JP2001168681A - 低域通過フィルタ回路 - Google Patents
低域通過フィルタ回路Info
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- JP2001168681A JP2001168681A JP35176399A JP35176399A JP2001168681A JP 2001168681 A JP2001168681 A JP 2001168681A JP 35176399 A JP35176399 A JP 35176399A JP 35176399 A JP35176399 A JP 35176399A JP 2001168681 A JP2001168681 A JP 2001168681A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フィルタを構成する信号径路と接地間に接続
されたコンデンサをスイッチにより切換え、カットオフ
周波数を切換えるフィルタ回路において、カットオフ周
波数切換え時の選択度Ｑの変化量を緩和し、Ｑが変化す
ることによるフィルタ特性の劣化を軽減する低域通過フ
ィルタを提供すること。 【解決手段】入力端子17と増幅器９またはＯＰアンプの
入力端間に抵抗Ｒ1、Ｒ2を接続し、この増幅器の入力端
と接地間に接続複数のコンデンサＣ5、Ｃ6と、これらコ
ンデンサを切換える第１スイッチＳＷ7と、これらコン
デンサに並列に抵抗Ｒ3および第２スイッチＳＷ8の直列
回路を接続する。これらスイッチＳＷ7およびＳＷ8は、
連動して切換えられて、低域通過フィルタ回路のフィル
タ特性を選択する。
されたコンデンサをスイッチにより切換え、カットオフ
周波数を切換えるフィルタ回路において、カットオフ周
波数切換え時の選択度Ｑの変化量を緩和し、Ｑが変化す
ることによるフィルタ特性の劣化を軽減する低域通過フ
ィルタを提供すること。 【解決手段】入力端子17と増幅器９またはＯＰアンプの
入力端間に抵抗Ｒ1、Ｒ2を接続し、この増幅器の入力端
と接地間に接続複数のコンデンサＣ5、Ｃ6と、これらコ
ンデンサを切換える第１スイッチＳＷ7と、これらコン
デンサに並列に抵抗Ｒ3および第２スイッチＳＷ8の直列
回路を接続する。これらスイッチＳＷ7およびＳＷ8は、
連動して切換えられて、低域通過フィルタ回路のフィル
タ特性を選択する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）回路、特に、トランジスタ回路または半導体
集積回路上に形成されるフィルタ回路に関する。
（ＬＰＦ）回路、特に、トランジスタ回路または半導体
集積回路上に形成されるフィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】エレクトロニクス回路または電子機器に
あっては、ノイズ防止その他の目的でＬＰＦを使用して
いる。典型的なＬＰＦは、抵抗、インダクタおよびコン
デンサ等の受動素子を使用する。しかし、このように受
動素子によるＬＰＦは、一般に小型化が困難であるか
ら、半導体集積回路（ＩＣ）内部等に使用するには適し
ない。一方、抵抗および能動素子を用いるフィルタ回路
（ＬＰＦ）は、インダクタンスを使用しないので、回路
の小型軽量化、集積化が可能であり、携帯電話等の無線
機のＬＰＦとして広く用いられる。
あっては、ノイズ防止その他の目的でＬＰＦを使用して
いる。典型的なＬＰＦは、抵抗、インダクタおよびコン
デンサ等の受動素子を使用する。しかし、このように受
動素子によるＬＰＦは、一般に小型化が困難であるか
ら、半導体集積回路（ＩＣ）内部等に使用するには適し
ない。一方、抵抗および能動素子を用いるフィルタ回路
（ＬＰＦ）は、インダクタンスを使用しないので、回路
の小型軽量化、集積化が可能であり、携帯電話等の無線
機のＬＰＦとして広く用いられる。
【０００３】この種の低域通過フィルタとして、サレン
キー型２次アクティブ・ローパスフィルタが知られてい
る。 図１１に、演算増幅器（以下、ＯＰアンプとい
う）を用いた従来のサレンキー型２次アクティブ（能
動）ローパスフィルタの１例を示す。このフィルタは、
ＯＰアンプ（ＯＰ Ａｍｐ）、このＯＰアンプの非反転
入力端と入力端子17間に直列接続された１対の抵抗
Ｒ1、Ｒ2、これら抵抗Ｒ1とＲ2の接続点と出力端子16と
の間に接続されたコンデンサＣ4およびＯＰアンプの非
反転入力端と接地間に接続されたコンデンサＣ5により
構成される。ＯＰアンプの反転入力端は、出力端子16に
接続されてフィルタ回路を完成している。このＯＰアン
プを用いるアクティブ・フィルタは、フィルタの特性が
ＯＰアンプの周波数特性に依存するので、数ＭＨz程度
までしか使用できないという問題がある。
キー型２次アクティブ・ローパスフィルタが知られてい
る。 図１１に、演算増幅器（以下、ＯＰアンプとい
う）を用いた従来のサレンキー型２次アクティブ（能
動）ローパスフィルタの１例を示す。このフィルタは、
ＯＰアンプ（ＯＰ Ａｍｐ）、このＯＰアンプの非反転
入力端と入力端子17間に直列接続された１対の抵抗
Ｒ1、Ｒ2、これら抵抗Ｒ1とＲ2の接続点と出力端子16と
の間に接続されたコンデンサＣ4およびＯＰアンプの非
反転入力端と接地間に接続されたコンデンサＣ5により
構成される。ＯＰアンプの反転入力端は、出力端子16に
接続されてフィルタ回路を完成している。このＯＰアン
プを用いるアクティブ・フィルタは、フィルタの特性が
ＯＰアンプの周波数特性に依存するので、数ＭＨz程度
までしか使用できないという問題がある。
【０００４】そこで、ＯＰアンプの代わりにエミッタフ
ォロワ型トランジスタ回路（以下単にエミッタフォロワ
回路という）を用いて、同様のフィルタ回路を構成した
従来の回路を図１０に示す。この回路は、入力端子17お
よび出力端子16と、トランジスタ９と、電流源13とによ
り構成されるエミッタフォロワ回路と、入力端子17およ
びトランジスタ９のベース間に直列接続された１対の抵
抗Ｒ1および抵抗Ｒ2と、これら抵抗Ｒ1、Ｒ2の接続部お
よびエミッタフォロワ回路の出力端子16に接続されたコ
ンデンサＣ4と、エミッタフォロワ回路の入力（トラン
ジスタ９のベース）と接地間に接続されたコンデンサＣ
5とを備えている。
ォロワ型トランジスタ回路（以下単にエミッタフォロワ
回路という）を用いて、同様のフィルタ回路を構成した
従来の回路を図１０に示す。この回路は、入力端子17お
よび出力端子16と、トランジスタ９と、電流源13とによ
り構成されるエミッタフォロワ回路と、入力端子17およ
びトランジスタ９のベース間に直列接続された１対の抵
抗Ｒ1および抵抗Ｒ2と、これら抵抗Ｒ1、Ｒ2の接続部お
よびエミッタフォロワ回路の出力端子16に接続されたコ
ンデンサＣ4と、エミッタフォロワ回路の入力（トラン
ジスタ９のベース）と接地間に接続されたコンデンサＣ
5とを備えている。
【０００５】図１０のフィルタ回路を差動増幅器ととも
に使用する具体例を図９に示す。差動増幅器は、エミッ
タが抵抗Ｒ12により結合された１対のトランジスタ10、
11、これらトランジスタ10、11のエミッタに接続された
電流源Ｉ10、Ｉ11およびトランジスタ10、11のコレクタ
に接続された負荷抵抗Ｒ11、Ｒ11により構成される。ま
た、トランジスタ10、11のベースを入力端子14、15とす
る。ここで、トランジスタ11のコレクタ側のインピーダ
ンスは、低周波域では高インピーダンスとなるため、図
９に示す回路は、図１０における抵抗Ｒ1として差動増
幅器を構成するトランジスタ11の負荷抵抗Ｒ11を共用す
ることができる。そのため、エミッタフォロワ回路が差
動増幅器のバッファとフィルタ回路との両方の役目を果
たして差動増幅器とフィルタを簡単な構成で実現でき
る。
に使用する具体例を図９に示す。差動増幅器は、エミッ
タが抵抗Ｒ12により結合された１対のトランジスタ10、
11、これらトランジスタ10、11のエミッタに接続された
電流源Ｉ10、Ｉ11およびトランジスタ10、11のコレクタ
に接続された負荷抵抗Ｒ11、Ｒ11により構成される。ま
た、トランジスタ10、11のベースを入力端子14、15とす
る。ここで、トランジスタ11のコレクタ側のインピーダ
ンスは、低周波域では高インピーダンスとなるため、図
９に示す回路は、図１０における抵抗Ｒ1として差動増
幅器を構成するトランジスタ11の負荷抵抗Ｒ11を共用す
ることができる。そのため、エミッタフォロワ回路が差
動増幅器のバッファとフィルタ回路との両方の役目を果
たして差動増幅器とフィルタを簡単な構成で実現でき
る。
【０００６】次に、図１１に示すフィルタ回路の動作を
簡単に説明する。入力端子17から入力される信号をＶin
［ｄＢｍ］、出力端子16より出力される信号の振幅をＶ
o［ｄＢｍ］、カットオフ周波数をｆclとすると、Ｖo/
Ｖinで求められる伝達関数は次式(1)で表される。 Ｖo/Ｖin=１/{(Ｃ4Ｃ5Ｒ1Ｒ2)ｓ2+Ｃ5(Ｒ1+Ｒ2)ｓ+1} …(1) 上記式(1)で表される伝達関数は、２次低域通過フィル
タ回路と見ることができる。２次低域通過フィルタのカ
ットオフ周波数をｆclとし、フィルタの選択度をＱpと
すると、それぞれ次の式(2)および式(3)で表される。 ｆcl=１/{２π(Ｃ4Ｃ5Ｒ1Ｒ2)1/2} …(2) Ｑp={Ｃ4Ｒ1Ｒ2/(Ｃ5(Ｒ1+Ｒ2)2)}1/2 …(3)
簡単に説明する。入力端子17から入力される信号をＶin
［ｄＢｍ］、出力端子16より出力される信号の振幅をＶ
o［ｄＢｍ］、カットオフ周波数をｆclとすると、Ｖo/
Ｖinで求められる伝達関数は次式(1)で表される。 Ｖo/Ｖin=１/{(Ｃ4Ｃ5Ｒ1Ｒ2)ｓ2+Ｃ5(Ｒ1+Ｒ2)ｓ+1} …(1) 上記式(1)で表される伝達関数は、２次低域通過フィル
タ回路と見ることができる。２次低域通過フィルタのカ
ットオフ周波数をｆclとし、フィルタの選択度をＱpと
すると、それぞれ次の式(2)および式(3)で表される。 ｆcl=１/{２π(Ｃ4Ｃ5Ｒ1Ｒ2)1/2} …(2) Ｑp={Ｃ4Ｒ1Ｒ2/(Ｃ5(Ｒ1+Ｒ2)2)}1/2 …(3)
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＩＣ上またはＩＣ内に
フィルタを形成する場合には、フィルタの周波数帯域を
変更したり、ＩＣ化したときの素子のばらつきを補償す
るためにフィルタの周波数特性を制御可能にすることが
必要である。従来、このような問題を解決するものとし
て、フィルタを構成するコンデンサをスイッチによって
切換え、カットオフ周波数を切換えることで、所望の周
波数帯域に変更したり、素子のばらつきを補償するのが
一般的であった。
フィルタを形成する場合には、フィルタの周波数帯域を
変更したり、ＩＣ化したときの素子のばらつきを補償す
るためにフィルタの周波数特性を制御可能にすることが
必要である。従来、このような問題を解決するものとし
て、フィルタを構成するコンデンサをスイッチによって
切換え、カットオフ周波数を切換えることで、所望の周
波数帯域に変更したり、素子のばらつきを補償するのが
一般的であった。
【０００８】例えば、図６、図７および図８に示すよう
に、上述したフィルタ回路のコンデンサＣ5に直列にコ
ンデンサＣ6を接続し、コンデンサＣ5とコンデンサＣ6
の接続部と接地間にスイッチＳＷ7を接続する。このス
イッチＳＷ7をオン/オフに切換えることで、コンデンサ
Ｃ5とＣ6の接続部は接地/開放となるので、スイッチＳ
Ｗ7がオンのときのカットオフ周波数ｆc1および選択度
Ｑpは(2)、(3)式で表される。また、Ｃ＝Ｃ5・Ｃ6/（Ｃ
5＋Ｃ6）とおくと、スイッチＳＷ7がオフ時のカットオ
フ周波数ｆc1および選択度Ｑpは、それぞれ次の式(4)お
よび式(5)で表される。 ｆcl=１/{２π(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2)1/2} …(4) Ｑp={Ｃ4Ｒ1Ｒ2/(Ｃ(Ｒ1+Ｒ2)2)}1/2 …(5)
に、上述したフィルタ回路のコンデンサＣ5に直列にコ
ンデンサＣ6を接続し、コンデンサＣ5とコンデンサＣ6
の接続部と接地間にスイッチＳＷ7を接続する。このス
イッチＳＷ7をオン/オフに切換えることで、コンデンサ
Ｃ5とＣ6の接続部は接地/開放となるので、スイッチＳ
Ｗ7がオンのときのカットオフ周波数ｆc1および選択度
Ｑpは(2)、(3)式で表される。また、Ｃ＝Ｃ5・Ｃ6/（Ｃ
5＋Ｃ6）とおくと、スイッチＳＷ7がオフ時のカットオ
フ周波数ｆc1および選択度Ｑpは、それぞれ次の式(4)お
よび式(5)で表される。 ｆcl=１/{２π(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2)1/2} …(4) Ｑp={Ｃ4Ｒ1Ｒ2/(Ｃ(Ｒ1+Ｒ2)2)}1/2 …(5)
【０００９】上記式(2)および式(4)から明らかなよう
に、予め２個のコンデンサＣ5、Ｃ6を２つ用意してお
き、それらをスイッチＳＷ7で切換えることにより、簡
単にフィルタのカットオフ周波数を切換えることができ
る。しかし、このとき、式(3)および(5)から明らかなよ
うに、フィルタの選択度Ｑpも変わってしまう。フィル
タの選択度Ｑpによりフィルタの特性が変化するのが一
般的である。即ち、図５の特性曲線図に示すように、選
択度Ｑpが大きいほどカットオフ周波数ｆc1近傍で盛り
上がり（利得）を持ち、選択度Ｑpが小さいほどカット
オフ周波数ｆc1近傍での減衰量が大きくなる。また、選
択度Ｑpが大きいほどカットオフ周波数ｆc1近傍で位相
変化が大きくなり、群遅延偏差が大きくなる。そのた
め、例えば、スイッチＳＷ7がオフのときに所望の周波
数特性、群遅延偏差等のフィルタ特性が得られていても
スイッチＳＷ7をオンにすることにより、カットオフ周
波数とともに、選択度も変わってしまうため所望の特性
が得られなくなるという課題がある。
に、予め２個のコンデンサＣ5、Ｃ6を２つ用意してお
き、それらをスイッチＳＷ7で切換えることにより、簡
単にフィルタのカットオフ周波数を切換えることができ
る。しかし、このとき、式(3)および(5)から明らかなよ
うに、フィルタの選択度Ｑpも変わってしまう。フィル
タの選択度Ｑpによりフィルタの特性が変化するのが一
般的である。即ち、図５の特性曲線図に示すように、選
択度Ｑpが大きいほどカットオフ周波数ｆc1近傍で盛り
上がり（利得）を持ち、選択度Ｑpが小さいほどカット
オフ周波数ｆc1近傍での減衰量が大きくなる。また、選
択度Ｑpが大きいほどカットオフ周波数ｆc1近傍で位相
変化が大きくなり、群遅延偏差が大きくなる。そのた
め、例えば、スイッチＳＷ7がオフのときに所望の周波
数特性、群遅延偏差等のフィルタ特性が得られていても
スイッチＳＷ7をオンにすることにより、カットオフ周
波数とともに、選択度も変わってしまうため所望の特性
が得られなくなるという課題がある。
【００１０】そこで、本発明の目的は、フィルタを構成
するコンデンサをスイッチによって切換えることによっ
て、カットオフ周波数を切換えるアクティブ・ローパス
フィルタにおいて、カットオフ周波数切換え時の選択度
Ｑpの変化量を緩和し、選択度Ｑpが変化することによる
フィルタ特性の劣化を、規模および電流を増加させるこ
となく緩和するＬＰＦ回路を提供することである。
するコンデンサをスイッチによって切換えることによっ
て、カットオフ周波数を切換えるアクティブ・ローパス
フィルタにおいて、カットオフ周波数切換え時の選択度
Ｑpの変化量を緩和し、選択度Ｑpが変化することによる
フィルタ特性の劣化を、規模および電流を増加させるこ
となく緩和するＬＰＦ回路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のＬＰＦ回路は、入力端子と増幅器の入力端
間に接続された抵抗および増幅器の入力端と接地間に接
続されたコンデンサを有する能動型のＬＰＦ回路であ
る。そして、コンデンサを複数使用して第１スイッチに
よりキャパシタンスを切換え可能とし、このコンデンサ
と並列に抵抗と第２これら両スイッチを連動して切換え
ることを特徴とする。
め、本発明のＬＰＦ回路は、入力端子と増幅器の入力端
間に接続された抵抗および増幅器の入力端と接地間に接
続されたコンデンサを有する能動型のＬＰＦ回路であ
る。そして、コンデンサを複数使用して第１スイッチに
よりキャパシタンスを切換え可能とし、このコンデンサ
と並列に抵抗と第２これら両スイッチを連動して切換え
ることを特徴とする。
【００１２】好適な実施形態では、この第２スイッチと
直列に所定数のダイオードを接続する。また、入力端子
と抵抗間には、差動増幅器を接続する。上述した増幅器
は、エミッタフォロワ型トランジスタまたはＯＰアンプ
を使用する。このＬＰＦ回路は半導体集積回路（ＩＣ）
内部に形成し、第１および第２スイッチは電子スイッチ
とする。
直列に所定数のダイオードを接続する。また、入力端子
と抵抗間には、差動増幅器を接続する。上述した増幅器
は、エミッタフォロワ型トランジスタまたはＯＰアンプ
を使用する。このＬＰＦ回路は半導体集積回路（ＩＣ）
内部に形成し、第１および第２スイッチは電子スイッチ
とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるＬＰＦの好適
な実施形態の構成および動作を、図面を参照して詳細に
説明する。
な実施形態の構成および動作を、図面を参照して詳細に
説明する。
【００１４】図１〜図３は、本発明によるエミッタフォ
ロワ型ＬＰＦの好適な実施形態を示す。図１は、差動増
幅器とエミッタフォロワ型ＬＰＦを組合わせた回路図で
ある。図２は、図１におけるエミッタフォロワ型ＬＰＦ
部を示す。図３は、図２におけるエミッタフォロワ回路
をＯＰアンプに置換したＬＰＦを示す。上述した従来技
術と比較すると明らかなように、これらの図１〜図３に
示すＬＰＦは、従来例のアクティブ・ローパスフィルタ
のカットオフ周波数を切換える第１スイッチＳＷ7およ
びコンデンサＣ5、Ｃ6と並列に第２スイッチＳＷ8およ
び抵抗Ｒ3を接続することを特徴とする。
ロワ型ＬＰＦの好適な実施形態を示す。図１は、差動増
幅器とエミッタフォロワ型ＬＰＦを組合わせた回路図で
ある。図２は、図１におけるエミッタフォロワ型ＬＰＦ
部を示す。図３は、図２におけるエミッタフォロワ回路
をＯＰアンプに置換したＬＰＦを示す。上述した従来技
術と比較すると明らかなように、これらの図１〜図３に
示すＬＰＦは、従来例のアクティブ・ローパスフィルタ
のカットオフ周波数を切換える第１スイッチＳＷ7およ
びコンデンサＣ5、Ｃ6と並列に第２スイッチＳＷ8およ
び抵抗Ｒ3を接続することを特徴とする。
【００１５ 】第１スイッチＳＷ7をオン、かつ第２ス
イッチＳＷ8をオフとした場合には、コンデンサＣ5、Ｃ
6の接続点は接地となり、抵抗Ｒ3は開放となるので、コ
ンデンサＣ5のみがトランジスタ９のベースと接地間に
接続される。従って、フィルタの伝達関数Ｖo/Ｖin、カ
ットオフ周波数ｆｃ1および選択度Ｑpは、上記式(1)、
式(2)および式(3)で表される。
イッチＳＷ8をオフとした場合には、コンデンサＣ5、Ｃ
6の接続点は接地となり、抵抗Ｒ3は開放となるので、コ
ンデンサＣ5のみがトランジスタ９のベースと接地間に
接続される。従って、フィルタの伝達関数Ｖo/Ｖin、カ
ットオフ周波数ｆｃ1および選択度Ｑpは、上記式(1)、
式(2)および式(3)で表される。
【００１６】一方、第１スイッチＳＷ7をオフ、かつ第
２スイッチＳＷ8をオンとする場合には、抵抗Ｒ3は接地
される。また、コンデンサＣ5、Ｃ6の接続点は開放とな
り、両コンデンサＣ5およびＣ6は直列接続となるので、
それらの合成容量は、Ｃ＝Ｃ 5・Ｃ6/（Ｃ5＋Ｃ6）とな
る。そこで、この場合の伝達関数Ｖo/Ｖin、カットオフ
周波数ｆc1および選択度Ｑpは、それぞれ次の式(6)、式
(7)および式(8)で表される。 Ｖo/Ｖin＝Ｒ3/{(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2Ｒ3)ｓ2+{ＣＲ3(Ｒ1+Ｒ3)+Ｃ4Ｒ1Ｒ2}ｓ+Ｒ1+Ｒ 2 +Ｒ3} …(6) ｆcl＝１/{２π(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2)1/2}{１+(Ｒ1+Ｒ2)/Ｒ3}1/2 …(7) Ｑp＝{1/{Ｃ(Ｒ1+Ｒ2)+(Ｃ4Ｒ1Ｒ2/Ｒ3)}{ＣＣ4Ｒ1Ｒ2(1+(Ｒ1+Ｒ2)/Ｒ3)}1/2 …(8)
２スイッチＳＷ8をオンとする場合には、抵抗Ｒ3は接地
される。また、コンデンサＣ5、Ｃ6の接続点は開放とな
り、両コンデンサＣ5およびＣ6は直列接続となるので、
それらの合成容量は、Ｃ＝Ｃ 5・Ｃ6/（Ｃ5＋Ｃ6）とな
る。そこで、この場合の伝達関数Ｖo/Ｖin、カットオフ
周波数ｆc1および選択度Ｑpは、それぞれ次の式(6)、式
(7)および式(8)で表される。 Ｖo/Ｖin＝Ｒ3/{(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2Ｒ3)ｓ2+{ＣＲ3(Ｒ1+Ｒ3)+Ｃ4Ｒ1Ｒ2}ｓ+Ｒ1+Ｒ 2 +Ｒ3} …(6) ｆcl＝１/{２π(Ｃ4ＣＲ1Ｒ2)1/2}{１+(Ｒ1+Ｒ2)/Ｒ3}1/2 …(7) Ｑp＝{1/{Ｃ(Ｒ1+Ｒ2)+(Ｃ4Ｒ1Ｒ2/Ｒ3)}{ＣＣ4Ｒ1Ｒ2(1+(Ｒ1+Ｒ2)/Ｒ3)}1/2 …(8)
【００１７】ここで、計算を簡略化するため、例えば、
Ｒ＝Ｒ1＝Ｒ2、Ｒ3＝Ｒ/ａとすると、上記式(6)〜式(8)
は、それぞれ次の式(9)〜式(11)で表される。 Ｖo/Ｖin＝１/{(Ｃ4ＣＲ2)ｓ2+(aＣ+Ｃ+aＣ4)Ｒｓ+２ａ+１} …(9) ｆcl＝1/2π{(1+2a)/(ＣＣ4Ｒ2)}1/2 …(10) Ｑp＝{ＣＣ4(1+2a)/(2Ｃ+aＣ4)2}1/2 …(11)
Ｒ＝Ｒ1＝Ｒ2、Ｒ3＝Ｒ/ａとすると、上記式(6)〜式(8)
は、それぞれ次の式(9)〜式(11)で表される。 Ｖo/Ｖin＝１/{(Ｃ4ＣＲ2)ｓ2+(aＣ+Ｃ+aＣ4)Ｒｓ+２ａ+１} …(9) ｆcl＝1/2π{(1+2a)/(ＣＣ4Ｒ2)}1/2 …(10) Ｑp＝{ＣＣ4(1+2a)/(2Ｃ+aＣ4)2}1/2 …(11)
【００１８】また、上述した第１スイッチＳＷ7がオ
ン、かつ第２スイッチＳＷ8がオフの場合の伝達関数Ｖo
/Ｖin、カットオフ周波数ｆclおよび選択度Ｑpを表す上
記式(1)〜式(3)は、上述と同一条件のとき、次の式(12)
〜式(14)で表される。 Ｖo/Ｖin＝1/{(Ｃ4Ｃ5Ｒ2)ｓ2+2Ｃ5Ｒｓ+1}…(12) ｆcl＝1/{2πＲ(Ｃ4Ｃ5)1/2} …(13) Ｑp＝(1/2)(Ｃ4/Ｃ5)1/2 …(14)
ン、かつ第２スイッチＳＷ8がオフの場合の伝達関数Ｖo
/Ｖin、カットオフ周波数ｆclおよび選択度Ｑpを表す上
記式(1)〜式(3)は、上述と同一条件のとき、次の式(12)
〜式(14)で表される。 Ｖo/Ｖin＝1/{(Ｃ4Ｃ5Ｒ2)ｓ2+2Ｃ5Ｒｓ+1}…(12) ｆcl＝1/{2πＲ(Ｃ4Ｃ5)1/2} …(13) Ｑp＝(1/2)(Ｃ4/Ｃ5)1/2 …(14)
【００１９】例えば、ここでＲ1＝Ｒ2＝４ｋΩ、Ｃ4＝3
0ｐＦ、Ｃ5＝Ｃ6＝10ｐＦ、Ｃ＝Ｃ5・Ｃ6/（Ｃ5＋Ｃ6）
＝５ｐFとして上記式(13)および式(14)に代入すると、
第１スイッチＳＷ7をオンおよび第２スイッチＳＷ8をオ
フの場合のカットオフ周波数ｆc1および選択度Ｑpは、
次の式(15)および式(16)となる。 ｆc1＝2.3［ＭＨz］…(15) Ｑp＝0.87 …(16)
0ｐＦ、Ｃ5＝Ｃ6＝10ｐＦ、Ｃ＝Ｃ5・Ｃ6/（Ｃ5＋Ｃ6）
＝５ｐFとして上記式(13)および式(14)に代入すると、
第１スイッチＳＷ7をオンおよび第２スイッチＳＷ8をオ
フの場合のカットオフ周波数ｆc1および選択度Ｑpは、
次の式(15)および式(16)となる。 ｆc1＝2.3［ＭＨz］…(15) Ｑp＝0.87 …(16)
【００２０】同様に、上記式(10)および式(11)に上述の
条件を代入すると、第１スイッチＳＷ7をオフ、第２ス
イッチＳＷ8をオンとした場合のカットオフ周波数ｆc1
および選択度Ｑpは、次の式(17)および式(18)となる。 ｆcl=3.25×106(1+2ａ)1/2 …(17) Ｑp={６(1+2ａ)}1/2/(2+6ａ) …(18) ここで、ａ=0.22とすれば、上記式(17)および式(18)
は、次の式(19)および式(20)となる。 ｆcl＝3.9［ＭＨz］ …(19) Ｑp＝0.87 …(20) 即ち、Ｒ3＝Ｒ/ａ＝４k/0.22=18.2ｋΩとすれば、選択
度Ｑpを同じ値（0.87）のまま、カットオフ周波数ｆcl
のみを切換えることが可能となる。
条件を代入すると、第１スイッチＳＷ7をオフ、第２ス
イッチＳＷ8をオンとした場合のカットオフ周波数ｆc1
および選択度Ｑpは、次の式(17)および式(18)となる。 ｆcl=3.25×106(1+2ａ)1/2 …(17) Ｑp={６(1+2ａ)}1/2/(2+6ａ) …(18) ここで、ａ=0.22とすれば、上記式(17)および式(18)
は、次の式(19)および式(20)となる。 ｆcl＝3.9［ＭＨz］ …(19) Ｑp＝0.87 …(20) 即ち、Ｒ3＝Ｒ/ａ＝４k/0.22=18.2ｋΩとすれば、選択
度Ｑpを同じ値（0.87）のまま、カットオフ周波数ｆcl
のみを切換えることが可能となる。
【００２１】換言すると、Ｒ3の値を適宜選定すること
により、カットオフ周波数ｆclを切換えることによるフ
ィルタの選択度Ｑの変化（増加または低減）を緩和する
ことができ、選択度Ｑに起因するフィルタ特性の劣化を
緩和することが理解できよう。以上のように、本発明の
ＬＰＦによると、フィルタを構成するコンデンサをスイ
ッチによって切換え、カットオフ周波数を切換えるアク
ティブ・ローパスフィルタにおいて、スイッチによって
切換えるコンデンサと並列に抵抗を接続し、その抵抗も
コンデンサの切換えスイッチと連動するスイッチで切換
えることにより、カットオフ周波数切換え時の選択度Ｑ
の変化量を緩和する。そして、選択度Ｑが変化すること
によるフィルタ特性の劣化を、回路規模および電流を増
大させることなく簡単な構成で軽減することが可能にな
る。
により、カットオフ周波数ｆclを切換えることによるフ
ィルタの選択度Ｑの変化（増加または低減）を緩和する
ことができ、選択度Ｑに起因するフィルタ特性の劣化を
緩和することが理解できよう。以上のように、本発明の
ＬＰＦによると、フィルタを構成するコンデンサをスイ
ッチによって切換え、カットオフ周波数を切換えるアク
ティブ・ローパスフィルタにおいて、スイッチによって
切換えるコンデンサと並列に抵抗を接続し、その抵抗も
コンデンサの切換えスイッチと連動するスイッチで切換
えることにより、カットオフ周波数切換え時の選択度Ｑ
の変化量を緩和する。そして、選択度Ｑが変化すること
によるフィルタ特性の劣化を、回路規模および電流を増
大させることなく簡単な構成で軽減することが可能にな
る。
【００２２】なお、図１および図２に示すトランジスタ
９を含むエミッタフォロワ回路は、図３に示すようにＯ
Ｐアンプに置換しても、同様に動作するので、図３の詳
細な説明は省略する。
９を含むエミッタフォロワ回路は、図３に示すようにＯ
Ｐアンプに置換しても、同様に動作するので、図３の詳
細な説明は省略する。
【００２３】次に、図１に示すエミッタフォロワ型ロー
パスフィルタと差動増幅器を組合わせた回路の動作を詳
細に説明する。図１の回路において、ＳＷ8がオフのと
き、抵抗Ｒ3は開放状態にあるために電流は流れない。
また、トランジスタ９のベース入力は通常高インピーダ
ンスであるので、トランジスタ９のベースおよび抵抗Ｒ
2にも殆ど電流は流れない。抵抗Ｒ3に流れる電流を
Ｉ3、差動トランジスタ11のコレクタ負荷抵抗Ｒ11に流
れる電流をＩ1、差動トランジスタ11のコレクタに流れ
る電流をＩcとし、トランジスタ９のベース電流を無視
すると、トランジスタ９のベースの直流電位は、Ｖcc−
Ｒ11Ｉcとなる。従って、トランジスタ９のベースエミ
ッタ間電圧をＶBE9とすると、エミッタフォロワ回路の
出力端子16の直流電位は、Ｖcc−Ｒ11Ｉc−ＶBE9とな
る。
パスフィルタと差動増幅器を組合わせた回路の動作を詳
細に説明する。図１の回路において、ＳＷ8がオフのと
き、抵抗Ｒ3は開放状態にあるために電流は流れない。
また、トランジスタ９のベース入力は通常高インピーダ
ンスであるので、トランジスタ９のベースおよび抵抗Ｒ
2にも殆ど電流は流れない。抵抗Ｒ3に流れる電流を
Ｉ3、差動トランジスタ11のコレクタ負荷抵抗Ｒ11に流
れる電流をＩ1、差動トランジスタ11のコレクタに流れ
る電流をＩcとし、トランジスタ９のベース電流を無視
すると、トランジスタ９のベースの直流電位は、Ｖcc−
Ｒ11Ｉcとなる。従って、トランジスタ９のベースエミ
ッタ間電圧をＶBE9とすると、エミッタフォロワ回路の
出力端子16の直流電位は、Ｖcc−Ｒ11Ｉc−ＶBE9とな
る。
【００２４】しかし、第２ＳＷ8がオンしたとき、抵抗
Ｒ3は接地されることになり、抵抗Ｒ 3およびＲ2に電流
が流れることになる。そこで、トランジスタ９のベース
の直流電位は、Ｖcc−Ｒ11(Ｉc＋Ｉ3)−(Ｒ2Ｉ3)とな
り、エミッタフォロワ回路の出力端子16の直流電位は、
Ｖcc−Ｒ11(Ｉc＋Ｉ3)−(Ｒ2Ｉ3)−ＶBE9となる。即
ち、第２スイッチＳＷ8がオンすることにより、ＳＷ8が
オフのとき比較して、エミッタフォロワ回路の出力端子
16の直流電位は、(Ｒ11＋Ｒ2)Ｉ3の電圧降下分低くな
る。
Ｒ3は接地されることになり、抵抗Ｒ 3およびＲ2に電流
が流れることになる。そこで、トランジスタ９のベース
の直流電位は、Ｖcc−Ｒ11(Ｉc＋Ｉ3)−(Ｒ2Ｉ3)とな
り、エミッタフォロワ回路の出力端子16の直流電位は、
Ｖcc−Ｒ11(Ｉc＋Ｉ3)−(Ｒ2Ｉ3)−ＶBE9となる。即
ち、第２スイッチＳＷ8がオンすることにより、ＳＷ8が
オフのとき比較して、エミッタフォロワ回路の出力端子
16の直流電位は、(Ｒ11＋Ｒ2)Ｉ3の電圧降下分低くな
る。
【００２５】図１の回路は、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）であるため、次段の回路とコンデンサで結合するこ
とができず、直流結合（直結）しなければならない。次
段の回路がトランジスタのベース入力であるとき、エミ
ッタフォロワ回路の出力端子16の直流電圧が、次段回路
のバイアス電圧となる。そのため、エミッタフォロワ回
路の出力端子16の直流電圧値は、次段回路を駆動できる
大きさがなければならない。しかし、第２スイッチＳＷ
8がオンすることにより、エミッタフォロワ回路の出力
端子16の直流電位は、次段回路を駆動できなくなる値ま
で低下してしまうことが考えられる。
タ）であるため、次段の回路とコンデンサで結合するこ
とができず、直流結合（直結）しなければならない。次
段の回路がトランジスタのベース入力であるとき、エミ
ッタフォロワ回路の出力端子16の直流電圧が、次段回路
のバイアス電圧となる。そのため、エミッタフォロワ回
路の出力端子16の直流電圧値は、次段回路を駆動できる
大きさがなければならない。しかし、第２スイッチＳＷ
8がオンすることにより、エミッタフォロワ回路の出力
端子16の直流電位は、次段回路を駆動できなくなる値ま
で低下してしまうことが考えられる。
【００２６】上述した問題を解決するための本発明によ
るＬＰＦ回路の第２の実施形態を、図４の回路図を参照
して説明する。第２スイッチＳＷ8と抵抗Ｒ3間に複数の
ダイオードＤ1〜Ｄｎを挿入する。その他の回路構成
は、図１の場合と同じであるので、説明は省略する。こ
こで、各ダイオードＤのベースコレクタ間電圧をＶBED
とすると、Ｖcc−Ｒ11Ｉｃ＝Ｉ3(Ｒ2＋Ｒ3)＋ｎＶBEDと
なるように、ダイオードＤの個数ｎを決定する。これに
より、第１スイッチＳＷ7のオン/オフによるエミッタフ
ォロワ回路の出力端子16における直流電圧の変化を阻止
することが可能である。
るＬＰＦ回路の第２の実施形態を、図４の回路図を参照
して説明する。第２スイッチＳＷ8と抵抗Ｒ3間に複数の
ダイオードＤ1〜Ｄｎを挿入する。その他の回路構成
は、図１の場合と同じであるので、説明は省略する。こ
こで、各ダイオードＤのベースコレクタ間電圧をＶBED
とすると、Ｖcc−Ｒ11Ｉｃ＝Ｉ3(Ｒ2＋Ｒ3)＋ｎＶBEDと
なるように、ダイオードＤの個数ｎを決定する。これに
より、第１スイッチＳＷ7のオン/オフによるエミッタフ
ォロワ回路の出力端子16における直流電圧の変化を阻止
することが可能である。
【００２７】以上、本発明によるＬＰＦ回路の好適な実
施形態の構成および動作を説明した。しかし、このよう
な実施形態は本発明の単なる例示に過ぎず、本発明の要
旨を逸脱することなく当業者は、種々の変形変更が可能
であることが容易に理解できよう。例えば、スイッチＳ
Ｗ7およびＳＷ8は、図示のようなメカニカルスイッチで
はなく電子スイッチであってもよい。また、コンデンサ
は、２個のみならず２個以上の複数のコンデンサを直列
または並列接続してスイッチにより切換えても良い。こ
の場合には、抵抗Ｒ3も切換える必要がある。さらに、
トランジスタは、図示のようにバイポーラトランジスタ
ではなく電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよ
い。従って、エミッタフォロワ回路とは、（ＦＥＴを使
用する場合の）ソースフォロワ回路も含むものとする。
施形態の構成および動作を説明した。しかし、このよう
な実施形態は本発明の単なる例示に過ぎず、本発明の要
旨を逸脱することなく当業者は、種々の変形変更が可能
であることが容易に理解できよう。例えば、スイッチＳ
Ｗ7およびＳＷ8は、図示のようなメカニカルスイッチで
はなく電子スイッチであってもよい。また、コンデンサ
は、２個のみならず２個以上の複数のコンデンサを直列
または並列接続してスイッチにより切換えても良い。こ
の場合には、抵抗Ｒ3も切換える必要がある。さらに、
トランジスタは、図示のようにバイポーラトランジスタ
ではなく電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよ
い。従って、エミッタフォロワ回路とは、（ＦＥＴを使
用する場合の）ソースフォロワ回路も含むものとする。
【００２８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のアクティブ・ローパスフィルタ（能動ＬＰＦ）は、フ
ィルタを構成するコンデンサをスイッチによって切換
え、カットオフ周波数ｆclを切換えることによって生じ
る選択度Ｑの変化量を軽減し、選択度Ｑが変化すること
によるフィルタ特性の劣化を、回路規模および電流を増
大させることなく簡単な構成で、軽減または排除可能で
ある。また、差動増幅器と組合わせたエミッタフォロワ
型アクティブ・ローパスフィルタの出力直流電圧値を、
スイッチの切換えにおいても低下させることなく、次段
回路への直流結合を可能とするという実用上の顕著な効
果を奏する。
のアクティブ・ローパスフィルタ（能動ＬＰＦ）は、フ
ィルタを構成するコンデンサをスイッチによって切換
え、カットオフ周波数ｆclを切換えることによって生じ
る選択度Ｑの変化量を軽減し、選択度Ｑが変化すること
によるフィルタ特性の劣化を、回路規模および電流を増
大させることなく簡単な構成で、軽減または排除可能で
ある。また、差動増幅器と組合わせたエミッタフォロワ
型アクティブ・ローパスフィルタの出力直流電圧値を、
スイッチの切換えにおいても低下させることなく、次段
回路への直流結合を可能とするという実用上の顕著な効
果を奏する。
【図１】本発明によるエミッタフォロワ型ＬＰＦの第１
の実施形態と差動増幅器とを組合わせた回路図、
の実施形態と差動増幅器とを組合わせた回路図、
【図２】図１におけるエミッタフォロワ型ＬＰＦの回路
図、
図、
【図３】図２に示すエミッタフォロワ型ＬＰＦのエミッ
タフォロワ回路をＯＰアンプに置換した回路図、
タフォロワ回路をＯＰアンプに置換した回路図、
【図４】本発明のエミッタフォロワ型ＬＰＦの第２の実
施形態と差動増幅器と組合わせた回路図、
施形態と差動増幅器と組合わせた回路図、
【図５】選択度Ｑｐを変化させた場合のＬＰＦの周波数
特性曲線図、
特性曲線図、
【図６】従来の差動増幅器とスイッチによってカットオ
フ周波数を変更できるエミッタフォロワ型ＬＰＦを組合
わせた回路図、
フ周波数を変更できるエミッタフォロワ型ＬＰＦを組合
わせた回路図、
【図７】従来のスイッチによってカットオフ周波数を変
更できるエミッタフォロワ型ＬＰＦの回路図、
更できるエミッタフォロワ型ＬＰＦの回路図、
【図８】従来のスイッチによってカットオフ周波数を変
更できるＯＰアンプを使用するＬＰＦの回路図、
更できるＯＰアンプを使用するＬＰＦの回路図、
【図９】従来の差動増幅器とエミッタフォロワ型ＬＰＦ
を組合わせた回路図、
を組合わせた回路図、
【図１０】従来のエミッタフォロワ型ＬＰＦの回路図、
【図１１】従来のＯＰアンプを使用するＬＰＦの回路図
である。
である。
９ エミッタフォロワ型トランジスタ 10、11 差動増幅トランジスタ 14、15、17 入力端子 16 出力端子 Ｒ1〜Ｒ12 抵抗 Ｃ4、Ｃ5、Ｃ6 コンデンサ ＳＷ7、ＳＷ8 スイッチ Ｄ1〜Ｄn ダイオード
Claims (6)
- 【請求項１】 入力端子と増幅器の入力端間に接続され
た抵抗および前記増幅器の前記入力端と接地間に接続さ
れたコンデンサを有する能動型の低域通過フィルタ回路
において、 前記コンデンサを複数のコンデンサで構成するとともに
該コンデンサを選択する第１スイッチを設け、前記コン
デンサと並列に抵抗および第２スイッチの直列回路を接
続し、前記第１および第２スイッチを連動して切換える
ことを特徴とする低域通過フィルタ回路。 - 【請求項２】 前記第２スイッチと直列に所定個数のダ
イオードを接続することを特徴とする請求項１の低域通
過フィルタ回路。 - 【請求項３】 前記入力端子と前記抵抗との間に差動増
幅器を接続することを特徴とする請求項１または２の低
域フィルタ回路。 - 【請求項４】 前記増幅器としてエミッタフォロワ型ト
ランジスタを使用することを特徴とする請求項１、２ま
たは３の低域通過フィルタ回路。 - 【請求項５】 前記増幅器として演算増幅器を使用する
ことを特徴とする請求項１、２または３の低域通過フィ
ルタ回路。 - 【請求項６】 半導体集積回路内に設けられ、前記第１
および第２スイッチとして電子スイッチを使用すること
を特徴とする請求項１乃至５のいずれかの低域通過フィ
ルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35176399A JP3300321B2 (ja) | 1999-12-10 | 1999-12-10 | 低域通過フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35176399A JP3300321B2 (ja) | 1999-12-10 | 1999-12-10 | 低域通過フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001168681A true JP2001168681A (ja) | 2001-06-22 |
| JP3300321B2 JP3300321B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=18419451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35176399A Expired - Fee Related JP3300321B2 (ja) | 1999-12-10 | 1999-12-10 | 低域通過フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3300321B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108288958A (zh) * | 2017-01-10 | 2018-07-17 | 株式会社村田制作所 | 低通滤波器 |
| JP2018537913A (ja) * | 2015-11-17 | 2018-12-20 | テンサーコム，インク． | チャンネル選択フィルタを備えた高線形性ＷｉＧｉｇベースバンドアンプ |
-
1999
- 1999-12-10 JP JP35176399A patent/JP3300321B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018537913A (ja) * | 2015-11-17 | 2018-12-20 | テンサーコム，インク． | チャンネル選択フィルタを備えた高線形性ＷｉＧｉｇベースバンドアンプ |
| CN108288958A (zh) * | 2017-01-10 | 2018-07-17 | 株式会社村田制作所 | 低通滤波器 |
| US10044084B2 (en) | 2017-01-10 | 2018-08-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Low pass filter |
| US10297892B2 (en) | 2017-01-10 | 2019-05-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Low pass filter |
| CN108288958B (zh) * | 2017-01-10 | 2021-09-07 | 株式会社村田制作所 | 低通滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3300321B2 (ja) | 2002-07-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |