JP2002010669A - インバータ装置 - Google Patents
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- Power Engineering (AREA)
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】プロセッサによるシステム制御の処理周期の如
何に拘らず精度よく安定した周波数をもつ交流出力を供
給可能で、加速時や減速時であっても周波数制御精度の
低下がないインバータ装置を提供。 【解決手段】本発明のインバータ装置は、供給される直
流電流を所定周波数(fo)の交流電流に変換する逆変換回
路(4) を含み、この逆変換回路(4) のスイッチング制御
をデジタルプロセッサ(30)で行なうようにした回転機械
動力用モータ(11)を可変速駆動するインバータ装置にお
いて、デジタルプロセッサ(30)におけるシステム制御の
処理周期(Tc1,Tc2…) とは直接関係のない一定処理周期
(Ts)を有するタイマ割込み処理を設定し、そのタイマ割
込み処理中において逆変換回路(4)のスイッチング制御
についてのタイミングの是非を判断し、インバータ出力
周波数(fo)の制御を行なうようにしたことを主たる特徴
としている。
何に拘らず精度よく安定した周波数をもつ交流出力を供
給可能で、加速時や減速時であっても周波数制御精度の
低下がないインバータ装置を提供。 【解決手段】本発明のインバータ装置は、供給される直
流電流を所定周波数(fo)の交流電流に変換する逆変換回
路(4) を含み、この逆変換回路(4) のスイッチング制御
をデジタルプロセッサ(30)で行なうようにした回転機械
動力用モータ(11)を可変速駆動するインバータ装置にお
いて、デジタルプロセッサ(30)におけるシステム制御の
処理周期(Tc1,Tc2…) とは直接関係のない一定処理周期
(Ts)を有するタイマ割込み処理を設定し、そのタイマ割
込み処理中において逆変換回路(4)のスイッチング制御
についてのタイミングの是非を判断し、インバータ出力
周波数(fo)の制御を行なうようにしたことを主たる特徴
としている。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばファン、ポ
ンプ、ミル(粉砕機)、クレーン等の回転機械の動力源
であるモータ(電動機)を可変速駆動するインバータ装
置に関し、特にその制御方式の改良に関する。
ンプ、ミル(粉砕機)、クレーン等の回転機械の動力源
であるモータ(電動機)を可変速駆動するインバータ装
置に関し、特にその制御方式の改良に関する。
【0002】
【従来の技術】図5は回転機械動力用モータを可変速駆
動する従来の電流型インバータ装置の構成を示すブロッ
ク図である。
動する従来の電流型インバータ装置の構成を示すブロッ
ク図である。
【0003】主回路部Aは、商用交流電源1、交−直変
換用の順変換回路2、平滑用の直流リアクトル3、直−
交変換用の逆変換回路4とからなり、逆変換回路4から
出力される交流電流を、回転機械負荷12を回転駆動す
るための動力源であるモータ11に供給するものとなっ
ている。
換用の順変換回路2、平滑用の直流リアクトル3、直−
交変換用の逆変換回路4とからなり、逆変換回路4から
出力される交流電流を、回転機械負荷12を回転駆動す
るための動力源であるモータ11に供給するものとなっ
ている。
【0004】なお上記逆変換回路4は、6個の半導体ス
イッチング素子(サイリスタ)5〜10をブリッジ接続
したものとなっている。すなわちU相の図中上下一対の
アームに対応して半導体スイッチング素子5及び6が設
けられている。同様に、V相の一対のアームに対応して
半導体スイッチング素子7及び8が設けられており、W
相の一対のアームに対応して半導体スイッチング素子9
及び10が設けられている。かくして各相における一対
の半導体スイッチング素子どうしの中間接続点から、U
相,V相,W相の各相に対応する正負電流を取り出せる
ものとなっている。
イッチング素子(サイリスタ)5〜10をブリッジ接続
したものとなっている。すなわちU相の図中上下一対の
アームに対応して半導体スイッチング素子5及び6が設
けられている。同様に、V相の一対のアームに対応して
半導体スイッチング素子7及び8が設けられており、W
相の一対のアームに対応して半導体スイッチング素子9
及び10が設けられている。かくして各相における一対
の半導体スイッチング素子どうしの中間接続点から、U
相,V相,W相の各相に対応する正負電流を取り出せる
ものとなっている。
【0005】制御回路部Bは、入出力信号中継用のI/
O部17、外部入力端子13から入力する外部信号Sx
に基づいて出力電圧指令Vdcs と周波数指令fosとを出
力するシステム制御部14、前記周波数指令fosに基づ
いて生成したON−OFF制御信号Sc により逆変換回
路4のスイッチング制御を行なうスイッチング制御部1
5、前記出力電圧指令Vdcs に基づいて順変換回路2を
出力電圧制御を行なう順変換制御部19とからなってい
る。システム制御部14とスイッチング制御部15とは
プロセッサ16に含まれており、プロセッサ16と入出
力信号中継用のI/O部17とはデジタル制御装置18
に含まれている。
O部17、外部入力端子13から入力する外部信号Sx
に基づいて出力電圧指令Vdcs と周波数指令fosとを出
力するシステム制御部14、前記周波数指令fosに基づ
いて生成したON−OFF制御信号Sc により逆変換回
路4のスイッチング制御を行なうスイッチング制御部1
5、前記出力電圧指令Vdcs に基づいて順変換回路2を
出力電圧制御を行なう順変換制御部19とからなってい
る。システム制御部14とスイッチング制御部15とは
プロセッサ16に含まれており、プロセッサ16と入出
力信号中継用のI/O部17とはデジタル制御装置18
に含まれている。
【0006】図6の(a)(b)は、図5に示す電流型
インバータ装置の動作を説明するための図で、(a)は
上記装置を「120°導通方式」で動作させる場合の逆
変換回路4における6個の半導体スイッチング素子5〜
10のON−OFF状態を示す図であり、(b)は上記
半導体スイッチング素子5〜10のON−OFFによっ
て得られるインバータ出力電流波形を示す図である。
インバータ装置の動作を説明するための図で、(a)は
上記装置を「120°導通方式」で動作させる場合の逆
変換回路4における6個の半導体スイッチング素子5〜
10のON−OFF状態を示す図であり、(b)は上記
半導体スイッチング素子5〜10のON−OFFによっ
て得られるインバータ出力電流波形を示す図である。
【0007】すなわち「120°導通方式」では、電流
型インバータ装置における逆変換回路4の6個の半導体
スイッチング素子5〜10が、図6の(a)に示す如く
順次ONとされる結果、図6の(b)に示す如く出力周
期(1サイクル=360°)に対して各々120°の期
間づつ各相電流が出力されるものとなる。この場合、出
力電流の周波数は、図6の(a)に示すタイミング幅P
を増減することにより制御される。
型インバータ装置における逆変換回路4の6個の半導体
スイッチング素子5〜10が、図6の(a)に示す如く
順次ONとされる結果、図6の(b)に示す如く出力周
期(1サイクル=360°)に対して各々120°の期
間づつ各相電流が出力されるものとなる。この場合、出
力電流の周波数は、図6の(a)に示すタイミング幅P
を増減することにより制御される。
【0008】図7は、図5に示す電流型インバータ装置
のプロセッサ16におけるデジタル制御処理方式の説明
図である。まず外部からの要求や負荷装置の条件等を含
む外部信号Sx に基づいてシステム制御部14が作動
し、出力電圧指令Vdcs および周波数指令fosを演算す
るシステム制御の処理周期Tc (Tc1,Tc2…)、すな
わちプロセッサ16の処理周期が計測される。つぎに各
処理周期Tc1,Tc2…の終了時点から、6個の半導体ス
イッチング素子5〜10についてのON−OFF切替え
の要否が判断される。そしてこの判断結果に基づいて半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切替え制
御が実行され、逆変換回路4の出力周波数fo の制御が
行なわれる。
のプロセッサ16におけるデジタル制御処理方式の説明
図である。まず外部からの要求や負荷装置の条件等を含
む外部信号Sx に基づいてシステム制御部14が作動
し、出力電圧指令Vdcs および周波数指令fosを演算す
るシステム制御の処理周期Tc (Tc1,Tc2…)、すな
わちプロセッサ16の処理周期が計測される。つぎに各
処理周期Tc1,Tc2…の終了時点から、6個の半導体ス
イッチング素子5〜10についてのON−OFF切替え
の要否が判断される。そしてこの判断結果に基づいて半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切替え制
御が実行され、逆変換回路4の出力周波数fo の制御が
行なわれる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】図7に示す従来のデジ
タル制御処理方式では、プロセッサ16におけるシステ
ム制御の各処理周期Tc1,Tc2, …毎に、6個の半導体
スイッチング素子5〜10についてのON−OFF切替
え制御が行なわれる。従って各処理周期Tc1,Tc2…の
時間幅が大きくなると、スイッチングの要否を判断する
時間的密度(分解能)が低下し、実際の出力周波数fo
の制御精度が低下する。
タル制御処理方式では、プロセッサ16におけるシステ
ム制御の各処理周期Tc1,Tc2, …毎に、6個の半導体
スイッチング素子5〜10についてのON−OFF切替
え制御が行なわれる。従って各処理周期Tc1,Tc2…の
時間幅が大きくなると、スイッチングの要否を判断する
時間的密度(分解能)が低下し、実際の出力周波数fo
の制御精度が低下する。
【0010】また、システム制御部14の処理周期Tc
1. Tc2…は諸要因によって変動する可能性があるた
め、上記周期Tc1. Tc2…を時間的な基準として行なわ
れるスイッチング制御では、実際の出力周波数fo の精
度低下を来たす上、出力電流波形の不平衡が生じる。こ
のような不具合の発生を防ぐために、従来は、6個の半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切替え制
御についてのタイミング調整を行なうために、特別なハ
ードウエアをもつインバータ制御専用のプロセッサやデ
ジタル制御装置を使用する必要があった。
1. Tc2…は諸要因によって変動する可能性があるた
め、上記周期Tc1. Tc2…を時間的な基準として行なわ
れるスイッチング制御では、実際の出力周波数fo の精
度低下を来たす上、出力電流波形の不平衡が生じる。こ
のような不具合の発生を防ぐために、従来は、6個の半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切替え制
御についてのタイミング調整を行なうために、特別なハ
ードウエアをもつインバータ制御専用のプロセッサやデ
ジタル制御装置を使用する必要があった。
【0011】一方、半導体スイッチング素子5〜10に
ついてのON−OFF切替え制御のタイミングは、角周
波数指令値ω(=2πfo )に対する1周期を2π(ラ
ジアン)とした現在の位相角θで決まり、経過時間tに
対してθ=∫ω×tとなる。しかしシステム制御の処理
周期Tc1. Tc2…における各終了時の周波数指令fosか
らθ′=ω×tとして位相角を求めると、角周波数指令
値ωが変化している場合に実際の位相角θとの間に誤差
を生じる。このため実際の出力周波数fo の制御精度が
低下する。
ついてのON−OFF切替え制御のタイミングは、角周
波数指令値ω(=2πfo )に対する1周期を2π(ラ
ジアン)とした現在の位相角θで決まり、経過時間tに
対してθ=∫ω×tとなる。しかしシステム制御の処理
周期Tc1. Tc2…における各終了時の周波数指令fosか
らθ′=ω×tとして位相角を求めると、角周波数指令
値ωが変化している場合に実際の位相角θとの間に誤差
を生じる。このため実際の出力周波数fo の制御精度が
低下する。
【0012】本発明の目的は、下記の利点を有するイン
バータ装置を提供することにある。
バータ装置を提供することにある。
【0013】(a) プロセッサによるシステム制御の処理
周期の如何に拘らず、精度よく安定した周波数をもつ交
流出力を供給可能である。
周期の如何に拘らず、精度よく安定した周波数をもつ交
流出力を供給可能である。
【0014】(b) 加速時や減速時のように出力周波数に
変化が生じるような場合であっても、周波数制御精度の
低下がない。
変化が生じるような場合であっても、周波数制御精度の
低下がない。
【0015】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決し目的を
達成するために、本発明のインバータ装置は下記の如く
構成されている。
達成するために、本発明のインバータ装置は下記の如く
構成されている。
【0016】(1)本発明のインバータ装置は、供給さ
れる直流電流を所定周波数の交流電流に変換する逆変換
回路を含み、当該逆変換回路のスイッチング制御をデジ
タルプロセッサで行なうようにした、回転機械動力用モ
ータを可変速駆動するインバータ装置において、前記デ
ジタルプロセッサにおけるシステム制御の処理周期とは
直接関係のない独立した一定の処理周期を有するタイマ
割込み処理を設定し、この設定されたタイマ割込み処理
中において前記逆変換回路のスイッチングの要否を判断
し、この判断結果に基づいてスイッチング制御を行なう
ことにより、インバータ出力周波数を制御するようにし
たことを特徴としている。
れる直流電流を所定周波数の交流電流に変換する逆変換
回路を含み、当該逆変換回路のスイッチング制御をデジ
タルプロセッサで行なうようにした、回転機械動力用モ
ータを可変速駆動するインバータ装置において、前記デ
ジタルプロセッサにおけるシステム制御の処理周期とは
直接関係のない独立した一定の処理周期を有するタイマ
割込み処理を設定し、この設定されたタイマ割込み処理
中において前記逆変換回路のスイッチングの要否を判断
し、この判断結果に基づいてスイッチング制御を行なう
ことにより、インバータ出力周波数を制御するようにし
たことを特徴としている。
【0017】(2)本発明のインバータ装置は、前記
(1)に記載の装置であって、前記タイマ割込み処理に
おける一定の処理周期は、前記システム制御における平
均的な処理周期よりも短く設定されていることを特徴と
している。
(1)に記載の装置であって、前記タイマ割込み処理に
おける一定の処理周期は、前記システム制御における平
均的な処理周期よりも短く設定されていることを特徴と
している。
【0018】(3)本発明のインバータ装置は、前記
(1)に記載の装置であって、周波数設定値をタイマ割
込み周期での位相増加量に変換して設定し、この設定し
た値をタイマ割込み処理中において積算することによっ
て現在位相を把握し、この現在位相に基づいてスイッチ
ング制御の要/不要の判断を行なう手段を備えたことを
特徴としている。
(1)に記載の装置であって、周波数設定値をタイマ割
込み周期での位相増加量に変換して設定し、この設定し
た値をタイマ割込み処理中において積算することによっ
て現在位相を把握し、この現在位相に基づいてスイッチ
ング制御の要/不要の判断を行なう手段を備えたことを
特徴としている。
【0019】
【発明の実施の形態】(第1実施形態) 「構成」図1は本発明の第1実施形態に係るインバータ
装置の構成を示す図で、具体的には回転機械動力用モー
タを可変速駆動する電流型インバータ装置の構成を示す
ブロック図である。なお図5に示した従来の電流型イン
バータ装置と同様の機能を有する部分には同一の符号が
付されている。
装置の構成を示す図で、具体的には回転機械動力用モー
タを可変速駆動する電流型インバータ装置の構成を示す
ブロック図である。なお図5に示した従来の電流型イン
バータ装置と同様の機能を有する部分には同一の符号が
付されている。
【0020】図1に示す電流型インバータ装置は、大き
く分けると主回路部Aと制御回路部Bとからなる。
く分けると主回路部Aと制御回路部Bとからなる。
【0021】主回路部Aは、商用交流電源1からの交流
を直流に変換する順変換回路2と、この順変換回路2に
より順変換された直流電流を、平滑化するための直流リ
アクトル3と、この直流リアクトル3により平滑化され
た直流電流を所定周波数の交流電流に変換する逆変換回
路4とで構成されており、逆変換回路4から出力される
交流電流をモータ11に供給するものとなっている。こ
のモータ11は、例えばファン、ポンプ、ミル、クレー
ン等の回転機械負荷12を回転駆動するための動力源で
ある。
を直流に変換する順変換回路2と、この順変換回路2に
より順変換された直流電流を、平滑化するための直流リ
アクトル3と、この直流リアクトル3により平滑化され
た直流電流を所定周波数の交流電流に変換する逆変換回
路4とで構成されており、逆変換回路4から出力される
交流電流をモータ11に供給するものとなっている。こ
のモータ11は、例えばファン、ポンプ、ミル、クレー
ン等の回転機械負荷12を回転駆動するための動力源で
ある。
【0022】なお上記逆変換回路4は、6個の半導体ス
イッチング素子(サイリスタ)5〜10をブリッジ接続
することにより構成されている。すなわち上記逆変換回
路4は、U相の図中上下一対のアームに対応して半導体
スイッチング素子5及び6が設けられている。同様に、
V相の一対のアームに対応して半導体スイッチング素子
7及び8が設けられており、W相の一対のアームに対応
して半導体スイッチング素子9及び10が設けられてい
る。かくして各相における一対の半導体スイッチング素
子どうしの中間接続点から、U相,V相,W相の各相に
対応する正負電流を取り出し得るものとなっている。
イッチング素子(サイリスタ)5〜10をブリッジ接続
することにより構成されている。すなわち上記逆変換回
路4は、U相の図中上下一対のアームに対応して半導体
スイッチング素子5及び6が設けられている。同様に、
V相の一対のアームに対応して半導体スイッチング素子
7及び8が設けられており、W相の一対のアームに対応
して半導体スイッチング素子9及び10が設けられてい
る。かくして各相における一対の半導体スイッチング素
子どうしの中間接続点から、U相,V相,W相の各相に
対応する正負電流を取り出し得るものとなっている。
【0023】制御回路部Bは、入出力信号を中継するた
めのI/O部17と、このI/O部17を介して外部入
力端子13から入力する外部からの指令や負荷状態検出
情報等を含む外部信号Sx に基づいて、出力電圧指令V
dcs (順変換回路2の出力電圧Vdcを指令するもの)と
周波数指令fos(逆変換回路4の出力周波数fo を指令
するもの)とを出力するシステム制御部14と、このシ
ステム制御部14からの周波数指令fosに基づいて所定
タイミングのON−OFF制御信号Sc を生成し、この
ON−OFF制御信号Sc を、前記I/O部17を介し
て前記逆変換回路4の6個の半導体スイッチング素子5
〜10の各ゲートに与えてON−OFF切り替え制御を
行なうスイッチング制御部15と、前記システム制御部
14からの出力電圧指令Vdcs に基づいて順変換回路2
を制御する順変換制御部19と、タイマー割込み処理制
御部20とからなっている。
めのI/O部17と、このI/O部17を介して外部入
力端子13から入力する外部からの指令や負荷状態検出
情報等を含む外部信号Sx に基づいて、出力電圧指令V
dcs (順変換回路2の出力電圧Vdcを指令するもの)と
周波数指令fos(逆変換回路4の出力周波数fo を指令
するもの)とを出力するシステム制御部14と、このシ
ステム制御部14からの周波数指令fosに基づいて所定
タイミングのON−OFF制御信号Sc を生成し、この
ON−OFF制御信号Sc を、前記I/O部17を介し
て前記逆変換回路4の6個の半導体スイッチング素子5
〜10の各ゲートに与えてON−OFF切り替え制御を
行なうスイッチング制御部15と、前記システム制御部
14からの出力電圧指令Vdcs に基づいて順変換回路2
を制御する順変換制御部19と、タイマー割込み処理制
御部20とからなっている。
【0024】システム制御部14とスイッチング制御部
15とタイマー割込み処理制御部20とは、デジタルプ
ロセッサ30に含まれており、また上記プロセッサ30
と入出力信号中継用のI/O部17とは、デジタル制御
装置40に含まれている。
15とタイマー割込み処理制御部20とは、デジタルプ
ロセッサ30に含まれており、また上記プロセッサ30
と入出力信号中継用のI/O部17とは、デジタル制御
装置40に含まれている。
【0025】図2は出力電圧指令Vdcs 及び周波数指令
fosの演算等を行なうシステム制御部14と、6個の半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切り替え
制御を行なうスイッチング制御部15と、タイマー割込
み処理制御部20とを含むデジタルプロセッサ30にお
けるデジタル制御処理方式の説明図である。
fosの演算等を行なうシステム制御部14と、6個の半
導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切り替え
制御を行なうスイッチング制御部15と、タイマー割込
み処理制御部20とを含むデジタルプロセッサ30にお
けるデジタル制御処理方式の説明図である。
【0026】図2に示すデジタル制御処理方式において
は、前記プロセッサ30におけるシステム制御の処理周
期Tc (Tc1,Tc2…)とは直接関係のない、独立した
一定の処理周期Ts (この処理周期Ts はシステム制御
の処理周期Tc1,Tc2…の平均的な処理周期よりも短く
設定してある)を有するタイマ割込み処理が設定され
る。このため上記一定の処理周期Ts ごとにタイマ割込
みが発生し、システム制御部14によるメインループで
のシステム制御の処理実行中において、上記設定された
タイマ割込み処理内でのスイッチング制御すなわち前記
逆変換回路4の6個の半導体スイッチング素子5〜10
についてのON−OFF切り替えの要否が判断される。
そしてこの判断結果に基づいて、6個の半導体スイッチ
ング素子5〜10のON−OFF切替え制御が行なわ
れ、インバータ出力周波数fo の制御が行なわれる。
は、前記プロセッサ30におけるシステム制御の処理周
期Tc (Tc1,Tc2…)とは直接関係のない、独立した
一定の処理周期Ts (この処理周期Ts はシステム制御
の処理周期Tc1,Tc2…の平均的な処理周期よりも短く
設定してある)を有するタイマ割込み処理が設定され
る。このため上記一定の処理周期Ts ごとにタイマ割込
みが発生し、システム制御部14によるメインループで
のシステム制御の処理実行中において、上記設定された
タイマ割込み処理内でのスイッチング制御すなわち前記
逆変換回路4の6個の半導体スイッチング素子5〜10
についてのON−OFF切り替えの要否が判断される。
そしてこの判断結果に基づいて、6個の半導体スイッチ
ング素子5〜10のON−OFF切替え制御が行なわ
れ、インバータ出力周波数fo の制御が行なわれる。
【0027】図3はシステム制御処理内での半導体スイ
ッチング素子切替え制御に関するタイミング設定手順を
示すフロー図である。
ッチング素子切替え制御に関するタイミング設定手順を
示すフロー図である。
【0028】「ステップS1」…周波数設定値ωを指定
する。
する。
【0029】「ステップS2」…位相微分値dθを計算
する。すなわちタイマ割込み処理周期Ts の期間中にお
いて、前記周波数設定値ωをもとに処理周期Tsごとの
位相増加量を表す位相微分値dθを次式により計算す
る。
する。すなわちタイマ割込み処理周期Ts の期間中にお
いて、前記周波数設定値ωをもとに処理周期Tsごとの
位相増加量を表す位相微分値dθを次式により計算す
る。
【0030】dθ=ω×Ts 「ステップS3」…計算された位相微分値dθを外部参
照可能な変数として保存しておく。
照可能な変数として保存しておく。
【0031】図4は一定の処理周期Ts で行なわれるタ
イマ割込み処理によるスイッチング切替え制御の処理動
作を示すフロー図である。
イマ割込み処理によるスイッチング切替え制御の処理動
作を示すフロー図である。
【0032】「ステップS11」…タイマ割込み処理を
スタートさせる。
スタートさせる。
【0033】「ステップS12」…前記保存されている
位相微分値dθをタイマ割込み毎に足し込むことにより
現在の位相積分値θを計算する。
位相微分値dθをタイマ割込み毎に足し込むことにより
現在の位相積分値θを計算する。
【0034】「ステップS13」…計算された現在の位
相積分値θが60°以上であるか否かを判定することで
スイッチング制御が必要であるか、不要であるかについ
て判断をする。
相積分値θが60°以上であるか否かを判定することで
スイッチング制御が必要であるか、不要であるかについ
て判断をする。
【0035】「ステップS14」…スイッチング制御を
実行する。
実行する。
【0036】「ステップS15」…現在の位相積分値θ
をリセットして零に戻す。そして次の切替えまで60°
の間隔をおく。
をリセットして零に戻す。そして次の切替えまで60°
の間隔をおく。
【0037】「ステップS16」…タイマ割込み処理を
終了する。
終了する。
【0038】「作用」 (1)タイマ割込み処理による一定の処理周期Ts での
スイッチング制御が行なわれるため、インバータ出力周
波数fo の精度が向上しかつ安定化する。すなわち、図
2に示すデジタル制御処理方式を用いることにより、6
個の半導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切
替え制御についてのタイミングが、プロセッサ30にお
けるシステム制御の処理周期Tc1,Tc2…とは直接関係
のない独立した一定の処理周期Ts で制御される。その
結果、パーソナルコンピュータや汎用マイクロコンピュ
ータ・ボードなどを使用した場合でも、出力周波数fo
を安定かつ高精度に制御することができる。例えば、パ
ーソナルコンピュータを使用して、システム制御処理中
に種々のパラメータを画面に表示したりすることで、シ
ステム制御処理速度が不明になるような場合でも、一定
の比較的短い処理周期Ts でのタイマ割込み処理が行な
われることから、スイッチング制御の是非が一定レベル
以上の高い精度で判断可能となり、安定した出力周波数
精度を維持できる。
スイッチング制御が行なわれるため、インバータ出力周
波数fo の精度が向上しかつ安定化する。すなわち、図
2に示すデジタル制御処理方式を用いることにより、6
個の半導体スイッチング素子5〜10のON−OFF切
替え制御についてのタイミングが、プロセッサ30にお
けるシステム制御の処理周期Tc1,Tc2…とは直接関係
のない独立した一定の処理周期Ts で制御される。その
結果、パーソナルコンピュータや汎用マイクロコンピュ
ータ・ボードなどを使用した場合でも、出力周波数fo
を安定かつ高精度に制御することができる。例えば、パ
ーソナルコンピュータを使用して、システム制御処理中
に種々のパラメータを画面に表示したりすることで、シ
ステム制御処理速度が不明になるような場合でも、一定
の比較的短い処理周期Ts でのタイマ割込み処理が行な
われることから、スイッチング制御の是非が一定レベル
以上の高い精度で判断可能となり、安定した出力周波数
精度を維持できる。
【0039】(2)周波数設定値ωを、タイマ割込み周
期Ts での位相増加量に変換して設定し、この設定し
た値をタイマ割込み処理中において積算することによっ
て現在位相を把握し、これに基づいてスイッチング制御
の要/不要の判断を行なう手段を備えている。すなわち
図3および図4に示すように、周波数設定値ωをもとに
位相微分値dθを計算し、この位相微分値dθをタイマ
割込み処理内で積算することによって現在の位相積分値
θを求め、求めた位相積分値θに基づいてスイッチング
制御の要/不要が判断される。このため、高い出力周波
数制御精度を維持できる。したがって例えば周波数指令
fosが変化する加速段階や減速段階等においても、正確
な現在位相が求められるため、出力周波数の制御精度が
低下するおそれがない。
期Ts での位相増加量に変換して設定し、この設定し
た値をタイマ割込み処理中において積算することによっ
て現在位相を把握し、これに基づいてスイッチング制御
の要/不要の判断を行なう手段を備えている。すなわち
図3および図4に示すように、周波数設定値ωをもとに
位相微分値dθを計算し、この位相微分値dθをタイマ
割込み処理内で積算することによって現在の位相積分値
θを求め、求めた位相積分値θに基づいてスイッチング
制御の要/不要が判断される。このため、高い出力周波
数制御精度を維持できる。したがって例えば周波数指令
fosが変化する加速段階や減速段階等においても、正確
な現在位相が求められるため、出力周波数の制御精度が
低下するおそれがない。
【0040】
【発明の効果】本発明によれば、下記の利点を持つイン
バータ装置を提供できる。
バータ装置を提供できる。
【0041】(a) インバータ逆変換回路のスイッチング
制御をデジタルプロセッサで行なう場合において、タイ
マ割込み処理を設定し、当該割込み処理内でスイッチン
グ制御のタイミングの判断を行なうようにしたので、プ
ロセッサによるシステム制御の処理周期の如何に拘ら
ず、精度よく安定した周波数をもつ交流出力を供給可能
である。
制御をデジタルプロセッサで行なう場合において、タイ
マ割込み処理を設定し、当該割込み処理内でスイッチン
グ制御のタイミングの判断を行なうようにしたので、プ
ロセッサによるシステム制御の処理周期の如何に拘ら
ず、精度よく安定した周波数をもつ交流出力を供給可能
である。
【0042】(b) 周波数設定値を、タイマ割込み周期で
の位相増加量に変換して設定し、この設定した値をタイ
マ割込み処理中において積算することによって現在位相
を把握し、これに基づいてスイッチング制御の要/不要
の判断を行なう手段を備えているので、例えば加速時や
減速時のように出力周波数に変化が生じるような場合で
あっても、周波数制御精度の低下がない。
の位相増加量に変換して設定し、この設定した値をタイ
マ割込み処理中において積算することによって現在位相
を把握し、これに基づいてスイッチング制御の要/不要
の判断を行なう手段を備えているので、例えば加速時や
減速時のように出力周波数に変化が生じるような場合で
あっても、周波数制御精度の低下がない。
【図1】本発明の第1実施形態に係るインバータ装置の
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図2】本発明の第1実施形態に係るインバータ装置の
デジタルプロセッサにおけるデジタル制御処理方式の説
明図。
デジタルプロセッサにおけるデジタル制御処理方式の説
明図。
【図3】本発明の第1実施形態に係るインバータ装置の
システム制御処理内での半導体スイッチング素子切替え
制御に関するタイミング設定手順を示すフロー図。
システム制御処理内での半導体スイッチング素子切替え
制御に関するタイミング設定手順を示すフロー図。
【図4】本発明の第1実施形態に係るインバータ装置の
タイマ割込み処理内でのスイッチング切替え制御の処理
動作を示すフロー図。
タイマ割込み処理内でのスイッチング切替え制御の処理
動作を示すフロー図。
【図5】従来例に係るインバータ装置の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図6】従来例に係るインバータ装置の動作説明図で、
(a)は上記装置を「120°導通方式」で動作させる
場合の半導体スイッチング素子のON−OFF状態を示
す図、(b)は上記半導体スイッチング素子のON−O
FFによって得られるインバータ出力電流波形を示す
図。
(a)は上記装置を「120°導通方式」で動作させる
場合の半導体スイッチング素子のON−OFF状態を示
す図、(b)は上記半導体スイッチング素子のON−O
FFによって得られるインバータ出力電流波形を示す
図。
【図7】従来例に係るインバータ装置のデジタルプロセ
ッサにおけるデジタル制御処理方式の説明図。
ッサにおけるデジタル制御処理方式の説明図。
A…主回路部 B…制御回路部 1…商用交流電源 2…交−直変換用の順変換回路 3…平滑用の直流リアクトル 4…直−交変換用の逆変換回路 5〜10…半導体スイッチング素子(サイリスタ) 11…モータ 12…回転機械負荷 13…外部入力端子 14…システム制御部 15…スイッチング制御部 16,30…デジタルプロセッサ 17…入出力信号中継用のI/O部 18,40…デジタル制御装置 19…順変換制御部 20…タイマー割込み処理制御部 Sx …外部信号 Vdcs …出力電圧指令 fos…周波数指令 Sc …ON−OFF制御信号 Vdc…順変換回路の出力電圧 fo …逆変換回路の出力周波数
フロントページの続き (72)発明者 重水 哲郎 長崎県長崎市深堀町五丁目717番1号 三 菱重工業株式会社長崎研究所内 (72)発明者 後藤 正人 長崎県長崎市飽の浦町1番1号 三菱重工 業株式会社長崎造船所内 (72)発明者 竹村 厚司 東京都港区高輪2−19−13 株式会社菱友 システム技術内 Fターム(参考) 5H007 AA04 BB06 CA03 CB01 CB05 DA03 DB07 DC04 DC05 EA08 5H576 AA05 AA06 AA08 BB06 CC05 DD02 EE14 EE18 HA05 HB03 JJ03 JJ18 JJ22 JJ23 KK05 LL52
Claims (3)
- 【請求項1】供給される直流電流を所定周波数の交流電
流に変換する逆変換回路を含み、当該逆変換回路のスイ
ッチング制御をデジタルプロセッサで行なうようにし
た、回転機械動力用モータを可変速駆動するインバータ
装置において、 前記デジタルプロセッサにおけるシステム制御の処理周
期とは直接関係のない独立した一定の処理周期を有する
タイマ割込み処理を設定し、この設定されたタイマ割込
み処理中において前記逆変換回路のスイッチングの要否
を判断し、この判断結果に基づいてスイッチング制御を
行なうことによって、インバータ出力周波数を制御する
ようにしたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項2】前記タイマ割込み処理における一定の処理
周期は、前記システム制御における平均的な処理周期よ
りも短く設定されていることを特徴とする請求項1に記
載のインバータ装置。 - 【請求項3】周波数設定値をタイマ割込み周期での位相
増加量に変換して設定し、この設定した値をタイマ割込
み処理中において積算することによって現在位相を把握
し、この現在位相に基づいてスイッチング制御の要/不
要の判断を行なう手段を備えたことを特徴とする請求項
1に記載のインバータ装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000181959A JP3294236B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-06-16 | インバータ装置 |
US10/075,447 US6594162B2 (en) | 2000-06-16 | 2002-02-15 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000181959A JP3294236B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-06-16 | インバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002010669A true JP2002010669A (ja) | 2002-01-11 |
JP3294236B2 JP3294236B2 (ja) | 2002-06-24 |
Family
ID=18682810
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000181959A Expired - Fee Related JP3294236B2 (ja) | 2000-06-16 | 2000-06-16 | インバータ装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6594162B2 (ja) |
JP (1) | JP3294236B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006280090A (ja) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Toshiba Schneider Inverter Corp | インバータ装置 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20070230226A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-10-04 | Jih-Sheng Lai | Multilevel intelligent universal auto-transformer |
US6954366B2 (en) * | 2003-11-25 | 2005-10-11 | Electric Power Research Institute | Multifunction hybrid intelligent universal transformer |
US20070223258A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-09-27 | Jih-Sheng Lai | Multilevel converters for intelligent high-voltage transformers |
US7050311B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-05-23 | Electric Power Research Institute, Inc. | Multilevel converter based intelligent universal transformer |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4249120A (en) * | 1979-07-26 | 1981-02-03 | Mcgraw-Edison Co. | Variable speed induction motor control system |
US4656572A (en) * | 1985-02-19 | 1987-04-07 | Westinghouse Electric Corp. | PWM inverter |
JPH0697854B2 (ja) * | 1986-01-11 | 1994-11-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置の制御装置 |
JPS62285666A (ja) | 1986-06-04 | 1987-12-11 | Hitachi Ltd | 電力変換器の制御装置 |
JPH0340763A (ja) | 1989-07-05 | 1991-02-21 | Hitachi Ltd | 電流形インバータの制御装置 |
FR2752111B1 (fr) * | 1996-07-30 | 1998-10-30 | Texas Instruments France | Procede et dispositif de commande d'onduleurs |
-
2000
- 2000-06-16 JP JP2000181959A patent/JP3294236B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-02-15 US US10/075,447 patent/US6594162B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006280090A (ja) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Toshiba Schneider Inverter Corp | インバータ装置 |
JP4567505B2 (ja) * | 2005-03-29 | 2010-10-20 | 東芝シュネデール・インバータ株式会社 | インバータ装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6594162B2 (en) | 2003-07-15 |
JP3294236B2 (ja) | 2002-06-24 |
US20020075703A1 (en) | 2002-06-20 |
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Legal Events
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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