JP2001346378A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 軽負荷時のスイッチング損失を減らして消費
電力を削減し、軽負荷時の電源効率を向上できるように
する。 【解決手段】 制御回路１８は、電源電圧Ｖｃと基準電
圧との差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成する誤差
増幅器２２と、スイッチング素子１２を流れるドレイン
電流ＩＤを検出して検出信号ＶＣＬを出力する電流検出
回路２３と、誤差電圧信号ＶＥＡＯと検出信号ＶＣＬと
を比較し比較信号を出力するドレイン電流検出用比較器
２４とを有している。さらに、制御回路１８は、誤差電
圧信号ＶＥＡＯが下限電圧値よりも小さい場合に、スイ
ッチング信号制御回路２５に対してスイッチング素子１
２へのスイッチング信号の出力を停止し、誤差電圧信号
ＶＥＡＯが上限電圧値よりも大きい場合に、スイッチン
グ信号制御回路２５に対してスイッチング信号の出力を
開始する軽負荷検出回路４０とを有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関し、特に、軽負荷時の消費電力を削減できる降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は特開平１０−１９１６２５号公報
に記載されている従来のスイッチング電源装置の回路構
成を示している。図６に示す従来のスイッチング電源装
置は、主入力端子１０１に印加される正極性の直流電圧
をＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０２及
び電圧変換回路１０３により所定の電圧値にまで降下し
て主出力端子１０４に出力する降圧型チョッパ方式のス
イッチング電源装置である。

【０００３】スイッチング電源装置は、スイッチング素
子１０２のソースと出力電圧検出回路１０５の出力側と
の間に並列に接続された制御回路用電源コンデンサ１０
６により生成される電源電圧Ｖｃによって駆動される制
御回路１０７を有しており、スイッチング素子１０２は
制御回路１０７から出力される制御信号Ｖｇにより制御
される。また、電源電圧Ｖｃは出力電圧検出回路１０５
から出力される制御電流Ｉｃによって変動する。

【０００４】以下、前記のように構成されたスイッチン
グ電源装置の動作の概略を説明する。図７は図６に示す
スイッチング電源装置の各部における電流電圧波形を示
している。

【０００５】まず、制御回路１０７が起動するまでの間
は、電源切替ブロック１０８は起動用電源ブロック１０
９と制御回路用電源コンデンサ１０６とを接続するよう
に閉じている。

【０００６】次に、主入力端子１０１に入力電圧Ｖinが
印加されると、起動用電源ブロック１０９から電源切替
ブロック１０８を介して制御用回路電源コンデンサ１０
６に電流が流れ、制御回路１０７の電源電圧Ｖｃが上昇
する。この電源電圧Ｖｃの値が制御回路１０７の起動電
圧値以上になると、制御回路１０７が動作する。このと
き、主出力端子１０４に印加される出力電圧Ｖｏは０Ｖ
である。

【０００７】制御回路１０７が動作を開始すると、制御
回路１０７を構成する三角波生成回路１１０により生成
された三角波キャリア信号電圧と、制御回路１０７の電
源電圧Ｖｃを抵抗分割した電圧とが比較器１１１によっ
て比較される。

【０００８】比較器１１１から出力される比較信号がＰ
ＷＭ（パルス幅変調）パルス生成回路１１２に入力さ
れ、その結果、図７に示す制御信号Ｖｇがスイッチング
素子１０２の制御端子に印加される。この制御信号Ｖｇ
は所定の時間幅でオンになり、該時間幅は電源電圧Ｖｃ
によって可変となる。制御信号Ｖｇがオンの間にスイッ
チング素子１０２がオン状態となり、スイッチング素子
１０２を流れるドレイン電流Ｉｐが電圧変換回路１０３
のコイルに流れ込む。

【０００９】次に、スイッチング素子１０２が制御回路
１０７の制御信号Ｖｇによってオフ状態に遷移すると、
電圧変換回路１０３のダイオードを通って、コイルに蓄
えられた電気エネルギーが主出力端子１０４に供給され
る。ここで、主出力端子１０４の出力電圧が上昇して、
制御回路１０７の電源電圧Ｖｃ、電圧変換回路１０３の
ダイオードの順方向電圧Ｖｆ、出力電圧検出回路１０５
のダイオードの順方向電圧Ｖｆ及び出力電圧検出回路１
０５のツェナーダイオードの降伏電圧Ｖｚの各電圧値の
合計（Ｖｃ＋Ｖｆ−Ｖｆ＋Ｖｚ＝Ｖｃ＋Ｖｚ）よりも大
きくなると、スイッチング素子１０２がオフ状態の間
に、主出力端子１０４のハイレベル側の端子から出力電
圧検出回路１０５のダイオード及びツェナーダイオード
を通って制御回路用電源コンデンサ１０６に制御電流Ｉ
ｃが流れ込み、制御回路１０７に出力電圧Ｖｏの値がフ
ィードバックされる。ここで、制御回路１０７の電源電
圧Ｖｃが十分に高くなると、電源切替ブロック１０８に
より、主出力端子１０４から制御回路１０７に電源電圧
Ｖｃが供給されるように切り替えられる。

【００１０】次に、三角波生成回路１１０により生成さ
れた三角波キャリア信号電圧と、電源電圧Ｖｃを抵抗分
割した電圧とを比較器１１１で比較して、１つの三角
波、すなわち１つのキャリアにおけるスイッチング素子
１０２のオンデューティがＰＷＭパルス生成回路１１２
で決定され、これにより、スイッチング素子１０２に印
加されるパルス幅が決まる。

【００１１】このように、従来のスイッチング電源装置
は、スイッチング素子１０２のデューティ比を、出力電
圧Ｖｏをフィードバックし可変制御して、主出力端子１
０４の電圧精度を向上させることにより、主出力端子１
０４の出力電圧Ｖｏを所定値となるように制御してい
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来のスイッチング電源装置は、待機時等の軽負荷又は無
負荷時にはスイッチング素子１０２に流れるドレイン電
流Ｉｐが小さくなるものの、このドレイン電流Ｉｐを０
にすることはできないため、軽負荷時でもある程度の電
流が流れる。このため、軽負荷時であっても、スイッチ
ング素子１０２にスイッチングによる損失が発生し、負
荷が軽くなる程このスイッチング素子１０２における損
失の割合が大きくなる。その結果、電源効率が低下する
ので、電源の待機時の省電力化を図れないという問題を
有している。

【００１３】本発明は、前記の問題を解決し、軽負荷時
のスイッチング損失を減らして消費電力を削減し、チョ
ッパ方式スイッチング電源における軽負荷時の電源効率
を向上できるようにすることを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め、本発明は、スイッチング電源装置を、出力電圧検出
手段により検出され且つ制御手段に帰還して生成される
該制御手段の電源電圧に基づいて、スイッチング手段に
対するスイッチング信号の出力を停止する構成とする。

【００１５】具体的に、本発明に係る第１のスイッチン
グ電源装置は、第１の直流電圧を受けるスイッチング手
段と、スイッチング手段からの出力信号を受け、第１の
直流電圧を該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２
の直流電圧に変換して出力する電圧変換手段と、スイッ
チング手段の動作を制御する制御手段と、第２の直流電
圧の電圧値を検出し、検出した検出信号を制御手段に帰
還する出力電圧検出手段と、一方の電極が出力電圧検出
手段の出力側に接続され、他方の電極がスイッチング手
段の出力側に接続され、制御手段の電源電圧を生成する
電源電圧生成手段とを備え、制御手段は、スイッチング
手段に印加するスイッチング信号を生成して出力する発
振部と、制御手段の電源電圧の値が上限値よりも大きい
場合には発振部に対してスイッチング信号の出力を停止
し、電源電圧の値が下限値よりも小さい場合には発信部
に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負荷検出
部とを有している。

【００１６】第１のスイッチング電源装置によると、制
御手段の電源電圧の値が上限値よりも大きい場合には発
振部に対してスイッチング信号の出力を停止し、制御手
段の電源電圧の値が下限値よりも小さい場合には発信部
に対してスイッチング信号の出力を開始する軽負荷検出
部を有しているため、軽負荷時には消費される電流が減
少して、装置の出力電圧である第２の直流電圧が上昇す
ると、該第２の直流電圧の電圧値を検出する出力電圧検
出手段から制御手段に帰還する電流量が増える。これに
より、制御手段の電源電圧が上昇し、制御手段の軽負荷
検出部により軽負荷時にはスイッチング素子のスイッチ
ング動作を停止して、スイッチング手段における損失が
減り、軽負荷時の消費電力を削減できるので、チョッパ
方式のスイッチング電源装置の電源効率を向上すること
ができる。

【００１７】本発明に係る第２のスイッチング電源装置
は、入力端子に第１の直流電圧を受けるスイッチング素
子と、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の
直流電圧を該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２
の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、スイッ
チング素子の動作を制御する制御回路と、第２の直流電
圧の電圧値を検出し、検出した検出信号を制御回路に帰
還する出力電圧検出回路と、陽極が出力電圧検出回路の
出力側に接続され、陰極がスイッチング素子の出力側に
接続され、制御回路用の電源電圧を生成する制御回路用
電源コンデンサとを備え、制御回路は、スイッチング素
子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振
器と、電源電圧と基準電圧との差からなる誤差電圧信号
を生成して出力する誤差増幅器と、スイッチング素子を
流れる電流を検出し、検出した検出信号を出力する電流
検出回路と、誤差電圧信号と検出信号とを比較し、比較
した比較信号を出力する比較器と、比較信号に基づいて
スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチ
ング信号制御回路と、誤差電圧信号が下限電圧値よりも
小さい場合にはスイッチング信号制御回路に対してスイ
ッチング素子へのスイッチング信号の出力を停止し、誤
差電圧信号が上限電圧値よりも大きい場合にはスイッチ
ング信号制御回路に対してスイッチング信号の出力を開
始する軽負荷検出回路とを有している。

【００１８】第２のスイッチング電源装置によると、軽
負荷時には消費される電流が減少して、装置の出力電圧
である第２の直流電圧が上昇すると、該第２の直流電圧
の電圧値を検出する出力電圧検出回路から制御回路に帰
還する電流量が増える。このとき、制御回路の電源電圧
が上昇して、制御回路用の電源電圧と基準電圧との差か
らなる誤差電圧信号を生成する誤差増幅器からの誤差電
圧信号の電圧値は低下する。このとき、軽負荷検出回路
は、誤差電圧信号が下限電圧値よりも小さい場合にはス
イッチング信号制御回路に対してスイッチング素子への
スイッチング信号の出力を停止するため、スイッチング
素子における損失が減り、軽負荷時の消費電力を削減で
きるので、チョッパ方式のスイッチング電源装置の電源
効率を向上することができる。

【００１９】第２のスイッチング電源装置において、軽
負荷検出回路は、スイッチング信号の出力停止状態から
出力状態に遷移する際にヒステリシス特性を有している
ことが好ましい。この場合、例えば、スイッチング素子
へのスイッチング信号の出力を停止すると、第２の直流
電圧の値が低下して、逆に誤差増幅器からの誤差電圧信
号の電圧値が上昇する。ここで、誤差電圧信号が上限電
圧値を超えると、軽負荷検出回路は、直ちにスイッチン
グ信号制御回路に対してスイッチング信号の出力を開始
してしまうため、スイッチング信号の出力停止期間がほ
とんど設定できなくなるが、誤差電圧信号が上限電圧値
を超えるまでにヒステリシス特性を持たすことにより、
スイッチング信号の出力停止期間を確実に設定すること
ができる。

【００２０】第２のスイッチング電源装置において、軽
負荷検出回路が下限電圧又は上限電圧の値を可変に設定
する検出電圧可変手段を有していることが好ましい。こ
のようにすると、待機時の負荷電流値を最適化できるた
め、本装置を組み込むシステムの選択肢が増える。

【００２１】第２のスイッチング電源装置において、制
御回路の基準電位がスイッチング素子の出力端子と同電
位であり、制御回路が、スイッチング信号がオフ状態の
場合に第２の直流電圧を検出することが好ましい。この
ようにすると、高速スイッチング周波数による制御が容
易となり、出力電圧である第２の直流電圧を高精度に制
御できるようになる。また、制御回路の基準電位がスイ
ッチング素子の出力端子と同電位であるため、制御回路
とスイッチング素子との１チップ化をも容易に行なえる
ようになる。

【００２２】第２のスイッチング電源装置において、出
力電圧検出回路が出力電圧設定素子とダイオードとの直
列接続回路を含むことが好ましい。このようにすると、
例えばツェナーダイオード等からなる出力電圧設定素子
を交換するだけで、第２の直流電圧値の設定又は変更が
容易となるため、リニアレギュレータのように使いやす
く汎用的な電源装置を実現できる。

【００２３】第２のスイッチング電源装置において、第
２の直流電圧の極性が負極性であることが好ましい。こ
のようにすると、負極性の制御電圧源を必要とするシス
テムに対しても対応できるようになる。

【００２４】第２のスイッチング電源装置において、第
１の直流電圧の値がほぼ１００Ｖ以上であり、第２の直
流電圧の値がほぼ２５Ｖ以下であることが好ましい。こ
のようにすると、入力電圧である第１の直流電圧が商用
交流電源が変換されて入力される場合に、低コスト化、
小型化及び高性能化がより顕著となる。

【００２５】第２のスイッチング電源装置において、ス
イッチング素子及び制御回路が、スイッチング素子の入
力端子及び出力端子、並びに制御回路における制御回路
用電源コンデンサの陽極側の入力端子が外部接続端子と
なるように一つの半導体基板上に集積化されて形成され
ていることが好ましい。このようにすると、スイッチン
グ素子及び制御回路を１チップ化できるため、部品点数
を大幅に削減できると共に、スイッチング電源装置のサ
イズを小型化できる。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明の一実施形態について図面
を参照しながら説明する。

【００２７】図１は本発明の一実施形態に係るスイッチ
ング電源装置の概略的な回路構成を示している。図１に
示すように、本実施形態に係るスイッチング電源装置
は、主入力端子１１に印加される正極性の第１の直流電
圧である入力電圧Ｖinを、Ｎ型パワーＭＯＳＦＥＴから
なるスイッチング素子１２及び電圧変換回路１３により
所定の電圧値の第２の直流電圧である出力電圧Ｖｏにま
で降下して主出力端子１４に出力する降圧型チョッパ方
式のスイッチング電源装置である。

【００２８】主入力端子１１のハイレベル側とローレベ
ル側との間には入力電圧Ｖinを平滑化する平滑コンデン
サ１０が接続されている。主出力端子１４のハイレベル
側とローレベル側との間には所定の負荷１５が接続さ
れ、該負荷１５には負荷電流Ｉｏが流れる。

【００２９】本スイッチング電源装置は、スイッチング
素子１２の出力端子であるソースと、出力電圧検出回路
１６の出力側との間に並列に接続された制御回路用電源
コンデンサ１７により生成される電源電圧Ｖｃによって
駆動される制御回路１８を有しており、スイッチング素
子１２は、制御回路１８から出力される制御信号Ｖｇに
よって制御される。すなわち、スイッチング素子１２の
ソースと制御回路１８との基準電位は同電位となるた
め、スイッチング素子１２は電源電圧Ｖｃによって実質
的に制御されることになる。また、この電源電圧Ｖｃは
出力電圧検出回路１６から出力される制御電流によって
変動する構成である。

【００３０】電圧変換回路１３は、陽極が主出力端子１
４のローレベル側と接続され、陰極が主出力端子１４の
ハイレベル側と接続された第１のダイオード１３１と、
該第１のダイオード１３１の陰極と主出力端子１４のハ
イレベル側との間に接続されたコイル１３２と、陰極が
主出力端子１４のローレベル側と接続され、陽極がコイ
ル１３２の出力側と接続されたコンデンサ１３３とから
構成されている。

【００３１】出力電圧検出回路１６は、互いの陽極同士
を直列に接続した第２のダイオード１６１と出力電圧設
定素子としてのツェナーダイオード１６２とからなり、
第２のダイオード１６１の陰極は制御回路用電源コンデ
ンサ１７の陽極と接続され、ツェナーダイオード１６２
の陰極は主出力端子１４のハイレベル側と接続されてい
る。

【００３２】制御回路１８は、スイッチング素子１２に
印加する、発信周波数が１００ｋＨｚ程度のスイッチン
グ信号を生成して出力する発振器２１と、抵抗を介して
降下させた電源電圧Ｖｃと基準電圧との差からなる誤差
電圧信号ＶＥＡＯを生成して出力する誤差増幅器２２
と、スイッチング素子１２を流れるドレイン電流ＩＤを
検出し、検出した検出信号ＶＣＬを出力する電流検出回
路２３と、誤差電圧信号ＶＥＡＯと検出信号ＶＣＬとを
比較し、比較した比較信号を出力するドレイン電流検出
用比較器２４と、比較信号に基づいてスイッチング信号
の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路
２５と、誤差電圧信号ＶＥＡＯが下限電圧値よりも小さ
い場合にはスイッチング信号制御回路２５に対してスイ
ッチング素子１２へのスイッチング信号の出力を停止す
る一方、誤差電圧信号ＶＥＡＯが上限電圧値よりも大き
い場合にはスイッチング信号制御回路２５に対してスイ
ッチング信号の出力を開始する軽負荷検出回路４０とを
有している。ここで、誤差増幅器２２の逆相入力端子
は、スイッチング素子１２のソースとも抵抗を介して接
続されている。

【００３３】さらに、制御回路１８は、スイッチング素
子１２のドレインと誤差増幅器２２の逆相入力端子との
間に接続され且つ制御回路１８に対して起動用の電流を
供給する内部回路電流供給回路２９と、該内部回路電流
供給回路２９の出力側とスイッチを介して接続され、制
御回路１８の起動又は停止時にスイッチング信号制御回
路２５の動作を制御する起動／停止回路３０を有してい
る。

【００３４】スイッチング信号制御回路２５は、セット
端子に軽負荷検出回路４０の出力信号を受け、リセット
端子にドレイン電流検出用比較器２４の出力信号を受け
るＲＳフリップフロップ回路２６と、第１の入力端子に
起動／停止回路３０の出力信号を受け、第２の入力端子
に発振器２１からの最大デューティサイクル信号ＭＤＣ
を受け、第３の入力端子にＲＳフリップフロップ回路２
６からの出力信号を受けるＮＡＮＤ回路２７と、ＮＡＮ
Ｄ回路２７の出力信号を受け、受けた出力信号を反転増
幅してなる制御信号Ｖｇを出力するインバータからなる
ゲートドライバ２８とから構成されている。

【００３５】軽負荷検出回路４０は、基準電圧源４１
と、正相入力端子に誤差増幅器２２からの誤差電圧信号
ＶＥＡＯを受け、逆相入力端子に基準電圧源４１からの
基準電圧ＶＲを受ける軽負荷検出用比較器４２と、一の
入力端子に負荷検出用比較器４２の出力信号を受け、他
の入力端子に発振器２１からのクロック信号ＣＬＫを受
けるＡＮＤ回路４３とから構成されている。基準電圧源
４１は、軽負荷検出用比較器４２の出力を受けて、基準
電圧ＶＲの値が変更可能となるように設定されている。

【００３６】軽負荷検出用比較器４２は、入力される誤
差電圧信号ＶＥＡＯと基準電圧ＶＲとを比較して、誤差
電圧信号ＶＥＡＯが基準電圧ＶＲよりも大きい場合に、
ＡＮＤ回路４３に対してハイレベルの信号を出力する。
逆に、誤差電圧信号ＶＥＡＯが基準電圧ＶＲよりも小さ
い場合には、ＡＮＤ回路４３に対してローレベルの信号
を出力するため、ＲＳフリップフロップ回路２６の出力
信号がローレベルとなるので、ゲートドライバ２８から
の制御信号Ｖｇの出力が停止する。

【００３７】また、誤差増幅器２２の出力側には、該誤
差増幅器２２から出力される誤差増幅信号ＶＥＡＯが過
大となった場合に、スイッチング素子１２のソースへ過
電流を短絡させるＰＮＰ型バイポーラトランジスタから
なる過電流保護回路３１が設けられている。

【００３８】本実施形態に係るスイッチング電源装置
は、スイッチング素子１２と制御回路１８とが半導体基
板上にモノリシックに形成されることをも特徴としてい
る。このときの基板上に形成される基板上形成領域を図
１の符号１９で表わしている。この基板上形成領域１９
の端部には、スイッチング素子１２のドレインと接続さ
れるドレイン端子ＴD と、スイッチング素子１２のソー
スと接続されるソース端子Ｔｓと、制御回路用電源コン
デンサ１７の陽極と接続される制御端子Ｔｃとの少なく
とも３つの入出力端子が設けられる。

【００３９】また、本スイッチング電源装置は、入力電
圧Ｖin及び出力電圧Ｖｏの電圧値に制限はないが、一例
として、入力電圧Ｖinの値が１００Ｖ〜２００Ｖで、出
力電圧Ｖｏの値が２５Ｖとすれば、この１チップ化によ
り、スイッチング電源装置の部品点数が削減されるた
め、スイッチング電源装置のサイズも小さくできるの
で、より小型化及び低価格化を実現できる。

【００４０】また、スイッチング素子にＮ型ＭＯＳＦＥ
Ｔを用いたが、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用い
てもよい。

【００４１】以下、前記のように構成されたスイッチン
グ電源装置の軽負荷時における動作について図面を参照
しながら説明する。

【００４２】図２は本実施形態に係るスイッチング電源
装置の動作タイミングを表わしている。まず、制御回路
１８が起動するまでの間は、起動／停止回路３０は内部
回路電流供給回路２９と制御用回路電源コンデンサ１６
の陽極とを接続するように閉じている。

【００４３】次に、主入力端子１１に入力電圧Ｖinが印
加されると、内部回路電流供給回路２９から制御用回路
電源コンデンサ１６の陽極に電流が流れ、制御回路１８
の電源電圧Ｖｃが上昇する。この電源電圧Ｖｃが制御回
路１８の起動電圧以上になると、制御回路１８が動作す
るので、起動／停止回路３０は、内部回路電流供給回路
２９と制御用回路電源コンデンサ１６との接続を切断す
る。

【００４４】次に、図２に示すように、定常負荷時にお
いては、基準電圧源４１の基準電圧ＶＲの値は下限電圧
値ＶＲ１に設定されている。

【００４５】その後、例えば、負荷電流Ｉｏが減少する
ような軽負荷となる負荷変動が生じると、負荷１５に対
する電力供給が過剰となって、出力電圧Ｖｏの電圧値は
若干上昇する。この出力電圧Ｖｏが上昇することによ
り、出力電圧検出回路１６から制御回路用電源コンデン
サ１７の陽極に電流が供給されて、制御電圧Ｖｃも上昇
する。

【００４６】制御電圧Ｖｃが上昇すると、制御回路１８
において、誤差増幅器２２の逆相端子に印加される電圧
が上昇するため、誤差増幅器２２から出力される誤差電
圧信号ＶＥＡＯの電圧値が低下する。このとき、ドレイ
ン電流検出回路２３から出力される検出信号ＶＣＬの値
も低下するので、本実施形態に係るスイッチング電源装
置は、スイッチング信号のパルス幅が負荷電流Ｉｏによ
り制御される、いわゆる電流モードのＰＷＭ制御方式と
いえる。

【００４７】この誤差電圧信号ＶＥＡＯを正相端子に受
ける軽負荷検出用比較器４２は、受けた誤差電圧信号Ｖ
ＥＡＯの値が下限電圧値ＶＲ１よりも小さくなると、Ａ
ＮＤ回路４３に対してローレベルの信号を出力するた
め、スイッチング信号制御回路２５のゲートドライバ２
８がローレベルの制御信号Ｖｇのみを出力して、スイッ
チング素子１２のスイッチング動作が停止する。これと
ほぼ同時に、軽負荷検出用比較器４２のローレベルの出
力信号を受けて基準電圧源４１の出力電圧ＶＲは、下限
電圧値ＶＲ１から上限電圧値ＶＲ２に変更される。

【００４８】待機時のように軽負荷又は無負荷状態とな
ると、電圧変換回路１３２に対して電力の供給が行なわ
れなくなるため、負荷１５への電力供給がコンデンサ１
３３からのみ行なわれるようになるので、出力電圧Ｖｏ
は徐々に低下する。これにより、誤差増幅器２２からの
誤差電圧信号ＶＥＡＯが徐々に上昇するが、基準電圧源
４１の出力電圧ＶＲは、下限電圧ＶＲ１よりも高い上限
電圧ＶＲ２に設定されているため、図３に示すように、
スイッチング素子１２によるスイッチング動作が直ちに
再開されることはない。

【００４９】さらに、出力電圧Ｖｏが低下することによ
り、逆に誤差電圧信号ＶＥＡＯが上限電圧値ＶＲ２を越
えると、軽負荷検出用比較器４２からの出力信号が再び
ハイレベルとなるため、これを受けるＡＮＤ回路４３は
ハイレベルの出力信号を出力できるようになるので、ス
イッチング素子１２のスイッチング動作が再開される。
これとほぼ同時に、軽負荷検出用比較器４２のハイレベ
ルの出力信号を受けて基準電圧源４１の出力電圧ＶＲ
は、上限電圧値ＶＲ２から下限電圧値ＶＲ１に再設定さ
れる。

【００５０】次に、待機時において、スイッチング素子
１２によるスイッチング動作が再開されると、スイッチ
ング素子１２に流れるドレイン電流ＩＤは、軽負荷検出
時の電流値よりも大きくなっているため、負荷１５への
電力供給が過剰となって、再び出力電圧Ｖｏが上昇し、
誤差増幅器２２からの誤差電圧信号ＶＥＡＯが低下す
る。ここで、誤差電圧信号ＶＥＡＯが下限電圧値ＶＲ１
よりも小さくなると、スイッチング素子１２に対するス
イッチング信号の出力を再度停止する。

【００５１】本実施形態においては、基準電圧源４１か
ら出力される基準電圧ＶＲが、軽負荷を検出することに
よって、スイッチング動作を停止し、さらに、基準電圧
ＶＲを下限電圧値ＶＲ１から上限電圧値ＶＲ２へと変更
することにより、誤差電圧信号ＶＥＡＯが上昇しても、
直ちにスイッチング動作が開始されることがないように
基準電圧ＶＲにヒステリシス特性を与えている。これに
より、軽負荷又は無負荷を検出している間は、スイッチ
ング素子１２に対するスイッチング制御は、スイッチン
グ動作の停止と再開とが繰り返される間欠発振状態とな
る。

【００５２】なお、出力電圧Ｖｏは、間欠発振状態のス
イッチング停止期間中に低下するが、この低下の度合い
は負荷電流Ｉｏに依存する。すなわち、負荷電流Ｉｏが
小さくなる程、出力電圧Ｖｏの低下が緩やかになる。

【００５３】また、間欠発振状態におけるスイッチング
停止期間は、負荷電流Ｉｏが小さくなる程長くなる。す
なわち、軽負荷になる程スイッチング素子１２のスイッ
チング動作が減少することになる。

【００５４】これにより、出力電力が１Ｗのスイッチン
グ電源装置を例に採ると、消費電力が２．２Ｗで且つ電
源効率が４５％である従来方式のスイッチング電源装置
と比べて、本実施形態では、消費電力が１．２Ｗで且つ
電源効率が８３％となり、低消費電力及び高効率を実現
できる。

【００５５】（第１変形例）以下、本発明の一実施形態
の第１変形例について図面を参照しながら説明する。

【００５６】図４は本発明の一実施形態の第１変形例に
係るスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示して
いる。図４において、図１に示す構成要素と同一の構成
要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。

【００５７】図４に示すように、第１の変形例に係るス
イッチング電源装置は、一端が基板上形成領域１９の端
部に設けられた軽負荷検出電圧調整用端子ＴR を介し
て、軽負荷検出用比較器４２の逆相入力端子と接続さ
れ、他端が主入力端子１１のローレベル側と接続された
検出電圧可変手段としての軽負荷検出電圧調整用抵抗器
５１を有している。

【００５８】このように、基板上形成領域１９の外部に
設けられた抵抗器５１により、スイッチング素子１２及
び制御回路１８が１チップ化されている場合であって
も、軽負荷検出回路４０の下限電圧値ＶＲ１又は上限電
圧値ＶＲ２を電源装置の用途に応じて変更できるように
なる。

【００５９】（第２変形例）以下、本発明の一実施形態
の第２変形例について図面を参照しながら説明する。

【００６０】図５は本発明の一実施形態の第２変形例に
係るスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示して
いる。図５において、図１に示す構成要素と同一の構成
要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。

【００６１】図５に示すように、第２変形例に係るスイ
ッチング電源装置は、電圧変換回路１３Ａの構成が図１
及び図４のスイッチング電源装置における電圧変換回路
１３の構成と異なっている。

【００６２】すなわち、電圧変換回路１３Ａは、第１の
ダイオード１３１がスイッチング素子１２のソースと出
力端子１４Ａとの間で且つその陰極がソースと接続され
るように直列に接続され、コイル１３２が第１のコンデ
ンサ１３３と並列で且つソースと第１のダイオード１３
１の陰極側に接続されている。

【００６３】このような電圧変換回路１３Ａの構成を採
ることにより、主入力端子１１の極性を変えることな
く、主出力端子１４Ａの極性を負極性とすることができ
るため、負極性の制御電圧源を必要とするシステムにお
いても、スイッチング素子１２及び制御回路１８を有す
る基板上形成領域１９上の各回路の構成を変えることな
く、負極性電圧源を実現できる。

【００６４】なお、第２変形例においても、第１変形例
に係る軽負荷検出電圧調整用抵抗器５１を設けてもよ
い。

【００６５】また、本発明の実施形態及び各変形例にお
いて、入力電圧Ｖinは直流電圧を想定している。従っ
て、例えば、交流電圧を入力する場合には、入力される
交流電圧を直流電圧に整流してから入力すればよい。

【００６６】

【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置によ
ると、制御手段の電源電圧の値が上限値よりも大きい場
合には発振部に対してスイッチング信号の出力を停止
し、制御手段の電源電圧の値が下限値よりも小さい場合
には発信部に対してスイッチング信号の出力を開始する
軽負荷検出部とを有しているため、軽負荷時にはスイッ
チング素子のスイッチング動作を停止して、スイッチン
グ手段における損失が減り、軽負荷時の消費電力を削減
できるので、電力効率を向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装
置を示す概略的な回路図である。

【図２】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装
置の動作を示すタイミングチャートである。

【図３】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装
置における軽負荷検出用比較器に用いる基準電圧を示す
タイミングチャートである。

【図４】本発明の一実施形態の第１変形例に係るスイッ
チング電源装置を示す概略的な回路図である。

【図５】本発明の一実施形態の第２変形例に係るスイッ
チング電源装置を示す概略的な回路図である。

【図６】従来のスイッチング電源装置を示す概略的な回
路図である。

【図７】従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイ
ミングチャートである。

【符号の説明】

１０ 平滑コンデンサ １１ 主入力端子 １２ スイッチング素子（スイッチング手段） １３ 電圧変換回路（電圧変換手段） １３１ 第１のダイオード １３２ コイル １３３ コンデンサ １４ 主出力端子 １５ 負荷 １６ 出力電圧検出回路（出力電圧検出手段） １６１ 第２のダイオード １６２ ツェナーダイオード（出力電圧設定素子） １７ 制御回路用電源コンデンサ（電源電圧生成手
段） １８ 制御回路（制御手段） １９ 基板上形成領域 ２１ 発振器（発振部） ２２ 誤差増幅器 ２３ 電流検出回路 ２４ ドレイン電流検出用比較器 ２５ スイッチング信号制御回路 ２６ ＲＳフリップフロップ回路 ２７ ＮＡＮＤ回路 ２８ ゲートドライバ ２９ 内部回路電流供給回路 ３０ 起動／停止回路 ３１ 過電流保護回路 ４０ 軽負荷検出回路（軽負荷検出部） ４１ 基準電圧源 ４２ 軽負荷検出用比較器 ４３ ＡＮＤ回路 ５１ 軽負荷検出電圧調整用抵抗器（検出電圧可変手
段） Ｔｓ ソース端子 ＴD ドレイン端子 Ｔｃ 制御端子 ＴR 軽負荷検出電圧調整用端子 １３Ａ 電圧変換回路（電圧変換手段） １４Ａ 主出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山下 哲司 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 林 和治 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 山西 雄司 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 AS05 BB13 BB15 BB57 DD04 FD01 FD41 FG05 FG25 VV01 VV06

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の直流電圧を受けるスイッチング手
   段と、 前記スイッチング手段からの出力信号を受け、前記第１
   の直流電圧を該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第
   ２の直流電圧に変換して出力する電圧変換手段と、 前記スイッチング手段の動作を制御する制御手段と、 前記第２の直流電圧の電圧値を検出し、検出した検出信
   号を前記制御手段に帰還する出力電圧検出手段と、 一方の電極が前記出力電圧検出手段の出力側に接続さ
   れ、他方の電極が前記スイッチング手段の出力側に接続
   され、前記制御手段の電源電圧を生成する電源電圧生成
   手段とを備え、 前記制御手段は、 前記スイッチング手段に印加するスイッチング信号を生
   成して出力する発振部と、 前記制御手段の電源電圧の値が上限値よりも大きい場合
   には前記発振部に対して前記スイッチング信号の出力を
   停止し、前記電源電圧の値が下限値よりも小さい場合に
   は前記発信部に対して前記スイッチング信号の出力を開
   始する軽負荷検出部とを有していることを特徴とするス
   イッチング電源装置。
2. 【請求項２】 入力端子に第１の直流電圧を受けるスイ
   ッチング素子と、 前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１
   の直流電圧を該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第
   ２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、 前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、 前記第２の直流電圧の電圧値を検出し、検出した検出信
   号を前記制御回路に帰還する出力電圧検出回路と、 陽極が前記出力電圧検出回路の出力側に接続され、陰極
   が前記スイッチング素子の出力側に接続され、前記制御
   回路用の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ
   とを備え、 前記制御回路は、 前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生
   成して出力する発振器と、 前記電源電圧と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を
   生成して出力する誤差増幅器と、 前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、検出した
   検出信号を出力する電流検出回路と、 前記誤差電圧信号と前記検出信号とを比較し、比較した
   比較信号を出力する比較器と、 前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量
   及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、 前記誤差電圧信号が下限電圧値よりも小さい場合には前
   記スイッチング信号制御回路に対して前記スイッチング
   素子への前記スイッチング信号の出力を停止し、前記誤
   差電圧信号が上限電圧値よりも大きい場合には前記スイ
   ッチング信号制御回路に対して前記スイッチング信号の
   出力を開始する軽負荷検出回路とを有していることを特
   徴とするスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記軽負荷検出回路は、前記スイッチン
   グ信号の出力停止状態から出力状態に遷移する際に、ヒ
   ステリシス特性を有していることを特徴とする請求項２
   に記載のスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 前記軽負荷検出回路は、前記下限電圧又
   は前記上限電圧の値を可変に設定する検出電圧可変手段
   を有していることを特徴とする請求項２に記載のスイッ
   チング電源装置。
5. 【請求項５】 前記制御回路の基準電位は、前記スイッ
   チング素子の出力端子と同電位であり、 前記制御回路は、前記スイッチング信号がオフ状態の場
   合に、前記第２の直流電圧を検出することを特徴とする
   請求項２に記載のスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】 前記出力電圧検出回路は出力電圧設定素
   子とダイオードとの直列接続回路を含むことを特徴とす
   る請求項２に記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記第２の直流電圧の極性は負極性であ
   ることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源
   装置。
8. 【請求項８】 前記第１の直流電圧の値はほぼ１００Ｖ
   以上であり、前記第２の直流電圧の値はほぼ２５Ｖ以下
   であることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング
   電源装置。
9. 【請求項９】 前記スイッチング素子及び前記制御回路
   は、 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに
   前記制御回路における前記制御回路用電源コンデンサの
   陽極側の入力端子が外部接続端子となるように一つの半
   導体基板上に集積化されて形成されていることを特徴と
   する請求項２〜８のうちのいずれか１項に記載のスイッ
   チング電源装置。