるためである。

【０００６】また、本図の回路構成でトランジスタ２８
を高速ＯＮ−ＯＦＦ動作すればコイル２８のインダクタ
ンスとコイル２８の蓄積エネルギーを小さくできるの
で、コイル２８の小型化が可能になるがコイルの１次側
逆起電力が大きいために１回のターンＯＦＦ時のスイッ
チ損失が大きく、これを多重することはスイッチ素子で
あるトランジスタ２８の損失を増大させ、効率が悪化し
てしまい、小型化ができない。

【０００７】図示しないが、フォワード式のＤＣ／ＤＣ
コンバータに関しては単発・多重にかかわらずとも、入
出力電圧比とコイルの巻数比が一致した時に効率が良く
なる方式であるので、ＣＤＩ方式の点火装置特有の、１
回の放電後に２次電圧が低下した状態から充電するよう
な入出力電圧比が広い領域で効率的な充電は困難であ
る。

【０００８】したがって、本発明は、上記困難に鑑み、
回路の小型化と高効率的化が合わせて得られるばかり
か、高効率化により点火装置の消費電力を大幅に低減で
きる内燃機関の点火装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する内燃機関の点火装置
を提供する。すなわち、直流低電圧電源の電圧を昇圧し
点火コイルに高電圧を印加して点火プラグにより圧縮混
合気への着火を行う内燃機関の点火装置は、まず前段及
び後段の昇圧回路を有し、前段の昇圧回路には前記直流
低電圧電源に接続される充電用の第１のコイルと、第１
のコイルの充電放電を制御する第１のスイッチ素子と、
第１のコイルを放電させる第１のダイオードと、第１の
ダイオードを通過した第１のコイルの放電エネルギーを
蓄積する第１のコンデンサとが設けられる。後段の昇圧
回路には、第１のコンデンサに接続される充電用の第２
のコイルと、第２のコイルの充電放電を制御する第２の
スイッチ素子と、第２のコイルを放電させる第２のダイ
オードと、第２のダイオードを通過した第２のコイルの
放電エネルギーを蓄積する第２のコンデンサが設けられ
る。放電回路は第２のコンデンサに接続される、少なく
とも、１つの点火コイルと、該点火コイルへの通電を制
御するスイッチ素子とを有する。制御回路は、第１のコ
ンデンサの電圧を第１の設定値になるように第１のスイ
ッチ素子を制御し、第２のコンデンサの電圧を第２の設
定値になるように第２のスイッチを制御し、点火時期を
指令するＥＣＵの点火信号１を基に前記放電回路のスイ
ッチ素子により点火コイルへの高電圧印加を制御する。

【００１０】

【作用】本発明の内燃機関の点火装置によれば、昇圧回
路を前段と後段に分け、それぞれの前段及び後段の昇圧
回路における第１及び第２のスイッチ素子の耐圧を最適
化することにより、昇圧回路の効率が向上できかつ消費
電力を大幅に低減できる。最適化とは第１のスイッチ素
子は低耐圧・低抵抗であり、第２のスイッチ素子は高耐
圧・高抵抗であるもの、とすることであり、その高低の
関係は耐圧比の２乗に比例したＯＮ抵抗比の状態であ
る。

【００１１】また、第１及び第２のスイッチ素子のスイ
ッチ周期を短くすることにより、第１及び第２のコイル
のインダクタンスを小さくでき、第１及び第２のコイル
を小型化できる。ただし、第１及び第２のスイッチ素子
のスイッチ周期は、第１及び第２のスイッチ素子のスイ
ッチ損失と充電用の第１及び第２のコイルの鉄損が大き
くならない程度に、短くする。

【００１２】前記前段及び後段の昇圧回路の（出力電圧
／入力電圧）が第１及び第２のスイッチ素子の｛（ＯＮ
時間／ＯＦＦ時間）＋１｝に等しくなるように容易に調
整される。前記前段の昇圧回路の最大出力電力を前記後
段の昇圧回路の最大出力電力よりも大きくすることによ
り、第２のコンデンサを充電中に第１のコンデンサの電
圧低下が防止できる。

【００１３】

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る内燃機関の点火
装置を示す図であり、図２は図１の各信号を説明するタ
イミングチャートである。図１に示す点火装置は内燃機
関の圧縮混合器への着火を内燃機関の燃焼室に取り付け
た点火プラグの高電圧火花放電によって行う際に用いる
ＣＤＩ型の点火装置である。この点火装置は、まず制御
装置３を有し、この制御装置３は点火時期を指令するＥ
ＣＵ（Electronic Control Unit）２の点火信号１を入
力する。そして点火装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ型で
かつチョッパ方式の昇圧スイッチングレギュレータであ
る２段の昇圧回路を有する。前記制御回路３は、前記２
段の昇圧回路を制御するために、前段の昇圧回路におけ
るＦＥＴ１１を駆動するために信号１２を出力し、コン
デンサ２０の電圧の検出するために信号１４を入力し、
後段の昇圧回路におけるＦＥＴ１６を駆動するために信
号１７を出力し、コンデンサ６の電圧を検出するために
信号１９を入力し、コンデンサ６に充電された高電圧を
点火コイル７に印加するＦＥＴ４を駆動するために信号
５を入力する。

【００１４】直流低電圧電源９は、例えば自動車用の１
２Ｖ電池であり、固定インダクタを有する充電用のコイ
ル１０に接続される。次に前段の昇圧回路において、充
電用のコイル１０は、ＦＥＴ１１のドレイン端子及びダ
イオード１３のアノードに接続されており、制御回路３
の指令でＦＥＴ１１が高速ＯＮ−ＯＦＦ動作した時の最
大電流に対して飽和せず、発熱が低い磁気回路であっ
て、例えばインダクタンス２０μＨ、最低保持充電エネ
ルギー１ｍＪ、巻線抵抗１０ｍΩであり、コア材として
エアギャップ付きのフェライトが用いられる。

【００１５】ＦＥＴ１１はソース端子をＧＮＤに、ドレ
イン端子を充電用のコイル１０及びダイオード１３のア
ノードに、ゲート端子を、信号１２を入力するために、
制御回路３に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであ
る。そしてＦＥＴ１１は充電コイル１０の最大電流値と
ＦＥＴ１１をＯＦＦ動作した時の最大電圧に耐える耐電
圧とＯＮ時の電力損失及びスイッチ電力損失による発熱
に耐える仕様の素子が選定される。例えば、コンデンサ
２０の充電電圧を５６Ｖに設定した時は耐圧６０Ｖ、最
大ドレイン電流１０Ａ、ソースドレインＯＮ時の抵抗２
０ｍΩ、電力損失１Ｗの仕様が考えられる。

【００１６】ダイオード１３はＦＥＴ１１のＯＮ動作に
より充電用のコイル１０にエネルギーを蓄積させ、ＦＥ
Ｔ１１のＯＦＦ動作により前記エネルギーをコンデンサ
２０に放出させるフライバックコンバータに使用される
ものである。そしてダイオード１３は充電用のコイル１
０の最大電流とコンデンサ２０の最大電圧に耐える仕様
としカソードはコンデンサ２０及び充電用のコイル１５
に及び信号１４を出力するために制御回路３に接続され
る。例えば、２００Ｖ耐圧、２０Ａ電流容量のファース
トリカバリシリコンダイオードが考えられる。

【００１７】コンデンサ２０は一方を（有極性コンデン
サの場合マイナス端子を）ＧＮＤに接続され、他方をダ
イオード１３のカソード及び充電用のコイル１５及び信
号１４を出力するために制御回路３に接続される。ダイ
オード１３からの間欠電流と充電用のコイル１５に流れ
る間欠電流によるリップル電流に耐え、同リップル電流
を十分平滑し得る静電容量を有し、制御回路３で設定し
たコンデンサ２０の充電電圧に十分耐える仕様とする。
例えば、１５０μＦ、耐圧６３Ｖの高周波特性の良い電
解コンデンサが考えられる。リップル電流の高周波成分
を十分平滑するために、並列に１０μＦ程度のフィルム
コンデンサやセラミックコンデンサを並列使用すること
も望ましい。

【００１８】次に、後段の昇圧回路において、充電用の
コイル１５は、コンデンサ２２とＦＥＴ１６及びダイオ
ード１８のアノード間に接続され、前記充電用のコイル
１０より高インダクタンスの巻線仕様で同程度の最低保
持充電エネルギーの固定インダクタンス３００μＨ、最
低保持充電エネルギー１ｍＪ、巻線抵抗１５０ｍΩであ
り、コア材として高周波エアギャップ付きのフェライト
材が用いられる。

【００１９】ＦＥＴ１６はソース端子をＧＮＤに、ドレ
イン端子を充電用のコイル１５及びダイオード１８のア
ノードに、ゲート端子を、信号１７を入力するために、
制御回路３に、接続したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴで
ある。そしてＦＥＴ１６は充電用のコイル１５の最大電
流値とＦＥＴ１６をＯＦＦ動作した時の最大電圧に耐え
る耐電圧とＯＮ時の電力損失及びスイッチング電力喪失
による発熱に耐える仕様の素子が選定される。例えば、
コンデンサ６の充電電圧を４１０Ｖに設定した時は耐圧
５００Ｖ、最大ドレイン電流２Ａ、ソースドレインＯＮ
時の抵抗０．５Ω、電力損失１Ｗの仕様が考えられる。

【００２０】ダイオード１８はＦＥＴ１６のＯＮ動作に
より充電用のコイル１５にエネルギーを蓄積させ、ＦＥ
Ｔ１６のＯＦＦ動作により前記エネルギーをコンデンサ
６に放出させるフライバックコンバータに使用されるも
のである。そしてダイオード１８はコイル１５の最大電
流とコンデンサ６の最大電圧に耐える仕様とし、カソー
ドはコンデンサ６及び点火コイル７の１次側及びダイオ
ード２１のカソードに接続される。例えば、６００Ｖ耐
圧、５Ａ電流容量のファーストリカバシリコンダイオー
ドが考えられる。

【００２１】コンデンサ６は、従来のＣＤＩタイプのチ
ャージコンデンサに相当し、点火エネルギー仕様により
Ｅ＝（１／２）ＣＶ²なる式と点火コイル７の巻線仕様
と点火プラグ８に発生し得る最大電圧仕様から決まる静
電容量値と充電電圧に耐える耐圧値をもつ仕様とする。
例えば、０．８６μＦの６３０Ｖ耐圧のフィルムコンデ
ンサが考えられる。

【００２２】さらに、点火装置は放電回路を有し、この
放電回路において、ダイオード２１はＦＥＴ４がＯＦＦ
した時のコイル７の１次電流をバイパスするため図１の
ように接続される。例えば、耐圧６００Ｖの短時間（１
ｍｓ）電流８０Ａのシリコンダイオードが考えられる。
ＦＥＴ４はＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴでコンデンサ６
の充電電圧に十分耐え、かつ点火時にコンデンサ６から
流れ出て点火コイル７の１次巻線を通る短時間（１００
μＳ以内）の大電流（数十Ａ）に耐える仕様が選定され
る。ＦＥＴ４のゲートは信号５、ソースはＧＮＤ、ドレ
インは点火コイルの１次側とダイオード２１のアノード
に図１のように接続される。

【００２３】点火コイル７の２次側の一方はＧＮＤに、
他方は点火プラグ８に接続される。点火コイル７と点火
プラグ８は従来のＣＤＩ点火装置と同様な仕様とする。
次に本発明の点火装置の制御回路３の制御動作を説明す
る。まず、本発明の点火装置（図１）の点火プラグ８に
は、高電圧（例えば３０ｋＶ）を短時間（例えば１０μ
ｓ以内）に印加し得ること、高速度（例えば１２，００
０ｒｐｍ）で回転する内燃機関の特定の点火時期（例え
ば上死点前３５ｄｅｇ）に対して正確なタイミング（例
えば±４μｓ）で火花放電を発生させることが要求され
る。

【００２４】制御回路３はその内部で発振信号を発生す
る。前段の昇圧回路のコンデンサ２０に蓄積されている
電圧値（図２）が設計中間電圧（例えば５６Ｖ）より低
い時は、制御回路３に入力される信号１４の電圧（＝コ
ンデンサ２０の電圧）が設計中間電圧になるよう、制御
回路３の内部で発生する発振信号を信号１２として出力
し、ＦＥＴ１１にＯＮ−ＯＦＦ動作させる。このような
設計中間電圧を設けるのは、前段の昇圧回路の耐圧電圧
を一定にし変動しないようにして、後段の昇圧回路との
耐圧電圧の分担を明確にするためである。

【００２５】ＦＥＴ１１がＯＮすると直流低電圧電源９
の電位に対してＦＥＴ１１のドレイン端子電位は低くな
り、充電用のコイル１０に電流が流れる。この電流はＬ
（ｄｉ／ｄｔ）＝Ｖなる電流増加係数（ｄｉ／ｄｔ）に
従い時間と共に電流が増加する。この時充電用のコイル
１０には電流値と充電用のコイル１０のインダクタンス
によって決まるエネルギー（Ｅ1＝（１／２）ＬＩ²）が
蓄積される。充電用のコイル１０に流れる電流値が設定
電流に達した時若しくはＦＥＴ１１のＯＮ時間が設定時
間に達した時のいずれか、又は早い方が達したときにＦ
ＥＴ１１をＯＦＦにすると充電用のコイル１０を流れる
電流はダイオード１３を通りコンデンサ２０に流れ始め
る。この電流はコンデンサ２０の電圧を増加させる。こ
の時の電流は直流定電圧電源９とコンデンサ２０の電位
の差分からさらにダイオード１３の順方向電圧を差し引
いた電圧（例えば５０Ｖ−１２Ｖ−０．７Ｖ＝３７．３
Ｖ）をＶとして、Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＝−Ｖとなる関係に
より電流が減少する。コンデンサ２０の電位が設計中間
電圧に達するまでＦＥＴ１１のＯＮ−ＯＦＦ動作を行う
ような制御回路３の制御設計により、常時コンデンサ２
０の蓄積電位は設計中間電位若しくはその近辺の値に制
御される。

【００２６】コンデンサ２０の蓄積電荷は、回路の漏れ
電流を除けば後段の昇圧回路の充電用のコイル１５に流
れる電荷量とダイオード１３を流れる電荷が釣り合えば
常に一定となるのでコンデンサ２０の電位は中間電圧に
常に維持され得る。この直流電圧を昇圧し電力を転送す
る仕組みは、前述のように、一般にチョッパ式の昇圧ス
イッチングレギュレータといわれる方式であり、小型で
高効率な特性を有する。特に回路の抵抗値が低く、スイ
ッチ素子のＯＮ−ＯＦＦ及びＯＦＦ−ＯＮの切り換え速
度が速い時は高効率であり、スイッチ周期が短い時すな
わちスイッチング周波数が高い時は充電用のコイル１０
のインダクタンスを低く設計可能であり、さらに平滑コ
ンデンサであるコンデンサ２０の容量を小さくしてもコ
ンデンサ２０のリップル電圧を低くできるので、装置の
小型化が達成できる。ただし、スイッチング周波数を高
くしていくとＦＥＴ１１のスイッチング損失及び充電用
のコイル１０の鉄損が増大するので、小型化と高効率の
バランスを考慮する必要がある。

【００２７】後段の昇圧回路における充電用のコイル１
５とＦＥＴ１６、ダイオード１８、コンデンサ６は前述
と同様な回路を構成しており、コンデンサ６に高電圧
（例えば４１０Ｖ）を蓄積するＤＣ／ＤＣコンバータで
ある。図２に示すように、点火の指令がＥＣＵ２より信
号１の立ち下がりのタイミングとして制御回路３に入力
されると、制御回路３はＦＥＴ４に短時間のＯＮ動作を
行うように信号５のパルスを発生する。この信号５のパ
ルス幅は、コンデンサ６の高電圧エネルギーを放電する
時間であり、信号１９の検出に基づいて制御回路３によ
り制御される。ＦＥＴ４がＯＮからＯＦＦに切り変わる
と、点火コイル７の１次側コイルを流れる電流はダイオ
ード２１を流れる。このダイオード２１は図７のダイオ
ード２９と同様な機能を果たす。

【００２８】前記ＦＥＴ４のＯＮ動作によってコンデン
サ６の放電は高電圧（例えば４１０Ｖ）に対して急激
（例えば１０μｓ程度の短時間）に行われる。この時、
制御回路３はコンデンサ６の高電圧が低下したことを信
号１９より検知する。制御回路３はＦＥＴ１６をＯＮ−
ＯＦＦ動作する信号１７の発生を開始し、コンデンサ６
に高電圧を蓄積する。この動作はコンデンサ６の電圧が
設定高電圧（例えば４１０Ｖ）に達するまで続くよう制
御される。この高電圧を再充電する時間は、ＥＣＵ２よ
り次回の点火指令が信号１から入力する時間より早く設
定される。例えばＥＣＵ２が最高４００回／１秒毎の点
火指令を発生するならば、高電圧を再充電する時間は
２．５ｍｓ以内にする。この高電圧を再充電する間は、
コンデンサ２０の蓄積電荷がコイル１５を通して流れる
ことにより、コンデンサ２０の電位は設計中間電圧を下
回ることになる。これを制御回路３は信号１４によって
検知し、コイル１０とＦＥＴ１１によるＤＣ／ＤＣコン
バータが動作開始する。前段の昇圧回路（コイル１０、
ＦＥＴ１１、ダイオード１３で構成する部分）のＤＣ／
ＤＣコンバータの最大出力電力が後段の昇圧回路（コイ
ル１５、ＦＥＴ１６、ダイオード１８で構成される部
分）のＤＣ／ＤＣコンバータの最大出力電力より小さい
と、コンデンサ６の充電中にコンデンサ２０の電圧が低
下することとなる恐れがあるので、前段の昇圧回路のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータの最大出力電力は後段の昇圧回路の
最大出力電力より大きくなるように設計される。

【００２９】前記構成要素で挙げた具体的設計例による
素子選択を実施した場合、トランジスタ１１の損失：１
Ｗ、充電用のコイル１０の損失：１Ｗ、トランジスタ１
６の損失：２Ｗ、コイル１５の損失：１Ｗ、出力：０．
０７Ｊ×４００回／ｓ＝２８Ｗとして、効率は｛２８／
（２８＋１＋１＋１＋１）｝×１００＝８８％を達成で
きている。また、充電用のコイル１０及び１７の重量は
０．１ｋｇにできている。したがって、従来よりも効
率、消費電力、重量の点で著しく改良されている。

【００３０】本発明の目的である点火装置の小型化が２
段昇圧の充電回路とすることによって達成できる原理を
以下に説明する。図３は昇圧スイッチングレギュレータ
のＯＮ−ＯＦＦ時間と入出力電圧比の関係を示す図であ
る。一般にチョッパ方式の昇圧スイッチングレギュレー
タのＯＮ−ＯＦＦ時間と入出力電圧比の関係は、出力電
力一定の条件下であってかつ素子が理想的な場合は、図
３（ｂ）に示すように、ＯＮ時間をＴ1、ＯＦＦ時間を
Ｔ2とし、入力電源電圧をＶin、出力電圧をＶoutとする
と、Ｌ・Ｉ／Ｔ1＝Ｖinあり、Ｌ・Ｉ／Ｔ2＝Ｖin−Ｖou
tであるから（Ｌはコイルのインダクタンス、ＩはＯＮ
−ＯＦＦ時の電流差分値）、式を変形して、図３（ａ）
に示すように、Ｖout／Ｖin＝Ｔ1／Ｔ2＋１が導き出
せ、ＯＮ−ＯＦＦの時間と入出力電力比を表すことがで
きる。

【００３１】電圧比（Ｖout／Ｖin）＝１の時はＴ1＝０
の時であり、電圧比＝７の時はＴ1／Ｔ2＝６になってお
り、Ｔ1はＴ2の６倍の時間の長さとなる。実際の回路で
は充電用のコイル１０やコイル１５は直流抵抗ＲLを有
しており瞬時電力損失は瞬時電流ｉと直流抵抗ＲLから
ｉ²・ＲLとなる。Ｔ1＝０の時はダイオード１３などの
損失を無視すると回路の損失はｉ²・ＲLのみであり、例
えばＲL＝１０ｍΩ、Ｖin＝１２Ｖ、ｉ＝２．５Ａの時
の損失（ｉ²・ＲL）は６２．５ｍＷであり、入力電力は
Ｖin・ｉで表され３０Ｗであるので、入力電力に対する
損失は０．２％でしかなく効率は９９．８％となる。ダ
イオードの通電電圧降下を例えば０．７Ｖとすると、ダ
イオードの損失は２．５Ａ×０．７Ｖで１．７５Ｗとな
り、３０Ｗの入力に対して損失は１．８１２５Ｗとなる
ので、効率は９４％となる。

【００３２】次にＶout／Ｖin＝７の場合は、コイルに
流れる電流はスイッチングにより変動しており、例えば
最大電流５Ａ、最低電流０Ａの三角波の電流になるよう
にした場合、コイルの抵抗を１０ｍΩとすると損失は最
大電流ｉpに対してｉp²・ＲL／３で計算でき、その値は
８３ｍＷとなる。さらにコイルに流れる電流が変動する
ため、鉄損が発生する。この鉄損はスイッチングの周波
数、コアの材質、コアの体積、コアの磁束密度により決
まり例えば前記コイル１０の例では１Ｗ程度になる。ダ
イオードの損失はＯＦＦ時間が短いほど（電圧比Ｖout
／Ｖinが大きいほど）電流が流れる時間が短くなり、損
失が小さくなる、例えば平均電流２．５ＡでＴ1／Ｔ2＝
６の時は２．５Ａ×０．７Ｖ×１／（６＋１）＝０．２
５Ｗとなり、Ｔ1／Ｔ2を大きくすることで損失が低減で
きる。

【００３３】昇圧動作を行うと、ＦＥＴに流れる電流に
より損失が発生するが、この損失はＦＥＴがＯＮ時に流
れるＯＮ電流ｉと、ＦＥＴのＯＮ時のＯＮ抵抗Ｒとから
決まる（ｉ²・Ｒ／３）・｛Ｔ1／（Ｔ1＋Ｔ2）｝のよう
な、ＦＥＴのＯＮ時のＯＮ損失と、ＯＮ−ＯＦＦの切り
換え時に発生するスイッチング損失とに分けられる。例
えばＶout／Ｖin＝７でＦＥＴのＯＮ抵抗Ｒが２０ｍ
Ω、ＯＮ電流ｉが最大５Ａの場合の損失は１４３ｍＷの
ＯＮ損失であるが、Ｖoutが８４Ｖ（＝１２Ｖ×７）に
対応するためにＦＥＴの耐圧を６０Ｖ品でなく、１００
Ｖ品にする必要がある。ＭＯＳＦＥＴは耐圧比の２乗に
比例してＯＮ抵抗が増すので、ＯＮ抵抗は５５ｍΩで１
００Ｖ耐圧のＦＥＴを用いることとなりＯＮ損失は４０
０ｍＷ（≒１４３×（１００／６０）²）に増大する。
このように、Ｖout／Ｖinを大きくすると、ＦＥＴのＯ
Ｎ損失は増大してしまい、例えば１２Ｖから４１０Ｖに
１段で昇圧するなら５００Ｖの耐圧のＦＥＴを使用する
ことになり同サイズのＦＥＴのＯＮ抵抗は（５００／６
０）²×２０ｍΩ＝１．４Ω程度になる。この時、ＯＮ
損失は、（ｉ²・Ｒ／３）・｛Ｔ1／（Ｔ1＋Ｔ2）｝より
１１Ｗと増大する。スイッチング損失は例えばＶout／
Ｖin＝７の場合、コイルのインダクタンスを２０ｍＨ、
Ｖin＝１２Ｖ、Ｖout＝８４Ｖ、最大電流５Ａ、最小電
流０Ａ、ＦＥＴのターンＯＦＦの電圧上昇時間を１００
ｎｓとすると、スイッチング周波数は約１００ｋＨｚと
なり、スイッチングＯＦＦ時の損失は（５Ａ×８４Ｖ×
１／２×１００ｍｓ×１００×１０³で近似できる）
２．１Ｗほどになる。これに対してＶin＝１２Ｖ、Ｖou
t＝４１０ＶでのスイッチＯＦＦ時の損失は（５Ａ×４
１０Ｖ×１／２×１００ｍｓ×１００×１０³で近似で
きる）１０．２５Ｗと増大する。スイッチＯＮ時の損失
も同様な考え方で損失が発生するが、ＯＮ時の電流が０
Ａである時にスイッチＯＮ動作させれば無視できるほど
ＯＮ時のスイッチ損失は小さくなる。

【００３４】このように、ＦＥＴの発熱がＶout／Ｖin
の増大により大きくなるのでＣＤＩタイプの点火装置の
ようにＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧比が大きい（例えば
１２Ｖから４１０Ｖに昇圧する時はＶout／Ｖin＝３
４）場合、１段での昇圧はＦＥＴの損失が大きく放熱フ
ィンを大きくする必要がある。図４は３０Ｗ出力ＤＣ／
ＤＣコンバータ（入力１２Ｖ）のＴ1／Ｔ2に対する損失
を示す図である。図４（ｂ）に示すＤＣ／ＤＣコンバー
タの損失はＴ1／Ｔ2が小さい時はダイオード１３の損失
が大きく、Ｔ1／Ｔ2が大きい時はＦＥＴ１１の損失が大
きくなり、効率の良い（９３％以上）の所はＴ1／Ｔ2が
おおよそ４〜９の間にある。例えば１２Ｖから４１０Ｖ
に昇圧するとＴ1／Ｔ2が３０以上となり、効率が７０％
以上になるように設計することは困難となる。本発明の
２段昇圧回路では例えば前段の昇圧回路で４．７倍、後
段の昇圧回路で７．３倍の昇圧を行うと双方の効率を９
３％とした場合の総合効率は０．９３²より８６％以上
の効率が得られる。さらに、段数を増やした場合は格段
の昇圧比が小さくなり、例えば４倍×４倍×２倍では
０．９３²×０．８８より７６％と部品が増加し、かつ
効率の悪化となる。一般にＣＤＩ方式の点火装置ではコ
ンデンサの充電電圧は２００Ｖ〜５００Ｖに設定されて
おり、電源電圧１２Ｖの場合は昇圧比が１６〜４２程度
であるので本発明の２段昇圧が効果的である。

【００３５】図５は本発明の実施例に係る内燃機関の点
火装置の変形を示す概略図である。図１の構成では正電
圧電源９（基準電圧をＧＮＤとした場合、入出力の電圧
を正電位と考える）としているが、図５に示すように、
ＦＥＴ１２’、１６’のようにＰチャンネルとし、ダイ
オード１３’、１８’のようにアノード・カソードの方
向を逆にしてかつ電源を負電圧電源９’としても同様な
作用効果が得られる。

【００３６】なお、図１の実施例ではスイッチ素子をＦ
ＥＴとしているが、バイポーラトランジスタなどのスイ
ッチ素子を用いても同様な効果が得られる。また、図１
の実施例では点火プラグ８を１個の点火装置として示し
ているが、複数の点火プラグに対して点火を必要とする
場合は図示していない。しかし、ディストリビュータに
よる分配、あるいは図示していないが複数のＦＥＴ４及
びダイオード及び点火コイルをコンデンサ６より分岐し
た高電圧線に並列接続して動作することが可能である。

【００３７】図６は図１の点火プラグ８以外のものに本
発明に係る２段の昇圧回路を応用する例を示す図であ
る。本図に示すような放電による光源の点灯、圧電素子
（ピエゾアクチエータ・超音波モータなど）の駆動、高
電圧ソレノイドコイルの電源などの高電圧の電源を必要
とするが、これらの電源として、出力電圧と入力電圧の
比が大きい場合のＤＣ／ＤＣコンバータとして本発明の
ような２段の昇圧方式が有効である。この場合、２０＜
Ｖout／Ｖin＜１００として使用する。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、昇
圧回路を前段と後段に分け、それぞれの前段及び後段の
昇圧回路における第１及び第２のスイッチ素子の耐圧を
低下することにより、このスイッチ素子の耐圧比の２乗
に比例してスイッチ素子のＯＮ時の抵抗が増加するの
で、耐圧の低下に伴い第１及び第２のスイッチ素子のＯ
Ｎ時の抵抗が低下し第１及び第２のスイッチ素子のＯＮ
時の損失が低下し、総合的にも低下する。このため、昇
圧回路の効率、消費電力を向上できる。また、第１及び
第２のスイッチ素子のスイッチ周期を短くすることによ
り、第１及び第２のコイルのインダクタンスを小さく
し、第１及び第２のコイルを小型化できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る内燃機関の点火装置を示
す図である。

【図２】図１の各信号を説明するタイムチャートであ
る。

【図３】昇圧スイッチングレギュレータのＯＮ−ＯＦＦ
時間と入出力電圧比の関係を示す図である。

【図４】３０Ｗ出力ＤＣ／ＤＣコンバータ（入力１２
Ｖ）のＴ1／Ｔ2に対する損失を示す図である。

【図５】本発明の実施例に係る内燃機関の点火装置の変
形を示す概略図である。

【図６】図１の点火プラグ８以外のものに本発明に係る
２段の昇圧回路を応用する例を示す図である。

【図７】従来のＣＤＩ型点火装置の一般例を示す図であ
る。

【符号の説明】

３…制御回路 ４、１１、１６…スイッチ素子 ７…点火コイル ８…点火プラグ ９…直流低電圧電源 １０、１５…充電用のコイル １３、１８、２１…ダイオード ６、２０…コンデンサ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流低電圧電源の電圧を昇圧し点火コイ
   ルに高電圧を印加して点火プラグにより圧縮混合気への
   着火を行う内燃機関の点火装置において、 前記直流低電圧電源に接続される充電用の第１のコイル
   と、第１のコイルの充電放電を制御する第１のスイッチ
   素子と、第１のコイルを放電させる第１のダイオード
   と、第１のダイオードを通過した第１のコイルの放電エ
   ネルギーを蓄積する第１のコンデンサとを有する前段の
   昇圧回路と、 第１のコンデンサに接続される充電用の第２のコイル
   と、第２のコイルの充電放電を制御する第２のスイッチ
   素子と、第２のコイルを放電させる第２のダイオード
   と、第２のダイオードを通過した第２のコイルの放電エ
   ネルギーを蓄積する第２のコンデンサとを有する後段の
   昇圧回路と、 第２のコンデンサに接続される、少なくとも、１つの点
   火コイルと、該点火コイルへの通電を制御するスイッチ
   素子とを有する放電回路と、 第１のコンデンサの電圧を第１の設定値になるように第
   １のスイッチ素子を制御し、第２のコンデンサの電圧を
   第２の設定値になるように第２のスイッチを制御し、点
   火時期を指令するＥＣＵの点火信号を基に前記放電回路
   のスイッチ素子により前記点火コイルへの高電圧印加を
   制御する制御回路とを備えることを特徴とする内燃機関
   の点火装置。
2. 【請求項２】 第１及び第２のスイッチ素子のスイッチ
   周期は、第１及び第２のスイッチ素子のスイッチ損失と
   充電用の第１及び第２のコイルの鉄損が大きくならない
   程度に、短くすることを特徴とする、請求項１に記載の
   内燃機関の点火装置。
3. 【請求項３】 前記前段及び後段の昇圧回路の（出力電
   圧／入力電圧）が第１及び第２のスイッチ素子の｛（Ｏ
   Ｎ時間／ＯＦＦ時間）＋１｝に等しくなるように調整さ
   れることを特徴とする、請求項１に記載の内燃機関の点
   火装置。
4. 【請求項４】 前記前段の昇圧回路の最大出力電力を前
   記後段の昇圧回路の最大出力電力よりも大きくすること
   を特徴とする、請求項１に記載の内燃機関の点火装置。