KR20000069610A

KR20000069610A - 업스트림 및 다운스트림 통신 스펙트럼 가변 할당 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20000069610A
Application number: KR1019997005606A
Authority: KR
Inventors: 후루카와네일이.; 살린저셀던
Original assignee: 킹 가일 엠.; 지티이 가번먼트 시스템즈 코포레이션
Priority date: 1996-12-24
Filing date: 1997-12-24
Publication date: 2000-11-25
Also published as: US6167095A; NO993127L; JP2001508254A; EP0956667A1; US5987069A; CA2274715A1; WO1998028868A1; AU5728198A; NO993127D0; IL130265A0

Abstract

시스템 공급, 배경 잡음, 무선 주파수 간섭(RFI), 크로스토크, 반사 신호등과 같은 전송 라인 조건과 장애에 대응하여, 주파수 스펙트럼의 업스트림 및 다운스트림 부분들을 상이한 대역폭과 상이한 위치에 할당하는 개선된 디지털 양방향 통신 트랜시버가 개시된다. 업스트림 및 다운스트림 반송파 주파수의 이동은 거의 실시간으로 조정되며, 수신된 신호의 신호 품질 파라미터(SQP)를 결정하는 방법과 연관된다는 점에서 탄력적이다. SQP는 수신 신호의 비트에러율(BER)을 산출하고, 총 신호 대 간섭율(SIR)을 고려한다. 여기에서, 간섭에는 크로스토크, RFI, 인접 업스트림 및 다운스트림 채널로부터의 잔류 에코등이 포함된다. 업스트림 및 다운스트림 채널들의 반송파 주파수가 동적으로 할당되므로, 로버스트 반송파 획득, 복구, 로크 알고리즘이 요구된다. 로버스트 반송파 알고리즘은 특정 변조 또는 심볼 레이트에 상관없이 전송된 업스트림 및 다운스트림 신호들의 반송파 복구를 가능하게 한다.

Description

업스트림 및 다운스트림 통신 스펙트럼 가변 할당 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR VARIABLY ALLOCATING UPSTREAM AND DOWNSTREAM COMMUNICATION SPECTRA}

일반적으로, 아날로그 전화 통신 또는 POTS(plain old telephone service, 일반전화서비스)에서는 약 4KHz의 대역폭을 요구한다. 아날로그 음성 통신을 위해 설계된 기존의 쌍꼬임 동선 인프라구조를 이제 전화 회사들은 일반적으로 "최종 마일"(즉, 중앙국과 사용자 위치간 동선의 최종 부분)에 걸쳐 고속 디지털 정보를 전달하는 수단으로 간주할 뿐이다. POTS 서비스와 동일한 동선에 걸친 고속 디지털 데이터를 수용하기 위해서는, 한 쌍의 모뎀이 사용되며, 그중 하나는 중앙위치(중앙국 또는 광 네트워크 유닛(ONU))에, 다른 하나는 사용자 또는 상주 구역에 위치되며 디지털 서브스크라이버 라인(DSL) 모뎀이라고 명명된다. DSL의 경우, 디지털 정보는 POTS 서비스와 동일한 동선을 통해 고주파수에서, 또한, 고속 통신 시스템 실패의 경우는 POTS 서비스를 위해 예약된 주파수 스펙트럼의 저부로 전송된다. 수동 필터는 POTS 서비스와, 약 30KHz 에서 10MHz까지의 주파수 스펙트럼을 점유하는 고속 데이터를 분리한다. 이러한 특징은 일반적으로 "라이프라인 POTS 서비스"라고 하며, POTS 서비스의 오랜 사용으로 보증된 신뢰성 덕분에 통신 시스템의 일부로 일반적으로 보유된다.

DSL은 여러 버전이 있으며, 하나의 유형으로서 Video on Demand와 인터넷 접속과 같은 소비자 어플리케이션을 위한 비대칭 DSL(ADSL) 통신 시스템이 있다. ADSL은 중앙국 또는 "CO"와 몇 명의 최종 사용자 또는 원거리간의 양방향 데이터 통신을 제공한다. 이러한 비대칭 시스템에서, "다운스트림" 데이터 방향은 중앙국 또는 ONU에서 원거리로의 데이터 전송으로 정의되며, "업스트림" 데이터 방향은 원거리에서 중앙국으로의 데이터 전송으로 정의된다. 동선의 대역폭 용량이 다소 제한되므로, ADSL 비대칭 데이터 통신 시스템은 다운스트림 방향에 보다 많은 가용 주파수 스펙트럼을 할당한다. 이러한 할당은 일반적으로 보다 많은 데이터가 업스트림 방향보다 다운스트림 방향으로 흐른다는 사실에 가장 큰 근거를 둔다. 예를 들면, 이러한 유형의 시스템의 하나의 응용으로서, 원거리의 최종 사용자가 특정한 비디오 프로그램의 전송을 요구하는 "비디오 온 디맨드"가 있다. 이러한 경우, 다운스트림 데이터는 많은 양의 데이터 집약적인 비디오 정보로 구성되므로 매우 방대한 반면, 업스트림 데이터는 주로 제어 및 선택 정보로 구성된다. 그러므로, 업스트림 및 다운스트림 채널은 전부는 아니지만 대부분의 어플리케이션들에 대해 동일할 필요는 없다.

AT＆T Paradyne에 의해 T1.E1.4 Committee에 제안된, 기존의 동선 인프라구조를 이용하는 종래의 CAP(Carrierless AM/PM)에 기초한 Rate Adaptive DSL(RADSL) 시스템에 대한 전송 신호 주파수 스펙트럼 할당이 도 1에 도시되어 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, POTS 통신은 스펙트럼의 가장 낮은 부분, 일반적으로 4KHz를 점유한다. 스펙트럼의 후속 부분은 업스트림 채널에 할당된다. 업스트림 채널을 위한 스펙트럼 시작 주파수는 35KHz이며, 8, 16, 32, 64, 128, 256 CAP 변조를 위해 보오(baud)율은 136 kbaud에 고정되어 있다. 스펙트럼의 후속 부분은 다운스트림 채널에 할당된다. 다운스트림 채널을 위한 스팩트럼 시작 주파수는 240kHz이며, 8, 16, 32, 64, 128, 256 CAP 변조를 위한 보오율은 340, 680, 816, 952, 1088 kbaud 중에서 선택가능하다. 업스트림 및 다운스트림 채널은 모두 제곱근을 곱한 코싸인 형태를 사용한다. 보오율과 변조 포맷의 선택은 주어진 루프와 노이즈 환경에 대한 최상의 구성을 모색하기 위한 철저한 검색이 실행되는 초기화 과정 중에 결정된다.

그러나, 상기 구현에는 몇 가지 문제점이 있다. 첫번째로, 간섭 및 노이즈 환경이 정적인 상태인 경우에만 유효하다는 것이다. 이것은 라인 콘디셔닝이 초기화 과정 중에만 실행되기 때문이다. 두번째로, RFI를 위한 전형적인 단일 대규모 협대역 간섭으로 인해, 필요한 BER 마진을 유지하기 위한 가용 변조 상태가 상당히 감소한다는 것이다.

본 발명은 라인 프로빙과, 업스트림 및 다운스트림 스펙트럼의 실시간 할당과 유사한 방법을 가능하게 하는 특징을 위한 강력한 기술을 사용함과 동시에 보 오율과 변조 포맷을 최적화함으로써 이러한 문제점들을 극복한다.

본 발명은 디지털 데이터 통신에 관한 것이다. 본 발명은 특히, 특정 CAP/QAM에 기초한 전송 매체를 위해 전송 신호 특성을 최적화하는 개선된 전송 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 양방향 통신 시스템에서 크로스토크 및 무선 주파수 간섭(RFI)에 의해 발생하는 동일 채널 간섭등의 채널 손상을 근거로 업스트림 및 다운스트림 통신 스펙트럼을 가변 할당하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

도 1은 종래의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 최초 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

도 3a, 3b, 3c는 업스트림 및 다운스트림 채널의 초기화와 위치재설정을 위한 여러 실시예을 보여주는 본 발명에 따른 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

도 4는 다운스트림 채널폭의 증가를 보여주는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

도 5는 128 QAM 신호 배열을 도시한 도면.

도 6은 반송파 복구 루프 회로를 도시한 블럭도.

도 7은 반송파 루프 필터 구조를 도시한 블럭도.

도 8은 LO 주파수 카운터를 도시한 블럭도.

도 9는 본 발명에 따른 반송파 복구 알고리즘을 도시한 공정흐름도.

본 발명은 라인 조건을 나타내는 산출된 신호 품질 파라미터를 근거로 주파수 스펙트럼의 업스트림 및 다운스트림 부분이 할당된 개선된 디지털 양방향 통신 트랜시버 시스템을 제공한다. 본 발명에 따르면, 업스트림 또는 다운스트림 부분 중 하나가 POTS 채널에 매우 근접하여 위치하며 그 크기는 가변적이다. 그런 다음, 다른 하나의 부분은, POTS 채널에 근접하여 위치한 가변 크기 부분에 따라 고정되거나 가변되는 고주파수에 위치된다. 예를 들면, 다운스트림 채널은 POTS 채널에 매우 근접한 저주파수에 위치하며, 업스트림 채널은 다운스트림 채널보다 높은 주파수에 위치한다. 이 경우, 업스트림 채널은 다운스트림 채널의 대역폭에 따라 고정 주파수 또는 가변 주파수에 위치한다. 또는, 업스트림 채널은 POTS 채널에 근접하여 위치되며, 다운스트림 채널은 고주파수에 위치된다. 이와 유사하게, 다운스트림 채널은 고정 또는 가변 주파수에 위치된다.

신호 품질 파라미터(SQP)는 업스트림과 다운스트림 각각에 대해 각 수신기에서 측정된다. SQP는 수신 데이터상의 비트에러율(BER) 또는 SNR 마진을 측정하기 위해 사용된다. SQP는 총 신호 대 간섭(SIR)율을 반영하며, 간섭에는 배경 노이즈, 크로스토크, 잔류 부호간 간섭, 인접 업스트림 또는 다운스트림으로부터의 잔류 에코, 왜곡등이 포함된다.

또한, 업스트림 및 다운스트림 채널 양쪽에 할당된 주파수 스펙트럼은 주어진 시점에서 주어진 시스템의 특정 대역폭 요구사항에 부응하기 위해 거의 실시간으로 조정될 수 있다는 점에서 탄력성이 있다. 이것은 보오율, 변조 포맷, 스펙트럼 형상을 조정함으로써 가능하다.

업스트림 및 다운스트림 채널의 반송파 주파수는 동적으로 할당되므로, 강력한 반송파 획득, 복구, 로크 알고리즘 구현이 요구된다. 강력한 반송파 알고리즘은 특정 변조 포맷 또는 보오율에 상관없이 전송된 업스트림 및 다운스트림 신호들의 복구를 가능하게 한다.

본 발명은 아래의 도면의 간단한 설명과 실시예에 대한 설명으로부터 보다 명확해 질 것이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 스펙트럼 할당을 도시한다. 도 4에 도시된 실시예는 POTS 채널에 근접하여 위치된 다운스트림 채널과, 다운스트림 채널보다 높은 주파수에 위치한 업스트림 채널을 가진다. 또한, 업스트림 채널은 다운스트림 채널보다 높은 후속 가용 주파수 스펙트럼 부분에 위치한다. 즉, 고정 주파수에 위치하지 않는다. 도 4에 도시한 바와 같이, POTS 채널(20)은 주파수 스펙트럼의 최하위 부분에 위치한다. POTS의 후속부분에는 다운스트림 채널(22)이 위치한다. 마지막으로, 업스트림 채널(24)은 후속 가용 주파수 부분에서 다운스트림 채널(22)에 인접하여 위치한다.

트랜시버 초기화는 로컬 및 원격 트랜시버간 양방향 통신 세션을 구축하기 위해 요구된다. 도 2는 초기화시의 도 4의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 초기화는 설치시 또는 사용자 요구가 있을 때, 또는 시스템 조건 및 요구사항에 따라 언제든 발생될 수 있음에 유의한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 업스트림 및 다운스트림 채널들은 VTU-ONU(VDSL Terminal Unit-Optical Node Unit, 즉, 중앙 사이트)와 VTU-R(원거리 사이트)간의 최초 통신을 위해 소정의 주파수에 위치한다. 이러한 초기화 과정은 도 3a에 도시되어 있다. 중앙 사이트로부터의 최초 통신으로 인해 원거리 사이트는 활동을 개시한다(스펙트럼 "1", 도 3a). 그런 다음, 원거리 사이트는 예를 들면, 광대역 FFT 분석(스펙트럼 "2", 도 3a)을 이용하여 통신 라인의 노이즈 특성을 특징화한다. 그런 다음, 라인에 대한 특징적인 정보가 소정의 업스트림 채널을 이용하여 원거리로부터 중앙 사이트로 전송된다. 중앙 사이트는 특징정보를 수신하면, 라인 노이즈 특성에 따라 (스펙트럼 "3", 도 3a) 각각에 가능한 대역폭뿐만 아니라 업스트림 및 다운스트림 반송파 주파수를 결정한다. 주어진 가능한 대역폭으로 성취될 데이터 속도는 대략의 변조 포맷 (예를 들면, 16-QAM, 64 QAM...)과 보 레이트를 선택함으로써 설정된다. 예를 들면, 도 3a(스펙트럼 "3")에 도시한 바와 같이, 업스트림 및 다운스트림 채널들은 상이한 주파수에서 작동하는 통신 시스템(예를 들면, ISDN, AM, ...)으로부터의 간섭을 피하도록 위치된다. 초기화 과정은 계속하여 변경되는 간섭 소스의 효과를 반영하기 위해 이후에 반복된다.

또는, 초기화 및 라인 특성화는 먼저 소정의 반송파 주파수와 대역폭에 업스트림 및 다운스트림 채널을 설정함으로써 실행될 수 있다. 예를 들면, 업스트림 채널은 저주파수에 위치시키고 업스트림 채널을 고주파수에 위치시킨다. 계속하여, 다운스트림 채널의 대역폭을 일정하게 증가시키고 원거리 사이트는 신호 품질 파라미터(SQP)를 분석하여 다운스트림 채널의 비트 에러율을 판단한다. 이것은 도 3b에 도시되어 있다. SQP 분석은 아래에 상세히 설명되어 있다. 이 과정은 최대 대역폭이 결정될 때까지, 즉, 비트 에러율(BER)이 허용가능한 레벨을 초과할 때까지 반복된다.

본 발명의 다른 실시예에서, 초기화와 라인 특성화는 아래와 같이 실행된다. 도 3c에서, 우선, 다운스트림 채널(22)은 소정의 최소 대역폭에 설정되고, 업스트림 채널(24)은 다운스트림 채널(22)에 매우 인접하나 높은 주파수에 위치된다. 도 2에 도시한 위치에서의 업스트림 채널(24) 및 다운스트림 채널(22)에서, 업스트림 및 다운스트림 채널에 의해 점유된 주파수 스펙트럼 부분은 신호 품질 파라미터(SQP) 분석법에 의해 분석되며, 이에 대해서는 아래에 상세히 설명한다. 본질적으로, SQP 분석법은 주파수 스펙트럼의 특정 부분에서 전송되는 신호의 신호 대 노이즈율을 판단하고, 상기 특정 부분과 연관된 간섭 환경을 판단한다.

도 3c에 도시한 바와 같이, 업스트림 채널(24)의 주파수는 계속 증가하며 주파수 스펙트럼의 해당 부분은 종합 FFT 및 SQP 분석법을 혼합 사용하여 분석된다. 이러한 과정은 주파수 스펙트럼의 가용 부분이 적절히 특성화되어 확인될 때까지 반복된다. 주파수 스펙트럼의 가용 부분은 적절한 신호 전송을 제공할 수 있는 주파수 스펙트럼의 가장 높은 부분에 의해 결정된다. 주파수 스펙트럼의 상이한 부분들을 특성화하기 위해 업스트림 채널(24)의 주파수가 상승하면, 노이즈 실행에 허용 불가능한 신호가 되는 제 1 부분은 주파수 스펙트럼의 가용 부분의 상한을 반드시 결정할 필요는 없다. 오히려, 이것은 스퓨리어스 노이즈 또는 기타 협대역 무선 주파수 간섭 현상에서 기인할 수도 있으며, 사실은 스펙트럼의 또다른 가용 부분이 후속으로 동반된다. 그러므로, 제 1 영역에서의 실행이 미비하더라도 이를 초과하여 주파수 스펙트럼을 계속 특성화할 필요가 있다. 일반적으로, 주파수 스펙트럼의 가용 부분의 상한은 몇 개의 인접 영역에 대해 일관적으로 미비한 실행이 발견되면 나타난다.

다운스트림 채널(22)에 대한 가용 대역폭을 최대화하기 위해, 업스트림 채널(24)은 스펙트럼(도 4)의 최종 가용 부분에 위치한다. 이렇게 하면, 주어진 시스템 구성의 특정 데이터 전송 요구사항을 수용할 수 있도록 다운스트림 채널의 크기를 증가시킬 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예에 따른 초기화 또는 특성화 과정은 시간, 온도, 그리고 기타 조건에 따라 그 특성이 변하는 전송 매체를 특성화하기 위해 일정한 간격으로 반복되어 실행될 수 있다.

업스트림 채널(22)과 다운스트림 채널(24)은 각각 주파수의 이동이 있으므로, 업스트림 채널 및 다운스트림 채널 각각을 적절히 변조하기 위해 반송파 주파수를 신속하고 정확하게 위치시켜야 한다. 이것은 아래에 상세히 설명될 반송파 복구 알고리즘을 이용하여 실행될 수 있다.

업스트림 채널 및 다운스트림 채널의 위치 설정

주파수 스펙트럼에서 업스트림 채널 및 다운스트림 채널의 위치 설정은 몇 가지 판단사항들과 연관된다. 우선, 업스트림 및 다운스트림 채널들 중 어느 것이 저주파수에, 그리고 어느 것이 고주파수에 위치되었는지를 판단해야 한다. 그 다음, 고주파수에 위치된 채널이 고정 반송파에 위치되었는지 또는 저주파수 채널을 초과하여 후속 가용 주파수 스펙트럼을 점유하도록 동적으로 조정되었는지의 여부에 대한 판단을 해야한다.

업스트림 또는 다운스트림 채널 중 어느 것이 저주파수를 점유하는지에 관련하여, 이러한 판단은 일반적으로 통신 서비스의 공급과 특정 설정 또는 환경에서 제공되는 통신 서비스의 유형을 근거로 이루어진다. 예를 들면, 비디오 온 디맨드 또는 스위칭된 디지털 비디오의 경우, 업스트림 채널은 제어 정보를 전달하며 다운스트림 채널은 데이터를 전달한다. 이러한 환경에서, 시각적 인공물의 결과로 나타나는 데이터 에러에 보다 민감한 다운스트림 채널에 대해서는 낮은 비트 에러율을 갖도록 하는 것이 바람직하다. 그러므로, 다운스트림 채널은 저 주파수에 위치시키고(일반적으로 감쇄 및 기타 열화가 적으므로 신호 대 잡음이 개선된다). 업스트림 채널은 고주파수에 위치시킨다.

이와 반대로, ADSL 통신의 경우, 시스템 공급은 일반적으로 동일한 물리적 케이블 내에서 기타 통신 구성들(예: ISDN)을 허용한다. 이렇게 함으로써, 노이즈 및 기타 간섭들은 저주파수를 갖게 된다. 그러므로, 이런 경우에는, 기타 통신 구성들의 유해한 영향을 감소시키기 위해 업스트림 채널이 저주파수에 위치하고 다운스트림 채널이 고주파수에 위치한다.

고주파수 채널(업스트림 채널이거나 다운스트림 채널일 수 있다)이 고정 반송파 주파수에 위치하였는지 또는 저주파수 바로 위의 주파수에 동적으로 위치하였는지의 여부와 관련하여, 이러한 판단 또한 시스템 공급 및 케이블내의 통신 구성의 유형을 근거로 이루어진다.

케이블내에 다양한 유형의 통신 구성이 존재하는 경우, 각각의 상이한 구성을 위한 서로 다른 업스트림 채널들은 특정 주파수 범위내로 제한된다. 마찬가지로, 서로 다른 다운스트림 채널들도 업스트림 채널에 지정된 주파수 범위와는 다른 특정 주파수 범위내로 제한된다. 이러한 유형의 채널 지정은 동일한 케이블내에서 상이한 도체들간 근단(near end) 크로스토크 효과를 최소화한다. "근단" 크로스토크라는 용어는 근단에서 그 효과가 감지되는 신호 간섭을 지칭하기 위해 사용되었다. 예를 들면, 와이어 그룹 "A"에서의 다운스트림 채널로부터 와이어 그룹 "B"에서의 업스트림 채널로의 크로스토크는 근단, 즉, 업스트림 채널 "B"를 수신하는 중앙 사이트에서 감지된다. 마찬가지로, 업스트림 채널 "A"로부터 다운스트림 "B"로의 크로스토크는 다운스트림 채널 "B"를 수신하는 원격 사이트에서 감지된다. 통상의 기술을 가진 자에게 자명하듯이, "원단(far end)" 크로스토크는 하나의 다운스트림 채널로부터 다른 하나의 다운스트림 채널로, 또는, 하나의 업스트림 채널로부터 다른 하나의 업스트림 채널로의 신호 간섭과 관련된다.

상기 설명한 신호 지정 구성을 이용함으로써, 업스트림 및 다운스트림 채널들이 상이한 주파수에 존재하므로 근단 크로스토크는 본질적으로는 삭제되었다. 그러므로, 크로스토크가 있다고 해도 실질적으로는 아무런 영향이 없다. 이러한 신호 지정은 크로스토크가 관심사인 경우, 즉, 동일한 통신 구성, 예를 들면, 몇 개의 ADSL 통신 라인들의 신호를 반송하는 동일한 물리적 케이블내에 상이한 와이어 그룹들이 있는 경우에 사용된다. 그러한 환경에서, 고주파수(업스트림 또는 다운스트림 채널)는 고정 주파수 범위에 제한되며, 저주파수(다운스트림 또는 업스트림 채널)의 대역폭에 동적으로 후속되지는 않는다. 이것은 하나의 와이어 그룹의 다운스트림 (또는 업스트림) 채널이 다른 그룹의 업스트림 (또는 다운스트림) 채널과 중복 또는 동시 발생하지 않도록 한다.

한편, 시스템 조건상 케이블내의 하나의 와이어 그룹이 특정 업스트림 및 다운스트림 주파수를 사용할 수 있는 경우, 다른 와이어 그룹의 상대 주파수 채널 중복에 대한 염려가 없으므로 고주파수 채널(업스트림 또는 다운스트림)은 저주파수 채널(다운스트림 또는 업스트림)에 곧바로 후속된다.

신호 품질 파라미터 (SQP)

SQP 분석은 신호 배열의 클러스터 분산을 산출하여, 수신된 신호의 신호 대 잡음 (또는 반송파 대 잡음) 비율을 결정하고, 산출된 신호 대 잡음 비율의 타당성 또는 정확도를 클러스터 분산을 이용하여 판단한다. 도 5는 128QAM 신호에 대한 전형적인 신호 배열을 도시한다. 각 점들은 특정 위상과 진폭 상태를 나타낸다.

128QAM의 경우, 각 점들은 7비트의 데이터를 나타낸다. 클러스터 분산은 클러스터의 이상적인 위치점들에 대한 배열에서의 심볼 클러스터 스프레드의 전체 구성에 대한 통계적 치수이다. 실제적으로 "클러스터 분산"은 종래의 "분산"량이라기 보다는 표준 편차량이다. 클러스터 분산은 수신된 심볼의 샘플 세트의 x(in-phase 또는 수평축, 도 5), y(직교 또는 수직축, 도 5) 좌표 중 어느 하나 또는 양쪽 모두에 대해 산출된다. 클러스터 분산은 신호 대 잡음 비율과 잡음 마진간의 관계를 알 수 있게 해주며, 이 관계는 임의의 이상적인 배열점에서부터, 전송될 가능성이 가장 높은 심볼로 선택될 지점이 속하는 영역에 대한 판단 경계까지의 최소 거리이다. 이 관계는 또한 배열에서의 크기(이상적 심볼 위치수)의 함수이다.

신호 대 잡음 비율은 오프셋(바이어스), 이득 불일치, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러와 같은 선형 왜곡등을 포함하는 상이한 크기의 배열에 대해 산출된다.

클러스터 분산 분석에서 반송파 대 잡음 비율에 대한 타당성 있는 판단을 위해, 개별 클러스터를 분석하고 합당한 정확성을 가진 클러스터 분산을 판단할 수 있어야 한다. 클러스터 분산에 의해 판단된 반송파 대 잡음 비율은 산출된 반송파 대 잡음 비율의 신뢰성을 판단하기 위해 특정 변조 유형에 대한 소정의 반송파 대 잡음 비율 한계와 비교된다.

디지털 변조에서, 판단 경계는 수신되는 변조 유형에 대해 특정적으로 설정된다. 이러한 판단 경계는 가상의 이상적 배열, 즉, 왜곡이 전혀 없는 배열에 근거한다. 수신된 신호 샘플과 설정된 판단 경계와의 비교에 근거하여, 각 샘플은 판단 상태 또는 해당되는 심볼 클러스터에 대응하는 bin에 지정된다.

X-Y 좌표 시스템에서, x는 수평 좌표를 y는 수직 좌표를 나타낸다. 배열 스큐 및 회전이 없는 경우, in-phase(I) 위상 좌표는 x 좌표에 대응하고 직교(Q) 위상 좌표는 y 좌표에 대응한다. 스큐 또는 회전이 있는 경우, 이러한 좌표들은 이상적인 조건에서 벗어난다. 각 클러스터에 대해, 아래의 값들이 누적된다.

(1) 클러스터(i,j)의 샘플수:(2-1a)

(2) 클러스터(i,j)에서 x값의 합계:(2-1b)

(3) 클러스터(i,j)에서 y값의 합계:(2-1c)

(4) 클러스터(i,j)에서 x값의 제곱값의 합계:(2-1d)

(5) 클러스터(i,j)에서 y값의 제곱값의 합계:(2-1e)

(6) 클러스터(i,j)에서 x, y값을 곱한 값의 합계:(2-1f)

각 클러스터의 개별 샘플들에 대한 벡터(진폭-위상) 데이터를 수집함에 있어, 데이터의 연속적인 분석에서 높은 수준의 통계적 중요성을 보장하기 위해 적정수의 샘플들을 획득해야 한다. 배열 클러스터 (또는 상태)당 최소한 평균 100개의 샘플들을 수집하는 것이 일반적으로 바람직하다. 그러므로, R-상태 배열을 위해, 최소한 100R 샘플들을 수집해야 한다.

상기 정의된 용어를 사용하여, 각 클러스터에 대해 아래의 통계치가 산출된다.

(1) 클러스터(i,j)의 샘플 평균 x-위치:

(2-2)

(2) 클러스터(i,j)의 샘플 평균 y-위치:

(2-3)

(3) 클러스터(i,j)상의 x의 샘플 분산:

(2-4)

(4) 클러스터(i,j)상의 y의 샘플 분산:

(2-5)

(5) 클러스터(i,j)에 대한 x, y의 샘플 공분산:

(2-6)

(6) 클러스터(i,j)의 평균 제곱(RMS) 크기:

(2-7)

수식 2-4에서 수식 2-6까지는 모분산의 무편향 측정을 사용한다. 또한,,로 (i,j)번째 배열점의 이상적인 좌표를 나타냄으로써, 클러스터(i,j)의 x, y 바이어스, 즉, 이상적인 위치로부터 클러스터의 자리 이동은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-8a)

(2-8b)

모든 클러스터에 대한 총 샘플수는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-9)

여기에서 M은 각 좌표에서 변조 레벨의 수를 나타낸다. 그러므로, 정방 배열의 경우 직교 진폭 변조(QAM) 배열은 R=M²의 클러스터 또는 상태를 가진다.

모든 클러스터에 대한 각 좌표에서의 클러스터 크기의 샘플 분포는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-10a)

(2-10b)

수식 2-10a와 2-10b에서 수식 2-4와 2-5를 사용하면, 전체 배열에 대한 클러스터 크기상의 x, y 표준 편차를 얻을 수 있다. 이것은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-11a)

(2-11b)

각 클러스터 분산에 (K_ij- 1)/(N - M²)를 적용하는 것은 각 클러스터의 샘플수를 고려하여 무편향 측정을 제공하기 위함이다. N-M²는 측정 자유도를 나타낸다. 마지막으로, 전체 배열에 대한 RMS 클러스터 크기는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-12)

여기에서, S_xxij와 S_yyij는 수식(2-4)와 (2-5)에 나타나있다.

RMS 클러스터 크기 또는 "클러스터 분산"은 아래의 수식에 나타나있다.

(2-13)

여기에서, 모든 클러스터에 대한 총 샘플수인 N은 아래의 수식에 나타나 있다.

(2-14)

수식 2-13과 2-14에서, M은 QAM 또는 QPR 시스템의 각 좌표에서의 변조 레벨수이다,(그러므로, QAM 배열은 M²클러스터 또는 상태를 가진다.) K_ij는 클러스터(i,j)에서의 샘플수이다. 또한,와는 클러스터(i,j)상의 x, y 각각에서의 샘플 분산이며, 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-15)

(2-16)

이상적인(왜곡되지 않은) 배열을 위해, 반송파 대 잡음 비율(CNR)은 아래와 같이 클러스터 분산에 연관되어 있다.

(2-17)

여기에서, L은 배열의 시작부터 클러스터 중심까지의 평균 정방 거리이며, 변조 유형에 좌우되며 아래의 값을 가진다.

L 값

변조 L

QPSK 2

16-QAM 10

64-QAM 42

256-QAM 170

9-QPR 5.3333

25-QPR 16

49-QPR 32

81-QPR 53.3333

수식 2-17에서, d는 잡음 여유, 즉, 판단 경계의 최소(수직) 거리이다. 정방 판단 영역에서, 이것은 모든 경계가 될 수 있다. 이상적이고 왜곡되지 않은 배열을 위해, 아래의 수식이 성립되도록 d=1/2이다.

(2-18)

오프셋, 이득 불일치, 로크 각도 에러, 쿼드 각도 에러등을 포함한 배열에 대한 선형 왜곡이 있는 경우, RMS 신호 진폭은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-18a)

그러므로, 수식 2-17은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-19)

여기에서,

(2-20)

(2-21)

여기에서, A_x와 A_y는 x, y 방향의 배열 오프셋이고, B_xx= 2d_x, B_yy= 2d_y는 선형 이득, 즉, 열과 행 간격이다. 수식 2-18a의 일반적인 형태는 16-QAM 배열의 특정한 한 예를 일반화하여 얻을 수 있다. 16-QAM 배열의 경우, 아래의 수식이 가능하다.

(2-21a)

수식 2-21a에서, 이 수식이 다른 유형의 변조 유형에서도 사용될 수 있도록 16-QAM 변조에 대한 L값인 "10"을 보다 일반적인 용어인 L로 대체함으로써, 수식 2-21a를 일반화시킬 수 있다. 이러한 일반화의 결과는 상기 수식 2-18a이다.

배열의 임의의 선형 또는 비선형 왜곡을 가진 가장 일반적인 경우, 반송파 대 잡음비는 아래와 같이 클러스터 분산과 연관되어 있다.

(2-22)

여기에서,

(2-23)

수식 (2-23)은 측정된 클러스터 중심(수식 2-2, 2-3)으로 표현된 전체 배열의 평균 평방 신호 파워이며, 분산 S2는 전체 배열의 잡음 파워이다.

일반적으로, 비트-에너지 대 잡음-밀도 비율, Eb/No,는 반송파 대 잡음 비율 CNR에 아래와 같이 연관된다.

(2-24)

여기에서, B_N은 잡음 대역폭(일반적으로 IF 대역폭)이고, R_B는 비트전송속도이다.

W의 베이스밴드 대역폭에 대한 나이키스트 레이트 또는 심볼간 간섭없는 전송을 위한 최대 비트전송속도는 직각 펄스 진폭 변조(PAM) 신호에 대해 아래와 같은 수식으로 나타낼 수 있다.

(2-25)

여기에서, 심볼당 m=log₂M 전송된 비트가 존재한다. W에 해당하는 IF 대역폭은 B_N=2W이다. 그러므로, 직각 PAM 신호에 대하여, 아래의 수식으로 나타낸 관계를 구할 수 있다.

(2-26)

각 좌표에서 M 레벨을 사용하는 직각 위상 전송에 있어서, 아래의 수식으로 표현되는 심볼당 비트가 존재한다.

(2-27)

그러므로, 아래의 수식이 성립된다.

(2-28)

롤오프 인수 β를 갖는 나이키스트 펄스 파형에서, 직교 변조된 신호에 대한 베이스밴드 대역폭은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

(2-29)

여기에서, f_N= R_B/(2log₂M²)는 나이키스트 주파수, 즉, 심볼간 간섭없는 최대 심볼 레이트이며, 심볼당 비트수로 나누어진 나이키스트 비트 레이트이다. 그러므로,

(2-30)

bps/Hz, 또는

(2-31)

따라서, 각 좌표와 임의의 나이키스트 펄스 파형에서 M 레벨을 갖는 QAM 또는 QPR 신호에 대한 비트-에너지 대 잡음-밀도 비율은 아래와 같다.

(2-32)

클러스터 분산으로부터 반송파 대 잡음 비율을 판단하며, 이 수식은 비트-에너지 대 잡음-밀도 비율을 결정하기 위해 사용될 수 있다.

반송파 대 잡음 비율을 타당성있게 판단하기 위한 클러스터 분산 분석에 있어서, 우선 개별 클러스터들을 분리하고 분석할 수 있어야 한다. RMS 클러스터 크기가 잡음 여유 d 이상인 경우, 즉, s≥d인 경우, 또는 s≥d_rms과 같이 배열 왜곡을 가진 보다 일반적인 경우, 개별 클러스터를 분석할 수 없다. 실제로, s≥kd인 경우 (k는 0.5〈k〈1.0 범위내의 임의의 수), 개별 클러스터를 분석할 수 없다.

s=kd인 경우, 아래의 수식을 얻을 수 있다.

(2-33)

이 수식을 데시벨로 나타내면 다음과 같다.

(2-34)

수식 2-34는 주파수 스펙트럼의 특정 부분을 분석하기 위해, 즉, 스펙트럼의 각 부분과 연관된 간섭 및 노이즈 환경을 판단하기 위해 사용된다.

아래의 표에 나타난 것과 같이, 허용 가능한 비트 에러율(BER)의 결과를 가져오는 CNR 제한은 각 변조 유형에 대해 k의 함수와 파라미터 L로 산출된다. k의 가정 제한값이 감소할수록, 클러스터의 최대 크기(이를 초과하면 클러스터 분산을 판단할 수 없다)는 증가한다. 그러므로, 최소 CNR(이를 초과하면 클러스터 분산을 판단할 수 없다)은 증가한다. RMS 클러스터 크기가 kd보다 작은 경우, CNR은 요구되는 최소값 이상이 된다. 그러므로, k가 클수록 저 품질 신호(저 CNR)를 정확하고 신뢰성있게 처리할 수 있다. 또한, k는 선택된 수가 아니며, 실험에 의해 결정되며, 고급 통계 기술을 이용하여 산출된다.

표1 - 반송파 대 잡음 비율 한계

(이 한계의 이하에서는 클러스터 분산 분석이 불가능함)

평방 클러스터의 각 좌표에서의 샘플의 정상 분포의 경우, s=d (k=1.0)라면, 샘플의 31.7%는 클러스터 판단 영역 외부에 해당되고, 인접 클러스터의 샘플의 31.7%는 해당 판단 영역의 내부에 해당된다. 이렇게 되면, 측정값 s에서 약 63%(두 31.7% 에러의 합)의 큰 에러, 클러스터 분산에서 약 127%의 에러, 산출된 CNR에서 약 3.5dB의 에러가 발생된다. 마찬가지로, k=0.75이면, 클러스터 분산에서의 에러는 약 27%가 되며, CNR에서의 에러는 약 1.0dB이 된다. k=0.5이면, 클러스터 분산에서의 에러는 약 9%가 되며, CNR에서의 에러는 약 0.4dB이 된다.

모든 k≤1인 경우에 대해 클러스터 분산을 산출할 수 있으나. CNR 산출에서 과도한 에러를 피하기 위해 k≤0.5 (s≤0.5d)인 경우가 바람직하다. 또한, 표1에서 알 수 있듯이, k가 감소할수록, 클러스터 분산과 후속 CNR 산출은 높은 CNR에 대해서만 유효하다. 예상한 대로, 유효 클러스터 분산을 산출하기 위해 고차수 배열에는 높은 CNR이 필요하다.

반송파 복구 알고리즘

반송파 복구는 반송파 주파수를 업스트림 채널(24) 또는 다운스트림 채널(22)에 각각 위치시키기 위한 것이다. 각 채널은 주파수로 이동하므로, 업스트림 채널과 다운스트림 채널을 적절히 복조하기 위해서는 반송파 채널을 신속하고 정확하게 위치시켜야한다.

반송파 복구 회로의 주요 요소가 도 6에 도시되어 있다. 반송파 복구 회로의 개별 요소에 대해 우선 설명하고, 개별 요소들의 상호작용과 작동에 대해 설명될 것이다.

도 6에서, 반송파 테이블 생성기(60)는 사용되는 변조 구성 유형을 입력으로서 수신하고 그 변조 구성에 대한 에러 영역을 생성한다. 이러한 에러 영역은, 예를 들면, 로버스트 영역 거리, 로크 영역 거리, 또는 P/F 영역 거리이다. 또한, 반송파 테이블 생성기는 특정 변조 구성에 대한 판단 한계까지의 거리를 생성한다. 반송파 테이블 생성기(60)의 출력은 룩업 테이블인 반송파 에러 테이블(74)에 저장된다.

IF-베이스밴드(BB) 변환기(62), 아날로그-디지털 변환기(64), FIR 필터(66), 등화기(68)는 인페이즈 및 직교(I/O) 신호 모두에 작용한다. 단순화를 위해, 하나의 세트, 예를 들면, I 신호만을 도시하였다. 이 요소는 Q신호의 프로세싱을 위해 복제된다. 루프 대역폭을 증가시키기 (아날로그 서비스 채널을 가진 신호를 포함시키기 위해, 예를 들면 도 6에 도시된 루프의 지연 시간을 감소시키기) 위해, 바이패스 선택 스위치(69)의 제어하에 FIR(66) 그리고/또는 등화기(68)의 경로 지연이 바이패스된다. 바이패스 선택은 DSP(72)에 의해 제어된다. DSP가 선택을 하면, 디지털화된 아날로그 신호가 반송파 에러 룩업 테이블(74)에 입력된다. 반송파 룩업 테이블(74)은 I 신호와 Q 신호 모두로부터 입력을 수신하여 2차원 룩업을 실행하여 위상에러를 판단한다.

반송파 에러 룩업 테이블(74)의 위상에러 출력은 오프세트 바이너리 포맷의 8-비트 워드이다. 사용되는 특정 변조 유형에 대한 수신 신호값을 결정하는 판단 한계까지의 거리(또는 기타 소정의 거리)의 절반이내에 수신 신호가 있는 경우, 이 위상에러 워드는 수신된 신호와 이상적 배열점간의 위상 에러이다. 또는, 수신된 신호가 판단 한계까지의 거리의 절반을 벗어나는 경우, 이 위상 에러 워드는 수신 신호와 SATO (등화기 적용 알고리즘) 점 사이의 위상 에러이다. 룩업 테이블로부터의 다른 출력들로는 위상/주파수(P/F) 영역 비트, 로버스트 (R) 영역 비트, 반송파 로크 영역(금지 구역) 비트등이 있다. 이러한 출력들은 각각 특정 배열점에 대해, 수신된 신호가 P/F 영역내에, 로버스트 영역내에, 또는 전반적인 배열에 대해 특정 변조 유형을 위한 배열의 허용된 경계를 벗어난 금지 구역내에 있는지를 나타낸다. 예를 들면, 평방 배열 형태를 가진 QAM 유형의 변조 구성의 경우에는, 반송파 로크 영역은 수신된 신호가 평방 배열의 범위를 벗어났는지를, 즉, 배열이 아래에 설명된 바와 같이 회전하는 지의 여부를 나타낸다. 이러한 출력들은 본원에서 참증으로 인용된 "New Phase ＆ Frequency Detectors for Carrier Recovery in PSK ＆ QAM Systems", H. Sari ＆ S. Morida, IEEE Transactions on Communications, Vol. 36, No. 9, September 1988; "A New Class of Frequency Detectors for Carrier Recovery in QAM Systems", H. Sari, L. Desperben, S. Morita, ICC Proceedings of the International Communications Conference 1986; "Robust Control of Decision Directed Loops", M.H. Meyers, ICC Proceedings of the International Communications Conference 1989등에 설명된 종래의 적용 알고리즘에 사용된다. 이러한 출력들은 반송파 에러 FPGA(70)의 후반부로 되돌아간다.

반송파 로크 영역은 수신된 신호가 평방 패턴이내에 또는 이외에 존재하는 지를 나타내는 1비트 데이터이다. QAM형 변조의 경우, 반송파가 적절히 로크되지 않은 경우, 평방 배열은 회전하여 둥근 형태의 결과로 나타난다. 라운드(또는 PSK) 변조에서, 패턴과 같은 각도 선택기가 사용된다. 반송파 에러 FPGA(70)는 수신된 신호들에 대한 이러한 반송파 로크 영역 비트를 누적하여 반송파 로크 강도 워드를 유도한다. 이 반송파 로크 강도 워드는 DSP(72)에 의해 설정된 소정의 임계값(반송파 에러 FPGA(70) 내부의)와 비교되어 최초 또는 신속 반송파 로크 상태를 나타낸다. 신속 반송파 로크 상태 비트는 심볼 타이밍 복구(미도시)에서 사용된다. DSP(72)는 로크 강도 워드를 평균하여 다른 임계값과 비교하여 보다 신뢰성있는 반송파 로크 상태를 나타낸다.

DSP(72)는 아래의 조건이 충족되는 경우에 한하여 반송파 로크 상태 신호를 인에이블하고 반송파 로크 LED(76)를 턴온한다: (a) 신호가 존재하는 경우 (b) 루프가 주파수 검색 모드가 아닌 경우 (c) 로크 강도 워드가 소정의 임계치를 초과하는 경우. 또한, 반송파 로크 상태는 회로(도 7)의 아날로그 부문으로 전송된다. 아날로그 반송파 루프 필터(80)는 루프가 적정 로크 조건하에 있는 경우에 공칭 이득으로 작동된다. 루프가 적정하게 로크되지 않은 경우, 루프 필터 이득은 아래에 설명된 바와 같이 증가한다. DSP(72)는 적정 로크 조건이 이루어졌는지의 여부를 판단한다.

반송파 에러 FPGA(70)에 의해 실행되는 프로세싱은 상기 언급한 Sari and Meyers 참증에 상세히 설명되어 있는 위상/주파수(P/F) 알고리즘, 로버스트 알고리즘, 또는 Decision Directed(DD) 알고리즘에 따라 실행된다. 최적 데이터 위치에 연관하여 수신 데이터 신호가 존재하고 있는 위치를 근거로 특정 알고리즘을 선택한다. DSP(72)에 의해 선택된 특정 알고리즘은 Alg Sel 제어 신호에 의해 표시된다. 특정 알고리즘을 선택하는 기준은 아래에서 상세히 설명될 것이다.

도 9는 본 발명에 따라 DSP(72)에서 반송파 복구 알고리즘을 사용하는 것을 도시한 공정흐름도이다. 도시된 공정은 "코스(coarse)"에서 "미세(fine)"로 진행되는 방법이다. 우선, 공정은 단계(200)에서 시작하여 반송파 주파수 검색의 일부로서 VCO(88)(도 6)가 주파수에 개입되는 단계(202)로 계속된다. 단계(204)에서는, 수신 신호가 P/F 영역내에 있는지의 여부가 판단된다. 수신된 신호가 P/F 영역내에 있는 경우, DSP(72)는 반송파 에러 FPGA(70)가 이전 위상 에러(이전 수신 데이터로부터)를 Carrier Error Word로서 출력하도록 한다. 단계(206)에서는, 적정 반송파 주파수 로크를 나타내는 소정의 임계치를 Accum Lock Region 신호가 초과하는 지를 점검한다. 반송파 주파수가 적정 로크되지 않은 경우, VCO(88)가 주파수에 개입되는 단계(202)로 귀환하며 공정은 반복된다. 단계(206)에서 반송파 로크 주파수가 적정하다고 판단되면, 수신된 신호가 로버스트 영역내에 있는지를 판단하는 단계(208)로 진행한다. 수신된 신호가 로버스트 영역내에 있으면, Carrier Error Word 신호에 에러가 출력되지 않는다. 수신된 신호가 로버스트 영역밖에 있으면, 현재 수신된 신호에 대한 위상 에러가 Carrier Error Word 신호로서 출력된다. 단계 (210)에서, 제 1 임계치보다 높은 소정의 제 2 임계치를 Accum Lock Region 신호가 초과하는지를 점검한다. Accum Lock Region 신호가 제 2 임계치를 초과하지 않으면, VCO(88)이 주파수에 개입되는 단계(202)로 다시 돌아간다. 또는, 시스템은 단계(212)로 진행하여 Carrier Error Word로서 위상 에러를 출력한다. 계속하여, 단계(214)로 진행하여 Accum Lock Region 신호가 제 3, 나아가 그 이상의 임계치를 초과하는지를 점검한다. 초과한다면, 시스템은 적절히 로크되며 루프는 단계(212), 즉, 정상 상태 로크로 되돌아간다. 제 3 임계치를 초과하지 않으면, 단계(216)로 진행하여 최종 유효 로크 주파수를 검색하고 단계(204)로 되돌아가 적정 로크 주파수를 획득하기 위해 상기 설명한 순서대로 공정을 반복한다.

반송파 에러 FPGA(70)로부터 출력된 Carrier Error Word는 우선 D/A 변환기(82)를 통과한 다음 반송파 루프 필터(80)로 이동된다. 루프 필터(80)의 상세한 구조는 도 7에 도시되어있다. 도 7에서, 반송파 에러는 승산 D/A 변환기(MDAC, 100)에 의해 감쇄된다. MDAC(100)의 감쇠는 반송파 루프 이득 선택 신호를 통하여 DSP(72)에 의해 제어된다. 트래킹 동안의 최적 반송파 루프 이득은 심볼 레이트, 변조, 입력 바이패스의 기능이다. 최적 반송파 루프의 테이블은 각 작동 조건에 대해 실험에 의해 결정된다. 반송파가 로크되지 않으면, 이득은 반송파 루프 대역폭을 넓히기 위해 증가하여야 한다. 반송파 에러 신호는 MDAC(100)을 통과한 후, 비례/적분 루프 필터(102)에 의해 필터링된다. 루프 필터는 VCO(88)과 함께 반송파 루프를 제 2 명령 제어 루프가 되도록 한다. 루프 필터 적분기(103)가 리셋되면, 반송파 루프는 제 1 명령 제어 루프가 된다.

루프 필터(80)의 출력은 합산기(86)를 이용하여 Local Oscillator(LO) 주파수 설정 D/A 변환기(84)의 출력과 합산된다. D/A 변환기(84)는 최초 셋업동안 VCO(88)의 공칭 작동 주파수를 설정하고, 주파수 검색동안 VCO(88)의 작동 주파수를 스위프한다. D/A 변환기(84)에 의해 실행되는 주파수 설정과 스위프는 DSP(72)의 제어(룩업 테이블의 도움을 받아)를 받는다. 이러한 기능을 실행하기 위해 DSP(72)에 의해 사용되는 룩업 테이블은 D/A 설정 기능으로서 VCO의 전압 전송 기능의 주파수와 루프 적분기 리셋시 출력 주파수를 포함한다. 일반적으로 룩업 테이블의 내용은 실험에 의해 결정된다.

합산기(86)의 출력은 VCO(88)에 입력된다. 본 발명의 일 실시예에서, LO 주파수는 70MHz로 선택된다. 그러나, VCO(88)의 파라미터를 변경함으로써, LO 주파수는 최소의 추가적인 변경을 가진 140MHz 또는 160MHz로 설정된다. VCO(88)에 의해 생성되는 LO 주파수는 혼합기(62)에 의해 사용되어 중간 주파수 (IF) 신호를 베이스밴드(BB)로 변환시킨다.

LO 주파수 카운터(120)는 반송파 획득 및 재획득 과정을 촉진하기 위해 사용된다. 도 8은 이러한 카운터에 대한 블럭도이다. 카운터(120)는 통상의 기술을 가진 자에게 잘 알려져 있으며, 기준 발진기 주파수(REF FREQ)와 VCO(88)에 의해 생성된 LO 주파수(LO FREQ)간의 차이를 계수하는 종래의 주파수차 카운터로 구현될 수 있다. 프리스칼라(prescalar)값(RES SEL)은 측정 시간뿐 아니라 카운팅의 주파수 분해능을 선택하기 위해 사용된다. 주파수 분해능과 측정 시간은 아래의 표 2에 도시한 바와 같이 역비례한다. 도 8의 예에서, 오버플로의 경우 0이 되는 16비트 카운터가 구현되어 있다. LO 주파수는 아래의 수식을 이용하여 DSP에 의해 산출된다.

LO freq = 3D((count+??)*P*Ref)/(N*res_sel)

여기에서, count는 주파수차 카운터의 출력; D는 LO FREQ가 70MHz이면 3, LO FREQ가 140 또는 160MHz이면 2; P는 LO FREQ가 70MHz이면 4, LO FREQ가 140 또는 160 MHz이면 8; Ref는 실제 기준 주파수 또는 REF FREQ(예. 1MHz); N은 1에서 16까지의 기준 주파수 분할값; res_sel은 2^1에서 2^8까지의 프리스칼라값인 분해능 선택(표2 참조)이다.

주파수 기준(REF FREQ)은 카운트 시간과 카운트 분해능간의 상계를 위해 미리 정해 (pre-scalar)진다. DSP는 주파수 검색동안 신속한 갱신을 이용하여 LO 주파수를 판독하고 반송파가 로크된 후에는 높은 분해능으로 스위칭한다. 70MHz에 대한 분해능과 카운트 시간의 예가 아래의 표 2에 나타나있다.

표2 - 70MHz 반송파에 대한 분해능과 카운트 시간의 예

Pre-Scalar	측정 시간(마이크로 세컨드)	분해능(Hz)
2	28.00	142,857
4	56.00	71,429
8	112.00	35,714
16	224.00	17,857
32	448.00	8,929
64	896.00	4,464
128	1792.00	2,232
256	3584.00	1,116

여기에 설명된 바람직한 실시예에서, 반송파 루프는 +/-200KHz 범위 이상의 반송파를 획득하도록 지정되어 있다. 아래의 표3에는 LO 주파수 카운트, 반송파 로크 상태, 그리고 대응하는 DSP 작동과정 등의 조건들이 나타나있다. LO 주파수 카운트가 0이라면, 이것은 카운터(120)가 오버플로되었으며 주파수 분해능을 감소시켜야 한다는 것을 나타낸다. LO 주파수 카운트가 70MHz+/-200KHz의 범위내에 있으면, LO 주파수 카운트는 그 범위내에 있어야 한다. LO 주파수가 범위내에 있고, 반송파 로크 상태 비트가 설정되면, 이것은 반송파가 로크되었으며 반송파 주파수의 분해능을 개선하기 위해 카운트 분해능이 하이로 설정되어야 한다는 것을 나타낸다. LO 주파수가 범위내에 있고 반송파 로크 상태 비트가 설정되지 않으면, 이것은 반송파가 로크되지 않았으며, 측정 시간을 감소시켜 로크를 신속하게 하기 위해 주파수 카운터 분해능을 감소시켜야 한다는 것을 나타낸다.

LO 주파수가 이 범위 밖에 있고 반송파가 여전히 로크되었다면, 반송파 루프가 적절하지 않게 로크되었을 가능성이 있다. LO 주파수 카운트가 +/-200KHz 범위밖에 있는 경우, 루프는 로크되지 않았으며, VCO 적분기는 포화된 것으로, 즉, 포지티브 또는 네가티브 공급 전압 레일상에 있는 것으로 가정된다. 이러한 조건이 발생하면, DSP(72)는 적분기가 다시 시작할 수 있도록 리셋 적분기 명령을 발행해야 한다.

표3 - LO 주파수 카운트에 근거한 DSP 반응

L0 주파수 카운터	반송파 로크 LED	DSP 작동
0	상관없음	L0 주파수 카운터, 오버플로, 분해능 감소
범위내	온	반송파 로크됨, 카운트 분해능을 하이로 설정
범위내	오프	반송파 획득, 카운트 분해능을 로우로 설정
	온	부적절한 로크 가능성 보고
	오프	VCO 포화됨, 루프 적분기를 일시적으로 리셋

본 발명의 바람직한 실시예에 대해 상세히 기술되었지만, 본 발명이 속하는 기술 분야에 있어서 통상의 지식을 가진 사람이라면, 첨부된 청구 범위에 정의된 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않는 한도내에서 본 발명을 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있음을 알 수 있을 것이다.

Claims

주파수 스펙트럼의 최소한 일부분의 신호 특성을 특징화하는 단계;

다운스트림 통신 채널을 위하여 주파수 스펙트럼의 제 1 부분을 할당하는 단계;

업스트림 통신 채널을 위하여 주파수 스펙트럼의 제 2 부분을 할당하는 단계를 포함하며;

상기 제 1, 2 부분들은 주파수 스펙트럼의 신호 특성에 따라 상기 주파수 스펙트럼상에 동적으로 위치되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 1항에 있어서, 상기 특징화하는 단계는 상기 통신 주파수 스펙트럼의 가용 부분을 판단하며, 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 가용 부분을 판별하는 단계를 포함하며, 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 가용 부분 판별단계는

(a) 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 선택된 부분에 대한 신호 대 잡음 마진과 비트 에러율 중 최소한 하나를 수신된 신호에 대해 산출하는 단계;

(b) 상기 선택된 부분에 대해, 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계치를 초과하는지의 여부 또는 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계치보다 작은지의 여부 중 최소한 하나를 판단하는 단계;

(c) 상기 신호 대 잡음 마진이 상기 소정의 신호 대 잡음 마진 임계치를 초과하지 않은 경우, 또는 상기 비트 에러율이 상기 소정의 비트 에러율 임계치보다 작은 경우, 단계(b)를 추가로 최소한 1회 반복하는 단계;

(d) 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 상기 선택된 부분을 다른 주파수 부분으로 이동하고, 상기 판단 단계에서 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계치보다 작다고 판단되거나 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계치를 초과한다고 판단될 때까지 단계(a), (b), (c)를 소정의 반복 횟수만큼 반복하는 단계를 포함하며,

상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 상기 가용 부분은, 상기 판단단계에서 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계치보다 크다고 판단되거나 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계치보다 작다고 판단되는 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 상기 선택된 부분에 대응하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 이동 단계는 상기 선택된 부분을 고 주파수 부분으로 이동하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 이동 단계는 상기 선택된 부분을 고주파수 부분과 저 주파수 부분을 포함하도록 이동하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 1항에 있어서, 상기 업스트림 통신 채널은 상기 다운스트림 통신 채널에 대해 저 주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 5항에 있어서, 상기 다운스트림 통신 채널은 고정 주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 5항에 있어서, 상기 다운스트림 통신 채널은 상기 업스트림 통신 채널에 대해 후속 고주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 1항에 있어서, 상기 다운스트림 통신 채널은 상기 업스트림 통신 채널에 대해 저 주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 8항에 있어서, 상기 업스트림 통신 채널은 고정 주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 8항에 있어서, 상기 업스트림 통신 채널은 상기 다운스트림 통신 채널에 대해 후속 고 주파수에 위치하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 부분들을 할당하는 단계는 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 가용부분의 가변량을 소정의 대역폭 요구사항과 일치하도록 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들에 동적으로 할당하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 판별 단계는 노이즈 변경 또는 간섭 조건에 기초하여 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들을 재할당할 목적으로 주파수 스펙트럼을 특징화하기 위해 주기적으로 반복됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들 중 최소한 하나의 크기가 가변적인 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들은 업스트림 및 다운스트림 채널들에 연관된 소정의 데이터 전송 품질 레벨에 따라 상대적으로 고주파수 또는 저주파수에 위치됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들은 특정 데이터 전송 매체에 제공되는 통신 서비스에 따라 상대적으로 고주파수 또는 저주파수에 위치됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들은 특정 데이터 전송 매체에 제공되는 통신 서비스에 따라 고정 또는 가변 주파수에 위치됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 산출 단계는 수신 신호 배열에 대한 클러스터 분산을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 17항에 있어서, 상기 클러스터 분산을 기초로 반송파 대 잡음 비율을 산출하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 18항에 있어서, 상기 반송파 대 잡음 비율 C/N은 아래의 수식에 따라 상기 클러스터 분산으로부터 산출됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.

여기에서,

은 산출된 클러스터의 중심들로 표현된 전체 배열의 평균 평방 신호 파워이며 분산 S²는 전체 배열의 노이즈 파워이다.
제19항에 있어서,

아래의 수식에 따라서 허용가능한 반송파 대 잡음 비율 C/N MIN을 산출하는 단계; 및

여기에서, k는 0.5〈k〈1.0 범위의 클러스터 밀도(tightness) 파라미터이고, d는 배열에서 특정 클러스터에 대한 잡음 마진, L은 변조 종속 파라미터이다.

산출된 반송파 대 잡음 비율 C/N의 정확도를 판단하기 위해, 주파수 스펙트럼의 각 선택된 부분에 대해, 산출된 반송파 대 잡음 비율 C/N과 최소 허용가능 반송파 대 잡음 비율 C/N MIN을 비교하는 단계를 추가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 19항에 있어서, 상기 클러스터 분산 s는 아래의 수식에 따라 산출됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
제 2항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들중 최소한 하나를 적절히 복조하기 위해 반송파 주파수를 위치시키는 반송파 복구 과정을 실행하는 단계를 추가로 포함하며, 상기 반송파 복구 과정은

(e) 신호 배열의 각 점에 대한 에러 영역과 판단 임계까지의 거리를 판단하는 단계;

(f) 반송파 주파수를 설정하는 단계;

(g) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호점과 이상적인 신호점 위치간의 위상 에러를 판단하는 단계;

(h) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호가 상기 대응하는 이상적인 신호점 위치를 둘러싼 소정 영역내에 있는지의 여부를 나타내는 반송파 로크 영역 비트를 생성하는 단계;

(i) 배열 로크 신호를 판단하기 위해 상기 신호 배열에서의 복수의 점들에 대한 상기 반송파 로크 영역 비트를 누적하는 단계;

(j) 상기 배열이 적절히 로크되도록 복조를 위한 적정 반송파 주파수가 획득되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하는 단계;

(k) 상기 비교 단계에서 상기 적정 반송파 주파수가 획득되지 않았음이 표시되면, 상기 반송파 주파수를 증가시키고 단계(g)부터 다시 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 방법.
신호 스트림을 적절히 복조하기 위해 반송파 주파수를 위치시키는 반송파 복구 과정을 실행하는 방법에 있어서, 상기 반송파 복구 과정은

(a) 상기 반송파 주파수를 최초 주파수로 설정하는 단계;

(b) 상기 수신된 신호 스트림을 복조하는 단계;

(c) 각 수신 신호에 대해, 수신 신호에 대응하는 이상적인 신호점과 관련하여 상기 수신 신호가 소정의 제1 에러 영역내에 해당되는 지의 여부를 판단하는 단계;

(d) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 1 영역내에 있지 않으면, 상기 반송파 주파수는 수정되고 단계(c)부터 다시 반복하는 단계;

(e) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호점과 이상적인 신호점 위치간의 위상 에러를 판단하는 단계;

(f) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호가 상기 대응하는 이상적인 신호점 위치를 둘러싼 소정 영역내에 있는지의 여부를 나타내는 반송파 로크 영역 비트를 생성하는 단계;

(g) 배열 로크 신호를 판단하기 위해 상기 신호 배열에서의 복수의 점들에 대한 상기 반송파 로크 영역 비트를 누적하는 단계;

(h) 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위하여 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하는 단계;

(i) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 1 에러 영역내에 있으면, 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하는 단계;

(j) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 상기 반송파 주파수는 수정되고 단계(c)부터 다시 반복하고, 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 상기 수신 신호가 소정의 제 2 에러 영역내에 있는지의 여부를 판단하는 단계, 여기에서 상기 소정의 제 2 에러 영역은 상기 소정의 제 1 에러 영역보다 작다;

(k) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 2 영역내에 있지 않으면, 상기 반송파 주파수는 수정되고 단계(c)부터 다시 반복하는 단계;

(l) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 2 에러 영역내에 있으면, 상기 배열이 적절히 로크되었는지를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 상기 소정의 임계와 비교하는 단계;

(m) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 상기 주파수는 수정되고 단계(c)부터 다시 반복하는 단계;

(n) 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 수신 신호의 위상 에러는 현재 위상 에러로서 출력되는 단계;

(o) 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 상기 소정의 임계와 비교하는 단계;

(p) 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 수신 신호의 위상 에러는 현재의 위상 에러로서 출력되고 단계(n)으로 되돌아가는 단계;

(q) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 반송파 주파수는 최종 유효 로크 주파수로 설정되고 단계(c)부터 다시 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 과정 실행 방법.
주파수 스펙트럼의 최소한 일부분의 신호 특성을 특징화하는 신호 특징화 회로;

다운스트림 통신 채널을 위하여 주파수 스펙트럼의 제 1 부분을 할당하고 업스트림 통신 채널을 위하여 주파수 스펙트럼의 제 2 부분을 할당하는 신호 할당 회로를 포함하며;

상기 제 1, 2 부분들은 상기 주파수 스펙트럼의 신호 특성에 따라 상기 주파수 스펙트럼상에 동적으로 위치되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 24항에 있어서,

(a) 수신된 신호에 대하여, 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 선택된 부분에 대한 신호 대 잡음 마진 및 비트 에러율 중 최소한 하나를 수신기 위치에서 산출하는 신호 산출 회로;

(b) 상기 선택된 부분에 대하여, 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계를 초과하는지의 여부 및 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계보다 작은지의 여부 중 최소한 하나를 판단하는 에러 산출 회로;

(c) 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 상기 선택된 부분을 후속 인접 주파수 부분으로 이동하고, 상기 에러 산출 회로가 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계보다 작다고 표시하거나 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계를 초과한다고 표시할 때까지 소정의 반복 횟수만큼 상기 신호 산출 회로를 작동하는 신호 쉬프팅 회로를 구비하며,

상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 상기 가용 부분은, 상기 에러 산출 회로에 의해 상기 신호 대 잡음 마진이 소정의 신호 대 잡음 마진 임계치보다 크다고 표시되거나 상기 비트 에러율이 소정의 비트 에러율 임계치보다 작다고 표시되는 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 선택된 부분에 대응하는, 주파수 스펙트럼의 가용 부분을 판단하는 회로를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 신호 산출 회로와 에러 산출 회로는 상기 통신 시스템 주파수 스펙트럼의 가용부분의 가변량을 소정의 대역폭 요구사항과 일치하도록 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들에 동적으로 할당하기 위해 작동함을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 신호 산출 회로 및 에러 산출 회로는 노이즈 변경 또는 간섭 조건에 기초하여 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들을 재할당할 목적으로 주파수 스펙트럼을 특징화하기 위해 주기적으로 작동함을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들 중 최소한 하나의 크기가 가변적인 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들은 업스트림 및 다운스트림 채널들에 연관된 소정의 데이터 전송 품질 레벨에 따라 상대적으로 고 주파수 또는 저 주파수에 위치됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들은 특정 데이터 전송 매체에 제공되는 통신 서비스에 따라 상대적으로 고주파수 또는 저주파수에 위치됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 에러 산출 회로는 수신 신호 배열에 대한 클러스터 분산을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 31항에 있어서, 상기 에러 산출 회로는 상기 클러스터 분산을 기초로 반송파 대 잡음 비율을 산출하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 32항에 있어서, 상기 반송파 대 잡음 비율 C/N은 아래의 수식에 따라 상기 클러스터 분산으로부터 산출됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.

여기에서,

은 산출된 클러스터의 중심들로 표현된 전체 배열의 평균 평방 신호 파워이며 분산 S²는 전체 배열의 노이즈 파워이다.
제 33항에 있어서, 상기 에러 산출 회로는 아래의 수식에 따라서 허용가능한 반송파 대 잡음 비율 C/N MIN을 산출하며;

여기에서, k는 0.5〈k〈1.0 범위의 클러스터 밀도 파라미터이고, d는 배열에서 특정 클러스터에 대한 잡음 마진, L은 변조 종속 파라미터이다.

상기 에러 산출 회로는 산출된 반송파 대 잡음 비율 C/N의 정확도를 판단하기 위해, 주파수 스펙트럼의 각 선택된 부분에 대해, 산출된 반송파 대 잡음 비율 C/N과 최소 허용가능 반송파 대 잡음 비율 C/N MIN을 비교하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 33항에 있어서, 상기 클러스터 분산 s는 아래의 수식에 따라 산출됨을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
제 25항에 있어서, 상기 업스트림 및 다운스트림 통신 채널들중 최소한 하나를 적절히 복조하기 위해 반송파 주파수를 위치시키는 반송파 복구 회로를 추가로 구비하며, 상기 반송파 복구 회로는

(e) 신호 배열의 각 점에 대한 에러 영역과 판단 임계까지의 거리를 판단하는 수단;

(f) 반송파 주파수를 설정하는 수단;

(g) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호점과 이상적인 신호점 위치간의 위상 에러를 판단하는 수단;

(h) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호가 상기 대응하는 이상적인 신호점 위치를 둘러싼 소정 영역내에 있는지의 여부를 나타내는 반송파 로크 영역 비트를 생성하는 수단;

(i) 배열 로크 신호를 판단하기 위해 상기 신호 배열에서의 복수의 점들에 대한 상기 반송파 로크 영역 비트를 누적하는 수단;

(j) 상기 배열이 적절히 로크되도록 복조를 위한 적정 반송파 주파수가 획득되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하는 수단;

(k) 상기 비교 수단이 상기 적정 반송파 주파수가 획득되지 않았음을 표시하면, 상기 반송파 주파수를 증가시키고 요소 (g)부터 (j)까지 작동하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템 주파수 스펙트럼에서의 업스트림 통신 채널 및 다운스트림 통신 채널 가변 할당 시스템.
신호 스트림을 적절히 복조하기 위해 반송파 주파수를 위치시키는 반송파 복구 과정을 실행하는 시스템에 있어서, 상기 반송파 복구 시스템은

(a) 상기 반송파 주파수를 최초 주파수로 설정하는 수단;

(b) 상기 수신된 신호 스트림을 복조하는 수단;

(c) 각 수신 신호에 대해, 수신 신호에 대응하는 이상적인 신호점과 관련하여 상기 수신 신호가 소정의 제 1 에러 영역내에 해당되는 지의 여부를 판단하는 수단;

(d) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 1 영역내에 있지 않으면, 상기 반송파 주파수를 수정하기 위해 반송파 주파수 수정 수단이 작동하고 요소(c)가 작동하며;

(e) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호점과 이상적인 신호점 위치간의 위상 에러를 판단하는 수단;

(f) 수신 신호의 각 점에 대해, 수신 신호가 상기 대응하는 이상적인 신호점 위치를 둘러싼 소정 영역내에 있는지의 여부를 나타내는 반송파 로크 영역 비트를 생성하는 수단;

(g) 배열 로크 신호를 판단하기 위해 상기 신호 배열에서의 복수의 점들에 대한 상기 반송파 로크 영역 비트를 누적하는 수단;

(h) 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위하여 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하는 수단;

(i) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 1 에러 영역내에 있으면, 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 소정의 임계와 비교하기 위해 상기 비교수단이 작동하며;

(j) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 상기 주파수를 수정하기 위해 상기 반송파 주파수 수정 수단이 작동하고 요소 (c)가 작동하며, 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 상기 수신 신호가 소정의 제 2 에러 영역내에 있는지의 여부를 판단하기 위해 상기 판단 수단이 작동하며, 여기에서 상기 소정의 제 2 에러 영역은 상기 소정의 제 1 에러 영역보다 작다;

(k) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 2 영역내에 있지 않으면, 상기반송파 주파수를 수정하기 위해 상기 반송파 주파수 수정 수단이 작동하고 요소(c)가 작동하며;

(l) 상기 수신 신호가 상기 소정의 제 2 에러 영역내에 있으면, 상기 배열이 적절히 로크되었는지를 표시하기 위해 상기 비교수단은 상기 배열 로크 신호를 상기 소정의 임계와 비교하며;

(m) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 상기 주파수를 수정하기 위해 상기 반송파 주파수 수정 수단이 작동하고 요소(c)가 작동하며;

(n) 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 수신 신호의 위상 에러를 현재 위상 에러로서 출력하는 수단이 작동하며;

(o) 상기 배열이 적절히 로크되었는지의 여부를 표시하기 위해 상기 배열 로크 신호를 상기 소정의 임계와 비교하는 비교수단이 작동하며;

(p) 상기 배열이 적절히 로크되었으면, 수신 신호의 위상 에러를 현재의 위상 에러로서 출력하기 위해 위상 에러 출력 수단이 작동하고 요소(n)이 작동하며;

(q) 상기 배열이 적절히 로크되지 않았으면, 반송파 주파수를 최종 유효 로크 주파수로 수정하기 위해 반송파 주파수 수정 수단이 작동하고 요소(c)가 작동하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 복구 시스템.