JP2001508254A

JP2001508254A - アップストリームおよびダウンストリーム通信スペクトルを可変的に割り当てるための方法および装置

Info

Publication number: JP2001508254A
Application number: JP52910998A
Authority: JP
Inventors: イー．フルカワ，ニール; サリンジャー，シェルドン
Original assignee: ジーティーイーガバメントシステムズコーポレイション
Priority date: 1996-12-24
Filing date: 1997-12-24
Publication date: 2001-06-19
Also published as: EP0956667A1; IL130265A0; KR20000069610A; NO993127D0; US6167095A; AU5728198A; WO1998028868A1; CA2274715A1; US5987069A; NO993127L

Abstract

(57)【要約】本発明は、一般にディジタルデータ通信の分野に関する。更に詳細には、特別なＣＡＰ／ＱＡＭに基づく伝送媒体のために送信された信号特性を最適化する、改良された伝送システムのためのものである。そのために、周波数スペクトルのアップストリームおよびダウンストリーム部分が回線状態を表わす計算された信号品質パラメータに基づいて割り当てられる改良されたディジタル双方向性の通信トランシーバシステムを提供する。

Description

【発明の詳細な説明】アップストリームおよびダウンストリーム通信スペクトルを可変的に割り当てるための方法および装置発明の技術分野本発明は、一般にディジタルデータ通信の分野に関する。更に詳細には、本発明は特別なＣＡＰ／ＱＡＭに基づく伝送媒体のために送信された信号特性を最適化する、改良された伝送システムのためのものである。更に詳細には、本発明はアップストリームおよびダウンストリーム通信スペクトルをチャネル障害（例えば双方向性の通信システム内の漏話により引き起こされる同一チャネル干渉および無線周波数干渉（ＲＦＩ）に基づいて、可変的に割り当てるための方法と装置に関する。発明の背景アナログ電話通信またはＰＯＴＳ（通常の電話サービス）は、一般に約４ｋＨｚのバンド幅を必要とする。アナログ音声通信のために現在実施されており、最初に設計された既存のツイストペア銅線インフラストラクチャは、現在、電話会社により高速のディジタル情報を配信する、通常「最後のマイル」（すなわち電話交換局およびユーザ位置の間の銅線の最後の区分）にわたる手段として見られている。同じ銅線上でＰＯＴＳサービスとして高速ディジタルデータを適応させるために１組のモデムが使用され、１つは中心位置、電話交換局または光学的ネットワーク装置、ＯＮＵに他の１つはユーザまたは住居の建物にあり、ディジタル加入者線路（ＤＳＬ）モデムと呼ばれる。ＤＳＬの場合、ディジタル情報は同じ銅線を通じてＰＯＴＳサービスとして伝達されるが、より高い周波数では、高速通信システムの故障の場合には、ＰＯＴＳサービスのために予約されている周波数スペクトルのより低い部分を用いる。受動フィルタは、ＰＯＴＳサービスおよび約３０ｋＨｚから１０ＭＨｚまで周波数スペクトルを占める高速データを分離するために使用される。この特徴は、一般に「ライフラインＰＯＴＳサービス」と呼ばれ、ＰＯＴＳサービスの長い時間をかけて有効性が証明された信頼性により、通信システムの一部として維持することが一般に有利である。ＤＳＬのいくつかのバージョンがあるのに対して、１つの型は消費者アプリケーション（例えばビデオオンデマンドおよびインターネットアクセス）を目的とする非対称ＤＳＬ（ＡＤＳＬ）通信システムである。ＡＤＳＬは、電話交換局または「ＣＯ」、および数人のエンドユーザまたは遠隔位置の間の双方向性のデータ通信を提供する。この種の非対称システムでは、「アップストリーム」データ方向が遠隔位置から電話交換局へのデータの伝送として定められるのに対して、「ダウンストリーム」データ方向は、電話交換局またはＯＮＵから遠隔位置へのデータの伝送として定められる。銅線のバンド幅容量がある程度制限されるので、ＡＤＳＬ非対称データ通信システムは利用できる周波数スペクトルのより多くをダウンストリーム方向に割り当てる。この割当ては、主に、アップストリーム方向よりダウンストリーム方向により多くのデータが一般に流れるという事実に基づいている。例えば、この種類のシステムの１つの応用は、遠隔位置のエンドユーザが特別なビデオプログラムの伝送を要請する「ビデオオンデマンド」であるかもしれない。この状況では、アップストリームデータは主に制御および選択情報から成り、一方、データをたくさん使うビデオ情報から成るという点で、ダウンストリームデータは更に大きい。従って、アップストリームおよびダウンストリームチャネルは、必ずしも大部分のアプリケーションに対して等しい必要はない。 AT&T ParadyneによりTl.El.4委員会に提案された、既存の銅線インフラストラクチャを利用している従来のＣＡＰ(Carrierless AM/PM)に基づくRate Adaptive DSL(RADSL)システムのための送信信号周波数スペクトル割当てが、図１に示される。図１に示すように、ＰＯＴＳ通信は、スペクトル（一般に４ＫＨｚ）の最も低い部分を占める。スペクトルの次の部分は、アップストリームチャネルに割り当てられる。アップストリームチャネルのためのスペクトルの開始周波数は３５ｋＨｚであり、ボーレートは８、１６、３２、６４、１２８、および２５６ＣＡＰの変調のために１３６キロボーで固定される。スペクトルの次の部分は、ダウンストリームチャネルに割り当てられる。ダウンストリームチャネルのためのスペクトルの開始周波数は２４０ｋＨｚであり、ボーレートは８、１６、３２、６４、１２８、および２５６ＣＡＰの変調のために３４０、６８０、８１６、９５２、および１０８８キロボーから選択可能である。アップストリームおよびダウンストリームチャネルは、両方とも公称の平方根コサイン整形を使用する。徹底的なサーチが所定のループおよびノイズ環境のための最善の構成を配置するために実行される初期化シーケンスの間に、ボーレートおよび変調形式の選択は決定される。しかし、上記の実施にはいくつかの欠点がある。まず第１に、回線の調整は初期化シーケンスの間に実行されるだけなので、干渉およびノイズ環境がかなり静的なままの場合、それは有効なだけである。第２に、ＲＦＩに対して一般的である単一の大きな狭帯域干渉は、必要なＢＥＲマージンを維持することを要求される利用可能な変調状態の有意な減少という結果になるかもしれない。本発明は、回線を探るためのロバストテクニック、並びにアップストリームおよびダウンストリームスペクトルのリアルタイムに近い割当てを可能にする特性を使用することによりこれらの欠点を克服し、同時に、ボーレートおよび変調形式を最適化描写する。発明の要約本発明は、周波数スペクトルのアップストリームおよびダウンストリーム部分が回線状態を表わす計算された信号品質パラメータに基づいて割り当てられる改良されたディジタル双方向性の通信トランシーバシステムを提供する。本発明によれば、アップストリームまたはダウンストリーム部分のどちらかが、ＰＯＴＳチャネルに隣接して配置されてもよく、サイズが変化してもよい。そういうわけで、他の部分は、それ自身が固定されるか、ＰＯＴＳチャネルに隣接して配置される可変サイズ部分に依存する変数である高い周波数に配置される。例えば、ダウンストリームチャネルは、ＰＯＴＳチャネルに直接隣接する低い周波数に配置でき、アップストリームチャネルは、ダウンストリームチャネルより高い周波数に配置できる。この場合、アップストリームチャネルは、固定周波数か、ダウンストリームチャネルのバンド幅に依存する可変周波数に配置できる。あるいは、アップストリームチャネルがＰＯＴＳチャネルに隣接して配置され、ダウンストリームチャネルがより高い周波数に配置されてもよい。同様に、ダウンストリームチャネルは、固定周波数または可変周波数のどちらにも配置できる。信号品質パラメータ（ＳＱＰ）は、それぞれ、アップストリームおよびダウンストリームチャネルのための各受信機で算定される。ＳＱＰは、受信されたデータのビット誤り率（ＢＥＲ）またはＳＮＲマージンを算定するために使用される。ＳＱＰは、全信号対干渉比（ＳＩＲ）を考慮に入れ、干渉はバックグラウンドノイズ、漏話、残留符号間干渉、近隣のアップストリームまたはダウンストリームチャネルからの残留エコー、および歪みを含む。加えて、所定の時点で所定のシステムの特定のバンド幅要求に適合させるためにほぼリアルタイムで調節できるという点で、アップストリームおよびダウンストリームチャネルの両方に割り当てられる周波数スペクトルは、融通性がある。これは、ボーレート、変調形式、およびスペクトルの整形を調節することの組合せにより達成される。アップストリームおよびダウンストリームチャネルの搬送周波数が動的に割り当てられているので、ロバスト搬送波取得、再生、および同期アルゴリズムを実施することが必要である。ロバスト搬送波アルゴリズムは、特定の変調形式またはボーレートから独立している伝達されたアップストリームおよびダウンストリーム信号の搬送波再生を可能にする。本発明は、以下の図面の簡単な説明および好ましい実施例の説明から、より明らかになる。図面の簡単な説明図１は、従来技術の周波数スペクトルの図である。図２は、本発明の１実施例による初期周波数スペクトルの図である。図３ａ、３ｂ、および３ｃは、初期化のための異なる実施例を示し、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルの位置を変える、本発明の周波数スペクトルの図である。図４は、本発明の１実施例によるダウンストリームチャネルの幅の増加を示している周波数スペクトルの図である。図５は、１２８ＱＡＭ信号の配列図である。図６は、キャリア再生ループ回路のブロック図である。図７は、キャリアループフィルタ構造のブロック図である。図８は、ＬＯ周波数カウンタのブロック図である。図９は、本発明のキャリア再生アルゴリズムを図示しているフローチャートである。好ましい実施例の詳細な説明図４を参照すると、本発明の１実施例による周波数スペクトル割当てが示される。図４の実施例は、ダウンストリームチャネルをＰＯＴＳチャネルに隣接するように配置し、アップストリームチャネルはダウンストリームチャネルより高い周波数に配置される。加えて、アップストリームチャネルが、ダウンストリームチャネルより上の周波数スペクトルの次の利用可能な部分に配置される。即ち、それは固定された周波数に配置されない。図４に示すように、ＰＯＴＳチャネル２０は、周波数スペクトルの最も低い部分に配置される。ダウンストリームチャネル２２は、ＰＯＴＳの隣に配置される。最後に、アップストリームチャネル２４は、次の有用な周波数部分のダウンストリームチャネル２２に隣接して配置される。トランシーバ初期化は、ローカル、および遠隔トランシーバの間の双方向性の通信セッションを確立するために必要とされる。初期化について、図２は図４の周波数スペクトルを示す。初期化が、インストレーションにおいて、またはユーザ要求があり次第いつでも、またはシステムの状態および要求に基づいてに起きてもよい点に留意する必要がある。本発明の好ましい実施例によれば、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルは、予め定められた周波数でＶＴＵ-ＯＮＵ(VDSL Terminal Unit-Opt ical Node Unit、すなわち中央サイト）、およびＶＴＵ-Ｒ（遠隔サイト）の間の初期通信を可能にするために配置される。この初期化手順は、図３ａに示される。中央サイトからの初期通信は、遠隔サイトを起動させる（スペクトル「１」、図３ａ）。起動した後に、例えば、広帯域のＦＦＴ解析を使用して、遠隔サイトは、通信線のノイズ特性を特徴づける（スペクトル「２」、図３ａ）。それから回線のための特性情報は、遠隔サイトから予め定められたアップストリームチャネルを使用して、中央サイトまで伝えられる。中央サイトで特性情報を受信すると同時に、回線ノイズ特性（スペクトル「３」、図３ａ）に依存して、各々のための可能なバンド幅と同様に、中央サイトはアップストリーム、およびダウンストリーム搬送周波数を決定する。可能なバンド幅を仮定すると、達成されるのを要求されるデータ信号速度は適当な変調形式（例えば１６‐ＱＡＭ、６４‐ ＱＡＭ）、およびボーレートを選択することにより次に確立される。例えば、図３ａ（スペクトル「３」）に示すように、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルは、異なる周波数（例えばＩＳＤＮ、ＡＭ）で作動している他の通信システムからの干渉を避けるために配置される。初期化プロセスは、時間にわたって変わることができる干渉源の効果を考慮に入れるために、後で繰り返すことができる。あるいは、初期化、および回線特性評価は、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルを予め定められた搬送周波数、およびバンド幅に最初に調整することにより実行される。例えば、アップストリームチャネルは低周波に配置でき、ダウンストリームチャネルはより高い周波数に配置される。その後、ダウンストリームチャネルのバンド幅は徐々に増加すし、遠隔サイトはダウンストリームチャネルのビット誤り率を決定するために信号品質パラメータ（ＳＱＰ）解析を実行する。これは、図３ｂに示される。ＳＱＰ解析は、以下で詳細に論議される。最大バンド幅が決定されるまで、このプロセスは繰り返される、すなわち、ビット誤り率（ＢＥＲ）は許容範囲内であるレベルを越えて増加する。更に、また別の実施例においては、初期化、および回線特性評価は、以下のように実行される。図３ｃを参照すると、ダウンストリームチャネル２２は予め定められた最小限のバンド幅にセットされ、アップストリームチャネル２４は、より高い周波数で、ダウンストリームチャネル２２に隣接して配置される。図２に示される位置のアップストリーム、およびダウンストリームチャネル２４、および２２については、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルで占められる周波数スペクトルの部分は信号品質パラメータ（ＳＱＰ）解析を使用して解析され、それは以下で詳細に記載される。本質的に、ＳＱＰ解析は、周波数スペクトルの特別な部分で送信されている信号の信号対雑音比を決定し、スペクトルのその部分と関連する干渉環境を決定する。次に、図３ｃに示すように、アップストリームチャネル２４は周波数で徐々に掃引され、周波数スペクトルのその部分は、複雑なＥＦＴの組合せ、およびここで記載されているＳＱＰ解析を使用して解析される。周波数スペクトルの有用な部分が適切に特徴づけられ、識別されるまで、このプロセスは繰り返される。周波数スペクトルの有用な部分は、適切な信号伝送性能を更に提供する周波数スペクトルの最も高い部分を識別することにより決定される。アップストリームチャネル２４が周波数スペクトルの異なる部分を特徴づけるために周波数において、上昇させられるとき、容認できない信号対ノイズ性能になる第１の部分が必ずしも周波数スペクトルの有用な部分の上限を決定するというわけではない点に留意する必要がある。むしろ、これはスプリアスノイズまたは他の狭帯域無線周波数干渉現象（ＲＦＩ）によってもよく、事実、スペクトルの後続の有用な部分が続くことができる。したがって、それは不十分な性能の第１領域を越えて、周波数スペクトルの特性評価を続けるのに必要である。絶えず不十分な性能がいくつかの連続した領域に対して観測されるならば、一般に、周波数スペクトルの有用な部分の上限が達成される。ダウンストリームチャネル２２のための利用可能なバンド幅を最大にするために、アップストリームチャネル２４は、スペクトルの最後の有用な高い方の部分（図４）に配置できる。これは、大きさにおいて、増加するダウンストリームチャネルが所定のシステム構成の特定のデータ伝送要求を適応させることを可能にする。本発明の多様な実施例に従う初期化または特性評価プロセスは、時間、温度、他の条件によって、特性が変わることができる伝送メディアを特徴づけるために、一定の間隔で繰り返し実行できる。アップストリーム、ダウンストリームチャネル２２、２４が周波数において、それぞれ、あちこち動かされるので、各アップストリーム、およびダウンストリームチャネルを適切に復調するために、素早く正確に搬送周波数を配置することが必要である。これは、詳細に論議されるキャリア再生アルゴリズムを使用して達成される。アップストリームおよびダウンストリームチャネルの位置決め周波数スペクトルのアップストリームおよびダウンストリームチャネルの位置決めは、いくつかの決定を含む。第１に、アップストリームおよびダウンストリームチャネルのうちどちらがより低い周波数に配置されるか、およびどちらがより高い周波数に配置されるか決定されなければならない。第２に、決定は、より高い周波数に配置されるチャネルが固定された搬送波に配置されるか、より低い周波数チャネルを越えて次の利用可能な周波数スペクトルを占めるように動的に調整されるかどうかについて下されなければならない。アップストリームまたはダウンストリームチャネルのうちどちらがより低い周波数を占めるかに関して、この決定は、通信サービスの提供、および特定の設定または環境において、提供されている通信サービスのタイプに基づいて一般に下される。例えば、ビデオオンデマンドまたは交換ディジタルビデオの場合、アップストリームチャネルは制御情報を搬送するために使用され、一方、ダウンストリームチャネルはデータを搬送するために使用される。この種の環境において、目に見えるアーティファクトをもたらすデータエラーに、一般により敏感であるダウンストリームチャネルのための、より低いビット誤り率を有すること要求される。その結果、ダウンストリームチャネルは、より低い周波数（それは、一般により少ない減衰、および他の劣化を経験し、従って、より良い信号対ノイズ性能を示す）に配置され、一方、アップストリームチャネルはより高い周波数に配置される。逆に、ＡＤＳＬ通信の場合、システム設備は、他の通信方式（例えばＩＳＤＮ）の存在を、同じ物理的なケーブルの内部で一般に考慮に入れる。これは、ノイズ、および他の干渉をより低い周波数で一般にもたらす。したがって、この種の状況では、アップストリームチャネルは、より低い周波数に配置され、一方、ダウンストリームチャネルは、他の通信方式の有害な効果を減少させるために、より高い周波数に配置されるる。より高い周波数チャネル（それは、アップストリームまたはダウンストリームチャネルであってもよい）が固定された搬送周波数に配置され留化、より低い周波数より少し上の周波数に動的に配置されるかどうかに関して、この決定は、システム設備、およびケーブルに存在する通信方式のタイプに基づいて再び下される。通信方式のいくつかのタイプがケーブルに存在する所で、各々の異なる方式に対する異なるアップストリームチャネルは特定の周波数範囲の中にあることを強制される。同様に、異なるダウンストリームチャネルは特定の周波数範囲の中にあることを強制され、それはアップストリームチャネルに割当てられる周波数範囲とは異なる。このタイプのチャネル割当ては、同じケーブルにおける異なる導体の間の端部付近の漏話の効果を最小にする。用語「端部付近の」漏話は、効果が端部付近で感じられる信号干渉に言及するために用いる。例えば、電線群「Ａ」のダウンストリームチャネルから電線群「Ｂ」のアップストリームチャネルまでの漏話は、端部付近（すなわちアップストリームチャネル「Ｂ」を受信している中央サイト）で感じられる。同様に、アップストリームチャネル「Ａ」からダウンストリームチャネル「B」への漏話は、ダウンストリームチャネル「B」を受信している遠隔サイトで感じられる。通常の知識を有する当業者に明らかなとき、「遠い端部」漏話は１つのダウンストリームチャネルから他への、または１つのアップストリームチャネルから他への信号干渉を含む。上で議論した信号割当て方式を使用して、アップストリーム、およびダウンストリームチャネルが異なる周波数であったので、端部付近漏話は本質的に除去される。したがって、たとえいかなる漏話があるとしても、それは実質的には影響を有しない。漏話が関心事であるときに、この種の信号割当て方式が使用される。即ち、同じ通信方式（例えばいくつかのＡＤＳＬ通信回線）の信号を搬送する同じ物理的なケーブルの内部に異なる電線群がある。この種の環境において、より高い周波数（アップストリームまたはダウンストリームチャネル）は、固定された周波数範囲に強制され、より低い周波数（ダウンストリームまたはアップストリームチャネル）のバンド幅を動的に追跡しない。これは、１つの電線群のダウンストリーム（またはアップストリーム）チャネルが、もう一つの群のアップストリーム（またはダウンストリーム）チャネルと重なるか一致することを防ぐ。逆に、システム設備が特定のアップストリーム、およびダウンストリーム周波数を使用しているケーブル束の１つの電線群だけを考慮に入れる場合、関心が他の電線群の対向する周波数チャネルを重ねることについてないので、より高い周波数チャネル（アップストリームまたはダウンストリーム）はすぐにより低い周波数チャネル（ダウンストリームまたはアップストリーム）を追跡できる。信号品質パラメータ（ＳＱＰ）ＳＱＰ解析は、信号配列のクラスタ変動の計算から受信された信号対ノイズ（または搬送波対ノイズ）比を決定し、計算された信号対ノイズ比の正当性または精度を決定するためにクラスタ変動を使用する。図５は、１２８-ＱＡＭ信号のための一般的な信号配列を図示する。各点は、特定の位相、振幅状態を表す。１２８-ＱＡＭの場合、各点は、７ビットのデータを表す。クラスタ変動は、それらの理想的なロケーション点のまわりの配列におけるシンボルクラスタの広がりの全配列にわたる統計的測定である。「クラスタ変動」が、実際には従来の「変動」量というよりむしろ標準偏差量である点に留意する必要がある。クラスタ変動は、受信されたシンボルのサンプルセットのｘ、同相または水平軸、図５、およびｙ、直交位相または垂直軸、図５座標のどちらかまたは両方に対して計算される。クラスタ変動はまた信号対ノイズ比、およびノイズマージンの間の関係を与え、それは理想的な配列点から最も送信されそうだったシンボルとして選択される点がある領域のための決定境界への最小距離である。関係は、また配列のサイズ（理想的なシンボルロケーションの数）の関数である。信号対ノイズ比は異なるサイズの配列に対して計算され、それはまた線形の歪み（例えばオフセット（バイアス）、ゲイン不整合、同期角度誤り、およびクワッド角度誤り）を含むことができる。クラスタ変動解析からの搬送波対ノイズ比の有効な決定のために、個々のクラスタを分析することができ、合理的な精度でクラスタ変動を決定できる必要がある。クラスタ変動から決定される搬送波対ノイズ比は、計算された搬送波対ノイズ比の信頼性を決定するために特定の変調タイプのための予め定められた搬送波対ノイズ比限度と比較される。ディジタル復調器において、決定境界は、特に受信されている変調タイプのために確立される。これらの決定境界は、仮の理想的な配列（すなわち少しの歪みものない配列）に基づいている。確立した決定境界を有する受信された信号サンプルとの比較に基づいて、各サンプルは、それがなる決定状態またはシンボルクラスタに対応するビンに割当てられる。Ｘ‐Ｙ座標システムにおいて、ｘは水平座標を表し、ｙは垂直座標を表す。配列スキュー、および回転がない場合、同相の（Ｉ）位相座標はｘ座標に対応し、直交位相の（Ｑ）位相座標はｙ座標に対応する。スキューまたは回転がある場合には、これらの座標は、理想的な条件から逸脱する。各クラスタのために、以下の値が、累積される：（1）クラスタ（ｉ，ｊ）内のサンプルの数：Ｋ_ij（２‐１ａ）、（2）クラスタ（ｉ，ｊ）内のｘ値の総和：（3）クラスタ（ｉ，ｊ）内のｙ値の総和：（4）クラスタ（ｉ，ｊ）内のｘ値の２乗の総和：（5）クラスタ（ｉ，ｊ）内のｙ値の２乗の総和：（6）クラスタ（ｉ，ｊ）内のｘ、およびｙ値の積の総和：ベクトル（振幅‐位相）データを各クラスタの個々のサンプルのために集める際に、サンプルの適切な数は、データの以降の解析の統計的重要性の高いレベルを保証するために得られなければならない。少なくとも、配列クラスタ（または状態）当たり平均１００のサンプルが集められることが、一般に推薦される。したがって、Ｒ‐状態配列のために、少なくとも１００Ｒサンプルが、集められる必要がある。上で定義された用語を使用することにより、以下の統計量が、各クラスタに対して計算される：（1）クラスタ（ｉ，ｊ）のサンプル平均ｘ‐位置：（2）クラスタ（ｉ，ｊ）のサンプル平均ｙ‐位置：（3）クラスタ（ｉ，ｊ）上のｘのサンプル変動：（4）クラスタ（ｉ，ｊ）上のｙのサンプル変動：（5）クラスタ（ｉ，ｊ）に対するｘ、およびｙのサンプル共分散：（6）クラスタ（ｉ，ｊ）の平方自乗平均（ＲＭＳ）サイズ：式（２‐４）から（２‐６）は、母集団変動の不偏推定量を使用する。加えて、クラスタ（ｉ，ｊ）のｘ、およびｙバイアス（即ち、その理想的なロケーションからのクラスタのシフト）は以下のように表される：および従って、全てのクラスタにわたるサンプルの総数は、以下のように表される：ここで、Ｍは、各座標の変調レベルの数である。従って、２乗配列の場合、直交位相の振幅変調された（ＱＡＭ）配列は、Ｒ＝Ｍ²クラスタまたは状態を有する。各座標内の、全てのクラスタにわたるクラスタサイズのサンプル変動は、以下の表現により与えられる：式（２‐１０ａ）、（２‐１０ｂ）の式（２‐４）、（２‐５）を使用することは、全配列に対するクラスタサイズのｘ、ｙ標準偏差を生ずる。これは、以下のように表される：各クラスタ変動上の重み付け(K_ij−1)/(N−M²)は不偏推定量を提供するために必要とされ、各クラスタ内のサンプルの数を説明する。（Ｎ−Ｍ²）は、推定値の自由度の数である。最後に、全配列のためのＲＭＳクラスタサイズは、以下の表現により与えられる：ここで、ｓ_xxij、およびｓ_yyijは、式（２‐４）、（２‐５）により与えられる。ＲＭＳクラスタサイズまたは「クラスタ変動」は、以下の式により与えられる：ここで、Ｎは全てのクラスタにわたるサンプルの総数でり、以下の式により与えられる：式（２‐１３）、（２‐１４）において、ＭはＱＡＭまたはＱＰＲシステムの各座標の変調レベルの数である（それゆえに、ＱＡＭ配列は、Ｍ²個のクラスタまたは状態を有する）。Ｋ_ijは、クラスタ（ｉ，ｊ）のサンプルの数である。また、ｓ² _xyij、ｓ² _yyijは、それぞれ、クラスタ（ｉ，ｊ）のｘ、およびｙにおけるサンプル変動であり、以下の式により与えられる：理想的な（歪みのない）配列のために、搬送波対ノイズ比（ＣＮＲ）は次のようにクラスタ変動と関係がある：ここで、Ｌは配列の起点からのクラスタ中心の平均２乗距離であり、それは変調タイプに依存し、以下の値を取ることを示すことができる。Ｌの値式（２‐１７）では、ｄはノイズマージンであり、即ち、決定境界への（垂直な）最小距離である。正方形の決定領域に対して、如何なる境界でもよい。理想的な、歪みのない配列のためにｄ＝１／２であるので、である。配列と線形歪みがオフセット、ゲイン不整合、同期角度誤り、およびクワッド角度誤りを含んで存在するとき、ＲＭＳ信号振幅はにより与えられ、式（２‐１７）は、となり、ここで、である。ここでは、Ａ_x、Ａ_yはｘ、ｙ方向の配列オフセットであり、一方、Ｂ_xx＝２ｄ_x 、Ｂ_yy＝２ｄ_yは線形ゲイン（即ち、列、行間隔）である。式（２‐１８ａ）の一般的な形式は、配列を１６‐ＱＡＭの固有の実施例から導き出すことにより実際には得られる。１６‐ＱＡＭ配列の場合、Ａ_RMSのための表現は、次のようである：式（２‐２１ａ）は、１６‐ＱＡＭ変調に対して偶然に特定のＬ値を生じる数「１０」を一般項Ｌと交換することにより一般化できることがわかっているので、この式は他の変調タイプに対しても使用できる。この一般化は、上記の式（２ ‐１８ａ）となる。最も一般的な場合では、配列の任意の線形または非線形歪みにより、搬送波対ノイズ比は次のようにクラスタ変動と関係づけられる：ここでは、全配列の平均２乗信号電力でり、全配列のノイズ電力は、推定されたクラスタ中心（式（２‐２）、（２‐３））、および変動ｓ²により表される。ビットエネルギー対ノイズ密度比（Ｅｂ／Ｎ０）が搬送波対ノイズ比（ＣＮＲ）に関係があることは、以下により周知である：ここで、Ｂ_Nはノイズバンド幅（通常ＩＦバンド幅）である、Ｒ_Bはビット率である。Ｗのベースバンドバンド幅に対して、矩形のパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号のための符号間干渉のない伝送のためのナイキスト率または最大ビット率は、であり、ここで、シンボル当たりの送信されたビットｍ＝ｌｏｇ₂Ｍがある。Ｗに対応するＩＦバンド幅は、Ｂ_N＝２Ｗである。したがって、矩形のＰＡＭ信号のために、以下の関係が得られる：各座標のＭレベルを利用している直交型伝送に対して、ｂｉｔ／シンボルがあり、従って、である。ロールオフ因子βを有するナイキストパルス整形により、直交位相変調された信号のためのベースバンドバンド幅は、であり、ここで、f_N=R₈/(2log₂M²)は、ナイキスト周波数（すなわち符号間干渉のない最大シンボル率）であり、本質的にシンボル当たりのビットの数で割られるナイキストビット率である。したがって、ｂｐｓ／Ｈｚまたはである。従って、ＱＡＭのためのビットエネルギー対ノイズ密度比または各座標および任意のナイキストパルス整形のＭレベルを有するＱＰＲ信号は、である。クラスタ変動から搬送波対ノイズ比を決定したので、この表現は、次にビットエネルギー対ノイズ密度比を決定するために使用できる。効果的に搬送波対ノイズ比を決定するためのクラスタ変動解析のために、個々のクラスタを分離して分析することが可能であることが、第１に必要である。ＲＭＳクラスタサイズｓがノイズマージンｄ以上（即ち、ｓ≧ｄ）であるか、または配列歪みがより一般的な場合（即ち、ｓ≧ｄ_rms、であるとき）、個々のクラスタを分析することは可能ではない。実際問題として、ｓ≧ｋｄであるとき、個々のクラスタを分析することは、多分可能でないだろう。ここで、ｋは、範囲０．５＜ｋ＜１．０の数である。ｓ＝ｋｄであるとき、であり、デシベルでは以下のように表されることができる：式（２‐３４）の表現は、次に、周波数スペクトルの特定の部分を解析するために使用される。即ち、スペクトルの各特定の部分と関係がある干渉およびノイズ環境を決定するために使用される。許容範囲内であるビット誤り率（ＢＥＲ）になって、ＣＮＲを制限することは、下記の表１に記載したように、各変調タイプに対してｋおよびパラメータＬの関数として計算できる。ｋの仮の制限する値が減少するとき、それが意味があるようにクラスタ変動を決定するために可能でないクラスタの最大サイズが減少する点に留意する必要があり、したがって、それが意味があるようにクラスタ変動を決定するために可能でない最小のＣＮＲは、増加する。ＲＭＳクラスタサイズがｋｄより小さい場合、ＣＮＲは要求された最小値より大きい。従って、より低い品質の信号（より低いＣＮＲ）は正確かつ信頼できるように処理できるので、ｋは大きいほど良い。ｋが選択される数ではなく、むしろ実験的に決定されるか、または高度な統計的テクニックを使用して推定されることは更に強調されなければならない。表１（クラスタ変動解析が無効である搬送波対ノイズ比の制限）２乗クラスタの各座標内のサンプルの通常の分布の場合、ｓ＝ｄ（ｋ＝１．０）であるとき、サンプルの３１．７％がクラスタ決定領域の外側になり、隣接するクラスタからのサンプルの３１．７％が関心のある決定領域内になることが計算できる。これは同様に、ｓの推定された値の６３％（２つの３１．７％の誤りの総和）のオーダの大きな誤り、クラスタ変動内の１２７％のオーダの誤り、および計算されたＣＮＲの３．５ｄＢのオーダの対応する誤りの原因となる。同様に、ｋ＝０．７５のとき、クラスタ変動の誤りは２７％のオーダであり、ＣＮＲの誤りは１．０ｄＢのオーダである。ｋ＝０．５のとき、クラスタ変動の誤りは９％のオーダであり、ＣＮＲの誤りは０．４ｄＢのオーダである。したがって、いかなるｋ≦１に対するクラスタ変動を計算することも可能であるが、ＣＮＲ計算の過大な誤りを避けるために、ｋ≦０．５（ｓ≦０．５ｄ）であることを推薦する。また、表１から、ｋが減少する（より隙間がないクラスタ）とき、クラスタ変動の計算、およびＣＮＲの以降の評価がより高いＣＮＲにだけ有効である考えられることは、明らかである。予想されるように、より高次の配列は、有効なクラスタ変動を計算することを許すためにより高次のＣＮＲを要求する。搬送波再生アルゴリズム搬送波再生は、それぞれ、アップストリームまたはダウンストリームチャネル２４、２２に対する搬送周波数を配置するために使用される。これらのチャネルの各々が周波数において、動き回るとき、それはアップストリーム、ダウンストリームチャネルを適切に復調するためにすばやく、正確に搬送波チャネルを配置する必要がある。搬送波再生回路内の重要な部品は、図６に示される。搬送波再生回路の個々の部品は、最初に記載されている。個々の部品の相互作用、および動作は、後に記載されている。図６を参照すると、使用されている変調方式のタイプが入力されたとき、搬送波表ジェネレータ６０は受信し、同様にその変調方式のための誤り領域を発生する。例えば、これらの誤り領域は、ロバスト領域距離、同期領域距離またはＰ／Ｆ領域距離であってもよい。搬送波表ジェネレータはまた、特定の変調方式のための決定閾値までの距離を発生する。本質的にルックアップテーブルである搬送波誤り表７４に、搬送波表ジェネレータ６０の出力は、記憶される。ベースバンド（ＢＢ）コンバータ６２へのＩＦ、アナログ−デジタルコンバータ６４、ＦＩＲフィルタ６６、およびイコライザ６８は、同相および直交位相の（Ｉ／Ｑ）信号で作動する。単純化のために、これらの部品の１つのセット（例えばＩ信号）だけが示される。これらの部品は、Ｑ信号を処理するために複製される。ループバンド幅を増加する（例えば、アナログサービスチャネルを有する信号を適応させるために図６に示されるループの遅れ時間を減少させる）ために、バイパスセレクタスイッチ６９の制御の下に、ＦＩＲ６６および／またはイコライザ６８を通るパイプライン遅れは、バイパスすることができる。バイパス選択は、ＤＳＰ７２により制御される。ＤＳＰにより選択の後、デジタル化されたアナログ信号は、搬送波誤りルックアップテーブル７４に対する入力信号として使用される。搬送波誤りルックアップテーブル７４は、Ｉ、Ｑ信号から入力を受信し、位相誤りを決定するために２次元のルックアップを実行する。搬送波誤りルックアップテーブル７４の位相誤り出力は、オフセットバイナリー形式の８ビットのワードである。受信された信号が使用されている特定の変調タイプに対して受信された信号の値を決定する決定閾値まで半分の距離（またはある他の予め指定された距離）内にある場合、この位相誤りワードは、受信された信号と理想的な配列点の間の位相誤りである。あるいは、受信された信号が決定閾値の半分の距離だけ外側にある場合、位相誤りワードは、受信された信号とＳＡＴＯ（周知のイコライザ適合アルゴリズム）点の間の位相誤りである。ルックアップテーブルからの他の出力は、位相／周波数（Ｐ／Ｆ）領域ビット、ロバスト（Ｒ）領域ビット、および搬送波同期領域（禁止帯）ビットを含む。これらの出力は、それぞれ、受信された信号が特定の配列点のためのＰ／Ｆ領域の内部にあるか、特定の配列点のためのロバスト領域内にあるか、または配列全体のための「禁止帯」内部にあるかどうかを示し、それらは特定の変調タイプのための配列の許容された境界の外側にある。例えば、正方形の配列形を有するＱＡＭタイプ変調方式の場合、搬送波同期領域は、受信された信号が正方形配列を越える領域にあるか、即ち、配列が以下で論議されるように回転しているかどうかを示す。これらの出力は、"New Phase & Frequency Detectors for Carrier Recover y in PSK & QAM Systems"，H．Sari & S．Morida，IEEE Transactions on Commu nications，Vol．36，No.9，September 1988、"A New Class of Frequency Dete ctors for Carrier Recovery in QAM Systems"，H．Sari，L．Desperben，S．Mo rita，ICC Proceedings of the International Communications Conference 198 6、"Robust Control of Decision Directed Loops"，M.H．Meyers，ICC Proceed ings of the International Communications Conference 1989、に記載されている従来の適合アルゴリズムで使用され、それらの内容は、ここで引用される。これらの出力は、搬送波誤りＦＰＧＡ７０の第２部分に戻される。搬送波同期領域は、受信された信号が正方形パターンの内部にあるか外部にあるかを示す１ビットのデータ信号である。ＱＡＭ型変調の場合、搬送波が適切に同期させられないとき、正方形配列は回転しており、円形になる。円形（またはＰＳＫ）変調のために、パターンのような角度セクターが、その代わりに使用される。搬送波誤りＦＰＧＡ７０は、搬送波同期強度ワードを引き出すために、数多くの受信された信号に対するこの搬送波同期領域ビットを累積する。次に、搬送波同期強度ワードは、初期または速い搬送波同期状況を示すためにＤＳＰ７２によって、セットされる予め定められた閾値（搬送波誤りＦＰＧＡ７０の内部）と比較される。この速い搬送波同期ステータスビットは、シンボルタイミング再生機能により使用される（図示せず）。ＤＳＰ７２はまた、同期強度ワードを平均することができ、より信頼できる搬送波同期状況指示を発生させるために、異なる閾値に対してそれを比較できる。以下の条件が満たされる場合だけ、ＤＳＰ７２は搬送波同期状況信号を使用可能にし、搬送波同期ＬＥＤ７６をオンにする：(a)信号が、存在する、（b）ループが、周波数検索モードではない、そして(c)同期強度ワードは、予め定められた閾値を上回る。この搬送波同期状況はまた、回路（図７）のアナログ区画に渡される。ループが適当な同期条件にあるとき、アナログ搬送波ループフィルタ８０は公称のゲインで作動する。ループが適切に同期させられないとき、以下で論議されるように、ループフィルタゲインは増加する。ＤＳＰ７２は、適当な同期条件が達成されたか否かについて、決定を下す。搬送波誤りＦＰＧＡ７０により実行される処理は、上で議論したSari，Meye rsの参考文献に更に十分に記載されているように、位相／周波数（Ｐ／Ｆ）アルゴリズム、ロバストアルゴリズム、または決定指向（ＤＤ）アルゴリズムのいずれかにより実行される。受信されたデータ信号が最適のデータ位置に対してあるところに基づいて、特定のアルゴリズムが、選択される。ＤＳＰ７２により選択される特定のアルゴリズムは、ＡｌｇＳｅｌ制御信号により示される。特定のアルゴリズムを選択するための基準は、詳細に以下で論議される。図９を参照すると、本発明によるＤＳＰ７２における搬送波再生アルゴリズムの使用を示しているフローチャートを示す。図示されるプロセスは、本質的に「粗い」〜「細かい」アプローチである。第１に、ＶＣＯ８８（図６）が、搬送周波数の検索の一部として、周波数において、段階的に変更される所で、プロセスはステップ２００から始まり、ステップ２０２に続く。次に、ステップ２０４で、受信された信号がＰ／Ｆ領域内にあるかどうか決定される。受信された信号がＰ／Ｆ領域内にある場合、ＤＳＰ７２は、搬送波誤りＦＰＧＡ７０に、搬送波誤りワードとして前の位相誤り（前の受信された信号から）を出力させる。次に、ステップ２０６で、累積された同期領域信号は、それが適当な搬送周波数同期を表している予め定められた閾値を越えるかどうか見るためにチェックされる。搬送周波数が適切に同期させられない場合、システムはＶＣＯ８８が周波数において、段階的に変更されるステップ２０２にループバックし、プロセスは繰り返される。ステップ２０６で搬送波同期周波数が適切に決定されたと決定される場合、システムは、次に、受信された信号がロバスト領域内にあるかどうか決定されるステップ２０８へ進む。受信された信号がロバスト領域内にある場合、誤りは搬送波誤りワード信号の出力でない。あるいは、受信された信号がロバスト領域の外側にある場合、現在の受信された信号のための位相誤りは、搬送波誤りワード信号として出力される。それから、ステップ２１０で、累積された同期領域信号は、それが第１閾値より高い第２の予め定められた閾値を越えるかどうか見るためにチェックされる。累積された同期領域信号がこの第２の閾値を越えない場合、システムはＶＣＯ８８が周波数において、再度段階的に変更されるステップ２０２にループバックする。あるいは、システムは次にステップ２１２へ進み、搬送波誤りワードとして現在の位相誤りを出力する。次にシステムは、それが累積された同期領域信号が第３の、より高次でさえある閾値を越えるかどうか見るためにチェックするステップ２１４に続く。もしそうならば、システムは適切に同期させられて、ステップ２１２（即ち、定常状態同期）にループバックする。あるいは、第３閾値が越えられない場合、システムはステップ２１６へ進み、最後の有効な同期周波数を検索し、適当な同期周波数を得るために上記のプロセスを繰り返すためにステップ２０４にループバックする。搬送波誤りＦＰＧＡ７０から出力される搬送波誤りワードは、最初にＤ／Ａコンバータ８２に通され、次に搬送波ループフィルタ８０に渡される。ループフィルタ８０の構造は、図７で詳細に示される。図７を参照すると、搬送波誤りは、乗除Ｄ／Ａ（ＭＤＡＣ）コンバータ１００により減衰させられる。ＭＤＡＣ１００の減衰は、ＤＳＰ７２によって、搬送波ループゲイン自己信号を経由して制御される。追跡の間の最適な搬送波ループゲインは、シンボル率、変調、および入力バイパスの関数である。最適の搬送波ループゲインの表は、動作条件の各セットに対して経験的に決定される。搬送波が同期していないとき、ゲインは搬送波ループバンド幅を広くするために増加しなければならない。ＭＤＡＣ１００を通過した後に、搬送波誤り信号は、比例プラス積分ループフィルタ１０２によりフィルターをかけられる。ＶＣＯ８８とループフィルタは、２次制御ループである搬送波ループになる。ループフィルタ積分器１０３がリセットされるとき、搬送波ループは効果的に１次ループだけになる。ループフィルタ８０から出る出力は、加算器８６を使用して、局部発振器（Ｌ０）周波数を設定しているＤＡコンバータ８４の出力と共に合計される。ＤＡコンバータ８４の目的は、初期セットアップの間にＶＣＯ８８の公称動作周波数をセットし、周波数検索の間にＶＣＯ８８の動作周波数をスイープすることである。ＤＡコンバータ８４により実行される周波数設定およびスイープは、（ルックアップテーブルの助けを借りて）ＤＳＰ７２の管理下にある。ループ積分器がリセットされるとき、この機能を実施するためのＤＳＰ７２により使用されるルックアップテーブルは、Ｄ／Ａ設定および出力周波数の関数として、ＶＣＯの周波数−電圧転送機能を含む。このルックアップテーブルの内容は、一般に経験的に決定される。加算器８６の出力は、ＶＣＯ８８への入力として提供される。本発明の好ましい１実施例において、ＬＯ周波数は、７０ＭＨｚであるように選ばれる。しかし、ＶＣＯ８８のパラメータを変化させることにより、ＬＯ周波数は、最小限の追加的変化で、１４０ＭＨｚまたは１６０ＭＨｚにセットできる。ＶＣＯ８８によって、発生するＬＯ周波数は、ミキサー６２によって、中間周波数（ＩＦ）信号をベースバンド（ＢＢ）に変換するために使用される。ＬＯ周波数カウンタ１２０は、搬送波獲得および再取得プロセスを容易にするために使用される。このカウンタのブロック図は、図８に示される。カウンタ１２０は従来の周波数差カウンタ（通常の知識を有する当業者にとって周知の）を使用して実施されることができる。そして、それは基準発振器周波数（ＲＥＦＦＲＥＱ）とＶＣＯ８８によって、発生するＬＯ周波数（ＬＯＦＲＥＱ）の間の周波数差をカウントする。プリスケーラ値（ＲＥＳＳＥＬ）は、測定時間と同様にカウントする周波数分解能を選択するために使用される。以下で表２に示すように、周波数分解能と測定時間が反比例する点に留意する必要がある。図８に示される実施例において、１６ビットカウンタが実施され、それはオーバフローの場合にゼロであることを強制される。ＬＯ周波数は、以下の公式を使用して、ＤＳＰによって、計算できる： LO freq=3D（(count+D)*P*Ref）I（N*res_sel）ここで、カウント=周波数差カウンタの出力、ＬＯＦＲＥＱが７０ＭＨｚである場合はD＝３、またはＬＯＦＲＥＱが１４０か１６０ＭＨｚである場合はD＝８、ＬＯＦＲＥＱが７０ＭＨｚである場合はＰ＝４、またはＬＯＦＲＥＱが１４０か１６０ＭＨｚである場合はＰ＝８、Ｒｅｆ=実際の基準周波数またはＲＥＦＦＲＥＱ（例えば、１ＭＨｚ）、Ｎ=１から１６まで変動する基準周波数分割値、ｒｅｓ＿ｓｅｌ＝分解能選択（表２を参照のこと）であり、それは、２¹ から２⁸へのプリスケーラ値である。周波数基準（ＲＥＦＦＲＥＱ）は、カウント時間とカウント分解能の間の許容範囲内であるトレードオフを提供するために前段で計数される。ＤＳＰは、周波数検索の間、より速いアップデートを使用して、ＬＯ周波数を読むために選択でき、次に、搬送波が同期された後、より高次の分解能に切り替えられる。７０ＭＨｚに対する分解能とカウント時間の実施例は、以下で表２に示される。表２（分解能の実施例と７０ＭＨｚ搬送波に対するカウント時間）ここで記載されている好ましい実施例では、搬送波ループは、＋／−２００ｋＨｚの範囲の搬送波を得るために特定される。表３は、ＬＯ周波数カウント、搬送波同期状況、および動作の対応するＤＳＰコースの条件を以下で示す。ＬＯ周波数カウントが０であるとき、これはカウンタ１２０があふれたこと、および周波数分解能が減少させられなければならないことを表す。ＬＯ周波数カウントが７０ＭＨｚ＋／−２００ｋＨｚの範囲であるとき、ＬＯ周波数カウントは範囲内であると言われる。ＬＯ周波数が範囲内であり、搬送波同期ステータスビットがセットされる場合、これは、搬送周波数の分解能を改良するために、搬送波が同期させられ、カウント分解能が高く設定されなければならないことを表す。ＬＯ周波数が範囲内搬であり、搬送波同期ステータスビットが設定されない場合、これは、搬送波が同期させられないこと、および測定時間を減少させて同期をより早く達成するために周波数カウンタの分解能が減らされなければならないことを表す。次に、ＬＯ周波数がこの範囲の外側にあり、搬送波が既に同期している場合、搬送波ループが間違って同期していることがあり得る。ＬＯ周波数カウントが＋／−２００ｋＨｚの外部でループが同期していない場合、ＶＣＯ積分器は飽和したと仮定され、即ち、正か負の供給電圧レールである。この条件が起きるとき、積分器が再びスタートできるために、ＤＳＰ７２はリセット積分器コマンドを出す必要がある。表３（ＬＯ周波数カウントに基づくＤＳＰ応答）当業者であれば本発明の範囲および原理を逸脱せずに、本発明を様々に修正および変更できることは理解できよう。したがって、本発明は上述した例示的な実施例に限定されるものではない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】 1. 通信システム周波数スペクトル内でアップストリームおよびダウンストリームの通信チャネルを可変的に割り当てるための方法であって、前記周波数スペクトルの少なくとも一部の信号特性を特徴づけるステップと、前記ダウンストリーム通信チャネルのための周波数スペクトルの第１部分を割り当てるステップと、前記アップストリーム通信チャネルのための周波数スペクトルの第２部分を割り当てるステップと、前記第１部分および前記第２部分が、前記周波数スペクトルの前記信号特性に従って前記周波数スペクトルに動的に配置されるステップとを含むことを特徴とする前記方法。 2. 請求項１に記載の方法であって、前記特徴づけるステップが前記通信周波数スペクトルの有用な部分を決定し、前記特徴づけるステップは、前記通信システム周波数スペクトルの有用な部分を識別するステップを含み、前記識別するステップが、（a）前記通信システム周波数スペクトルの選択された部分に対する信号対ノイズマージンおよびビット誤り率の少なくとも１つを受信された信号のために評価するステップと、（b）前記信号対ノイズマージンが予め定められた信号対ノイズマージン閾値を上回るかどうか、および前記ビット誤り率が予め定められたビット誤り率閾値未満かどうか、の少なくとも一つを前記選択された部分のために決定するステップと、（c）前記信号対ノイズマージンが前記予め定められた信号対ノイズマージン閾値を上回らない場合、または、前記ビット誤り率が前記予め定められたビット誤り率閾値未満の場合、の少なくとも１追加時間、ステップ(b)を繰り返すステップと、（d）前記通信システム周波数スペクトルの前記選択された部分を異なる周波数部分へシフトし、かつ前記決定ステップが、前記予め定められた信号対ノイズマージン閾値未満の前記信号対ノイズマージンと予め定められた数の繰り返しのための前記予め定められたビット誤り率閾値を上回っている前記予め定められたビット誤り率との少なくとも１つを指示するまでステップ(a)、(b)及び(c) を繰り返すステップとを含み、前記通信システム周波数スペクトルの前記有用な部分が前記通信システム周波数スペクトルの選択された部分に対応し、このために前記決定ステップは前記信号対ノイズ比マージンが前記予め定められた信号対ノイズ比閾値より大きいかまたは前記ビット誤り率が前記予め定められたビット誤り率閾値未満であるかの少なくともひとつであることを示す前記方法。 3. 請求項２に記載の方法であって、前記シフトステップが前記選択された部分を高い周波数部分へシフトさせる前記方法。 4. 請求項２に記載の方法であって、前記シフトステップが高い周波数部分及び低い周波数部分を含むように前記選択された部分をシフトさせる前記方法。 5. 請求項１に記載の方法であって、前記アップストリーム通信チャネルが、前記ダウンストリーム通信チャネルに対してより低い周波数に配置される前記方法。 6. 請求項５に記載の方法であって、前記ダウンストリーム通信チャネルが固定周波数に配置される前記方法。 7. 請求項５に記載の方法であって、前記ダウンストリーム通信チャネルが前記アップストリーム通信チャネルに対して次のより高い周波数に配置される前記方法。 8. 請求項１に記載の方法であって、前記ダウンストリーム通信チャネルが前記アップストリーム通信チャネルに対してより低い周波数に配置される前記方法。 9. 請求項８に記載の方法であって、前記アップストリーム通信チャネルが固定周波数に配置される前記方法。 10. 請求項８に記載の方法であって、前記アップストリーム通信チャネルは、前記ダウンストリームの通信チャネルに対して次のより高い周波数に配置される前記方法。 11. 請求項２に記載の方法であって、前記第１部分および前記第２部分を割り当てるステップが動的に行われて、前記通信システム周波数スペクトルの有用な部分の可変量を前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルに割り当て、予め選択されたバンド幅要求に適合させる前記方法。 12. 請求項２に記載の方法であって、前記識別ステップが周波数スペクトルを特徴づけるために周期的に繰り返されて、変化しているノイズまたは干渉状態に基づいて前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルを再度割り当てる前記方法。 13. 請求項２に記載の方法であって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルの少なくとも一つは、大きさが可変である前記方法。 14. 請求項２に記載の方法であって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルは、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルと関連がある予め定められたデータ伝送品質レベルに応じて比較的高いか低い周波数に配置される前記方法。 15. 請求項２に記載の方法であって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルが、特定のデータ伝送媒体における通信サービスの供給に応じて比較的高いか低い周波数に配置される前記方法。 16. 請求項２に記載の方法であって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルが、特定のデータ伝送媒体における通信サービスの供給に応じて固定あるいは可変の周波数に配置される前記方法。 17. 請求項２に記載の方法であって、前記評価ステップが受信された信号配列のためのクラスタ変動を計算するステップを含む前記方法。 18. 請求項１７に記載の方法であって、前記クラスタ変動に基づいて搬送波対ノイズ比を計算するステップを更に含む前記方法。 19. 請求項１８に記載の方法であって、前記搬送波対ノイズ比Ｃ／Ｎは、次の関係に従って前記クラスタ変動から計算される：ここで、は、評価されたクラスタの中心によっ表現される全配列の平均平方信号の電力であり、前記変動ｓ²は全配列のノイズ電力である、前記方法。 20. 請求項１９に記載の方法であって、前記方法は、次の関係に応じて最小限の許容範囲内の搬送波対ノイズ比Ｃ／ＮＭＮを計算するステップを更に含み：ここで、ｋは、範囲０．５＜ｋ＜１．０内のクラスタ堅固パラメータであり、ｄは、配列における特定のクラスタのためのノイズマージンであり、Ｌは、変調依存パラメータであり、前記周波数スペクトルの各々の選択された部分のための計算された搬送波対ノイズ比Ｃ／Ｎを最小限の許容範囲内である搬送波対ノイズ比Ｃ／ＮＭＩＮと比較して、計算された搬送波対ノイズ比Ｃ／Ｎの精度を決定する前記方法。 21. 請求項１９に記載の方法であって、ここで、クラスタ変動は、次の関係に従って計算される前記方法： 22. 請求項２に記載の方法であって、前記方法は、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルのうちの少なくとも１つを適切に復調するための搬送波周波数を配置するために、搬送波再生手順を行うステップを更に含み、前記搬送波再生手順が、（e）信号配列内の各点のための決定閾値に対して誤差領域および距離を決定するステップと、（f）搬送波周波数を設定するステップと、（g）各受信された信号点のために、受信された信号点および理想点位置の間の位相誤差を決定するステップと、（h）各受信された信号点のために、受信された信号が前記対応する理想的な信号点位置を囲んでいる予め定められた領域内にあるかどうか指し示している搬送波ロック領域ビットを発生するステップと、（i）配列ロック信号を決定するために前記信号配列内の複数の点のための前記搬送波ロック領域ビットを蓄積するステップと、（j）前記配列が適切にロックされるように、復調のための適当な搬送波周波数が達成されたかどうか指し示すために前記配列ロック信号を予め定められた閾値と比較するステップと、（k）前記比較ステップが前記ステップが前記適当な搬送波周波数が達成されなかったことを示す場合には、前記搬送波周波数は＋１増加されて、プロセスはステップ（ｇ）から始まって繰り返されるステップとを含んでいる前記方法。 23. 信号流れを適切に復調するための搬送波周波数を配置するために搬送波再生手順を行う方法であって、前記搬送波再生手順が、（a）前記搬送波周波数を初期周波数に設定するステップと、（b）前記受信された信号の流れを復調するステップと、（c）各受信された信号のために、前記受信された信号が前記受信された信号に対応する理想的な信号点と関係がある第１予め定められた誤差領域に入るかどうかを決定するステップと、（d）前記受信された信号が前記第１予め定められた領域内にない場合には、前記搬送波周波数が修正されて、プロセスはステップ（ｃ）から始まって繰り返されるステップと、（e）各受信された信号点のために、受信信号点と理想信号点位置との間の位相誤差を決定するステップと、（f）各受信された信号点のために、前記受信された信号が前記対応する理想的な信号点位置を囲んでいる前記第１予め定められた誤差領域内にあるかどうかを指し示している搬送波ロック領域ビットを発生するステップと、（g）配列ロック信号を決定するように前記信号配列内の複数の点のための前記搬送波ロック領域ビットを蓄積するステップと、（h）前記配列が適切にロックされているかどうかを指し示すために前記配列ロック信号を第１予め定められた閾値と比較するステップと、（i）前記配列が適切にロックされてない場合には、前記搬送波周波数が修正されて、プロセスがステップ（ｃ）から始まって繰り返し、他に、前記受信された信号が第２の予め定められた誤差領域内にあるかどうかを決定するステップと、ここで、前記第２の予め定められた誤差領域は、前記第１予め定められた誤差領域より小さい、（j）前記受信された信号が前記第２の予め定められた領域内にない場合には、前記搬送波周波数は修正されて、プロセスはステップ（ｃ）から始まって繰り返されるステップと、（k）前記受信された信号が前記第２の予め定められた領域内にある場合には、前記配列ロック信号は、前記配列が適切にロックされるかどうか指し示すために第２の予め定められた閾値と比較されるステップと、（l）前記配列が適切にロックされていない場合には、前記周波数は修正されて、プロセスはステップ（ｃ）から始まって繰り返されるステップと、（m）他に、受信された信号の位相誤差は、現在の位相誤差としての出力されるステップと、（n）前記配列が適切にロックされるかどうかを指し示すために前記配列ロック信号を第３予め定められた閾値と比較するステップと、（o）前記配列が適切にロックされている場合には、受信された信号の位相誤差は、現在位相誤差として出力されて、プロセスはステップ（ｍ）までループバックするステップと、（p）他に、前記搬送波周波数は、最後の有効なロック周波数に設定されて、プロセスがステップ（ｃ）から始まって繰り返されるステップと、を含んでいる前記方法。 24. 通信システム周波数スペクトル内のアップストリーム及びダウンストリームチャネルを可変的に割り当てるためのシステムであって、前記周波数スペクトルの少なくとも一部分の信号特性を特徴付ける信号特徴付け回路と、ダウンストリーム通信チャネルのための周波数スペクトルの第１部分とアップストリーム通信チャネルのための周波数スペクトルの第２の部分とを割り当てる信号割当て回路と、前記周波数スペクトルの信号特性に応じて前記周波数スペクトルに動的に配置されている前記第１および第２の部分とを有する前記システム。 25. 請求項２４に記載のシステムであって、前記システムが、周波数スペクトルの有用な部分を決定するための回路を更に含み、（a）前記通信システム周波数スペクトルの選択された部分のための信号対ノイズマージンとビット誤り率との少なくとも一つを受信された信号のために受信機位置で評価する信号評価回路と、（b）前記信号対ノイズマージンが予め定められた信号対ノイズマージン閾値を上回るかどうか、および前記ビット誤り率が予め定められたビット誤り率閾値未満かどうかの少なくとも一つを前記選択された部分のために決定する誤差評価回路と、（c）誤差評価回路が前記予め定められた信号対ノイズマージン閾値未満の前記信号対ノイズマージンと予め定められた数の繰り返しのための前記予め定められたビット誤り率閾値を上回っている前記ビット誤り率との少なくともひとつを指示するまで、前記通信システム周波数スペクトルの前記選択された部分を次の隣接する周波数部分へシフトして、信号評価回路および誤差評価回路を動かす信号シフト回路と、を含んでいて、前記通信システム周波数スペクトルの前記有用な部分が前記通信システム周波数スペクトルの選択された部分に対応し、このために、前記誤差評価回路は、前記信号対ノイズ比マージンが前記予め定められた信号対ノイズ比閾値より大きいか、または前記ビット誤り率が前記予め定められたビット誤り率閾値未満かのうちの少なくとも１つであることを示す前記システム。 26. 請求項２５に記載のシステムであって、前記信号評価回路および誤差評価回路は、予め選択されたバンド幅要求に適合させるために前記通信システム周波数スペクトルの可変量の有用な部分を前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルに割り当てるように動的に動かされる前記システム。 27. 請求項２５に記載のシステムであって、前記信号評価回路および誤差評価回路は、周波数スペクトルを特徴づけて、変化しているノイズまたは干渉状態に基づく前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルを再割当するために周期的に動かされる前記システム。 28. 請求項２５に記載のシステムであって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルの少なくとも１つは大きさが可変である前記システム。 29. 請求項２５に記載のシステムであって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルは、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルと関連がある予め定められたデータ伝送品質レベルに応じて比較的により高いあるいはより低い周波数に配置される前記システム。 30. 請求項２５に記載のシステムであって、前記アップストリームおよびダウンストリーム通信チャネルは、特定のデータ伝送媒体における通信サービスの供給に応じて比較的により高いあるいはより低い周波数に配置される前記システム。 31. 請求項２５に記載のシステムであって、前記誤差評価回路が、受信された信号配列のためのクラスタ変動を計算する前記システム。 32. 請求項３１に記載のシステムであって、前記誤差評価回路が前記クラスタ変動に基づいて搬送波対ノイズ比を計算する前記システム。 33. 請求項３２に記載のシステムであって、前記搬送波対ノイズ比Ｃ／Ｎは、次の関係に従って前記クラスタ変動から計算される：ここで、は、算定されたクラスタ中心に関して表現される全配列の平均平方信号の電力であり、前記変動ｓ²は全配列のノイズ電力である前記システム。 34. 請求項３３に記載のシステムであって、前記誤差評価回路は、次の関係に従って最小限の許容範囲内である搬送波対ノイズ比Ｃ／ＮＭＩＮを計算する：Ｃ／ＮＭＩＮ＝Ｌｄ²／２（ｋｄ）²＝Ｌ／２ｋ² ここで、ｋは、範囲０．５＜ｋ＜１．０内のクラスタ堅固パラメータであり、ｄは、配列内の特定のクラスタのためのノイズマージンであり、Ｌは、変調依存しているパラメータであり、前記誤差評価回路が、周波数スペクトルの各選択された部分のための計算された搬送波対ノイズ比Ｃ／Ｎを最小限の許容範囲内である搬送波対ノイズ比Ｃ／ＮＭＮと比較して前記計算された搬送波の精度を決定する、前記システム。 35. 請求項３３に記載のシステムであって、クラスタ変動ｓが、次の関係に従って計算される前記システム： 36. 請求項２５に記載のシステムであって、前記システムが、更に前記アップストリーム通信チャネルおよびダウンストリーム通信チャネルのうちの少なくとも１つを適切に復調するための搬送波周波数を配置する搬送波再生回路を更に含み、前記搬送波再生回路は、（e）信号配列内の各点のための決定閾値に対して誤差領域および距離を決定するための手段と、（f）搬送波周波数を設定するための手段と、（g）各受信された信号点のために、受信された信号点および理想信号点位置との間に位相誤差を決定するための手段と、（h）各受信された信号点のために、受信された信号が前記対応する理想的な信号点位置を囲んでいる予め定められた領域内にあるかどうか指し示している搬送波ロック領域ビットを発生するための手段と、（i）配列ロック信号を決定するために前記信号配列内の複数の点のための前記搬送波ロック領域ビットを蓄積するための手段と、（j）前記配列が適切にロックされるように、復調のための適当な搬送波周波数が達成されたかどうか指し示すために前記配列ロック信号を予め定められた閾値と比較するための手段と、を含んでいて、（k）前記比較するステップが前記適当な搬送波周波数がなかった達成されかったことを示す場合には、前記搬送波周波数は＋１増加されて、要素（ｇ）から（ｊ）が動かされる前記システム。 37. 信号流れを適切に復調するための搬送波周波数を配置するために搬送波再生手順を行うシステムであって、前記搬送波再生システムが、（a）前記搬送波周波数を初期周波数に設定するための手段と、（b）前記受信された信号流れを復調するための手段と、（c）各受信された信号のために、前記受信された信号が前記受信された信号に対応する理想的な信号点と関係がある第１予め定められた誤差領域内に入るか否かを、決定するための手段と、（d）前記受信された信号が前記第１予め定められた領域内にない場合には、搬送波周波数修正手段は前記搬送波周波数を修正するように動かされて、要素（ｃ）が動かされ、（e）各受信された信号点のために、前記受信信号点と理想信号点位置との間の位相誤差を決定するための手段と、（f）各受信された信号点のために、前記受信された信号が前記対応する理想的な信号点位置を囲んでいる前記第１予め定められた誤差領域内にあるかどうかを指し示している搬送波ロック領域ビットを発生するための手段と、（g）配列ロック信号を決定するように前記信号配列内の複数の点のための前記搬送波ロック領域ビットを蓄積するための手段と、（h）前記配列が適切にロックされているかどうかを指し示すために前記配列ロック信号を第１予め定められた閾値と比較するための手段と、（i）前記配列が適切にロックされてない場合には、前記搬送波周波数修正手段が前記周波数を修正するように動かされて、要素（ｃ）が動かされ、他に、前記決定するための手段は、前記受信された信号が第２の予め定められた誤差領域内にあるかどうかを決定するように動かされ、ここで、前記第２の予め定められた誤差領域は、前記第１予め定められた誤差領域より小さい、（j）前記受信された信号が前記第２の予め定められた領域内にない場合には、前記搬送波周波数修正手段は前記搬送波周波数を修正するように動かされて、要素（ｃ）が動かされ、（k）前記受信された信号が前記第２の予め定められた領域内にある場合には、前記比較するための手段は前記配列が適切にロックされているかどうかを示すために前記配列ロック信号を第２の予め定められた閾値と比較するように動かされ、（l）前記配列が適切にロックされてない場合には、前記搬送波周波数修正手段は前記周波数を修正するように動かされて、要素（ｃ）が動かされ、（m）他に、手段は、現在の位相誤差として前記受信された信号の位相誤差を出力するために動かされ、（n）前記比較するための手段は、前記配列が適切にロックされるかどうか指し示すために前記配列ロック信号を第３予め定められた閾値と比較するように動作し、（o）前記配列が適切にロックされている場合には、前記位相誤差出力手段は、現在の位相誤差として受信された信号の位相誤差を出力するように動かされて、要素（ｍ）が動かされ、（p）他に、前記搬送波周波数修正手段は、最後の有効なロック周波数に対して搬送波周波数を修正するように動かされて、要素（ｃ）が動作かされる、ように構成される前記システム。