JP2001119927A - チャージポンプ昇圧回路および安定化電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】低電圧電源でも効率良く電力を取り出すことが
可能な同期整流型チャージポンプ昇圧回路と、それを用
いた最低入力電源電圧より僅かに低い電圧を出力可能な
ＩＣチップ内高安定化電圧発生回路とを提供することを
目的とする。 【解決手段】チャージポンプ昇圧回路は非安定マルチバ
イブレータ回路４００及び電流ミラー回路５００およ
び、倍電圧整流を行うための同期整流トランジスタＱ１
とキック容量Ｃ２及び、同期整流トランジスタＱ７とキ
ック容量Ｃ６を有しており、電流ミラー回路５００によ
り非安定マルチバイブレータ回路４００の発振特性を決
める電流を調整している。また、同期整流トランジスタ
Ｑ１及び同期整流トランジスタＱ７により、非安定マル
チバイブレータ回路４００のトランジスタがＯＮとなる
サイクルに同期して電流を効率良く取り出している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】光半導体駆動回路や、光受信
回路など、高速バイポーラ・プロセスを使った高速アナ
ログ回路一般を対象とした、チップ内安定化電圧発生回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近のマルチメディアの発展を支える高
速信号処理ＩＣに付いては、その高スループット動作と
処理能力を最高に引き出すために、システムの電源電圧
とは異なった電圧で動作させる必要のある場合が多くな
ってきた。中でもＣＰＵやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓ
ｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）など数Ｗ以上のパワ
ーを必要とする場合には、始めから多出力電源を用意し
たり、または、ＩＣを実装する基板にＤＣ−ＤＣコンバ
ータ電源を実装して電圧を変換して対処している。これ
らの例のように大電力を必要とする場合には、全体の電
力効率まで考えると基板上にマルチチップＩＣ構成と
し、必要に応じて能動素子も組み合わせて使ったハイブ
リッド構成はメリットがある。しかし、１Ｗ以下の消費
電力で回路規模もそれ程大きくないＩＣにおいては、Ｉ
Ｃ内部で必要とする特殊電圧は同一チップ内に電源回路
を組み込んで、ワンチップ化することが要請されてい
る。特に、チップ内での動作条件変化に対する電圧安定
性や電圧の絶対値そのものが重要な場合には、ＩＣ内外
の周辺回路による雑音の影響や配線電圧降下を極力避け
る意味からも、その電源電圧をチップ内で発生する回路
構成が有利となり、それが不可欠な条件となることも多
い。

【０００３】外部から供給される最低電源電圧より１Ｖ
以上低い電圧を出力する場合、バンドギャップ電圧を基
準とした直列制御方式の安定化電圧回路をＩＣ内部に組
み込んで出力を得ることが可能であった。一方最低電源
電圧に対して１Ｖ未満の電圧を出力する場合、直列制御
方式を用いて実現することは困難であった。一般に高速
アナログ・バイポーラ回路におけるトランジスタのベー
ス・エミッタ動作電圧は０．８５Ｖ程度と高く、トラン
ジスタを縦積みにした回路において、動作に必要な最低
電圧は２．５Ｖ以上となる。回路マージンの確保を考慮
すれば、２．７Ｖ程度の出力電圧を発生する必要があ
る。従って、±１０％の変動を認める３．３Ｖ電源電圧
の回路の場合には、３．０Ｖの電源電圧最低値から２．
７Ｖ以上の安定化出力電圧を発生する必要があり、元々
供給された電源電圧と内部で発生した安定化電圧との差
は０．３Ｖだけとなる。従来はこのような場合、チャー
ジポンプ回路などのＤＣ−ＤＣコンバータ昇圧回路を使
ってきた。すなわち、入力電圧の３Ｖをチョッパー変調
し、キック容量やインダクターの助けを借りて昇圧し、
ダイオードなどで整流した電荷を出力容量に蓄め、必要
に応じてその昇圧出力を安定化する回路方式が採用され
てきた。しかし必要とする出力パワーが数１０ｍＷ以上
となる場合には、ＩＣの外部に大容量のキック容量やイ
ンダクターを接続したり、最終的には出力リップル変動
を小さくするための大容量を使ったフィルターを接続す
る構成が不可欠であった。例外的にＩＣチップ内部品だ
けで発生させた場合でも、使用目的がディジタル回路用
電圧であるため、出力電力が小さかったり、ある程度リ
ップル雑音が大きくても良く、かつ、電圧変動もかなり
あっても構わないものを対象とした昇圧回路であった。

【０００４】図８はＣＭＯＳを用いた負電源用昇圧回路
の例である。外部クロックＣＬＫ電圧入力をＣＭＯＳイ
ンバータで−１．５Ｖ振幅のパルス変調増幅したのち、
キック容量Ｃで昇圧された電荷を同期ＦＥＴスイッチで
倍電圧整流している。外部クロック信号発生回路が必要
となることに加えて、基本的には半波整流回路であるの
でその値は負荷容量に強く依存するが、リップルは比較
的大きく、−３Ｖの出力からは大きな電流出力は採れな
い。もし負荷電流を増やした場合には、出力電圧は急激
に落ちる特性を示す。また、倍電圧整流回路に関して調
べて見ると、高速バイポーラ・プロセスでは専用の高速
のスイッチダイオードのサポートは普通無いため、トラ
ンジスタのコレクタとベースを接続したダイオード接続
トランジスタが代わりに使われる。従って、チャージポ
ンプ回路で整流用に使用されるダイオードの順方向電圧
は、室温で０．８５Ｖ程度と高めとなる。特に低温では
この値が更に上昇し、遮断周波数が１５ＧＨｚのバイポ
ーラ・プロセスの例では、−２０℃で０．９５Ｖから
１．０Ｖ程度の値を示した。このため、電源電圧３Ｖ電
圧をスイッチし、ダイオード接続のトランジスタで機械
的に整流するチャージポンプ回路を設計すると、発振器
に入力した電力に対して出力効率１０％程度の負荷を繋
いだ場合でも、−２０℃では出力電圧は３．４Ｖ程度し
か得られない。直列制御方式で２．７Ｖ程度の出力電圧
を得るためには、最低でも３．８Ｖ以上が必要であり、
倍電圧整流でも出力電圧不足になってしまう。もっと高
い電圧を得るために昇圧回路の段数を増やした場合に
は、電圧変動が大きくなるばかりで無く、電力変換効率
が更に下がるためスイッチ電流が増え、チップ内内部雑
音が大きくなる。加えて、入力電源電圧が３．６Ｖにな
った時には、出力電圧が高くなり過ぎて、高周波プロセ
スのトランジスタでは耐圧が不足する問題が生じる。こ
のため、倍電圧整流のままで約４Ｖ以上の出力が得られ
るチャージポンプ回路の実現が緊急の課題となってい
た。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】直列制御方式の安定化
電圧回路を用いて、最低電源電圧に対して１Ｖ未満の差
の電圧を出力することは困難であった。また、直列制御
方式の安定化電圧回路内部にチャージポンプ昇圧回路を
接続して電源電圧を昇圧する場合、出力パワーとして数
１０ｍＷ以上を得るためには、外部に大容量のキック容
量やインダクターを接続したり、最終的には出力リップ
ル変動を小さくするための大容量の出力容量を接続する
構成が不可欠であった。本発明は上記の課題を解決する
ことを目的とする。すなわち、直列制御方式とチャージ
ポンプ方式の両者の不都合を克服して高周波バイポーラ
・プロセスに適合し、アナログ回路に要求される１ｍＶ
程度以下の安定度とリップル雑音特性を持ち、入力電圧
３Ｖの場合でも最高２．７Ｖの出力と１０ｍＡ以上の出
力電流が容易に得られ、更には外付部品なしでワンチッ
プＩＣ化が可能な安定化電圧回路を提供することを目的
とする。また、温度変動や電源電圧変動に拘わらず、安
定した高い出力電圧を得ることが可能なチャージポンプ
昇圧回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本願発明のチャージポン
プ昇圧回路は、同一特性の第一のトランジスタ及び第二
のトランジスタを用いて相補的に発振を行う自励発振手
段と、前記自励発振手段の出力電圧を倍電圧整流する手
段と、前記自励発振手段の出力パルスを制御する手段と
を具備し、前記倍電圧整流する手段は、前記第一のトラ
ンジスタのコレクタに接続した第一の容量と、前記第一
の容量の他端に接続したエミッタ及び、電源に接続した
コレクタ及び、前記第二のトランジスタのコレクタに第
二の容量を介して接続したベースとを有する第三のトラ
ンジスタと、前記第一の容量の他端に接続した第一のダ
イオードと、前記第一のダイオードに接続した蓄積容量
と、前記蓄積容量に接続したＲＣフィルタ容量とを有
し、前記第一のトランジスタのコレクタ電圧がロー時
に、前記第一の容量に前記第三のトランジスタを介して
電源より電流が注入され、前記第一のトランジスタのコ
レクタ電圧がハイ時に、前記蓄積容量に前記第一の容量
から前記第一のダイオードを介して電流が蓄積容量に注
入されることを特徴とし、また、前記倍電圧整流する手
段は、前記第二のトランジスタのコレクタに接続した第
三の容量と、前記第三の容量の他端に接続したエミッタ
及び、電源に接続したコレクタ及び、前記第一のトラン
ジスタのコレクタに第四の容量を介して接続したベース
とを有する第四のトランジスタと、前記第三の容量の他
端に接続し、且つ前記蓄積容量に接続した第二のダイオ
ードとを有し、前記第二のトランジスタのコレクタ電圧
がロー時に、前記第三の容量に前記第四のトランジスタ
を介して電源より電流が注入され、前記第二のトランジ
スタのコレクタ電圧がハイ時に、前記蓄積容量に前記第
三の容量から第二のダイオードを介して電流が蓄積容量
に注入されることを特徴とする。

【０００７】あるいは、前記自励発振手段は、前記第一
のトランジスタ及び前記第二のトランジスタを含む非安
定マルチバイブレータ回路を有することを特徴とする。
あるいは、前記自励発振手段の出力パルスを制御する手
段は、前記第一のトランジスタ及び第二のトランジスタ
のそれぞれのベースにそれぞれのコレクタを接続した第
五のトランジスタ及び第六のトランジスタと、電源と接
地間に直列接続した第一の分割抵抗及び第二の分割抵抗
と、前記第一の分割抵抗と前記第二の分割抵抗との接続
点にコレクタを接続した第七のトランジスタとを有し、
前記第五のトランジスタのベース及び、前記第六のトラ
ンジスタのベース及び、前記第七のトランジスタのベー
スは前記第一の分割抵抗と第二の分割抵抗との接続点に
共通に接続し、それぞれのエミッタはすべて接地されて
いることを特徴とする。あるいは、前記第三のトランジ
スタのベースと接地との間及び、前記第四のトランジス
タのベースと接地との間に、直列接続した少なくとも二
つ以上からなるダイオードを具備することを特徴とす
る。または、前記ＲＣフィルタ容量に接続した出力端子
に、入力電圧変化、または、出力電圧変化に比例した電
流負荷を与える手段を具備したことを特徴とする。

【０００８】前記電流負荷を与える手段は、エミッタが
共通接続された第八のトランジスタ及び第九のトランジ
スタを有する差動増幅回路と、共通接続されたエミッタ
に接続した定電流発生回路と、電源と接地間に直列接続
した第三の分割抵抗及び第四の分割抵抗とを有し、前記
第三の分割抵抗と前記第四の分割抵抗との接続点に前記
ＲＣフィルタ容量が接続され、前記第八のトランジスタ
はベースが前記第三の分割抵抗と前記第四の分割抵抗と
の接続点、コレクタが前記ＲＣフィルタ容量の出力端子
に接続され、前記第九のトランジスタはコレクタが電源
に接続され、前記ＲＣフィルタ容量の入力端子に与えら
れる電流負荷が入力電圧変化及び出力電圧変化に依存す
ることを特徴とする。あるいは、前記電流負荷を与える
手段は、エミッタが共通接続された第八のトランジスタ
及び第九のトランジスタを有する差動増幅回路と、共通
接続されたエミッタに接続した定電流発生回路と、前記
ＲＣフィルタ容量と接地間に直列接続した第三の分割抵
抗及び第四の分割抵抗とを有し、前記第八のトランジス
タはベースが前記第三の分割抵抗と前記第四の分割抵抗
との接続点、コレクタが前記ＲＣフィルタ容量の出力端
子に接続され、前記第九のトランジスタはコレクタが電
源に接続され、前記ＲＣフィルタ容量の入力端子に与え
られる電流負荷が出力電圧変化に依存することを特徴と
する。

【０００９】本願発明の安定化電圧発生回路は、第十の
トランジスタと、前記第十のトランジスタのベース電流
を制御する第十一のトランジスタと、前記第十一のトラ
ンジスタのエミッタ・ベース間に接続した負荷抵抗と、
出力電圧を分割する第五の分割抵抗と、基準電圧リファ
レンスと、誤差増幅器とを有する直列制御型安定化回路
と、上記記載のチャージポンプ昇圧回路とを具備し、分
割された出力電圧と前記基準電圧リファレンスとの誤差
は、増幅出力されて前記負荷抵抗のバイアス電流と前記
第十一のトランジスタのベース電流を制御し、その誤差
が最小となるように負帰還動作することを特徴とする。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明における実施の形態を以下
の実施例により説明する。本発明の第一の実施例におけ
るチャージポンプ昇圧回路１００について説明する。図
１は第一の実施例におけるチャージポンプ昇圧回路を示
す回路図である。第一の実施例のチャージポンプ昇圧回
路は主に非安定マルチバイブレータ回路４００及び、ミ
ラー電流回路５００及び、倍電圧整流回路からなる。こ
のチャージポンプ昇圧回路は、ミラー電流回路５００を
有することにより非安定マルチバイブレータ回路４００
のトランジスタの飽和特性を安定化し、チャージポンプ
昇圧回路の発振周波数を安定化することを特徴としてい
る。また、非安定マルチバイブレータ回路４００のトラ
ンジスタがＯＮとなるサイクルに同期して、電流を効率
良くキック容量に注入する倍電圧整流回路を有すること
を特徴とする。まず、非安定マルチバイブレータ回路４
００の構造の詳細について説明する。トランジスタＱ３
のコレクタはコンデンサＣ３を介し、トランジスタＱ４
のコレクタはコンデンサＣ４を介して互いのベースに接
続している。また、トランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ
５を介し、トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ６を介し
て電源入力端子１に接続している。トランジスタＱ３の
コレクタは抵抗Ｒ４を介して電源入力端子１へ接続して
おり、また、キック容量Ｃ２に接続している。また、ト
ランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒ７を介して電源入力
端子１へ接続しており、また、キック容量Ｃ６に接続し
ている。トランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のエミ
ッタは共通接続されて電流帰還抵抗Ｒ８を介し、接地し
ている。

【００１１】次に電流ミラー回路５００の構造の詳細に
ついて説明する。トランジスタＱ２のコレクタ及びベー
スは分割抵抗Ｒ１及び分割抵抗Ｒ２間に接続しており、
エミッタは接地している。トランジスタＱ５及びトラン
ジスタＱ６はトランジスタＱ２のベースに接続してい
る。また、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ６のコ
レクタはそれぞれ非安定マルチバイブレータ回路４００
のトランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のベースに接
続しており、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ６の
エミッタは接地している。更に倍電圧整流回路の構造の
詳細について説明する。同期整流トランジスタＱ１のエ
ミッタはキック容量Ｃ２に接続し、コレクタは電源入力
端子１に接続している。同期整流トランジスタＱ１のベ
ースは容量Ｃ１を介して非安定マルチバイブレータ回路
４００のトランジスタＱ４のコレクタに接続している。
また、トランジスタＱ１のベースと容量Ｃ１間に抵抗Ｒ
３が接続しており、抵抗Ｒ３の他端は電源入力端子１に
接続している。キック容量Ｃ２はダイオードＤ１２を介
して蓄積容量Ｃ７に接続している。同期整流トランジス
タＱ７のエミッタはキック容量Ｃ６に接続し、コレクタ
は電源入力端子１に接続している。同期整流トランジス
タＱ７のベースは容量Ｃ５を介して非安定マルチバイブ
レータ回路４００のトランジスタＱ３のコレクタに接続
している。また、トランジスタＱ７のベースと容量Ｃ１
間に抵抗Ｒ９が接続しており、抵抗Ｒ９の他端は電源入
力端子１に接続している。キック容量Ｃ６はダイオード
Ｄ１１を介して蓄積容量Ｃ７に接続している。更に蓄積
容量Ｃ７は抵抗Ｒ１０を介して出力端子３に接続してい
る。また、出力端子３はＲＣフィルタ容量Ｃ８が接続し
ている。

【００１２】以上の回路を有する第一の実施例における
チャージポンプ昇圧回路の動作について説明する。非安
定マルチバイブレータ回路４００のトランジスタＱ３が
ＯＦＦの状態、すなわちコレクタ電圧がハイのとき、ト
ランジスタＱ４はＯＮの状態で、そのコレクタ電圧がロ
ーである。このとき、コンデンサＣ４は抵抗Ｒ５を介し
て電源電圧Ｖｃｃに向かって充電される。そこで、コン
デンサＣ４に接続したトランジスタＱ３のベース電圧は
指数関数的に上昇してついにはトランジスタＱ３はＯＮ
の状態になり、トランジスタＱ３のコレクタ電圧はロー
の状態に変わる。同時にトランジスタＱ３のコレクタに
コンデンサＣ３を介して接続したトランジスタＱ４のベ
ース電圧は急減して、トランジスタＱ４はＯＦＦの状態
に反転する。この過渡遷移時には抵抗Ｒ８による電流帰
還が働いて反転動作が加速される。次にコンデンサＣ３
は抵抗Ｒ６を介して電源電圧Ｖｃｃに向かって充電され
る。そこで、コンデンサＣ３に接続したトランジスタＱ
４のベース電圧は指数関数的に上昇して、ついにはトラ
ンジスタＱ４はＯＮの状態に復旧し、そのコレクタ電圧
はローの状態に戻る。以上のように動作が交互に繰り返
されて非安定マルチバイブレータ回路４００のトランジ
スタＱ３及びトランジスタＱ４のコレクタ電圧は交互に
上下動する。コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の容量
値に比例して非安定マルチバイブレータ回路４００の自
励発振のパルス間隔は決定される。自励発振して得られ
たコレクタ電圧はキック容量Ｃ２あるいはキック容量Ｃ
６に充電される。例えばトランジスタＱ３がＯＮの時、
キック容量Ｃ２は同期整流トランジスタＱ１のエミッタ
電流により充電され、トランジスタＱ３がＯＦＦになる
とダイオードＤ１２を通じて放電される。前半サイクル
ではＯＦＦとなったトランジスタＱ４のコレクタ電圧に
より、トランジスタＱ１はＯＮとなるため、キック容量
Ｃ２への充電はほぼ電源電圧Ｖｃｃまで効率良く行わ
れ、後半サイクルで倍電圧整流されて蓄積容量Ｃ７に貯
められる。そして、ＲＣフィルタ容量Ｃ８を介して出力
端子３から電圧Ｖｈが出力される。このように電流ＯＮ
となるトランジスタＱ３のサイクルに同期して同期整流
トランジスタＱ１から電流を効率良くキック容量Ｃ２に
注入するために、同期整流トランジスタＱ１のベースは
容量Ｃ１を介してＯＦＦ状態のトランジスタＱ４のコレ
クタに接続して、電源電圧Ｖｃｃにトランジスタのベー
ス・エミッタ導通電圧を加えた値に相当するより高い電
圧をかけている。トランジスタＱ４がＯＮのときには、
同期整流トランジスタＱ１のベースがローとなり、容量
Ｃ１に溜まった電荷は抵抗Ｒ３を経由して放電される。
この放電を行うために、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１の時
定数積を非安定マルチバイブレータ回路４００の発振周
期と同程度かそれ以下になるように設定している。その
結果同期整流トランジスタＱ１はＯＮ時に確実に飽和状
態に入るように動作する。同期整流トランジスタＱ７も
同期整流トランジスタＱ１と同様な動作を行い、トラン
ジスタＱ４がＯＮのとき、キック容量Ｃ６は同期整流ト
ランジスタＱ７のエミッタ電流より充電され、トランジ
スタＱ４がＯＦＦになるとダイオードＤ１１を通じて放
電される。

【００１３】以上により、同期整流トランジスタＱ１と
それに相補的に動作する同期整流トランジスタＱ７とは
トランジスタＱ３あるいはトランジスタＱ４がＯＮとな
るサイクルに同期して電流を効率良くキック容量Ｃ２及
びキック容量Ｃ６に注入することができ、電圧損失の少
ない同期整流が可能となる。その結果、チップ温度が−
２０℃、電源電圧Ｖｃｃが３Ｖで動作させた時、４．１
Ｖ以上の高い出力電圧Ｖｈが得られ、従来のチャージポ
ンプ昇圧回路で発生した出力電圧３．４Ｖよりも高い値
が得られる。電源電圧Ｖｃｃの変動に拘わらず安定した
出力電圧Ｖｈを得るために、電流ミラー回路５００を設
けている。抵抗Ｒ５あるいは抵抗Ｒ６を経由してトラン
ジスタＱ３あるいはトランジスタＱ４のベースに注入さ
れる電流のうち一定値は電流ミラー回路５００のトラン
ジスタＱ５あるいはトランジスタＱ６のコレクタにバイ
パスして吸い込まれる。この電流吸い込み量はトランジ
スタＱ２のコレクタ電流量と同じである。抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ５、Ｒ６の値を調整してバランス良く最適化する
ことにより、温度変動や電源電圧変動が生じてもトラン
ジスタＱ３あるいはトランジスタＱ４の電流増幅率が変
化することなく、一定の値を得ることが可能となる。従
って、ＩＣの全動作条件範囲に亙って自励発振周波数を
１０％以内の変動に抑え、かつ、トランジスタＱ３とト
ランジスタＱ４の飽和電圧も３０ｍＶ以内の変動に抑え
ることができる。この結果、安定に発振できる自励発振
周波数を高く設定することが可能となる。

【００１４】以上により、第一の実施例におけるチャー
ジポンプ昇圧回路においては、同期整流回路を有するこ
とにより非安定マルチバイブレータ回路４００のトラン
ジスタの電流ＯＮとなるサイクルに同期して電流を効率
良くキック容量に注入することが可能となって電圧損失
の少ない同期整流が実現できる。また、電流ミラー回路
５００を有することにより温度変動や電源電圧変動に関
わらず安定した出力電圧Ｖｈを得ることが可能となり、
且つ、キック容量及び、蓄積容量Ｃ７及び、ＲＣフィル
タ容量Ｃ８の値を小さくしても出力電圧のリップルを小
さくすることが可能となる。なお、第一の実施例におけ
るチャージポンプ昇圧回路は電流ミラー回路５００と同
期整流回路とを両方具備しているが、どちらか一方のみ
を具備した構成でもよい。例えば同期整流回路のみを具
備する場合、電流ミラー回路の代わりに抵抗Ｒ５および
抵抗Ｒ６の値を大きく設定して、電圧損失の少ない同期
整流を可能とするチャージポンプ昇圧回路を構成するこ
とができる。次に本願発明におけるチャージポンプ昇圧
回路の第二の実施例について説明する。第一の実施例に
示したように、整流回路の電圧損失が小さくなった結
果、入力電圧Ｖｃｃが小さい時にも高い出力が得られる
ようになった反面、入力電圧Ｖｃｃが大きくなった時に
は逆に出力電圧Ｖｈが過大になる傾向にある。しかし、
昇圧された出力電圧Ｖｃｃ自身はできるだけ変動幅が小
さいことが望ましい。そこで第二の実施例は、同期整流
トランジスタＱ１のベースと接地との間にダイオードＤ
１乃至ダイオードＤ５を接続し、また、同期整流トラン
ジスタＱ７のベースと接地との間にダイオードＤ６乃至
ダイオードＤ１０を接続してパルス尖頭電圧を一定値で
クランプした回路を構成している。図２は第二の実施例
におけるチャージポンプ昇圧回路の構成を示した図であ
る。

【００１５】第二の実施例におけるチャージポンプ昇圧
回路の構成を以下に説明する。非安定マルチバイブレー
タ回路４００及び、電流ミラー回路５００及び、同期整
流トランジスタＱ１、同期整流トランジスタＱ７、容量
Ｃ１、容量Ｃ５、キック容量Ｃ２、キック容量Ｃ６、蓄
積容量Ｃ７、ＲＣフィルタ容量Ｃ８、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ
２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０、電流帰還抵抗Ｒ
８、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２の構成は第一
の実施例と同様であるため、説明を省略する。ダイオー
ドＤ１乃至ダイオードＤ５は同期整流トランジスタＱ１
のベースと接地との間に直列接続している。そしてダイ
オードＤ６乃至ダイオードＤ１０は同期整流トランジス
タＱ７のベースと接地との間に直列接続している。この
ダイオードＤ１乃至ダイオードＤ１０はクランプダイオ
ードであるが、電源電圧Ｖｃｃが３．３Ｖである設計例
に対応して設けている。電源電圧Ｖｃｃやダイオードの
順方向電圧の値に応じてクランプダイオオードの接続数
を変更可能であることはいうまでもない。次に第二の実
施例におけるチャージポンプ昇圧回路の動作について説
明する。容量Ｃ１または容量Ｃ５を介して入力する電圧
がダイオード５個分の順方向降下電圧以上の電圧に対し
ては同期整流トランジスタＱ１と同期整流トランジスタ
Ｑ７のベース電圧がクランプし、エミッタ電圧は自動的
にそのベース電圧からダイオード１個分下がった電圧に
クランプする。電源電圧Ｖｃｃが大きくなっても、倍電
圧整流回路のキック容量Ｃ２とキック容量Ｃ６に発生す
る最大電圧差はこのエミッタ・クランプ電圧値に抑えら
れる。この結果、出力電圧Ｖｈも抑えられ、その変動幅
も小さくなる。同時に、同期整流トランジスタＱ１と同
期整流トランジスタＱ７のベース・エミッタ間に印加さ
れる最大逆電圧の値も４Ｖ以下と小さく抑えられ、トラ
ンジスタの最大許容電圧内に納まる効果が得られる。

【００１６】以上により、第二の実施例におけるチャー
ジポンプ昇圧回路においては、非安定マルチバイブレー
タ回路４００のトランジスタの電流ＯＮとなるサイクル
に同期して電流を効率良くキック容量に注入することが
可能になる。従って、電圧損失の少ない同期整流が実現
でき、且つキック容量及び、蓄積容量及び、ＲＣフィル
タ容量の値を小さくすることが可能となる。また、安定
に発振する自励発振周波数を高く設定することが可能と
なる。更に、ダイオードＤ１乃至ダイオードＤ１０を所
望の位置に接続することにより、電源電圧Ｖｃｃが大き
くなっても、同期整流トランジスタＱ１あるいは同期整
流トランジスタＱ７のエミッタ電圧は、クランプ電圧値
からダイオードの端子電圧一個分下がった電圧に抑えら
れる。従って出力電圧Ｖｈが抑制されて変動幅は小さく
なる。同時に、同期整流トランジスタＱ１と同期整流ト
ランジスタＱ７のベース・エミッタ間に印加される最大
逆電圧も抑制できる効果が得られる。次に本願発明にお
けるチャージポンプ昇圧回路の第三の実施例について説
明する。前記した第二の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路は、ダイオードＤ１乃至ダイオードＤ１０がＯ
Ｎ状態に入るだけの大振幅入力パルスが非安定マルチバ
イブレータより得られた場合は効果的に作用するが、そ
れ以下の振幅ではダイオードＤ１乃至ダイオードＤ１０
がない場合と変わらない。また、パルス振幅入力が大き
くて実際にダイオードＤ１乃至ダイオードＤ１０が働い
ている時でも、その作用は倍電圧整流の半分のサイクル
にしか及ばない。そのため、出力電圧Ｖｈの変動幅は小
さくなるものの、依然として入力電圧Ｖｃｃに対する出
力変動は残る。そこで、第三の実施例におけるチャージ
ポンプ昇圧回路では、チャージポンプ出力部に入力電圧
Ｖｃｃまたは出力電圧Ｖｈに比例して電流負荷を変化さ
せる電流負荷回路６００を設置することを特徴とする。

【００１７】図３は第三の実施例におけるチャージポン
プ昇圧回路の構成を示した図である。第三の実施例にお
けるチャージポンプ昇圧回路の構成を以下に説明する。
非安定マルチバイブレータ回路４００及び、電流ミラー
回路５００及び、同期整流トランジスタＱ１、同期整流
トランジスタＱ７、容量Ｃ１、容量Ｃ５、キック容量Ｃ
２、キック容量Ｃ６、蓄積容量Ｃ７、ＲＣフィルタ容量
Ｃ８、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ９、抵抗
Ｒ１０、電流帰還抵抗Ｒ８、ダイオードＤ１乃至ダイオ
ードＤ１２の構成は第二の実施例と同様であるため、説
明を省略する。電流負荷回路６００は差動トランジスタ
と、差動トランジスタの共通エミッタに接続した定電流
発生回路と、電源電圧Ｖｃｃを分割するための抵抗Ｒ２
０及び抵抗Ｒ２１と、これら分割抵抗と抵抗１０との間
に容量Ｃ２０を有している。差動トランジスタはトラン
ジスタＱ２０及びトランジスタＱ２１からなり、トラン
ジスタＱ２０のベースは容量Ｃ２０を介して抵抗Ｒ１０
に接続している。また、トランジスタＱ２０のベースは
抵抗２０及び抵抗２１の間に接続している。一方トラン
ジスタＱ２１のベースは抵抗Ｒ２２を介して基準入力端
子５に接続している。トランジスタＱ２０のコレクタは
抵抗Ｒ１０に接続し、そのコレクタ電圧は出力端子３か
ら出力される。トランジスタＱ２１のコレクタは電源入
力端子１に接続している。トランジスタＱ２０及びトラ
ンジスタＱ２１のエミッタは共通接続して、定電流発生
回路のトランジスタＱ２２のコレクタに接続している。
トランジスタＱ２２のベースはバイアス電圧入力端子６
に接続しており、エミッタは抵抗Ｒ２３を介して接地し
ている。

【００１８】第三の実施例におけるチャージポンプ昇圧
回路の動作を説明する。電流負荷回路６００は電源電圧
Ｖｃｃをモニターして、電源電圧Ｖｃｃに比例して電流
負荷を変化させるものである。最低電源電圧Ｖｃｃの入
力時には負荷電流が零となり、最大電源電圧Ｖｃｃの入
力時には所望の最大電流負荷が懸かる様に定電流発生回
路の電流値と、差動トランジスタ・サイズと、抵抗Ｒ２
０と抵抗Ｒ２１の比とを決定している。従って、チャー
ジポンプ回路の電源容量としては、実際に外部負荷に必
須な最小出力電流が確保されていれば、十分に動作可能
な省電力方式であることが特徴である。また、抵抗Ｒ２
０と抵抗Ｒ２１による電源電圧Ｖｃｃの分割値が基準入
力Ｖｒｅｆの近傍になった時には、誤差入力電圧に比例
した電流負荷として線形領域で動作するので、設置した
容量Ｃ２０による高周波帰還が働いてリップル電圧は小
さくなる。なお、定電流発生回路は、バイアス電圧入力
端子からトランジスタＱ２２のベースにバイアス電圧Ｖ
ｂｂを与え、最大負荷電流値より少し大きめの定電流を
発生させている。電源電圧Ｖｃｃにほぼ比例する電流負
荷によって出力電圧の変動幅も更に小さく抑えられ、
３．３Ｖ±１０％と温度範囲−２０℃から１００℃の全
動作条件に亙って出力電圧を４．０５Ｖから４．３５Ｖ
の範囲のほぼ一定値に保つことができる。同時に同期整
流トランジスタＱ１及び同期整流トランジスタＱ７のベ
ース・エミッタ間に印加される最大逆電圧の値も更に小
さく抑えられ、常に３．５Ｖ以下となって最大許容電圧
に対し０．５Ｖのマージンを確保できる。リップルにつ
いても、３．３Ｖの電源電圧Ｖｃｃの入力時において、
約３０％抑圧できる。

【００１９】以上のように第三の実施例においては、非
安定マルチバイブレータ回路のトランジスタの電流ＯＮ
となるサイクルに同期して電流を効率良くキック容量に
注入し、電圧損失の少ない同期整流が実現できる。ま
た、安定に発振する自励発振周波数を高く設定できる。
また、電源電圧Ｖｃｃにほぼ比例する電流負荷によって
出力電圧Ｖｈの変動幅も更に小さく抑えられる。同時
に、同期整流トランジスタＱ１と同期整流トランジスタ
Ｑ７のベース・エミッタ間に印加される最大逆電圧も更
に抑制でき、リップルについても抑制できる。次に本願
発明のチャージポンプ昇圧回路における第四の実施例に
ついて説明する。前記した第三の実施例では、低温でか
つ電源電圧Ｖｃｃが最小となり、チャージポンプ昇圧回
路の電源出力能力が最低になった時、電流負荷回路６０
０の電流が零となるようにした。第四の実施例はチャー
ジポンプ昇圧回路の出力容量を多少強化し、出力電圧を
モニターすることによって電流負荷を制御して出力変動
を更に少なくするものである。第四の実施例におけるチ
ャージポンプ昇圧回路を図４に示す。この回路の構成を
以下に説明する。非安定マルチバイブレータ回路４００
及び、電流ミラー回路５００及び、同期整流トランジス
タＱ１、同期整流トランジスタＱ７、容量Ｃ１、容量Ｃ
５、キック容量Ｃ２、キック容量Ｃ６、蓄積容量Ｃ７、
ＲＣフィルタ容量Ｃ８、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ
３、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０、電流帰還抵抗Ｒ８、ダイオ
ードＤ１乃至ダイオードＤ１２の構成は第三の実施例と
同様であるため、説明を省略する。また、電流負荷回路
６００のうち、差動トランジスタを構成するトランジス
タＱ２０及び、トランジスタＱ２１及び、抵抗Ｒ２２
と、定電流発生回路を構成するトランジスタＱ２２及
び、抵抗Ｒ２３の構成は、第三の実施例と同様であるた
め、説明を省略する。トランジスタＱ２０のベースには
抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１により出力電圧Ｖｈを分割し
た値が印加される。また、高周波信号帰還容量Ｃ３０は
トランジスタＱ２０と抵抗Ｒ３０の間に形成している。

【００２０】次に第四の実施例のチャージポンプ昇圧回
路の動作について説明する。第四の実施例は、抵抗Ｒ１
０からの出力Ｖｈを抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１で分割し
直接モニターして電流負荷を変化させるものであり、原
理的に負荷インピーダンス調整型の電圧安定化回路にな
っている。最大負荷電流値より少し大きめの定電流を定
電流発生回路から発生させ、トランジスタＱ２０とトラ
ンジスタＱ２１からなる差動トランジスタにより、抵抗
Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１の分割電圧と基準電圧Ｖｒｅｆと
を比較・一致させるものである。従って、第四の実施例
においては、抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１に流れる電流と
出力電圧Ｖｈが最低となった時にＱ２０へバイアスした
電流との合計分だけチャージポンプ昇圧回路の出力電流
を余分に必要とするが、基本的に直結帰還型の安定化回
路になっており、出力電圧Ｖｈの出力変化は格段に改善
される。この結果、３．３Ｖ±１０％と温度範囲−２０
℃から１００℃の全動作条件に亙って出力電圧Ｖｈを５
０ｍＶ以下の変動に、かつ、リップルも５０％以上抑圧
できる。また、同期整流トランジスタＱ１及び同期整流
トランジスタＱ７のベース・エミッタ間に印加される最
大逆電圧の値も更に小さく抑えられ、常に３．４Ｖ以下
となって最大許容電圧に対し０．６Ｖのマージンを確保
できる。

【００２１】以上のように第四の実施例においては、非
安定マルチバイブレータ回路のトランジスタの電流ＯＮ
となるサイクルに同期して電流を効率良くキック容量に
注入し、電圧損失の少ない同期整流が実現できる。そし
て、安定に発振する自励発振周波数を高く設定できる。
また、ＲＣフィルタ容量Ｃ８を介して得られた出力を抵
抗分割Ｒ３０及びＲ３１により直接モニターして電流負
荷を変化させて、出力電圧Ｖｈの出力変動を抑えること
が可能である。同時に、同期整流トランジスタＱ１と同
期整流トランジスタＱ７のベース・エミッタ間に印加さ
れる最大逆電圧も更に抑制でき、リップルについても抑
制できる。次に本願発明のチャージポンプ昇圧回路にお
ける第五の実施例について説明する。前記した第四の実
施例は、非安定マルチバイブレータ回路４００からの出
力電流容量を多少強化し、電流負荷回路６００で余分に
消費する電流を電源入力端子１から供給することによっ
て出力電圧Ｖｈをほぼ完全に安定化できるものである。
一旦回路を固定するとそれに応じて最大負荷電流が固定
されるため、出力電流負荷が予め決まっている時には有
効な手段である。しかしながら、出力電流負荷が大きく
変わる可能性がある時には制御が働かなくなる恐れがあ
る。そこで第五の実施例は第四の実施例を変形して、吸
い込み電流値の制限を除いた回路としたことを特徴とす
る。

【００２２】第五の実施例におけるチャージポンプ昇圧
回路を図５に示す。この回路の構成を以下に説明する。
非安定マルチバイブレータ回路４００及び、電流ミラー
回路５００及び、同期整流トランジスタＱ１、同期整流
トランジスタＱ７、容量Ｃ１、容量Ｃ５、キック容量Ｃ
２、キック容量Ｃ６、蓄積容量Ｃ７、ＲＣフィルタ容量
Ｃ８、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ９、抵抗
Ｒ１０、電流帰還抵抗Ｒ８、ダイオードＤ１乃至ダイオ
ードＤ１２、電流負荷回路を構成するトランジスタＱ２
０及び、トランジスタＱ２１及び、抵抗Ｒ２２、定電流
発生回路を構成するトランジスタＱ２２及び、抵抗Ｒ２
３は第三の実施例と同様であるため説明を省略する。ト
ランジスタＱ２０のコレクタは抵抗Ｒ４４を介して電源
入力端子１に接続しており、更にトランジスタＱ４３及
びトランジスタＱ４４のベースに接続している。トラン
ジスタＱ４３のコレクタはトランジスタＱ２１のコレク
タに接続している。また、トランジスタＱ４３のエミッ
タは電源入力端子１に接続している。一方トランジスタ
Ｑ４４のエミッタは電源入力端子１に接続しており、コ
レクタはトランジスタＱ４５のベース及び、他端が接地
された抵抗Ｒ４５及び、コンデンサＣ４１を介して他端
が接地されている抵抗Ｒ４６に接続している。トランジ
スタＱ４５のエミッタは接地しており、コレクタは出力
端子３に接続している。

【００２３】次に第五の実施例のチャージポンプ昇圧回
路の動作について説明する。第五の実施例は、抵抗Ｒ１
０からの電圧を直接モニターして、エミッタ接地のトラ
ンジスタＱ４５による増幅作用により出力電流負荷を変
化させるものであり、トランジスタＱ４５の最大コレク
タ許容電流まで任意の吸い込み電流を許容する負荷イン
ピーダンス調整型の安定化回路である。抵抗Ｒ２３とト
ランジスタＱ２２からなる定電流発生回路により負荷抵
抗Ｒ４４及び負荷トランジスタＱ４３の動作に必要なバ
イアス電流を発生させる。トランジスタＱ４３及びトラ
ンジスタＱ４４は電流ミラー回路を構成しており、トラ
ンジスタＱ４３のコレクタ電流と同様の電流がトランジ
スタＱ４４に流れる。このトランジスタＱ４４のコレク
タ電流はトランジスタＱ４５のベースに印加され、トラ
ンジスタＱ４５の吸い込み電流が調整される。差動トラ
ンジスタＱ２０及びＱ２１は抵抗Ｒ４０及び抵抗Ｒ４１
の比で分割した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ５とを一致させ
る帰還増幅器を構成している。従って、第五の実施例で
は、分割抵抗Ｒ４０及び分割抵抗Ｒ４１に流れる電流だ
けが非安定マルチバイブレータ回路からの出力電流を余
分に要し、トランジスタＱ４５の許容電流の範囲内で余
分な回路出力電流を吸収する。特性的には第４の実施例
と同じであり、３．３Ｖ±１０％と温度範囲−２０℃か
ら１００℃の全動作条件に亙って出力電圧を５０ｍＶ以
下の変動に抑え、リップルは５０％以上抑圧できる。同
期整流トランジスタＱ１及び同期整流トランジスタＱ７
のベース・エミッタ間に印加される最大逆電圧の値は常
に３．４Ｖ以下となって最大許容電圧に対し０．６Ｖの
マージンを確保できる。

【００２４】以上のように第五の実施例においては、非
安定マルチバイブレータ回路のトランジスタの電流ＯＮ
となるサイクルに同期して電流を効率良くキック容量に
注入し、電圧損失の少ない同期整流が実現できる。そし
て、安定に発振する自励発振周波数を高く設定できる。
また、ＲＣフィルタ容量Ｃ８を介して得られた出力を抵
抗分割Ｒ４０及びＲ４１により直接モニターして電流負
荷を変化させて、出力電圧Ｖｈの出力変動を抑えること
が可能である。同時に、同期整流トランジスタＱ１と同
期整流トランジスタＱ７のベース・エミッタ間に印加さ
れる最大逆電圧も更に抑制でき、リップルについても抑
制できる。第一の実施例乃至第五の実施例では、チャー
ジポンプ昇圧回路による高圧Ｖｈの発生回路について詳
細に説明してきた。第六の実施例では、電源電圧Ｖｃｃ
に近い直列制御型安定化回路と、以上説明したチャージ
ポンプ昇圧回路のいずれかとを組み合わせた第六の実施
例における安定化電圧発生回路について説明する。安定
化電圧発生回路の基本ブロック構成を図６に示す。チャ
ージポンプ昇圧回路１００により電源電圧Ｖｃｃを昇圧
し、チャージポンプ昇圧回路１００からの出力電圧Ｖｈ
により、直列制御型安定化回路２００から所望の出力電
圧Ｖｏｕｔを出力する。直列制御型安定化回路２００は
バイポーラ・トランジスタＱ５１を制御素子とする直列
制御方式の回路である。この電力制御用バイポーラ・ト
ランジスタＱ５１はコレクタ・エミッタ間に０．３Ｖ程
度のバイアス電圧が印加されていれば可変インピーダン
ス素子として動作可能である。本質的にはトランジスタ
Ｑ５１は電流制御素子であることから、Ｑ５１のベース
にはｐｎｐトランジスタＱ５０から制御電流を注入する
こととし、Ｑ５０のコレクタ出力電流をチャージポンプ
昇圧回路により得られた高圧Ｖｈを使って制御する。こ
の構成回路では電源Ｖｈに必要な仕様としては、出力電
圧Ｖｏｕｔに対してダイオード一個分以上高い出力電圧
と、最大出力電流としては、トランジスタＱ５１の電流
増幅率で割った電流値とｐｎｐトランジスタＱ５０を安
定に動作させるためのバイアス電流を合計した電流出力
があれば良い。例えば、３．０Ｖの電源から、出力電圧
Ｖｏｕｔ＝２．７Ｖと出力電流１０ｍＡとを得たい場合
を想定し、電流増幅率が１００の値を持つトランジスタ
Ｑ５１を使った時には、１３０μＡ程度の出力電流と
３．８Ｖ以上の内部電圧があれば良い。内部電圧発生回
路に第二の実施例のチャージポンプ昇圧回路を用いるこ
とにより、必要な内部電圧を得ることができる。以上の
チャージポンプ昇圧回路１００と直列制御型安定化回路
２００からなる安定化電圧発生回路は、低雑音と低消費
電力であり、電源回路に必要な面積が小さくＩＣのワン
チップ化が可能であることを特徴とする。

【００２５】次に、第七の実施例では、第六の実施例を
具体化したものとして、第二の実施例で説明したチャー
ジポンプ昇圧回路と、誤差増幅器として差動増幅器二段
とを使った安定化電圧発生回路を説明する。この安定化
電圧発生回路の詳細を図７に示す。まず、直列制御型安
定化回路２００の構造の構造の詳細について説明する。
トランジスタＱ５１のコレクタは電源入力端子１に接続
している。トランジスタＱ５１のベースはｐｎｐトラン
ジスタＱ５０のコレクタに接続している。ｐｎｐトラン
ジスタＱ５０のエミッタはチャージポンプ昇圧回路の出
力端子２に接続しており、ベースは抵抗Ｒ５０を介して
出力端子２に接続している。トランジスタＱ５１のエミ
ッタは分割抵抗Ｒ５１及び分割抵抗Ｒ５２を介して接地
しており、更にコンデンサＣ５０を介して出力Ｖｏｕｔ
の出力端子３に接続している。また、誤差増幅器４のト
ランジスタＱ１０のベースは分割抵抗Ｒ５１及び分割抵
抗Ｒ５２の接続点に接続しており、誤差増幅器４のトラ
ンジスタＱ１５のベースは基準電圧入力端子５に接続し
ている。トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１５の
エミッタは共通接続して、定電流発生回路を構成するト
ランジスタＱ１３のコレクタに接続している。トランジ
スタＱ１０及びトランジスタＱ１５のそれぞれのコレク
タは更に、誤差増幅回路を構成するトランジスタＱ１１
及びトランジスタＱ１２のベースに接続している。トラ
ンジスタＱ１１及びトランジスタＱ１２のエミッタは共
通接続して、定電流発生回路を構成するトランジスタＱ
１４のコレクタに接続している。誤差増幅器４のトラン
ジスタＱ１１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ５０の
ベースに接続しており、トランジスタＱ１２のコレクタ
は抵抗Ｒ１３及びダイオードＤ１３を介して電源入力端
子１に接続している。

【００２６】次に直列制御型安定化回路２００の動作に
ついて説明する。ｐｎｐトランジスタＱ５０のコレクタ
出力電流はチャージポンプ昇圧回路により内部発生した
高電圧Ｖｈを使って制御される。このコレクタ出力電流
はトランジスタＱ５１のベース電流となり、トランジス
タＱ５１のコレクタ・エミッタ電流を制御する。トラン
ジスタＱ５１の電流増幅率が１００以上あり、出力Ｖｏ
ｕｔの出力電流として１０ｍＡから２０ｍＡを得たい時
には、トランジスタＱ５１への注入電流は１００μＡか
ら２００μＡ以下が良い。トランジスタＱ５０の電流増
幅率として４０以上が得られる時には、トランジスタＱ
５０のベース吐き出し電流は、最大でも５μＡ以下であ
り、抵抗Ｒ５０のバイアス電流として必要な量は５μＡ
となる。出力電圧Ｖｏｕｔの安定性を考えたとしても、
５０μＡ以下が目安となる。トランジスタＱ５１のエミ
ッタ電圧はコンデンサＣ５０を介して出力端子２から出
力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。出力電圧Ｖｏｕｔが
高い場合、分割抵抗Ｒ５１及び分割抵抗Ｒ５２により分
割されたコレクタ・エミッタ電圧は、バンドギャップ電
圧リファレンスＶｒｅｆとの差を誤差増幅器により増幅
される。増幅された電圧は負荷抵抗Ｒ５０のバイアス電
流とｐｎｐトランジスタＱ５０のベース電流を制御す
る。これによりトランジスタＱ５１のベース電流も制御
されてトランジスタＱ５１のエミッタ電流が制御され、
出力電圧Ｖｏｕｔは減少する。以上により直列制御型安
定化回路は誤差が最小となるような負帰還動作を行って
出力を安定化している。なお、誤差増幅器４において
は、全動作条件範囲に亙ってトランジスタＱ１１に流れ
るコレクタ電流の平均値を算出し、その２倍の定電流を
発生するようにバイアス電圧Ｖｂｂ、トランジスタＱ１
４と抵抗Ｒ１９から構成される定電流発生回路の回路定
数を設定している。また、トランジスタＱ１１及びトラ
ンジスタＱ１２のベース入力インピーダンスを内部動作
点のマージンを考慮して、トランジスタＱ１０及びトラ
ンジスタＱ１５の動作バイアス電流と負荷抵抗Ｒ１６及
び負荷抵抗Ｒ１７の値を決定している。

【００２７】前述したように、この直列制御型安定化回
路の構成では、チャージポンプ昇圧回路からの高電圧Ｖ
ｈに必要な仕様としては、出力電圧Ｖｏｕｔに対してダ
イオード一個分以上高い出力電圧と、最大出力電流とし
ては、トランジスタＱ５１の電流増幅率で割った電流値
とｐｎｐトランジスタＱ５０を安定に動作させるための
バイアス電流を合計した電流出力があれば良い。そこ
で、第七の実施例においては第二の実施例に示したチャ
ージポンプ昇圧回路を内部電圧発生回路として用いてい
る。第二の実施例におけるチャージポンプ昇圧回路の構
造及び動作は前記しているため説明を省略する。第二の
実施例のチャージポンプ昇圧回路を用いることにより、
必要な内部発生出力電圧Ｖｈ及び出力電流を得ることが
可能となる。以上の安定化電圧発生回路において、直列
制御型安定化回路２００が定常値に達した時には、出力
電圧ＶｏｕｔはＶｒｅｆ×（１＋Ｒ５１／Ｒ５２）とな
るが、電源投入後チャージポンプ昇圧回路の蓄積容量Ｃ
８の電圧Ｖｈが約４Ｖに昇圧されるまでの間は、チャー
ジポンプ昇圧回路は異常動作モードにトラップされ、蓄
積容量Ｃ８の電圧Ｖｈが規定電圧に達しても出力電圧Ｖ
ｏｕｔが立上がらないことが起り得る。ダイオードＤ１
３と抵抗Ｒ１３は、電源投入直後の電圧Ｖｈが低い時で
もＶｏｕｔが０Ｖより高く持ち上げられ、正常モードの
回路動作点に引き込むスターター回路として働く。これ
により、出力電圧Ｖｏｕｔが２．７Ｖ、出力電流が１０
ｍＡ以下の時には、電源電圧Ｖｃｃが３Ｖ以上、チャー
ジポンプ昇圧回路の出力Ｖｈが３．８Ｖ以上で安定に動
作する。また、出力Ｖｈが３．９Ｖ以上あれば、回路変
更なしでも２０ｍＡまで出力Ｖｈを増やすことが可能で
ある。以上の実施例として記載したプロセス的に厳しい
設計の場合でも、上記の通りチャージポンプ昇圧回路で
は常に４．０５Ｖ以上が得られていて０．１５Ｖ以上の
マージンがあり、一般的に本発明を適用可能であること
は明らかである。

【００２８】以上のように小容量のチャージポンプ昇圧
回路と前記直列制御型安定化回路２００を組み合わせて
安定化電圧発生回路を構成することにより、低雑音で低
消費電力の安定化電源を達成できる。副次的には、回路
構成素子サイズが小さくて済むので電圧発生回路に必要
な面積は小さく、ＩＣのワンチップ化に最適である。第
七の実施例における安定化電圧発生回路では、電源電圧
Ｖｃｃに近い電圧を発生する安定化電圧発生回路２００
と第二の実施例に示したチャージポンプ昇圧回路の構成
を用いたが、第一の実施例あるいは第三の実施例乃至第
五の実施例におけるチャージポンプ昇圧回路を第六の実
施例のチャージポンプ昇圧回路に用いても、基本動作と
本発明の趣旨を逸脱するものではなく、同様の効果が得
られる。ただし、チャージポンプ昇圧回路からの出力Ｖ
ｈの出力特性に応じて、安定性とリップル値が改善され
るので、それに応じて安定化された出力電圧Ｖｏｕｔの
特性も変化する。出力電圧Ｖｏｕｔに現れるチャージポ
ンプ昇圧回路の自励発振周波数に相当する数十ＭＨｚ乃
至数百ＭＨｚ帯域のリップルは、出力Ｖｈから持ち込ま
れる量であるため、第三の実施例乃至第五の実施例の回
路に置きかえれば、最大半分以下のリップル特性まで改
善される。出力電圧Ｖｏｕｔの安定性に付いては、第一
の実施例のチャージポンプ昇圧回路を用いた場合には１
０ｍＶ程度の変動劣化が生じたが、第三の実施例乃至第
五の実施例のチャージポンプ昇圧回路を用いた場合には
直列制御型安定化回路２００の帰還増幅率が大きいため
に数ｍＶの安定化改善が得られる。また、帰還増幅率が
下がったり、バンドギャップ基準電圧Ｖｒｅｆの安定性
が元々１ｍＶ以下の時には、出力安定性の観点からも、
第三の実施例乃至第五の実施例に用いた電流負荷回路６
００を付加したチャージポンプ昇圧回路を選択すべきで
ある。また、高周波トランジスタ耐圧に関しても、第三
の実施例乃至第五の実施のチャージポンプ昇圧回路を選
択したほうがよい。

【００２９】

【発明の効果】本願発明のチャージポンプ昇圧回路は、
電源電圧と温度変化に対して安定な周波数で自励発振
し、電流飽和スイッチ特性を有し、低温で電源電圧が低
く、且つ電流負荷があっても高い電圧を発生することを
可能とする。本願発明の安定化電圧発生回路は、安定度
が高く低雑音の出力電圧を得ることを可能とする。ま
た、以上の構造により、電圧発生を行うための外付け部
品を不要とし、ＩＣチップ内へ安定化電圧発生回路を組
み込んでワンチップ化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路を示す図、

【図２】本発明の第二の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路を示す図、

【図３】本発明の第三の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路を示す図、

【図４】本発明の第四の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路を示す図、

【図５】本発明の第五の実施例におけるチャージポンプ
昇圧回路を示す図、

【図６】本発明の第六の実施例における安定化電圧発生
回路の構成を示す図、

【図７】本発明の第七の実施例における安定化電源発生
回路を示す図、

【図８】従来のＣＭＯＳを用いた負電源用昇圧回路を示
す図。

【符号の説明】

１…電源入力端子 ２…安定化電圧出力端子 ３…チャージポンプ出力端子 １００…チャージポンプ昇圧回路 ２００…直列制御型安定化回路 ４００…非安定マルチバイブレータ回路 ５００…電流ミラー回路 Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５…容量 Ｃ２、Ｃ６…キック容量 Ｃ７…蓄積容量 Ｃ８…ＲＣフィルタ容量 Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ９、Ｒ１０…抵抗 Ｒ４、Ｒ７…負荷抵抗 Ｒ８…電流帰還抵抗 Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…バイポーラ・トランジ
スタ Ｑ１、Ｑ７…同期整流トランジスタ Ｄ１１、Ｄ１２…ダイオード

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】同一特性の第一のトランジスタ及び第二の
   トランジスタを用いて相補的に発振を行う自励発振手段
   と、 前記自励発振手段の出力電圧を倍電圧整流する手段と、 前記自励発振手段の出力パルスを制御する手段と、 を具備し、 前記倍電圧整流する手段は、前記第一のトランジスタの
   コレクタに接続した第一の容量と、 前記第一の容量の他端に接続したエミッタ及び、電源に
   接続したコレクタ及び、前記第二のトランジスタのコレ
   クタに第二の容量を介して接続したベースとを有する第
   三のトランジスタと、 前記第一の容量の他端に接続した第一のダイオードと、 前記第一のダイオードに接続した蓄積容量と、 前記蓄積容量に接続したＲＣフィルタ容量と、 を有し、 前記第一のトランジスタのコレクタ電圧がロー時に、前
   記第一の容量に前記第三のトランジスタを介して電源よ
   り電流が注入され、前記第一のトランジスタのコレクタ
   電圧がハイ時に、前記蓄積容量に前記第一の容量から前
   記第一のダイオードを介して電流が蓄積容量に注入され
   ることを特徴とし、 また、前記倍電圧整流する手段は、前記第二のトランジ
   スタのコレクタに接続した第三の容量と、 前記第三の容量の他端に接続したエミッタ及び、電源に
   接続したコレクタ及び、前記第一のトランジスタのコレ
   クタに第四の容量を介して接続したベースとを有する第
   四のトランジスタと、 前記第三の容量の他端に接続し、且つ前記蓄積容量に接
   続した第二のダイオードと、 を有し、 前記第二のトランジスタのコレクタ電圧がロー時に、前
   記第三の容量に前記第四のトランジスタを介して電源よ
   り電流が注入され、前記第二のトランジスタのコレクタ
   電圧がハイ時に、前記蓄積容量に前記第三の容量から第
   二のダイオードを介して電流が蓄積容量に注入されるこ
   とを特徴とするチャージポンプ昇圧回路。
2. 【請求項２】前記自励発振手段は、前記第一のトランジ
   スタ及び前記第二のトランジスタを含む非安定マルチバ
   イブレータ回路を有することを特徴とする請求項１に記
   載のチャージポンプ昇圧回路。
3. 【請求項３】前記自励発振手段の出力パルスを制御する
   手段は、 前記第一のトランジスタ及び第二のトランジスタのそれ
   ぞれのベースにそれぞれのコレクタを接続した第五のト
   ランジスタ及び第六のトランジスタと、 電源と接地間に直列接続した第一の分割抵抗及び第二の
   分割抵抗と、 前記第一の分割抵抗と前記第二の分割抵抗との接続点に
   コレクタを接続した第七のトランジスタと、 を有し、 前記第五のトランジスタのベース及び、前記第六のトラ
   ンジスタのベース及び、前記第七のトランジスタのベー
   スは前記第一の分割抵抗と第二の分割抵抗との接続点に
   共通に接続し、それぞれのエミッタはすべて接地されて
   いることを特徴とする請求項１あるいは請求項２に記載
   のチャージポンプ昇圧回路。
4. 【請求項４】前記第三のトランジスタのベースと接地と
   の間及び、前記第四のトランジスタのベースと接地との
   間に、直列接続した少なくとも二つ以上からなるダイオ
   ードを具備することを特徴とする請求項１乃至請求項３
   のいずれかに記載のチャージポンプ昇圧回路。
5. 【請求項５】前記ＲＣフィルタ容量に接続した出力端子
   に、入力電圧変化、または、出力電圧変化に比例した電
   流負荷を与える手段を具備したことを特徴とする請求項
   １乃至請求項４のいずれかに記載のチャージポンプ昇圧
   回路。
6. 【請求項６】前記電流負荷を与える手段は、 エミッタが共通接続された第八のトランジスタ及び第九
   のトランジスタを有する差動増幅回路と、 共通接続されたエミッタに接続した定電流発生回路と、 電源と接地間に直列接続した第三の分割抵抗及び第四の
   分割抵抗と、 を有し、 前記第三の分割抵抗と前記第四の分割抵抗との接続点に
   前記ＲＣフィルタ容量が接続され、前記第八のトランジ
   スタはベースが前記第三の分割抵抗と前記第四の分割抵
   抗との接続点、コレクタが前記ＲＣフィルタ容量の出力
   端子に接続され、前記第九のトランジスタはコレクタが
   電源に接続され、前記ＲＣフィルタ容量の入力端子に与
   えられる電流負荷が入力電圧変化及び出力電圧変化に依
   存することを特徴とする請求項５に記載のチャージポン
   プ昇圧回路。
7. 【請求項７】前記電流負荷を与える手段は、 エミッタが共通接続された第八のトランジスタ及び第九
   のトランジスタを有する差動増幅回路と、 共通接続されたエミッタに接続した定電流発生回路と、 前記ＲＣフィルタ容量と接地間に直列接続した第三の分
   割抵抗及び第四の分割抵抗と、 を有し、 前記第八のトランジスタはベースが前記第三の分割抵抗
   と前記第四の分割抵抗との接続点、コレクタが前記ＲＣ
   フィルタ容量の出力端子に接続され、前記第九のトラン
   ジスタはコレクタが電源に接続され、前記ＲＣフィルタ
   容量の入力端子に与えられる電流負荷が出力電圧変化に
   依存することを特徴とする請求項５に記載のチャージポ
   ンプ昇圧回路。
8. 【請求項８】第十のトランジスタと、 前記第十のトランジスタのベース電流を制御する第十一
   のトランジスタと、 前記第十一のトランジスタのエミッタ・ベース間に接続
   した負荷抵抗と、 出力電圧を分割する第五の分割抵抗と、 基準電圧リファレンスと、 誤差増幅器と、 を有する直列制御型安定化回路と、 前記請求項１乃至前記請求項７のいずれかに記載のチャ
   ージポンプ昇圧回路と、 を具備し、 分割された出力電圧と前記基準電圧リファレンスとの誤
   差は、増幅出力されて前記負荷抵抗のバイアス電流と前
   記第十一のトランジスタのベース電流を制御し、その誤
   差が最小となるように負帰還動作することを特徴とする
   安定化電圧発生回路。