JP2002527949A - Ａｍコンパチブルデジタル音声放送信号の復調及び等化方法及び装置 - Google Patents
Ａｍコンパチブルデジタル音声放送信号の復調及び等化方法及び装置Info
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
本発明の復調及び等化方法は、第１の周波数スペクトルを有し、アナログプログラム信号により変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周波数スペクトル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を含み第１の周波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号とを有する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタル放送信号の処理に用いる。この方法は、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャリアを表わす第１の変換済み信号を発生させ、第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベクトルを乗算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を発生させ、非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新し、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリアを表わす第２の変換済み信号を発生させ、第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第２の複数の等化係数より成る第２の等化ベクトルを求め、第２の変換済み信号に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済み信号を処理して第２の等化済み信号を発生させるステップより成る。本発明は、上記方法を用いる無線周波数受信機だけでなく、上記方法を実施する装置及び上記等化方法を用いる無線周波数受信機の動作も包含する。
Description
【０００１】
本発明はラジオ放送に関し、さらに詳細には、振幅変調コンパチブルデジタル
放送方式の受信機において信号を復調し等化する方法及び装置に関する。
放送方式の受信機において信号を復調し等化する方法及び装置に関する。
【０００２】 音声忠実度を改善するためにデジタル符号化された音声信号を放送する可能性
につき関心が高まっている。いくつかの方式が提案されているが、米国特許第５
，５８８，０２２号に記載された１つの方式は、標準ＡＭ放送チャンネルにおい
てアナログ信号とデジタル信号を同時に放送するものである。第１の周波数スペ
クトルを有する振幅変調無線周波数信号が放送されるが、この振幅変調無線周波
数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものであ
り、この信号と同時に、第１周波数スペクトルを包含する帯域幅内で複数のデジ
タル変調キャリア信号が放送される。各デジタル変調キャリア信号は、デジタル
プログラム信号の一部により変調される。第１の群のデジタル変調キャリア信号
は、第１の周波数スペクトル内にあって、第１のキャリア信号により直角位相で
変調される。第２及び第３の群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数ス
ペクトルの外側にあって、第１のキャリア信号と同相及び直角位相の両方で変調
される。
につき関心が高まっている。いくつかの方式が提案されているが、米国特許第５
，５８８，０２２号に記載された１つの方式は、標準ＡＭ放送チャンネルにおい
てアナログ信号とデジタル信号を同時に放送するものである。第１の周波数スペ
クトルを有する振幅変調無線周波数信号が放送されるが、この振幅変調無線周波
数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものであ
り、この信号と同時に、第１周波数スペクトルを包含する帯域幅内で複数のデジ
タル変調キャリア信号が放送される。各デジタル変調キャリア信号は、デジタル
プログラム信号の一部により変調される。第１の群のデジタル変調キャリア信号
は、第１の周波数スペクトル内にあって、第１のキャリア信号により直角位相で
変調される。第２及び第３の群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数ス
ペクトルの外側にあって、第１のキャリア信号と同相及び直角位相の両方で変調
される。
【０００３】 米国特許第５，５８８，０２２号に記載されたＡＭコンパチブルデジタル音声
放送方式は、アナログＡＭチャンネルへのクロストークを回避しながらデジタル
信号に最適なデータスループットを与えるような波形構成になっていた。通信情
報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ）に
より使用される。
放送方式は、アナログＡＭチャンネルへのクロストークを回避しながらデジタル
信号に最適なデータスループットを与えるような波形構成になっていた。通信情
報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ）に
より使用される。
【０００４】 一般大衆用ＡＭラジオのモノ音響検波器は受信信号の包絡線にだけ応答するが
、その位相には応答しない。多数のデジタル変調キャリアを用いるため、このハ
イブリッド信号により生じる包絡線のひずみを減少させる手段が必要である。本
出願人に譲渡された米国特許出願第０８／６７１，２５２号は、ＡＭコンパチブ
ルデジタル音声放送方式における包絡線ひずみの減少方法を開示している。アナ
ログＡＭキャリア周波数より高い或る特定のデジタルキャリアには、それに連携
するものとして、アナログＡＭキャリアの下方において同一量周波数オフセット
したデジタルキャリアがある。上側デジタルキャリア及びその対応キャリアに含
まれる情報及びそれらの変調は、それらキャリアの加算により生じる信号がアナ
ログＡＭキャリアと同相の成分を持たないようなものである。このように構成さ
れたデジタルキャリアの対を「相補的」と呼ぶ。アナログ信号スペクトルの直下
にないキャリアは「非相補的」と呼び、ＡＭキャリアに対して同相及び直角位相
で変調される。この構成は、ＡＭコンパチブルデジタル放送信号のアナログＡＭ
受信の中実度を驚異的に改善する。
、その位相には応答しない。多数のデジタル変調キャリアを用いるため、このハ
イブリッド信号により生じる包絡線のひずみを減少させる手段が必要である。本
出願人に譲渡された米国特許出願第０８／６７１，２５２号は、ＡＭコンパチブ
ルデジタル音声放送方式における包絡線ひずみの減少方法を開示している。アナ
ログＡＭキャリア周波数より高い或る特定のデジタルキャリアには、それに連携
するものとして、アナログＡＭキャリアの下方において同一量周波数オフセット
したデジタルキャリアがある。上側デジタルキャリア及びその対応キャリアに含
まれる情報及びそれらの変調は、それらキャリアの加算により生じる信号がアナ
ログＡＭキャリアと同相の成分を持たないようなものである。このように構成さ
れたデジタルキャリアの対を「相補的」と呼ぶ。アナログ信号スペクトルの直下
にないキャリアは「非相補的」と呼び、ＡＭキャリアに対して同相及び直角位相
で変調される。この構成は、ＡＭコンパチブルデジタル放送信号のアナログＡＭ
受信の中実度を驚異的に改善する。
【０００５】 受信機は、デジタル信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により復調する。１つ
の可能な方法及びその関連の装置は、米国特許第５，６３３，８９６号に記載さ
れている。この特許は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調方式を用いるＡ
Ｍコンパチブルデジタル音声放送（ＡＭ ＤＡＢ）方式におけるアナログ信号と
デジタル信号の間の望ましくないクロストークを、受信ＯＦＤＭデジタル信号の
同相及び直角位相成分に対して別個に二重高速フーリエ変換プロセスを施すこと
により最小限に抑える復調方式を開示している。直角位相チャンネルの出力を用
いて相補的データが復元されるが、得られた処理済み成分信号を加算すると非相
補的データが復元される。
の可能な方法及びその関連の装置は、米国特許第５，６３３，８９６号に記載さ
れている。この特許は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調方式を用いるＡ
Ｍコンパチブルデジタル音声放送（ＡＭ ＤＡＢ）方式におけるアナログ信号と
デジタル信号の間の望ましくないクロストークを、受信ＯＦＤＭデジタル信号の
同相及び直角位相成分に対して別個に二重高速フーリエ変換プロセスを施すこと
により最小限に抑える復調方式を開示している。直角位相チャンネルの出力を用
いて相補的データが復元されるが、得られた処理済み成分信号を加算すると非相
補的データが復元される。
【０００６】 受信した多数のキャリア信号は、ダイナミックチャンネル応答に変動がある場
合等化しなければならない。等化しなければ、歪の大きい信号が検波され、デジ
タル放送信号の情報を復元できない。等化器は、デジタル音声放送信号の情報の
復元性を改善するものであり、かかる等化器の１例が米国特許第５，５５９，８
３０号に開示されている。この特許の等化器は、ＡＭコンパチブルデジタル音声
放送波形を受信してその波形を波形ベクトルとして蓄積する手段を含む。この等
化器はさらに、波形ベクトルに等化ベクトルを乗算してその波形を処理する。こ
の等化ベクトルは、各々が最初に所定の値にセットされた複数の等化係数より成
る。等化器はさらに、処理済みの波形ベクトルの各位置を蓄積した波形ベクトル
と比較する。等化器は、蓄積した波形ベクトルに最も近いベクトル位置をその信
号として選択する。等化器は、雑音排除性を得るために波形ベクトル、処理済波
形ベクトル及び蓄積した波形ベクトルにより等化係数を更新する手段を備えるの
が好ましい。
合等化しなければならない。等化しなければ、歪の大きい信号が検波され、デジ
タル放送信号の情報を復元できない。等化器は、デジタル音声放送信号の情報の
復元性を改善するものであり、かかる等化器の１例が米国特許第５，５５９，８
３０号に開示されている。この特許の等化器は、ＡＭコンパチブルデジタル音声
放送波形を受信してその波形を波形ベクトルとして蓄積する手段を含む。この等
化器はさらに、波形ベクトルに等化ベクトルを乗算してその波形を処理する。こ
の等化ベクトルは、各々が最初に所定の値にセットされた複数の等化係数より成
る。等化器はさらに、処理済みの波形ベクトルの各位置を蓄積した波形ベクトル
と比較する。等化器は、蓄積した波形ベクトルに最も近いベクトル位置をその信
号として選択する。等化器は、雑音排除性を得るために波形ベクトル、処理済波
形ベクトル及び蓄積した波形ベクトルにより等化係数を更新する手段を備えるの
が好ましい。
【０００７】 米国特許第５，６３３，８９６号及び第５，５５９，８３０号の等化器では、
周波数ドメイン情報は周波数ドメインベクトルとして等化器に与えられる。周波
数ドメイン情報の各ブロックは、記憶アレイに蓄積される。この記憶アレイベク
トルは複数の等化係数が乗算され、この乗算により得られる積が等化済み信号で
ある。等化器では一組の正確な値が先天的に知られており、これらに対して等化
済み信号の各ベクトル位置を比較することができる。ベクトル位置に記載された
値に最も近い理想的な値を実際の信号値として選択する。決定のベクトルは決定
アレイに蓄積される。等化係数の推定手段は、受信信号、等化済み信号及び決定
アレイを用いて、係数の推定値を計算する。雑音排除性を与えるために、等化係
数の推定値は時間に亘って平均化することができる。係数更新速度が、ノイズ排
除性及び収斂速度を決定する。帯域の異なる部分の係数は、ひずみ機構の知識に
応じてそれぞれ異なる速度で更新される。米国特許第５，６３３，８９６号及び
第５，５５９，８３０号を本願の一部として引用する。
周波数ドメイン情報は周波数ドメインベクトルとして等化器に与えられる。周波
数ドメイン情報の各ブロックは、記憶アレイに蓄積される。この記憶アレイベク
トルは複数の等化係数が乗算され、この乗算により得られる積が等化済み信号で
ある。等化器では一組の正確な値が先天的に知られており、これらに対して等化
済み信号の各ベクトル位置を比較することができる。ベクトル位置に記載された
値に最も近い理想的な値を実際の信号値として選択する。決定のベクトルは決定
アレイに蓄積される。等化係数の推定手段は、受信信号、等化済み信号及び決定
アレイを用いて、係数の推定値を計算する。雑音排除性を与えるために、等化係
数の推定値は時間に亘って平均化することができる。係数更新速度が、ノイズ排
除性及び収斂速度を決定する。帯域の異なる部分の係数は、ひずみ機構の知識に
応じてそれぞれ異なる速度で更新される。米国特許第５，６３３，８９６号及び
第５，５５９，８３０号を本願の一部として引用する。
【０００８】 二重ＦＦＴ方式を用いると、相補的キャリアの周波数範囲にわたりＡＭキャリ
ア周波数の周りで対称的な大きさ及び反対称的な位相を有するチャンネルのシス
テム性能を改善できるが、大きさが非対称的(non-symmetric)であるか又は位相
が非反対称的(non- anti-symmetric)であるチャンネルでは、相補的なキャリア
のＦＦＴ出力を組み合わせるプロセスにより非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相の情報が破壊され、等化器を駆動する信号は正確でなくなる。同日に出願さ
れ同一譲受人に譲渡された本願の発明者による米国特許出願（発明の名称:"Meth
od for Equalization of Complementary Carriers in An AM Compatible Digita
l Audio Broadcast System"）は、等化係数の大きさが非対称的で、位相が非反
対称的である場合適当な等化係数を与えることのできる等化方法を開示している
。
ア周波数の周りで対称的な大きさ及び反対称的な位相を有するチャンネルのシス
テム性能を改善できるが、大きさが非対称的(non-symmetric)であるか又は位相
が非反対称的(non- anti-symmetric)であるチャンネルでは、相補的なキャリア
のＦＦＴ出力を組み合わせるプロセスにより非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相の情報が破壊され、等化器を駆動する信号は正確でなくなる。同日に出願さ
れ同一譲受人に譲渡された本願の発明者による米国特許出願（発明の名称:"Meth
od for Equalization of Complementary Carriers in An AM Compatible Digita
l Audio Broadcast System"）は、等化係数の大きさが非対称的で、位相が非反
対称的である場合適当な等化係数を与えることのできる等化方法を開示している
。
【０００９】 非相補的キャリアの復調には、信号の同相部分をハイパスろ波してアナログ信
号からのＦＦＴのスペクトル漏洩をなくすることが必要である。しかしながら、
ハイパスフィルタを使用すると、同相信号中の情報が破壊されて相補的デジタル
キャリアを適当に等化することができない。アナログ信号のスペクトル領域に亘
って非対称的な大きさまたは非反対称的な位相を有するチャンネルでは、情報が
破壊されることにより相補的キャリアの適当な等化ができない。ここで言うチャ
ンネルには、信号の伝播に影響を与える現象だけでなく、受信信号の大きさ及び
位相に影響を与える送信機または受信機の任意の構成要素が含まれる。本発明は
、非相補的キャリア上へアナログ信号のスペクトルが漏洩するまたは相補的キャ
リアの適当な等化に必要な情報が破壊されるという問題を伴わずにデジタル信号
を復調する方法を提供する。本発明は、改良型復調及び等化方法及びかかる方法
を実現する受信機を提供せんとするものである。
号からのＦＦＴのスペクトル漏洩をなくすることが必要である。しかしながら、
ハイパスフィルタを使用すると、同相信号中の情報が破壊されて相補的デジタル
キャリアを適当に等化することができない。アナログ信号のスペクトル領域に亘
って非対称的な大きさまたは非反対称的な位相を有するチャンネルでは、情報が
破壊されることにより相補的キャリアの適当な等化ができない。ここで言うチャ
ンネルには、信号の伝播に影響を与える現象だけでなく、受信信号の大きさ及び
位相に影響を与える送信機または受信機の任意の構成要素が含まれる。本発明は
、非相補的キャリア上へアナログ信号のスペクトルが漏洩するまたは相補的キャ
リアの適当な等化に必要な情報が破壊されるという問題を伴わずにデジタル信号
を復調する方法を提供する。本発明は、改良型復調及び等化方法及びかかる方法
を実現する受信機を提供せんとするものである。
【００１０】
本発明は、ＡＭコンパチブルデジタル放送信号の復調及び等化方法を提供する
。この方法は、相補的キャリアＦＦＴ出力からの情報を組み合わせるという利点
を維持しながら相補的キャリアの等化係数を推定することを包含する。この方法
は、非相補的キャリアからの情報を用いて補間により相補的キャリアの等化係数
を推定する。
。この方法は、相補的キャリアＦＦＴ出力からの情報を組み合わせるという利点
を維持しながら相補的キャリアの等化係数を推定することを包含する。この方法
は、非相補的キャリアからの情報を用いて補間により相補的キャリアの等化係数
を推定する。
【００１１】 本発明の復調及び等化方法は、第１の周波数スペクトルにおいてアナログプロ
グラム信号により変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含
する帯域幅内の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周
波数スペクトル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を
含み第１の周波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリ
ア信号とを有する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタ
ル放送信号の処理に使用される。この方法は、振幅変調コンパチブルデジタル放
送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャリアを表わす第１の変換済み信号を
発生させ、第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベク
トルを乗算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を
発生させ、非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新し、振幅変調コン
パチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリアを表わす第２
の変換済み信号を発生させ、第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第
２の複数の等化係数より成る第２の等化ベクトルを求め、第２の変換済み信号に
第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済み信号を処理して第２の
等化済み信号を発生させるステップより成る。
グラム信号により変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含
する帯域幅内の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周
波数スペクトル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を
含み第１の周波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリ
ア信号とを有する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタ
ル放送信号の処理に使用される。この方法は、振幅変調コンパチブルデジタル放
送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャリアを表わす第１の変換済み信号を
発生させ、第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベク
トルを乗算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を
発生させ、非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新し、振幅変調コン
パチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリアを表わす第２
の変換済み信号を発生させ、第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第
２の複数の等化係数より成る第２の等化ベクトルを求め、第２の変換済み信号に
第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済み信号を処理して第２の
等化済み信号を発生させるステップより成る。
【００１２】 本発明は、上記方法を用いる無線周波数受信機の動作だけでなく上記方法を実
施する装置及び上記等化方法を用いる無線周波数受信機を包含する。
施する装置及び上記等化方法を用いる無線周波数受信機を包含する。
【００１３】
本発明は、既存のアナログＡＭ放送割当てチャンネルと同じ割当て領域上にア
ナログ振幅変調信号とデジタル信号の両方を含む放送信号のキャリアを等化する
方法を提供する。アナログＡＭ信号と同一のチャンネル内でデジタル信号を放送
する方式は、イン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）放送方式と呼ばれて
いる。この放送は、複数の直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）キャリアを介してデ
ジタル波形を送信することにより行われるが、これらキャリアの一部はアナログ
ＡＭ信号により直角位相で変調され、標準のＡＭ放送信号が有意なエネルギーを
持つスペクトル領域内にある。残りのデジタルキャリアはアナログＡＭ信号によ
り同相及び直角位相の両方で変調され、アナログＡＭ信号と同じチャンネル内に
あるが、そのスペクトル領域にはアナログＡＭ信号は有意なエネルギーを持たな
い。米国では、ＡＭ放送局からの電波の発射は、連邦通信委員会（ＦＣＣ）規則
により、アナログキャリアから１０．２ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚ離れたところで未
変調のアナログキャリアレベルより少なくとも２５ｄＢ、２０ｋＨｚ乃至３０ｋ
Ｈｚ離れたところで少なくとも３５ｄＢ、また３０ｋＨｚ乃至６０ｋＨｚ離れた
ところで少なくとも３５ｄＢ＋１ｄＢ／ｋＨｚ減衰することを条件として決定さ
れた信号レベルマスク内におさまるように制限されている。
ナログ振幅変調信号とデジタル信号の両方を含む放送信号のキャリアを等化する
方法を提供する。アナログＡＭ信号と同一のチャンネル内でデジタル信号を放送
する方式は、イン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯＣ）放送方式と呼ばれて
いる。この放送は、複数の直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）キャリアを介してデ
ジタル波形を送信することにより行われるが、これらキャリアの一部はアナログ
ＡＭ信号により直角位相で変調され、標準のＡＭ放送信号が有意なエネルギーを
持つスペクトル領域内にある。残りのデジタルキャリアはアナログＡＭ信号によ
り同相及び直角位相の両方で変調され、アナログＡＭ信号と同じチャンネル内に
あるが、そのスペクトル領域にはアナログＡＭ信号は有意なエネルギーを持たな
い。米国では、ＡＭ放送局からの電波の発射は、連邦通信委員会（ＦＣＣ）規則
により、アナログキャリアから１０．２ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚ離れたところで未
変調のアナログキャリアレベルより少なくとも２５ｄＢ、２０ｋＨｚ乃至３０ｋ
Ｈｚ離れたところで少なくとも３５ｄＢ、また３０ｋＨｚ乃至６０ｋＨｚ離れた
ところで少なくとも３５ｄＢ＋１ｄＢ／ｋＨｚ減衰することを条件として決定さ
れた信号レベルマスク内におさまるように制限されている。
【００１４】 図１は、本発明が利用できるタイプのＡＭデジタル音声放送信号のスペクトル
を示す。曲線１０は標準放送振幅変調信号の大きさのスペクトルを表わし、キャ
リア周波数はｆ0である。ＦＣＣの電波発射マスクは番号１２で示されている。
ＯＦＤＭの波形は、ｆ1＝５９．５３５・１０6／（１３１０７２）又は約４５４
Ｈｚ離隔した一連のデータキャリアより成る。第１群の２４個のデジタル変調キ
ャリアは、図１の包絡線１４で示すように、（ｆ0−１２ｆ1）から（ｆ0＋１２
ｆ1）に亘るバンド内にある。これらの信号の大部分は、アナログＡＭ信号との
クロストークを最小限に抑えるために未変調ＡＭキャリア信号レベルより３９．
４ｄＢ低いところにある。クロストークは、このデジタル情報をアナログＡＭ波
形との直交関係を保証する態様で符号化すると、さらに減少する。このタイプの
符号化を「相補的符号化（即ち、相補的ＢＰＳＫ、相補的ＱＰＳＫ又は相補的３
２ ＱＡＭ）」と呼ぶが、これは前述した現在係属中の米国特許出願第０８／６
７１，２５２号にさらに詳細に記載されている。相補的ＢＰＳＫ変調を最も内側
のデジタルキャリア対に対して用いると、タイミングの回復が容易になる。これ
らのキャリアは、−０２８ｄＢｃのレベルのセットされている。この第１群の他
の全てのキャリアは−３９．４ｄＢｃのレベルにあり、４８及び３２ ｋｂｐｓ
の符号化速度で相補的３２ ＱＡＭにより変調される。相補的８ ＰＳＫ変調は
、（ｆ0−１１ｆ1）から（ｆ0−２ｆ1）及び（ｆ0＋２ｆ1）から（ｆ0＋１１ｆ1 ）の範囲にあるキャリアに対して１６ ｋｂｐｓの符号化速度で用いられる。こ
れら全部で３つの符号化速度で、（ｆ0−１２ｆ1）及び（ｆ0＋１２ｆ1）のキャ
リアは補充データを運び、相補的３２ ＱＡＭにより変調される。
を示す。曲線１０は標準放送振幅変調信号の大きさのスペクトルを表わし、キャ
リア周波数はｆ0である。ＦＣＣの電波発射マスクは番号１２で示されている。
ＯＦＤＭの波形は、ｆ1＝５９．５３５・１０6／（１３１０７２）又は約４５４
Ｈｚ離隔した一連のデータキャリアより成る。第１群の２４個のデジタル変調キ
ャリアは、図１の包絡線１４で示すように、（ｆ0−１２ｆ1）から（ｆ0＋１２
ｆ1）に亘るバンド内にある。これらの信号の大部分は、アナログＡＭ信号との
クロストークを最小限に抑えるために未変調ＡＭキャリア信号レベルより３９．
４ｄＢ低いところにある。クロストークは、このデジタル情報をアナログＡＭ波
形との直交関係を保証する態様で符号化すると、さらに減少する。このタイプの
符号化を「相補的符号化（即ち、相補的ＢＰＳＫ、相補的ＱＰＳＫ又は相補的３
２ ＱＡＭ）」と呼ぶが、これは前述した現在係属中の米国特許出願第０８／６
７１，２５２号にさらに詳細に記載されている。相補的ＢＰＳＫ変調を最も内側
のデジタルキャリア対に対して用いると、タイミングの回復が容易になる。これ
らのキャリアは、−０２８ｄＢｃのレベルのセットされている。この第１群の他
の全てのキャリアは−３９．４ｄＢｃのレベルにあり、４８及び３２ ｋｂｐｓ
の符号化速度で相補的３２ ＱＡＭにより変調される。相補的８ ＰＳＫ変調は
、（ｆ0−１１ｆ1）から（ｆ0−２ｆ1）及び（ｆ0＋２ｆ1）から（ｆ0＋１１ｆ1 ）の範囲にあるキャリアに対して１６ ｋｂｐｓの符号化速度で用いられる。こ
れら全部で３つの符号化速度で、（ｆ0−１２ｆ1）及び（ｆ0＋１２ｆ1）のキャ
リアは補充データを運び、相補的３２ ＱＡＭにより変調される。
【００１５】 第１群の外側には、さらに別の群のデジタルキャリアがある。これらのデジタ
ル波形をアナログ信号と直角位相にする必要性は、アナログＡＭ信号の帯域幅を
制限することによりなくなる。包絡線１６及び１８によりそれぞれ包まれる第２
及び第３群のキャリアは、例えば、４８及び３２ｋｂｐｓの速度で３２ ＱＡＭ
を、また１６ｋｂｐｓの速度で８ ＰＳＫを用いて変調する。これらのキャリア
は、全ての符号化速度で−３０ｄＢｃのレベルのセットされる。
ル波形をアナログ信号と直角位相にする必要性は、アナログＡＭ信号の帯域幅を
制限することによりなくなる。包絡線１６及び１８によりそれぞれ包まれる第２
及び第３群のキャリアは、例えば、４８及び３２ｋｂｐｓの速度で３２ ＱＡＭ
を、また１６ｋｂｐｓの速度で８ ＰＳＫを用いて変調する。これらのキャリア
は、全ての符号化速度で−３０ｄＢｃのレベルのセットされる。
【００１６】 図２は、図１の複合デジタル／アナログ信号を受信する受信機のブロック図で
ある。アンテナ１１０はデジタル／アナログ信号を含む複合波形を受信し、この
信号を、無線周波数プリセレクタ、増幅器、ミクサー及び局部発振器を含む従来
型入力段１１２へ送る。入力段は、ライン１１４上に中間周波数信号を発生する
。この中間周波数信号は、自動利得制御回路１１６を介してＩ／Ｑ信号発生器１
１８へ送られる。Ｉ／Ｑ信号発生器は、ライン１２０上に同相信号を、またライ
ン１２２上に直角位相信号を発生する。ライン１２０上の同相チャンネル出力は
、アナログ−デジタルコンバータ１２４へ入力される。同様に、ライン１２２上
の直角位相チャンネル出力は、別のアナログ−デジタルコンバータ１２６に送ら
れる。ライン１２０、１２２上のフィードバック信号により自動利得制御回路１
１６が制御される。ライン１２０上の信号はアナログＡＭ信号を含むが、この信
号はブロック１４０により図示のように分離されて出力段１４２からスピーカ１
４４又は他の出力装置へ送られる。
ある。アンテナ１１０はデジタル／アナログ信号を含む複合波形を受信し、この
信号を、無線周波数プリセレクタ、増幅器、ミクサー及び局部発振器を含む従来
型入力段１１２へ送る。入力段は、ライン１１４上に中間周波数信号を発生する
。この中間周波数信号は、自動利得制御回路１１６を介してＩ／Ｑ信号発生器１
１８へ送られる。Ｉ／Ｑ信号発生器は、ライン１２０上に同相信号を、またライ
ン１２２上に直角位相信号を発生する。ライン１２０上の同相チャンネル出力は
、アナログ−デジタルコンバータ１２４へ入力される。同様に、ライン１２２上
の直角位相チャンネル出力は、別のアナログ−デジタルコンバータ１２６に送ら
れる。ライン１２０、１２２上のフィードバック信号により自動利得制御回路１
１６が制御される。ライン１２０上の信号はアナログＡＭ信号を含むが、この信
号はブロック１４０により図示のように分離されて出力段１４２からスピーカ１
４４又は他の出力装置へ送られる。
【００１７】 復調器１５０は、ライン１２８、１３０上のデジタル信号を受信し、ライン１
５４上へ出力信号を発生する。これらの出力信号は、等化器１５６及びデータ転
送速度フィルタ／データ復号器１５８へ送られる。データ復号器の出力は，デイ
ンターリーバ(deinterleaver)／前方誤り訂正復号器１６４へ送られ、データの
健全性が改善される。デインターリーバ／前方誤り訂正回路の出力は、情報源復
号器１６６へ送られる。情報源復号器の出力は、送信機におけるアナログ信号の
遅延を補償し、受信機においてアナログ及びデジタル信号を時間的に整列させる
ために回路１６８により遅延される。遅延回路１６８の出力は、デジタル−アナ
ログコンバータ１６０によりアナログ信号に変換されてライン１６２上の信号と
なり、出力段１４２へ送られる。
５４上へ出力信号を発生する。これらの出力信号は、等化器１５６及びデータ転
送速度フィルタ／データ復号器１５８へ送られる。データ復号器の出力は，デイ
ンターリーバ(deinterleaver)／前方誤り訂正復号器１６４へ送られ、データの
健全性が改善される。デインターリーバ／前方誤り訂正回路の出力は、情報源復
号器１６６へ送られる。情報源復号器の出力は、送信機におけるアナログ信号の
遅延を補償し、受信機においてアナログ及びデジタル信号を時間的に整列させる
ために回路１６８により遅延される。遅延回路１６８の出力は、デジタル−アナ
ログコンバータ１６０によりアナログ信号に変換されてライン１６２上の信号と
なり、出力段１４２へ送られる。
【００１８】 １９９６年９月２４日付け発行の米国特許第５，５５９，８３０号は、等化係
数更新アルゴリズムを有する等化器の１つの動作モードを開示している。本発明
は、等化係数がＦＦＴの中心の周りで大きさが非対称的か又は位相が非反対称的
な場合に生じる影響を考慮して、等化器の動作及び等化係数更新アルゴリズムを
改善するものである。
数更新アルゴリズムを有する等化器の１つの動作モードを開示している。本発明
は、等化係数がＦＦＴの中心の周りで大きさが非対称的か又は位相が非反対称的
な場合に生じる影響を考慮して、等化器の動作及び等化係数更新アルゴリズムを
改善するものである。
【００１９】 図３は、本発明の動作を説明する受信機による処理の一部を示す機能的ブロッ
ク図である。ライン１２８及び１３０上の同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号は
、図２に示すものと同じダウンコンバータ手段を用いて与えることもできる。ブ
ロック１７０の第１の高速フーリエ変換プロセッサ（ＦＦＴ１）へ入力する前に
アナログ信号を除去するために、ライン１２８上の信号の同相成分をろ波してラ
イン１４８上にろ波済み信号を発生するハイパスフィルタ１７４が付加されてい
る。ライン１４８及び１３０上の信号は、ＦＦＴ１へ入力する前にウインドウ処
理／ガードインターバル除去回路１７１により処理される。ウインドウ処理は、
デジタルキャリアが直交関係を維持するように、又はデジタルキャリア間の直交
関係が不十分であってもそれがシステム性能にインパクトを与えないほど軽微な
ものとなるように行う必要がある。キャリア間の直交関係を維持するためのウイ
ンドウ処理を行う方法が開発されている。本発明の方法の特定の実施例では、送
信機及び受信機においてルートレイズド余弦(root-raised cosine)ウインドウ処
理が行われる。このウインドウ処理では、１ボーの１３５個のサンプルのうち１
番目と最後の７個のサンプルにテイパリング(tapering)が生じる。受信機でウイ
ンドウ処理を施した後、最後の７個のサンプルを最初の７個のサンプルに加算し
、１２９番目のサンプルを１番目のサンプルに、また１３０番目のサンプルを２
番目のサンプルに加算し、この方式を１３５番目のサンプルが７番目のサンプル
に加算されるまで継続する。その結果得られた１２８個のポイントがＦＦＴに入
力される。場合によっては、ハイパスフィルタ１７４で処理する前にウインドウ
処理／ガードバンド除去処理を行うのが有利かも知れない。この場合、回路１７
１及び１７３により実行されるウインドウ処理及びガードバンド除去動作は１つ
の回路により結合することも可能である。
ク図である。ライン１２８及び１３０上の同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号は
、図２に示すものと同じダウンコンバータ手段を用いて与えることもできる。ブ
ロック１７０の第１の高速フーリエ変換プロセッサ（ＦＦＴ１）へ入力する前に
アナログ信号を除去するために、ライン１２８上の信号の同相成分をろ波してラ
イン１４８上にろ波済み信号を発生するハイパスフィルタ１７４が付加されてい
る。ライン１４８及び１３０上の信号は、ＦＦＴ１へ入力する前にウインドウ処
理／ガードインターバル除去回路１７１により処理される。ウインドウ処理は、
デジタルキャリアが直交関係を維持するように、又はデジタルキャリア間の直交
関係が不十分であってもそれがシステム性能にインパクトを与えないほど軽微な
ものとなるように行う必要がある。キャリア間の直交関係を維持するためのウイ
ンドウ処理を行う方法が開発されている。本発明の方法の特定の実施例では、送
信機及び受信機においてルートレイズド余弦(root-raised cosine)ウインドウ処
理が行われる。このウインドウ処理では、１ボーの１３５個のサンプルのうち１
番目と最後の７個のサンプルにテイパリング(tapering)が生じる。受信機でウイ
ンドウ処理を施した後、最後の７個のサンプルを最初の７個のサンプルに加算し
、１２９番目のサンプルを１番目のサンプルに、また１３０番目のサンプルを２
番目のサンプルに加算し、この方式を１３５番目のサンプルが７番目のサンプル
に加算されるまで継続する。その結果得られた１２８個のポイントがＦＦＴに入
力される。場合によっては、ハイパスフィルタ１７４で処理する前にウインドウ
処理／ガードバンド除去処理を行うのが有利かも知れない。この場合、回路１７
１及び１７３により実行されるウインドウ処理及びガードバンド除去動作は１つ
の回路により結合することも可能である。
【００２０】 アナログ信号から非相補的キャリアの同相部分上へのスペクトルの漏洩を阻止
するには、アナログ信号を除去することが必要である。このハイパスフィルタの
問題点は、相補的キャリアを適当に等化し復調するに必要な情報が、チャンネル
がアナログＡＭキャリア周波数の周りで非対称的な大きさまたは非反対称的な位
相を有する時に破壊される可能性があることである。アナログ信号を除去するた
めにＦＦＴ１への同相入力をハイパスフィルタに通す場合、等化係数更新アルゴ
リズムへ入力されるＦＦＴ１の出力はある特定の対称性を有する。さらに詳述す
ると、ＦＦＴ１の同相部分のエネルギーは相補的キャリアについてはほとんどゼ
ロであるため、ＦＦＴ１の出力は相補的キャリアではほとんど反エルミート対称
性を有する。相補的キャリアの記号決定プロセッサの出力は同一特性を有する。
これら２つの反エルミート信号は等化係数更新ルーチンの入力であるため、等化
係数は、ＦＦＴ１の中心周波数の周りで対称的な大きさについての応答と反対称
的な位相についての応答を有するように制限される。従って、等化係数は、ＦＦ
Ｔ１の中心周波数の周りで非対称的な大きさまたは非反対称的な位相を持つべき
である時適当な値に収斂しない。
するには、アナログ信号を除去することが必要である。このハイパスフィルタの
問題点は、相補的キャリアを適当に等化し復調するに必要な情報が、チャンネル
がアナログＡＭキャリア周波数の周りで非対称的な大きさまたは非反対称的な位
相を有する時に破壊される可能性があることである。アナログ信号を除去するた
めにＦＦＴ１への同相入力をハイパスフィルタに通す場合、等化係数更新アルゴ
リズムへ入力されるＦＦＴ１の出力はある特定の対称性を有する。さらに詳述す
ると、ＦＦＴ１の同相部分のエネルギーは相補的キャリアについてはほとんどゼ
ロであるため、ＦＦＴ１の出力は相補的キャリアではほとんど反エルミート対称
性を有する。相補的キャリアの記号決定プロセッサの出力は同一特性を有する。
これら２つの反エルミート信号は等化係数更新ルーチンの入力であるため、等化
係数は、ＦＦＴ１の中心周波数の周りで対称的な大きさについての応答と反対称
的な位相についての応答を有するように制限される。従って、等化係数は、ＦＦ
Ｔ１の中心周波数の周りで非対称的な大きさまたは非反対称的な位相を持つべき
である時適当な値に収斂しない。
【００２１】 非相補的なキャリアに対応するＦＦＴ１の出力は、ライン１７６を介して第１
の等化器１７８へ入力される。等化器１７８は周波数ドメインデータに作用し、
各ＯＦＤＭキャリアの大きさ及び位相を、チャンネルの乱れ、送信機及び受信機
のフィルタ、送信及び受信アンテナ、及び信号の大きさ及び位相に影響を与える
他のファクタ及び処理の影響を相殺するように調整する。ライン１８０上の等化
器１７８の出力は記号決定プロセッサ１８２へ送られるが、このプロセッサはＡ
Ｍコンパチブル放送波形の非相補的キャリアにより運ばれるデジタル情報を表わ
す信号をライン１８４上に発生する。
の等化器１７８へ入力される。等化器１７８は周波数ドメインデータに作用し、
各ＯＦＤＭキャリアの大きさ及び位相を、チャンネルの乱れ、送信機及び受信機
のフィルタ、送信及び受信アンテナ、及び信号の大きさ及び位相に影響を与える
他のファクタ及び処理の影響を相殺するように調整する。ライン１８０上の等化
器１７８の出力は記号決定プロセッサ１８２へ送られるが、このプロセッサはＡ
Ｍコンパチブル放送波形の非相補的キャリアにより運ばれるデジタル情報を表わ
す信号をライン１８４上に発生する。
【００２２】 ライン１７６及び１８４上の情報は、ブロック１８６が等化器ＥＱ１の等化係
数ベクトルを更新する際使用する。ブロック１８８の等化器ＥＱ２により処理さ
れる相補的キャリアに適用される係数は、ブロック１９０が補間により決定する
。入力信号１２８、１３０は、ウインドウ処理／ガードインターバル除去回路１
７３により処理されて、高速フーリエ変換プロセッサＦＦＴ２へ入力されるが、
このプロセッサは相補的キャリアに対応する出力をライン１９２上に発生し、入
力として等化器ＥＱ２へ送る。図２の等化器１５６の出力は、さらなる処理に必
要なデータの種類に応じて（これは特にシステムに用いる前方誤り訂正（ＦＥＣ
）のタイプによる）、図２におけるＥＱ１ １７８とＥＱ２ １８８の出力の組
合せまたは図３の信号１８４及び２０２の組合せより成る。記号決定出力が必要
な場合、相補的キャリアの対のＦＦＴ出力を組み合わせることにより相補的キャ
リアについて高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を得ることができる。さらに詳述する
と、一方の相補的キャリアからのデータをもう一方の相補的キャリアの負の複素
共役に加算してその平均値を計算する。等化器ＥＱ２により処理される相補的キ
ャリアの各対については、ブロック１９４は、その対の一方のキャリアの負の複
素共役が加算器１９６、１９８で示すようにその対のもう一方のキャリアに加算
されることを示している。記号プロセッサ２００は、ＡＭコンパチブル放送信号
の相補的キャリアにより運ばれるデジタル情報を表わす出力を発生する。
数ベクトルを更新する際使用する。ブロック１８８の等化器ＥＱ２により処理さ
れる相補的キャリアに適用される係数は、ブロック１９０が補間により決定する
。入力信号１２８、１３０は、ウインドウ処理／ガードインターバル除去回路１
７３により処理されて、高速フーリエ変換プロセッサＦＦＴ２へ入力されるが、
このプロセッサは相補的キャリアに対応する出力をライン１９２上に発生し、入
力として等化器ＥＱ２へ送る。図２の等化器１５６の出力は、さらなる処理に必
要なデータの種類に応じて（これは特にシステムに用いる前方誤り訂正（ＦＥＣ
）のタイプによる）、図２におけるＥＱ１ １７８とＥＱ２ １８８の出力の組
合せまたは図３の信号１８４及び２０２の組合せより成る。記号決定出力が必要
な場合、相補的キャリアの対のＦＦＴ出力を組み合わせることにより相補的キャ
リアについて高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を得ることができる。さらに詳述する
と、一方の相補的キャリアからのデータをもう一方の相補的キャリアの負の複素
共役に加算してその平均値を計算する。等化器ＥＱ２により処理される相補的キ
ャリアの各対については、ブロック１９４は、その対の一方のキャリアの負の複
素共役が加算器１９６、１９８で示すようにその対のもう一方のキャリアに加算
されることを示している。記号プロセッサ２００は、ＡＭコンパチブル放送信号
の相補的キャリアにより運ばれるデジタル情報を表わす出力を発生する。
【００２３】 図４ａ及びｂは、本発明の動作をさらに説明するためのベクトル図である。図
４ａは、送信信号のフェーザ図である。水平軸はＩ成分であり、垂直軸はＱ成分
である。一定のＡＭキャリアレベルは水平軸に沿うフェーザ２０４として示し、
フェーザ図はＡＭキャリアの周波数に関して固定されている。図４ａはさらに、
ＡＭ側波帯信号２０６、２０８を示す。これらの信号は、アナログトーンを表わ
す。図４ａは、アナログ側波帯の合成またはベクトル和２１０を示す。そのベク
トル和はＩ軸上にあり、アナログ側波帯の回転にも拘らず継続してＩ軸上にある
。図４ａはまた、１対の相補的キャリアのフェーザ２１２、２１４を示す。これ
らのキャリアのベクトル和２１６はＱ軸上にあり、相補的キャリアの回転にも拘
らずＱ軸上にとどまる。
４ａは、送信信号のフェーザ図である。水平軸はＩ成分であり、垂直軸はＱ成分
である。一定のＡＭキャリアレベルは水平軸に沿うフェーザ２０４として示し、
フェーザ図はＡＭキャリアの周波数に関して固定されている。図４ａはさらに、
ＡＭ側波帯信号２０６、２０８を示す。これらの信号は、アナログトーンを表わ
す。図４ａは、アナログ側波帯の合成またはベクトル和２１０を示す。そのベク
トル和はＩ軸上にあり、アナログ側波帯の回転にも拘らず継続してＩ軸上にある
。図４ａはまた、１対の相補的キャリアのフェーザ２１２、２１４を示す。これ
らのキャリアのベクトル和２１６はＱ軸上にあり、相補的キャリアの回転にも拘
らずＱ軸上にとどまる。
【００２４】 図４ｂは、チャンネルが非対称的な大きさと非反対称的な位相を持つと仮定し
た場合の受信機におけるフェーザ図である。おわかりのように、相補的キャリア
の対２１２’及び２１４’のベクトル和２１６’はＩ信号及びＱ信号の両方でエ
ネルギーを有する。相補的キャリア対の周波数におけるＩ信号が図３に示すハイ
パスフィルタにより除去されるとすると、この信号は適当に等化し復調すること
は不可能である。図４ａ及び４ｂは一対の相補的キャリアだけを示すが、上記の
ことは全ての相補的キャリアに当てはまる。図４ａ及び４ｂは、相補的キャリア
の適当な復調を妨げる別の効果を示す。アナログ側波帯２０６’及び２０８’の
ベクトル和２１０’も、Ｉ及びＱ信号の両方でエネルギーを有する。従って、ア
ナログ信号のエネルギーの一部がＱ信号に含まれるため、相補的キャリアの適当
な復調が阻止される。従って、チャンネルが非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相を有する場合は、ＦＦＴ１の出力を用いて相補的キャリアを適当に復調する
ことは不可能である。しかしながら、ＦＦＴ１の出力は、非相補的キャリアの等
化及び復調に使用できる。非相補的情報だけをＦＦＴ１の出力に使用するのであ
るから、非相補的キャリアの出力だけを計算する必要がある。図３に示すように
、ＦＦＴ１の出力は第１の等化器ＥＱ１へ入力される。この等化器は、第２の等
化器ＥＱ２と共に周波数ドメインデータに作用して、伝播チャンネルの乱れ、送
信機及び受信機のフィルタ、送信及び受信アンテナ、及び受信信号の大きさ及び
位相に影響を与える他のファクタおよび処理の影響を相殺するようにＯＦＤＭキ
ャリアの大きさ及び位相を調整する。ＥＱ１の出力は、各非相補的キャリアに対
して何れの周波数ドメイン集合ポイントが送信されたかを決定する記号決定プロ
セッサに入力される。これらの決定は、予め等化した集合ポイント及び等化係数
の前の値と共に、等化係数の更新に使用される。最小平均二乗（ＬＭＳ）または
再帰的最小二乗（ＲＬＳ）法のようなアルゴリズムを用いて等化係数を更新する
ことができる。
た場合の受信機におけるフェーザ図である。おわかりのように、相補的キャリア
の対２１２’及び２１４’のベクトル和２１６’はＩ信号及びＱ信号の両方でエ
ネルギーを有する。相補的キャリア対の周波数におけるＩ信号が図３に示すハイ
パスフィルタにより除去されるとすると、この信号は適当に等化し復調すること
は不可能である。図４ａ及び４ｂは一対の相補的キャリアだけを示すが、上記の
ことは全ての相補的キャリアに当てはまる。図４ａ及び４ｂは、相補的キャリア
の適当な復調を妨げる別の効果を示す。アナログ側波帯２０６’及び２０８’の
ベクトル和２１０’も、Ｉ及びＱ信号の両方でエネルギーを有する。従って、ア
ナログ信号のエネルギーの一部がＱ信号に含まれるため、相補的キャリアの適当
な復調が阻止される。従って、チャンネルが非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相を有する場合は、ＦＦＴ１の出力を用いて相補的キャリアを適当に復調する
ことは不可能である。しかしながら、ＦＦＴ１の出力は、非相補的キャリアの等
化及び復調に使用できる。非相補的情報だけをＦＦＴ１の出力に使用するのであ
るから、非相補的キャリアの出力だけを計算する必要がある。図３に示すように
、ＦＦＴ１の出力は第１の等化器ＥＱ１へ入力される。この等化器は、第２の等
化器ＥＱ２と共に周波数ドメインデータに作用して、伝播チャンネルの乱れ、送
信機及び受信機のフィルタ、送信及び受信アンテナ、及び受信信号の大きさ及び
位相に影響を与える他のファクタおよび処理の影響を相殺するようにＯＦＤＭキ
ャリアの大きさ及び位相を調整する。ＥＱ１の出力は、各非相補的キャリアに対
して何れの周波数ドメイン集合ポイントが送信されたかを決定する記号決定プロ
セッサに入力される。これらの決定は、予め等化した集合ポイント及び等化係数
の前の値と共に、等化係数の更新に使用される。最小平均二乗（ＬＭＳ）または
再帰的最小二乗（ＲＬＳ）法のようなアルゴリズムを用いて等化係数を更新する
ことができる。
【００２５】 図３に示すように、ＦＦＴ２は、相補的キャリアの情報を得るために使用され
る。ＦＦＴ２へ入力されるＩ信号はハイパスフィルタを通過しないため、ＦＦＴ
２の出力で、相補的キャリアの等化及び復調に必要な全ての情報が得られる。Ｆ
ＦＴ２の出力では相補的情報だけを使用するため、相補的キャリアの出力だけを
計算する必要がある。ＦＦＴ２の出力はＥＱ２により等化される。図３に示すよ
うに、相補的キャリアの各対に対して、その対の一方のキャリアの負の複素共役
がその対のもう一方のキャリアに加算される。その後、その和を用いてその相補
的キャリアの対につき記号決定を行う。ＥＱ２の係数はＥＱ１の係数と同じ態様
で更新することができるが、アナログ信号が存在すると係数の推定に雑音が混入
する。これを克服するために、ＥＱ２の等化係数をＥＱ１の係数を用いて補間に
より得ることができる。自動利得制御（ＡＧＣ）、キャリアトラッキング、記号
トラッキングのような受信機の制御ループが適当な値である場合、ＦＦＴの中心
周波数は既知で一定の大きさ及び位相を有する。
る。ＦＦＴ２へ入力されるＩ信号はハイパスフィルタを通過しないため、ＦＦＴ
２の出力で、相補的キャリアの等化及び復調に必要な全ての情報が得られる。Ｆ
ＦＴ２の出力では相補的情報だけを使用するため、相補的キャリアの出力だけを
計算する必要がある。ＦＦＴ２の出力はＥＱ２により等化される。図３に示すよ
うに、相補的キャリアの各対に対して、その対の一方のキャリアの負の複素共役
がその対のもう一方のキャリアに加算される。その後、その和を用いてその相補
的キャリアの対につき記号決定を行う。ＥＱ２の係数はＥＱ１の係数と同じ態様
で更新することができるが、アナログ信号が存在すると係数の推定に雑音が混入
する。これを克服するために、ＥＱ２の等化係数をＥＱ１の係数を用いて補間に
より得ることができる。自動利得制御（ＡＧＣ）、キャリアトラッキング、記号
トラッキングのような受信機の制御ループが適当な値である場合、ＦＦＴの中心
周波数は既知で一定の大きさ及び位相を有する。
【００２６】 図５は、相補的キャリアに亘って等化係数を決定するために線形補間を用いる
例を示す。図５はチャンネル応答の逆数２１８を実際に示すが、これは等化器に
とって望ましい応答であるからである。等化器の大きさから得られるであろう応
答２２０をも図５に示す。分かりやすくするために、図示の等化器応答は上方に
わずかに移動されているが、これはチャンネルの逆応答から識別できるようにす
るためである。この応答は非相補的キャリアの領域２２２、２２４においてチャ
ンネルの逆応答に追従することに注意されたい。お分かりのように、チャンネル
応答２１８が比較的滑らかである場合、補間により得られた等化係数は理想の値
に近く、等化器の大きさ応答２２０は相補的キャリアの領域２２６においてチャ
ンネルの大きさの逆数に追従する。
例を示す。図５はチャンネル応答の逆数２１８を実際に示すが、これは等化器に
とって望ましい応答であるからである。等化器の大きさから得られるであろう応
答２２０をも図５に示す。分かりやすくするために、図示の等化器応答は上方に
わずかに移動されているが、これはチャンネルの逆応答から識別できるようにす
るためである。この応答は非相補的キャリアの領域２２２、２２４においてチャ
ンネルの逆応答に追従することに注意されたい。お分かりのように、チャンネル
応答２１８が比較的滑らかである場合、補間により得られた等化係数は理想の値
に近く、等化器の大きさ応答２２０は相補的キャリアの領域２２６においてチャ
ンネルの大きさの逆数に追従する。
【００２７】 補間にはいくつかの種類がある。例えば、相補的領域の外側の第１のＯＦＤＭ
キャリアの等化係数の値を用いて、それらの値からチャンネルの中心における値
へ線形補間を行うことができる。線形補間は、信号が商用ＡＭ放送バンド（５３
０ｋＨｚ乃至１７１０ｋＨｚ）内にあり、相補的領域の幅が１０ｋＨｚ未満であ
るケースの大部分において満足できるものであることが判明している。別法とし
て、相補的キャリア領域に最も近い非相補的キャリアが受信信号の同相部分から
アナログ信号を除去するために使用可能なハイパスフィルタのようなフィルタに
より影響を受ける場合、チャンネルの中心からさらに離れた非相補的キャリアを
用いるのが望ましい。また、多くの非相補的キャリアからの情報を補間プロセス
に使用することができる。線形以外の補間アルゴリズムも利用可能である。よく
知られた補間アルゴリズムの中には、三次式近似、多項式補間、ＦＦＴベースの
補間及び指数又は対数曲線のあてはめが含まれる。補間に用いる非相補的等化係
数と、補間から得られる相補的等化係数とは、雑音の影響を減少するために時間
に亘って平均化することができる。周波数に亘って平滑化することにより、雑音
の影響を減少することも可能である。係数の大きさを線形補間する代わりに、対
数スケールで補間するのが有利かもしれない。別法として、等化係数の大きさ及
び位相を補間する代わりに、等化係数を表わすための係数の対応する実成分及び
虚成分を補間することが望ましいかもしれない。
キャリアの等化係数の値を用いて、それらの値からチャンネルの中心における値
へ線形補間を行うことができる。線形補間は、信号が商用ＡＭ放送バンド（５３
０ｋＨｚ乃至１７１０ｋＨｚ）内にあり、相補的領域の幅が１０ｋＨｚ未満であ
るケースの大部分において満足できるものであることが判明している。別法とし
て、相補的キャリア領域に最も近い非相補的キャリアが受信信号の同相部分から
アナログ信号を除去するために使用可能なハイパスフィルタのようなフィルタに
より影響を受ける場合、チャンネルの中心からさらに離れた非相補的キャリアを
用いるのが望ましい。また、多くの非相補的キャリアからの情報を補間プロセス
に使用することができる。線形以外の補間アルゴリズムも利用可能である。よく
知られた補間アルゴリズムの中には、三次式近似、多項式補間、ＦＦＴベースの
補間及び指数又は対数曲線のあてはめが含まれる。補間に用いる非相補的等化係
数と、補間から得られる相補的等化係数とは、雑音の影響を減少するために時間
に亘って平均化することができる。周波数に亘って平滑化することにより、雑音
の影響を減少することも可能である。係数の大きさを線形補間する代わりに、対
数スケールで補間するのが有利かもしれない。別法として、等化係数の大きさ及
び位相を補間する代わりに、等化係数を表わすための係数の対応する実成分及び
虚成分を補間することが望ましいかもしれない。
【００２８】 本発明は、振幅変調コンパチブルデジタル音声放送信号を復調し適応等化する
方式を提供する。以上において、本発明の特定の好ましい方式及び実施例を明ら
かにしたが、本発明は頭書の特許請求の範囲の中で他の態様で実施可能であるこ
とを理解されたい。
方式を提供する。以上において、本発明の特定の好ましい方式及び実施例を明ら
かにしたが、本発明は頭書の特許請求の範囲の中で他の態様で実施可能であるこ
とを理解されたい。
【図１】 図１は、従来技術の複合アナログＡＭ／デジタル放送信号を略示する。
【図２】 図２は、本発明に従って動作する等化器を備えた受信機のブロック図である。
【図３】 図３は、本発明による復調器と適応等化器の動作を説明する機能的ブロック図
である。
である。
【図４ａ】 図４ａは、本発明の動作を説明するフェーザ図である。
【図４ｂ】 図４ｂは、本発明の動作を説明するフェーザ図である。
【図５】 図５は、等化器の応答の大きさを示す図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年９月１１日（２０００．９．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００２】 音声忠実度を改善するためにデジタル符号化された音声信号を放送する可能性
につき関心が高まっている。いくつかの方式が提案されているが、米国特許第５
，５８８，０２２号（ＷＯ ９５２４７８１ Ａ）に記載された１つの方式は、
標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号を同時に放送する
ものである。第１の周波数スペクトルを有する振幅変調無線周波数信号が放送さ
れるが、この振幅変調無線周波数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム
信号により変調されたものであり、この信号と同時に、第１周波数スペクトルを
包含する帯域幅内で複数のデジタル変調キャリア信号が放送される。各デジタル
変調キャリア信号は、デジタルプログラム信号の一部により変調される。第１の
群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数スペクトル内にあって、第１の
キャリア信号により直角位相で変調される。第２及び第３の群のデジタル変調キ
ャリア信号は、第１の周波数スペクトルの外側にあって、第１のキャリア信号と
同相及び直角位相の両方で変調される。
につき関心が高まっている。いくつかの方式が提案されているが、米国特許第５
，５８８，０２２号（ＷＯ ９５２４７８１ Ａ）に記載された１つの方式は、
標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号を同時に放送する
ものである。第１の周波数スペクトルを有する振幅変調無線周波数信号が放送さ
れるが、この振幅変調無線周波数信号は、第１のキャリアがアナログプログラム
信号により変調されたものであり、この信号と同時に、第１周波数スペクトルを
包含する帯域幅内で複数のデジタル変調キャリア信号が放送される。各デジタル
変調キャリア信号は、デジタルプログラム信号の一部により変調される。第１の
群のデジタル変調キャリア信号は、第１の周波数スペクトル内にあって、第１の
キャリア信号により直角位相で変調される。第２及び第３の群のデジタル変調キ
ャリア信号は、第１の周波数スペクトルの外側にあって、第１のキャリア信号と
同相及び直角位相の両方で変調される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 米国特許第５，５８８，０２２号（ＷＯ ９５２４７８１ Ａ）に記載された
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式は、アナログＡＭチャンネルへのクロス
トークを回避しながらデジタル信号に最適なデータスループットを与えるような
波形構成になっていた。通信情報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数
分割多重化方式（ＯＦＤＭ）により使用される。
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式は、アナログＡＭチャンネルへのクロス
トークを回避しながらデジタル信号に最適なデータスループットを与えるような
波形構成になっていた。通信情報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数
分割多重化方式（ＯＦＤＭ）により使用される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】 一般大衆用ＡＭラジオのモノ音響検波器は受信信号の包絡線にだけ応答するが
、その位相には応答しない。多数のデジタル変調キャリアを用いるため、このハ
イブリッド信号により生じる包絡線のひずみを減少させる手段が必要である。米
国特許第５，８５９，８７６号は、ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式にお
ける包絡線ひずみの減少方法を開示している。アナログＡＭキャリア周波数より
高い或る特定のデジタルキャリアには、それに連携するものとして、アナログＡ
Ｍキャリアの下方において同一量周波数オフセットしたデジタルキャリアがある
。上側デジタルキャリア及びその対応キャリアに含まれる情報及びそれらの変調
は、それらキャリアの加算により生じる信号がアナログＡＭキャリアと同相の成
分を持たないようなものである。このように構成されたデジタルキャリアの対を
「相補的」と呼ぶ。アナログ信号スペクトルの直下にないキャリアは「非相補的
」と呼び、ＡＭキャリアに対して同相及び直角位相で変調される。この構成は、
ＡＭコンパチブルデジタル放送信号のアナログＡＭ受信の中実度を驚異的に改善
する。
、その位相には応答しない。多数のデジタル変調キャリアを用いるため、このハ
イブリッド信号により生じる包絡線のひずみを減少させる手段が必要である。米
国特許第５，８５９，８７６号は、ＡＭコンパチブルデジタル音声放送方式にお
ける包絡線ひずみの減少方法を開示している。アナログＡＭキャリア周波数より
高い或る特定のデジタルキャリアには、それに連携するものとして、アナログＡ
Ｍキャリアの下方において同一量周波数オフセットしたデジタルキャリアがある
。上側デジタルキャリア及びその対応キャリアに含まれる情報及びそれらの変調
は、それらキャリアの加算により生じる信号がアナログＡＭキャリアと同相の成
分を持たないようなものである。このように構成されたデジタルキャリアの対を
「相補的」と呼ぶ。アナログ信号スペクトルの直下にないキャリアは「非相補的
」と呼び、ＡＭキャリアに対して同相及び直角位相で変調される。この構成は、
ＡＭコンパチブルデジタル放送信号のアナログＡＭ受信の中実度を驚異的に改善
する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００５】 受信機は、デジタル信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により復調する。１つ
の可能な方法及びその関連の装置は、米国特許第５，６３３，８９６号（ＷＯ
９７０８８７７ Ａ）に記載されている。この特許は、直交周波数分割多重化（
ＯＦＤＭ）変調方式を用いるＡＭコンパチブルデジタル音声放送（ＡＭ ＤＡＢ
）方式におけるアナログ信号とデジタル信号の間の望ましくないクロストークを
、受信ＯＦＤＭデジタル信号の同相及び直角位相成分に対して別個に二重高速フ
ーリエ変換プロセスを施すことにより最小限に抑える復調方式を開示している。
直角位相チャンネルの出力を用いて相補的データが復元されるが、得られた処理
済み成分信号を加算すると非相補的データが復元される。
の可能な方法及びその関連の装置は、米国特許第５，６３３，８９６号（ＷＯ
９７０８８７７ Ａ）に記載されている。この特許は、直交周波数分割多重化（
ＯＦＤＭ）変調方式を用いるＡＭコンパチブルデジタル音声放送（ＡＭ ＤＡＢ
）方式におけるアナログ信号とデジタル信号の間の望ましくないクロストークを
、受信ＯＦＤＭデジタル信号の同相及び直角位相成分に対して別個に二重高速フ
ーリエ変換プロセスを施すことにより最小限に抑える復調方式を開示している。
直角位相チャンネルの出力を用いて相補的データが復元されるが、得られた処理
済み成分信号を加算すると非相補的データが復元される。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】 受信した多数のキャリア信号は、ダイナミックチャンネル応答に変動がある場
合等化しなければならない。等化しなければ、歪の大きい信号が検波され、デジ
タル放送信号の情報を復元できない。等化器は、デジタル音声放送信号の情報の
復元性を改善するものであり、かかる等化器の１例が米国特許第５，５５９，８
３０号（ＷＯ ９６２３３７４ Ａ）に開示されている。この特許の等化器は、
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送波形を受信してその波形を波形ベクトルとし
て蓄積する手段を含む。この等化器はさらに、波形ベクトルに等化ベクトルを乗
算してその波形を処理する。この等化ベクトルは、各々が最初に所定の値にセッ
トされた複数の等化係数より成る。等化器はさらに、処理済みの波形ベクトルの
各位置を蓄積した波形ベクトルと比較する。等化器は、蓄積した波形ベクトルに
最も近いベクトル位置をその信号として選択する。等化器は、雑音排除性を得る
ために波形ベクトル、処理済波形ベクトル及び蓄積した波形ベクトルにより等化
係数を更新する手段を備えるのが好ましい。
合等化しなければならない。等化しなければ、歪の大きい信号が検波され、デジ
タル放送信号の情報を復元できない。等化器は、デジタル音声放送信号の情報の
復元性を改善するものであり、かかる等化器の１例が米国特許第５，５５９，８
３０号（ＷＯ ９６２３３７４ Ａ）に開示されている。この特許の等化器は、
ＡＭコンパチブルデジタル音声放送波形を受信してその波形を波形ベクトルとし
て蓄積する手段を含む。この等化器はさらに、波形ベクトルに等化ベクトルを乗
算してその波形を処理する。この等化ベクトルは、各々が最初に所定の値にセッ
トされた複数の等化係数より成る。等化器はさらに、処理済みの波形ベクトルの
各位置を蓄積した波形ベクトルと比較する。等化器は、蓄積した波形ベクトルに
最も近いベクトル位置をその信号として選択する。等化器は、雑音排除性を得る
ために波形ベクトル、処理済波形ベクトル及び蓄積した波形ベクトルにより等化
係数を更新する手段を備えるのが好ましい。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】 米国特許第５，６３３，８９６号（ＷＯ ９７０８８７７ Ａ）及び第５，５
５９，８３０号（ＷＯ ９６２３３７４ Ａ）の等化器では、周波数ドメイン情
報は周波数ドメインベクトルとして等化器に与えられる。周波数ドメイン情報の
各ブロックは、記憶アレイに蓄積される。この記憶アレイベクトルは複数の等化
係数が乗算され、この乗算により得られる積が等化済み信号である。等化器では
一組の正確な値が先天的に知られており、これらに対して等化済み信号の各ベク
トル位置を比較することができる。ベクトル位置に記載された値に最も近い理想
的な値を実際の信号値として選択する。決定のベクトルは決定アレイに蓄積され
る。等化係数の推定手段は、受信信号、等化済み信号及び決定アレイを用いて、
係数の推定値を計算する。雑音排除性を与えるために、等化係数の推定値は時間
に亘って平均化することができる。係数更新速度が、ノイズ排除性及び収斂速度
を決定する。帯域の異なる部分の係数は、ひずみ機構の知識に応じてそれぞれ異
なる速度で更新される。
５９，８３０号（ＷＯ ９６２３３７４ Ａ）の等化器では、周波数ドメイン情
報は周波数ドメインベクトルとして等化器に与えられる。周波数ドメイン情報の
各ブロックは、記憶アレイに蓄積される。この記憶アレイベクトルは複数の等化
係数が乗算され、この乗算により得られる積が等化済み信号である。等化器では
一組の正確な値が先天的に知られており、これらに対して等化済み信号の各ベク
トル位置を比較することができる。ベクトル位置に記載された値に最も近い理想
的な値を実際の信号値として選択する。決定のベクトルは決定アレイに蓄積され
る。等化係数の推定手段は、受信信号、等化済み信号及び決定アレイを用いて、
係数の推定値を計算する。雑音排除性を与えるために、等化係数の推定値は時間
に亘って平均化することができる。係数更新速度が、ノイズ排除性及び収斂速度
を決定する。帯域の異なる部分の係数は、ひずみ機構の知識に応じてそれぞれ異
なる速度で更新される。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】 二重ＦＦＴ方式を用いると、相補的キャリアの周波数範囲にわたりＡＭキャリ
ア周波数の周りで対称的な大きさ及び反対称的な位相を有するチャンネルのシス
テム性能を改善できるが、大きさが非対称的(non-symmetric)であるか又は位相
が非反対称的(non- anti-symmetric)であるチャンネルでは、相補的なキャリア
のＦＦＴ出力を組み合わせるプロセスにより非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相の情報が破壊され、等化器を駆動する信号は正確でなくなる。公報第ＷＯ
００２１２２８号は、等化係数の大きさが非対称的で、位相が非反対称的である
場合適当な等化係数を与えることのできる等化方法を開示している。
ア周波数の周りで対称的な大きさ及び反対称的な位相を有するチャンネルのシス
テム性能を改善できるが、大きさが非対称的(non-symmetric)であるか又は位相
が非反対称的(non- anti-symmetric)であるチャンネルでは、相補的なキャリア
のＦＦＴ出力を組み合わせるプロセスにより非対称的な大きさ及び非反対称的な
位相の情報が破壊され、等化器を駆動する信号は正確でなくなる。公報第ＷＯ
００２１２２８号は、等化係数の大きさが非対称的で、位相が非反対称的である
場合適当な等化係数を与えることのできる等化方法を開示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ， ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，Ｍ Ｇ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ， ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，Ｙ Ｕ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ゴールドストン，ドン，アール アメリカ合衆国 オハイオ州 45040 メ イソン ウイップアウィル・ドライブ 9888 Ｆターム(参考） 5K004 AA03 DF02 DG01 5K022 DD01 DD33 DD34 DD43 5K046 AA05 EE06 EE19 EF11 【要約の続き】 り成る第２の等化ベクトルを求め、第２の変換済み信号 に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換 済み信号を処理して第２の等化済み信号を発生させるス テップより成る。本発明は、上記方法を用いる無線周波 数受信機だけでなく、上記方法を実施する装置及び上記 等化方法を用いる無線周波数受信機の動作も包含する。
Claims (28)
- 【請求項１】 第１の周波数スペクトルにおいてアナログプログラム信号に
より変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内
の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周波数スペクト
ル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を含み第１の周
波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号とを有
する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を
復調し等化する方法であって、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャ
リアを表わす第１の変換済み信号を発生させ、 第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベクトルを乗
算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を発生させ
、 非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新し、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリ
アを表わす第２の変換済み信号を発生させ、 第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第２の複数の等化係数より成
る第２の等化ベクトルを求め、 第２の変換済み信号に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済
み信号を処理して第２の等化済み信号を発生させるステップより成る振幅変調コ
ンパチブルデジタル放送信号を復調し等化する方法。 - 【請求項２】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を同相及び直角位相
成分に分離し、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換するステップの前
に振幅変調コンパチブルデジタル放送信号の同相成分をろ波して第１の変換済み
信号を発生させるステップをさらに含む請求項１の方法。 - 【請求項３】 同相成分をろ波するステップは、同相成分をハイパスフィル
タにかけることを含む請求項２の方法。 - 【請求項４】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号をウインドウ処理し
、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換する各ステップの
前に振幅変調コンパチブルデジタル放送信号からガードインターバルを除去する
ステップをさらに含む請求項１の方法。 - 【請求項５】 第２の複数の等化係数は、第１の組の等化係数と第１の周波
数スペクトルの中心における既知の値とを用いて計算され、かかる計算は線形補
間、三次式近似補間、多項式補間、高速フーリエベースとした補間または対数曲
線のあてはめの１つを用いて補間により実行される請求項１の方法。 - 【請求項６】 補間は時間に亘って平均化される請求項１の方法。
- 【請求項７】 補間は、第１及び第２の複数の等化係数を表わすために使用
される実成分及び虚成分に対して行われる請求項１の方法。 - 【請求項８】 第１の周波数スペクトルにおいてアナログプログラム信号に
より変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内
の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周波数スペクト
ル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を含み第１の周
波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号とを有
する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を
受信する無線周波数受信機を作動させる方法であって、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を受信し、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャ
リアを表わす第１の変換済み信号を発生させ、 第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベクトルを乗
算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を発生させ
、 非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新し、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリ
アを表わす第２の変換済み信号を発生させ、 第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第２の複数の等化係数より成
る第２の等化ベクトルを求め、 第２の変換済み信号に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済
み信号を処理して第２の等化済み信号を発生させ、 第１及び第２の等化済み信号に応答して出力信号を発生させるステップより成
る無線周波数受信機を作動させる方法。 - 【請求項９】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を同相及び直角位相
成分に分離し、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換するステップの前
に振幅変調コンパチブルデジタル放送信号の同相成分をろ波して第１の変換済み
信号を発生させるステップをさらに含む請求項８の方法。 - 【請求項１０】 同相成分をろ波するステップは、同相成分をハイパスフィ
ルタにかけることを含む請求項９の方法。 - 【請求項１１】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号をウインドウ処理
し、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換する各ステップ
の前に振幅変調コンパチブルデジタル放送信号からガードインターバルを除去す
るステップをさらに含む請求項８の方法。 - 【請求項１２】 第２の複数の等化係数は、第１の組の等化係数と第１の周
波数スペクトルの中心における既知の値とを用いて計算され、かかる計算は線形
補間、三次式近似補間、多項式補間、高速フーリエベースとした補間または対数
曲線のあてはめの１つを用いて補間により実行される請求項８の方法。 - 【請求項１３】 補間は時間に亘って平均化される請求項８の方法。
- 【請求項１４】 補間は、第１及び第２の複数の等化係数を表わすために使
用される実成分及び虚成分に対して行われる請求項８の方法。 - 【請求項１５】 第１の周波数スペクトルにおいてアナログプログラム信号
により変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅
内の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周波数スペク
トル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を含み第１の
周波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号とを
有する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタル放送信号
を復調し等化する装置であって、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャ
リアを表わす第１の変換済み信号を発生する手段と、 第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベクトルを乗
算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を発生する
手段と、 非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新する手段と、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリ
アを表わす第２の変換済み信号を発生する手段と、 第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第２の複数の等化係数より成
る第２の等化ベクトルを求める手段と、 第２の変換済み信号に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済
み信号を処理して第２の等化済み信号を発生する手段とより成る振幅変調コンパ
チブルデジタル放送信号を復調し等化する装置。 - 【請求項１６】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を同相及び直角位
相成分に分離する手段と、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号の同相成分をろ波する手段とをさらに
含む請求項１５の装置。 - 【請求項１７】 同相成分をろ波する装置はハイパスフィルタより成る請求
項１６の装置。 - 【請求項１８】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号をウインドウ処理
し、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号からガードインターバルを除去する
手段をさらに含む請求項１５の装置。 - 【請求項１９】 第２の複数の等化係数は、第１の組の等化係数と第１の周
波数スペクトルの中心における既知の値とを用いて計算され、かかる計算は線形
補間、三次式近似補間、多項式補間、高速フーリエベースとした補間または対数
曲線のあてはめの１つを用いて補間により実行される請求項１５の装置。 - 【請求項２０】 補間は時間に亘って平均化される請求項１５の装置。
- 【請求項２１】 補間は、第１及び第２の複数の等化係数を表わすために使
用される実成分及び虚成分に対して行われる請求項１５の装置。 - 【請求項２２】 第１の周波数スペクトルにおいてアナログプログラム信号
により変調される第１のキャリアと、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅
内の複数のデジタル変調キャリア信号と、相補的信号を含み第１の周波数スペク
トル内にある第１群のデジタル変調キャリア信号と、非相補的信号を含み第１の
周波数スペクトルの外側にある第２及び第３群のデジタル変調キャリア信号とを
有する振幅変調無線周波数信号を含んだ振幅変調コンパチブルデジタル放送信号
を受信する無線周波数受信機であって、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を受信する手段と、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して非相補的キャ
リアを表わす第１の変換済み信号を発生する手段と、 第１の変換済み信号に第１の複数の等化係数より成る第１の等化ベクトルを乗
算して第１の変換済み信号を処理することにより第１の等化済み信号を発生する
手段と、 非相補的信号に用いる第１の複数の等化係数を更新する手段と、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を高速フーリエ変換して相補的キャリ
アを表わす第２の変換済み信号を発生する手段と、 第１の複数の等化係数を用いて補間により求めた第２の複数の等化係数より成
る第２の等化ベクトルを求める手段と、 第２の変換済み信号に第２の等化ベクトルを乗算することにより第２の変換済
み信号を処理して第２の等化済み信号を発生する手段と、 第１及び第２の等化済み信号に応答して出力信号を発生する手段とより成る無
線周波数受信機。 - 【請求項２３】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号を同相及び直角位
相成分に分離する手段と、 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号の同相成分をろ波する手段とをさらに
含む請求項２２の受信機。 - 【請求項２４】 同相成分をろ波する装置はハイパスフィルタより成る請求
項２３の受信機。 - 【請求項２５】 振幅変調コンパチブルデジタル放送信号をウインドウ処理
し、振幅変調コンパチブルデジタル放送信号からガードインターバルを除去する
手段をさらに含む請求項２３の受信機。 - 【請求項２６】 第２の複数の等化係数は、第１の組の等化係数と第１の周
波数スペクトルの中心における既知の値とを用いて計算され、かかる計算は線形
補間、三次式近似補間、多項式補間、高速フーリエベースとした補間または対数
曲線のあてはめの１つを用いて補間により実行される請求項２３の受信機。 - 【請求項２７】 補間は時間に亘って平均化される請求項２３の受信機。
- 【請求項２８】 補間は、第１及び第２の複数の等化係数を表わすために使
用される実成分及び虚成分に対して行われる請求項２３の受信機。
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