JP2002111543A - マッチドフィルタ及びそれを用いた受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路規模を大きくすることなく、周波数ずれ
に対応したマッチドフィルタを提供する。 【解決手段】 マッチドフィルタ素子２６４および２６
５は、前半半サイクルの和Ｙ1(t)および後半半サイクル
の和Ｙ2(t)をとるように２つに分割されている。これ等
マッチドフィルタ素子の２つの出力は、直交検波したＩ
成分Ｑ成分について、それぞれ加算器２６８〜２７３に
より加算される。この加算器の出力値は、受信データを
１シンボル内に０、＋π／４を、−π／４だけ位相回わ
した効果を持つ。従って、受信データの±π以内の位相
回りに対して、３つの出力うちのいずれかは大きな相関
値をもつようになる。この相関値から周波数ずれを検出
し、初期同期および同期補足をできるようにしたもので
ある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマッチドフィルタ及
びそれを用いた受信機に関し、特にスペクトラム拡散方
式による通信を行う受信装置に使用されるマッチドフィ
ルタの改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式におけるマッ
チドフィルタは、図５に示されるような構成で使用され
る。尚、本例においては、説明を簡単にするために、受
信部での周波数変換を、一段のダイレクトコンバージョ
ン方式として示している。

【０００３】図５において、送信機１１７では、送信す
べき情報信号は、拡散符号発生器１０１から発生される
拡散符号により、拡散器１００にて拡散され、周波数変
換器１０２において、局部発振信号１０３と混合される
ことにより、周波数変換されてアンテナ１０４から送信
される。

【０００４】受信機１１８では、アンテナ１０５により
受信された受信信号は局部発振信号１１０と乗算器１０
６により乗算されると共に、局部発振信号１１０のπ／
２移相器１１１による直交成分と乗算器１１２で乗算さ
れて直交検波される。これ等直交検波出力はローパスフ
ィルタ１０７、１１３を介してＡ／Ｄ（アナログ／デジ
タル）変換器１０８、１１４へ入力され、マッチドフィ
ルタ１０９、１１５へ供給される。

【０００５】マッチドフィルタ１０９，１１５において
は、受信信号のＩ、Ｑ成分の各相関値が検出されること
により、Ｉ、Ｑ成分が導出され、データ復調部１１６に
て復調処理されることになる。

【０００６】ここで、受信信号を復調するには、一般的
な通信システムと同様に、先ず送信側と受信側との局部
発振周波数の違いや、ドップラシフトによる周波数変化
に起因する受信信号の周波数と位相ずれを補正する必要
がある。もし、この周波数ずれが、信号の１シンボル間
に、位相のπ／２程度ずれに相当すると、図６に示す如
く、マッチドフィルタ１０９、１１５により得られる相
関出力が劣化し、位相がπ程度ずれると、マッチドフィ
ルタの出力である相関値はまったく得られなくなってし
まう。そのために、１シンボル内での位相のずれは、干
渉波の大きさにもよるが、最大でも、図７の様にπ／４
程度に止める必要がある。

【０００７】尚、図６、７において、３００は送信シン
ボルデータ、３０１は拡散後のデータ、３０２、３０３
はマッチドフィルタのＩ、Ｑ成分入力、３０４、３０５
はＩ、Ｑ成分の相関値をそれぞれ示している。

【０００８】上述した周波数や位相ずれを取除くため
に、初期同期を行う必要があり、そのための技術とし
て、例えば、特開平３−２７８７４７号公報、特開平１
０−２８０７６号公報及び、特開平６−７７９３２号公
報等に、種々開示されている。

【０００９】その一例としては、送信周波数に受信周波
数を合わせるように、周波数変換器の局部発振周波数を
スイープ（掃引）させて調整をなす方式があり、図８に
概略ブロック図を示している。図８において、アンテナ
１２０からの受信信号は局部発振信号１２８と乗算器１
２１で乗算されて周波数変換され、ローパスフィルタ１
２２を介してＡ／Ｄ変換器１２３へ入力される。このＡ
／Ｄ変換出力はマッチドフィルタ１２４へ供給され、相
関値が検出される。

【００１０】この相関出力は電力検出部１２６にて電力
検出され、メモリ１３０に記憶されている規定値と比較
部１２７にて比較され、この比較結果を用いて、周波数
計測回路１２９において、局部発振信号１２８の周波
数、位相ずれ（誤差）が検出され、この検出誤差信号に
従って局部発振信号１２８の周波数、位相が制御される
ようになっている。尚、１２５はデータ復調部を示して
いる。

【００１１】また、他の例としては、周波数ずれに対応
したマッチドフィルタを複数個用いる方式であり、図９
にそのブロック図を示している。図９においては、アン
テナ１４０による受信信号を、複数の局部発振信号１４
２、１４８、１５４、１６０により、各乗算器１４１、
１４７、１５３、１５９を用いて検波し、これ等各検波
出力をローパスフィルタ１４３、１４９、１５５、１６
１を介して、各Ａ／Ｄ変換器１４４、１５０、１５６、
１６２へそれぞれ入力する様になっている。

【００１２】そして、各ＳＡ／Ｄ変換出力はマッチドフ
ィルタ１４５、１５１、１５７、１６３へそれぞれ供給
され、これ等フィルタ出力である各相関値は電力検出部
１４６，１５２，１５８、１６４にて電力検出される。
検出された各電力値は、最大値選択回路１６５におい
て、最大電力値が検出され、この最大電力を用いてデー
タ復調部１６６にて復調処理されるようになっている。

【００１３】図９に示す方式では、局部発振信号を複数
設け、更にマッチドフィルタもそれに対応して複数設け
る構成であるが、図１０に示す方式では、アンテナ１７
０、乗算器１７１、局部発振信号１７２、ローパスフィ
ルタ１７３、Ａ／Ｄ変換器１７４は、それぞれに一個用
い、マッチドフィルタ１７５、１７７、１７９、１８１
及び電力検出部１７６、１７８、１８０、１８２は複数
設けた構成となっている。

【００１４】この場合、これ等複数のマッチドフィルタ
は、ずれた周波数で相関をそれぞれ検出するようになっ
ており、これ等検出された相関値が電力検出部１７６、
１７８、１８０、１８２へそれぞれ入力されて電力検出
され、最大値選択回路１８３において、最大電力のもの
が選択されるようになっている。尚、１８４はデータ復
調部である。

【００１５】更に、他の例としては、図１１に示す如
く、相関検出をなすための相関検出部を複数に分割し
（相関器４１１、４１２、４１３）、各部分相関をと
り、これ等各部分相関値をもとに周波数ずれを検出する
方式があり、これは特開平６−２８４１０８号公報に開
示されたものである。

【００１６】図１１において、アンテナ４００からＡ／
Ｄ変換器４０８までの構成は図５のアンテナ１０５から
Ａ／Ｄ変換器１１４までの構成と同一である。Ａ／Ｄ変
換器４０４、４０８の出力は、拡散符号１周期分の複素
ベースバンド信号が遅延回路４０９、４１０によって３
つに分割されて相関器４１１、４１２、４１３に入力さ
れ、３つに分割された拡散符号との相関演算が行われ
る。

【００１７】これ等３つの部分相関信号は周波数オフセ
ットを有するため、複数共積演算器４１５、４１８、乗
算器４１４、４１７、加算器４１６及び誤差信号生成部
４１９により、周波数オフセットに応じた誤差信号を得
るようになっている。そして、これ等部分相関出力を加
算器４２０にて加算し、その加算出力を用いて復調部４
２１にて復調データとして導出している。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】図８に示した周波数を
スイープさせる方式では、初期同期に時間がっかるとい
う問題がある。また、図９や図１０に示したマッチドフ
ィルタを複数用いる方式では、回路規模が増大するとい
う問題がある。更に、図１１に示した部分相関のみを用
いて相関値を検出する方式では、拡散符号全体の相関が
とられていないために、別の拡散符号を誤って検出する
場合があるという問題がある。

【００１９】本発明の目的は、周波数ごとにマッチドフ
ィルタを設けなくても、それと同等な機能を有するマッ
チドフィルタ及びそれを用いた受信機を提供することで
ある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、スペク
トラム拡散方式による通信を行う受信装置に使用される
マッチドフィルタであって、受信データの直交成分であ
るＩ成分及びＱ成分の各々に対応して設けられ、対応成
分を入力として互いに縦続接続された複数の遅延素子か
らなるマッチドフィルタ素子と、前記Ｉ成分及びＱ成分
に対応したマッチドフィルタ素子の各々に対応して設け
られ、対応マッチドフィルタ素子を構成する前記遅延素
子の出力をｎ（ｎは２以上の整数）グループに分割して
得られるｎ系統の部分相関出力をそれぞれ導出する部分
相関検出手段と、これ等ｎ系統の部分相関出力の、前記
Ｉ成分に対応する値、Ｑ成分に対応する値及びそれらの
反転成分を組み合わせて、これ等各組毎の加算値をそれ
ぞれ出力する加算手段とを含むことを特徴とするマッチ
ドフィルタが得られる。

【００２１】そして、前記ｎは２とし、また前記グルー
プは前半と後半との２グループとしたとき、前記加算手
段は、前記Ｉ成分の前半と後半の２系統の部分相関出力
を加算する第一加算器と、前記Ｑ成分の前半と後半の２
系統の部分相関出力を加算する第二加算器と、前記Ｉ成
分の前半と前記Ｑ成分の後半の２系統の部分相関出力を
加算する第三加算器と、前記Ｑ成分の前半と前記Ｉ成分
の後半の反転成分の２系統の部分相関出力を加算する第
四加算器と、前記Ｉ成分の前半と前記Ｑ成分の後半の反
転成分の２系統の部分相関出力を加算する第五加算器
と、前記Ｑ成分の前半と前記Ｉ成分の後半の２系統の部
分相関出力を加算する第六加算器とを有することを特徴
とする。

【００２２】本発明によれば、上記構成のマッチドフィ
ルタと、このマッチドフィルタの前記加算手段の各加算
出力の電力値を算出する手段と、これ等算出結果に応じ
て前記受信データの直交検波用の発振信号の制御をなす
周波数制御手段とを含むことを特徴とする受信機が得ら
れる。

【００２３】本発明の作用を述べる。マッチドフィルタ
における遅延素子であるシフトレジスタと相関値算出の
ための加算器の部分を、複数に分割して小規模な複数系
統のマッチドフィルタとし、これ等複数系統の各出力の
Ｉ成分およびＱ成分対応する値並びにそれらの反転成分
を適宜組み合わせて加算することにより、これ等加算出
力は受信データを１シンボル内で所定位相だけ回した効
果を有することになる。よって、受信データの±π以内
の位相回りに対して、これ等加算出力のいずれかが大き
な相関値を有するようになるので、この相関値から周波
数ずれを検出して、初期同期や同期補足が可能となるの
である。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下に、図面を参照しつつ本発明
の実施例を説明する。図１を参照すると、本発明の一実
施の形態としてのスペクトラム拡散通信システムにおけ
る送信機２８０と受信機２８１とが示されている。送信
機２８０において、情報信号は乗算器２５０で拡散符号
発生器２５１による拡散符号により拡散され、さらに乗
算器２５２で発振器２５３による局部発振信号を用いて
搬送波に変調されアンテナ２５４から送信される。その
出力は、空中線を通して受信機２８１に渡される。

【００２５】受信機２８１では、本発明によるマッチド
フィルタ１が設けられている。アンテナ２５５からの受
信信号は、まず乗算器２５６、２６１において発振器２
５９およびπ／２移相器２６０により直交検波される
（Ｉ相、Ｑ相）。次にＩ相、Ｑ相それぞれローパスフィ
ルタ２５７、２６２、Ａ／Ｄ変換器２５８、２６３によ
り処理され、マッチドフィルタ１を構成するマッチドフ
ィルタ素子２６４および２６５に入力される。

【００２６】このマッチドフィルタ素子２６４および２
６５の２つの出力は、以下のように３つに分けて和が取
られている。 （１）Ｉ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)と、Ｉ相の後半
半サイクルの和Ｙ2(t)との和（加算器２６８）および、
Ｑ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)と、Ｑ相の後半半サイ
クルの和Ｙ2(t)との和（加算器２６９）： （２）Ｉ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)と、Ｑ相の後半
半サイクルの和Ｙ2(t)との和（加算器２７０）および、
Ｑ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)とＩ相の後半半サイク
ルの和Ｙ2(t)の符号を反転した信号との和（加算器２７
１）： （３）Ｉ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)と、Ｑ相の後半
半サイクルの和Ｙ2(t)の符号を反転した信号との和（加
算器２７２）および、Ｑ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)
と、Ｉ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)との和（加算器２
７３）。

【００２７】これら３つの出力は電力検出部２７５〜２
７７に供給される。電力検出部２７５〜２７７から出力
されたデータにより、同期保持部２７８で送信局と受信
局の周波数および位相ずれが算出される。この算出され
たデータを元に、同期したクロックを作り出し、先の受
信データを逆拡散して受信信号を得ることができること
になる。かくして得られたデータはデータ復調部２７４
に出力される。その出力に対し、データ復調部では音声
や非音声データとして処理される。

【００２８】図２を参照すると、マッチドフィルタ素子
２６４および２６５の内部構成が示されている。入力信
号Ｘ(t) は、遅延回路１９０で１チップずつ遅延され、
この遅延回路の出力とそれぞれ異なる拡散符号ａ１〜ａ
６４はエクスクルーシブＯＲゲート１９１〜２０６に入
力される。エクスクルーシブＯＲゲートにより拡散符号
との間で排他的論理和を取られた信号は、加算器２０７
〜２２０で加算処理される。

【００２９】また、図２の遅延回路１９０は、図３のよ
うに、多段縦続接続されたＤタイプフリップフロップ２
３０〜２４１により構成されている。すなわち、マッチ
ドフィルタ素子２６４および２６５は入力信号を１チッ
プずつ遅延させるために設けられ、前半半サイクルの和
Ｙ1(t)および後半半サイクルの和Ｙ2(t)をとるように、
２つに分割された構成となっている。

【００３０】以下、本実施例の動作につき、図４のタイ
ミング図を用いて説明する。ここで、本発明のマッチド
フィルタはマッチドフィルタ内で位相回りを補正してい
るので、マッチドフィルタへの入力値は常に波形３０
２、３０３と同じ波形となる。しかし、図４においては
説明の便宜上、それぞれの相関出力が従来のマッチドフ
ィルタから出力されることを想定した場合の、入力に相
当する波形を示している。

【００３１】まず、送信シンボルデータを波形３００、
拡散後のデータを波形３０１のように仮定する。受信デ
ータがπ／２位相回りしている場合を例にとると、マッ
チドフィルタに対する入力値はＩ成分が波形３０２、Ｑ
成分が波形３０３のようになる。

【００３２】まず、前述図１の、（１）Ｉ相の前半半サ
イクルの和Ｙ1(t)とＩ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)と
の和（加算器２６８）および、Ｑ相の前半半サイクルの
和Ｙ1(t)とＱ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)との和（加
算器２６９）の動作は、従来技術同様であり、図４のｆ
＝０のタイミング図に従って実行される。すなわち、入
力波形は波形３０２、３０３のようになり、相関値はほ
とんど出力されない。

【００３３】一方、前述図１の、（２）Ｉ相の前半半サ
イクルの和Ｙ1(t)とＱ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)と
の和（加算器２７０）および、Ｑ相の前半半サイクルの
和Ｙ1(t)とＩ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)の符号を反
転した信号との和（加算器２７１）の動作は、図４のｆ
＝＋π／４のタイミング図に従って実行される。

【００３４】まず、Ｉ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)
は、マッチドフィルタ入力Ｉ相３０２の１シンボル内前
半部分の相関値を持ち、Ｑ相の後半半サイクルの和Ｙ2
(t)はマッチドフィルタ入力Ｑ相３０３の１シンボル内
後半部分の相関値を持つ。従って、これらを加算器２７
０で加算した相関値は波形３２６のようになる。

【００３５】同様に、Ｑ相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)
は、マッチドフィルタ入力Ｑ相３０３の１シンボル内前
半部分の相関値を持ち、Ｉ相の後半半サイクルの和Ｙ2
(t)はマッチドフィルタ入力Ｉ相３０２を反転した信号
の１シンボル内後半部分の相関値を持つ。従って、これ
らを加算器２７１で加算した相関値は波形３２７のよう
になる。

【００３６】すなわち、加算器２７０および２７１の出
力結果は、従来のマッチドフィルタの入力相当波形とし
て波形３２４および３２５のように表すことができ、１
シンボル内に＋π／４だけ位相回わした効果をもつ。そ
の結果、波形３２６および３２７のように大きな相関値
が出力されるのである。

【００３７】また、前述図１の、（３）Ｉ相の前半半サ
イクルの和Ｙ1(t)とＱ相の後半半サイクルの和Ｙ2(t)の
符号を反転した信号との和（加算器２７２）および、Ｑ
相の前半半サイクルの和Ｙ1(t)のとＩ相の後半半サイク
ルの和Ｙ2(t)との和（加算器２７３）の動作は、図４の
ｆ＝−π／４のタイミング図に従って実行される。

【００３８】この場合も、上述ｆ＝＋π／４のタイミン
グ図の説明同様に考えることができ、１シンボル内に−
π／４だけ位相回わした効果をもつ。しかし、受信デー
タに対するマッチドフィルタ内の位相回りが逆方向のた
め、相関値はほとんど出力されない。

【００３９】このように、マッチドフィルタにおけるシ
フトレジスタと加算回路の部分を分割していくつかの小
規模なマッチドフィルタとし、その出力を加算する構造
であるので、受信データの±π以内の位相回りに対し
て、３つの出力うちのいずれかは大きな相関値をもつよ
うになる。従って、電力検出部２７５〜２７７において
相関値を検出することができる。

【００４０】さらに、この実施例では、送信機と受信機
の周波数および位相ずれが算出する同期保持部２７８が
設けられている。この結果、周波数のずれを検出し受信
した信号と同期したクロックを作り出し、初期同期およ
び同期補足することができる。

【００４１】なお、上記実施例では、マッチドフィルタ
の分割数２の場合を示したが、これを３以上に分割数を
増やした場合も同様の構成を取ることにより、より位相
回りの大きな信号に対応することができる。

【００４２】なお、本発明は、上記各実施例に限定され
ることなく、本発明の技術思想の範囲内において、各実
施例は適宜変更され得ることは明らかである。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本願発明によれ
ば、マッチドフィルタを分割しそれぞれの出力結果を足
し合わせるという基本構成に基づき、マッチドフィルタ
をいくつもの周波数それぞれ専用に必要とすることな
く、従来のマッチドフィルタから若干の規模の増加のみ
で、局発周波数を少しだけずらしたマッチドフィルタの
出力と等価となる効果を実現したマッチドフィルタ回路
が提供される。よって、このマッチドフィルタを使用し
た受信機は小型かつ軽量化が図られ、低コスト化となる
という効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のマッチドフィルタ回路の一実施例（全
体構成図）を示す図である。

【図２】本発明のマッチドフィルタ回路の具体例を示す
回路図である。

【図３】本発明のマッチドフィルタ回路の遅延回路１９
０の回路図である。

【図４】本発明のマッチドフィルタの動作図を示す図で
あり、受信データがπ／２位相回りしている場合の例で
ある。

【図５】従来のスペクトラム拡散通信の送信機、受信機
の全体構成図である。

【図６】図５の従来例において、受信データがπ／２位
相回りしている場合の動作を示す図である。

【図７】図５の従来例において、受信データがπ／４位
相回りしている場合の動作を示す図である。

【図８】従来の他の受信機の例（局発の周波数をスイー
プさせた例）のブロック図である。

【図９】従来の更に他の受信機の例（局発をいくつも持
ってそれに接続されるマッチドフィルタをいくつも持た
せた例）のブロック図である。

【図１０】従来の別の受信機の例（局発は１つで、ずれ
た周波数で相関を検出するマッチドフィルタを何種類も
持たせた例）のブロック図である。

【図１１】従来の更に他の受信機の例（部分相関をとる
例）のブロック図である。

【符号の説明】

１ 本発明によるマッチドフィルタ １９０ 遅延回路 １９１〜２０６ エクスクルーシブＯＲゲート ２０７〜２２０ 加算器 ２３０〜２４１ Ｄタイプフリップフロップ ２５０、２５２、２５６、２６１ 乗算器 ２５１ 拡散符号発生器 ２５３ 発振器 ２５４、２５５ アンテナ ２５７、２６２ ローパスフィルタ ２５８、２６３ Ａ／Ｄ変換器 ２５９ 発振器 ２６０ π／２移相器 ２６４、２６５ マッチドフィルタ素子 ２６６、２６４ インバータ ２６８〜２７３ 加算器 ２７４ データ復調部 ２７５〜２７７ 電力検出部 ２７８ 同期保持部 ２８０ 送信機 ２８１ 受信機

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FG02 FH01 5K022 EE01 EE33 EE36 5K047 AA16 BB01 BB05 CC01 GG27 HH15 HH21 JJ06 LL06 MM03 MM13 MM33 MM36 MM45

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトラム拡散方式による通信を行う
   受信装置に使用されるマッチドフィルタであって、 受信データの直交成分であるＩ成分及びＱ成分の各々に
   対応して設けられ、対応成分を入力として互いに縦続接
   続された複数の遅延素子からなるマッチドフィルタ素子
   と、 前記Ｉ成分及びＱ成分に対応したマッチドフィルタ素子
   の各々に対応して設けられ、対応マッチドフィルタ素子
   を構成する前記遅延素子の出力をｎ（ｎは２以上の整
   数）グループに分割して得られるｎ系統の部分相関出力
   をそれぞれ導出する部分相関検出手段と、 これ等ｎ系統の部分相関出力の、前記Ｉ成分に対応する
   値、Ｑ成分に対応する値及びそれらの反転成分を組み合
   わせてこれ等各組毎の加算値をそれぞれ出力する加算手
   段と、を含むことを特徴とするマッチドフィルタ。
2. 【請求項２】 前記ｎは２とし、また前記グループは前
   半と後半との２グループとしたとき、前記加算手段は、 前記Ｉ成分の前半と後半の２系統の部分相関出力を加算
   する第一加算器と、 前記Ｑ成分の前半と後半の２系統の部分相関出力を加算
   する第二加算器と、 前記Ｉ成分の前半と前記Ｑ成分の後半の２系統の部分相
   関出力を加算する第三加算器と、 前期Ｑ成分の前半と前記Ｉ成分の後半の反転成分の２系
   統の部分相関出力を加算する第四加算器と、 前記Ｉ成分の前半と前記Ｑ成分の後半の反転成分の２系
   統の部分相関出力を加算する第五加算器と、 前記Ｑ成分の前半と前記Ｉ成分の後半の２系統の部分相
   関出力を加算する第六の加算器と、 を有することを特徴とする請求項１記載のマッチドフィ
   ルタ。
3. 【請求項３】 請求項１または２記載のマッチドフィル
   タと、このマッチドフィルタの前記加算手段の各加算出
   力の電力値を算出する手段と、これ等算出結果に応じて
   前記受信データの直交検波用の発振信号の制御をなす周
   波数制御手段とを含むことを特徴とする受信機。