JP2001078445A

JP2001078445A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2001078445A
Application number: JP24778099A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Hosoya; 達也細谷; Akio Nishida; 映雄西田
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1999-09-01
Filing date: 1999-09-01
Publication date: 2001-03-23
Anticipated expiration: 2019-09-01
Also published as: JP4284772B2

Abstract

(57)【要約】【課題】外部から入力される信号により変化させるこ
とのできる正と負の出力電圧を有するスイッチング電源
回路を提供することを目的とする。【解決手段】第１および第２の巻線Ｎ４、Ｎ５を互い
に磁気的に結合し、第２の巻線Ｎ５に接続された第２の
整流回路１５から出力される第２の出力電圧を第１の制
御回路２１にフィードバックして第２の出力電圧を安定
化させ、第１の巻線Ｎ４に接続された第１の整流回路１
４の出力を可変インピーダンス回路２２を介して第１の
出力電圧として出力する。【効果】正と負の出力電圧を外部から入力される信号
によって連動して任意の比率で変化させることができ
る。また、外部から入力される信号を第１の制御回路の
みに入力するため、制御回路の構成が簡単になり、スイ
ッチング電源回路の高効率化や小型軽量化、低価格化を
図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
回路、特に同時に制御可能な正と負の電圧を出力するこ
とのできるスイッチング電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年のノート型パソコンや液晶テレビな
どの普及にともなって、液晶ディスプレイのバックライ
ト用の電源の需要が高まっている。そして、これらの電
源に対する要求の１つとして、正と負の電圧が出力でき
るとともに、その電圧値を必要な量だけ同時に変更でき
るような機能が必要とされている。

【０００３】図１２に、そのような機能を有する従来の
スイッチング電源回路を示す。図１２において、スイッ
チング電源回路１は、直流電源Ｅと、それに接続された
２つのＤＣ−ＤＣコンバータ２および３、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力に接続された第１の出力端子Ｐ１、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ３の出力に接続された第２の出力端
子Ｐ２、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および３の両方に接続
された外部信号端子Ｐｅから構成されている。ここで、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は第１の出力端子Ｐ１に
接続され、第１の出力電圧として正電圧が出力される。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力は第２の出力端子
Ｐ２に接続され、第２の出力電圧として負電圧が出力さ
れる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および３の出力の
一端はそれぞれ接地されている。そして、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２および３に内蔵された制御回路（図示せず）
は外部信号端子Ｐｅに接続されている。

【０００４】このように構成されたスイッチング電源回
路１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、外部信号端
子Ｐｅから入力される信号にしたがって第１の出力電圧
の値を変更することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３も、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にした
がって第２の出力電圧の値を変更することができる。そ
して、外部信号端子ＰｅはＤＣ−ＤＣコンバータ２と３
の両方の制御回路に接続されているため、外部からの１
つの信号で、スイッチング電源回路１の２つの出力電圧
の値を同時に変更することができる。

【０００５】図１３に、同様の機能を有する従来の別の
スイッチング電源回路を示す。図１３において、図１２
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付す。

【０００６】図１３において、スイッチング電源回路１
０は、直流電源Ｅ、トランスＴ１、スイッチング素子で
あるＦＥＴＱ１、制御回路１１、ダイオードＤ１、コン
デンサＣ１、電圧安定化回路１２、制御回路１３、第１
の出力端子Ｐ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、第
２の出力端子Ｐ２、外部信号端子Ｐｅから構成されてい
る。ここで、トランスＴ１には入力側に巻線Ｎ１が、出
力側に第１の巻線である巻線Ｎ２および第２の巻線であ
る巻線Ｎ３が巻かれていて、巻線Ｎ２の巻始めと巻線Ｎ
３の巻終わりが互いに接続されて接地されている。ここ
で、巻線Ｎ２と巻線Ｎ３は同じトランスＴ１に巻かれて
いるため、互いに磁気的に結合している。また、巻線Ｎ
１の巻始めと巻終わりの間にはＦＥＴＱ１と直流電源Ｅ
が直列に接続されている。ＦＥＴＱ１の制御端子である
ゲートには制御回路１１が接続されている。制御回路１
１はさらに直流電源Ｅの両端に接続されている。

【０００７】また、巻線Ｎ２の巻終わりはダイオードＤ
１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードは
電圧安定化回路１２に接続されるとともに、コンデンサ
Ｃ１を介して接地されている。ここで、ダイオードＤ１
とコンデンサＣ１は第１の整流回路である整流回路１４
を構成している。また、電圧安定化回路１２は第１の出
力端子Ｐ１に接続されている。そして、電圧安定化回路
１２には制御回路１３が接続されている。

【０００８】また、巻線Ｎ３の巻始めはダイオードＤ２
のカソードに接続され、ダイオードＤ２のアノードは第
２の出力端子Ｐ２に接続されるとともに、コンデンサＣ
２を介して接地されている。また、ダイオードＤ２のア
ノードは制御回路１１にも接続されている。ここで、ダ
イオードＤ２とコンデンサＣ２は第２の整流回路である
整流回路１５を構成している。

【０００９】そして、外部信号端子Ｐｅは制御回路１１
および１３に接続されている。

【００１０】このように構成されたスイッチング電源回
路１０において、制御回路１１はＦＥＴＱ１をオンオフ
制御する。それによって直流電源Ｅの電圧がトランスＴ
１の巻線Ｎ１に断続的に印加される。巻線Ｎ１に断続的
に印加された電圧によって、巻線Ｎ２および巻線Ｎ３に
は電圧が発生する。すなわち、ＦＥＴＱ１がオンである
期間に巻線Ｎ１にエネルギーを蓄え、ＦＥＴＱ１がオフ
である期間に巻線Ｎ２およびＮ３からエネルギーを取り
出す構成となっている。

【００１１】まず、巻線Ｎ２に発生した電圧は整流回路
１４で整流、平滑化され、電圧安定化回路１２に入力さ
れる。電圧安定化回路１２において入力電圧が目的の電
圧に安定化され、第１の出力電圧として第１の出力端子
Ｐ１から出力される。このとき、ダイオードＤ１の向き
から分かるように、第１の出力電圧は正電圧となる。

【００１２】一方、巻線Ｎ３に発生した電圧は整流回路
１５で整流、平滑化され、第２の出力端子Ｐ２から第２
の出力電圧として出力される。このとき、ダイオードＤ
２の向きから分かるように、第２の出力電圧は負電圧と
なる。なお、第２の出力電圧を目的の電圧に安定化させ
るために、整流回路１５の出力から制御回路１１に第２
の出力電圧がフィードバックされている。

【００１３】このように構成されたスイッチング電源回
路１０において、制御回路１１は、外部信号端子Ｐｅか
ら入力される信号にしたがってスイッチング素子Ｑ１の
オンオフのデューティー比または発振周波数などを変更
して、巻線Ｎ２や巻線Ｎ３から出力される電圧を制御す
ることができる。そして、巻線Ｎ３から出力される電圧
が変化することによって第２の出力端子Ｐ２から出力さ
れる第２の出力電圧を変更することができる。

【００１４】また、外部信号端子Ｐｅから入力される信
号は制御回路１３にも入力されている。制御回路１３は
電圧安定化回路１２の安定化出力電圧を可変制御する。
そのため、巻線Ｎ２から出力される電圧の変化に連動し
て電圧安定化回路７の安定化出力電圧が変化し、第１の
出力端子Ｐ１から出力される第１の出力電圧も変化す
る。

【００１５】このように、外部信号端子Ｐｅからの１つ
の信号にしたがって、第１の出力電圧と第２の出力電圧
の２つの出力電圧を同時に変更することができる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、スイッ
チング電源回路１においては２つのＤＣ−ＤＣコンバー
タを有しているため、全体としての部品点数が非常に多
くなり大型化するため、スイッチング電源回路の小型軽
量化や低コスト化の妨げになるという問題がある。

【００１７】また、スイッチング電源回路１０において
は、２つの出力電圧をそれぞれ独立に制御しているた
め、２つの出力電圧をうまく連動させるのが難しいとい
う問題がある。さらに、外部から入力される信号を異な
る２つの制御回路に入力して、それぞれ独立に制御する
必要があるため、異なる２つの制御回路を構成する部品
点数が多くなり、スイッチング電源回路の小型軽量化や
低コスト化の妨げになるという問題もある。

【００１８】そこで、本発明においては、正と負の電圧
を出力することができ、さらに、外部から入力される信
号で一方の出力電圧を変化させることで、その電圧に応
じて他方の出力電圧を任意の比率で変化させることがで
き、小型軽量化、低価格化を図ることのできるスイッチ
ング電源回路を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、該
直流電源に直列に接続されたスイッチング素子と、該ス
イッチング素子の制御端子に接続された第１の制御回路
と、該第１の制御回路に接続された外部信号端子と、少
なくとも第１および第２の巻線を有するとともに、全て
の巻線の中の少なくとも１つの巻線が前記直流電源と前
記スイッチング素子に直列に接続されたトランスと、前
記第１の巻線に接続された第１の整流回路と、該第１の
整流回路に接続されて第１の出力電圧を出力する可変イ
ンピーダンス回路と、該可変インピーダンス回路に接続
されて前記可変インピーダンス回路のインピーダンス値
を制御する第２の制御回路と、前記第２の巻線に接続さ
れて第２の出力電圧を出力する第２の整流回路とを備
え、前記第１の巻線と前記第２の巻線が互いに逆の極性
となるように接続されて接地され、前記第１の整流回路
と前記第２の整流回路により正と負の電圧を出力するよ
うに構成され、前記第１の制御回路は、前記第２の出力
電圧がフィードバックされ、前記スイッチング素子をオ
ンオフ制御して前記第２の出力電圧を安定化し、前記第
２の制御回路は、前記第１および第２の出力電圧と接地
電位が入力されて、これを所定電圧と比較して第１の出
力電圧を安定化することを特徴とする。

【００２０】また、本発明のスイッチング電源回路は、
前記スイッチング素子がオンの時に前記スイッチング素
子に直列に接続された巻線にエネルギーを蓄え、前記ス
イッチング素子がオフの時に前記第１および第２の巻線
からエネルギーを放出することを特徴とする。

【００２１】また、本発明のスイッチング電源回路は、
前記第２の制御回路が第１、第２、第３の抵抗および電
圧比較手段を有し、前記電圧比較手段の比較電圧入力端
子が前記第１の抵抗を介して前記可変インピーダンス回
路の出力に、前記第２の抵抗を介して前記第２の整流回
路の出力に接続され、さらに前記第３の抵抗を介して接
地されていることを特徴とする。

【００２２】また、本発明のスイッチング電源回路は、
前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてシャント
レギュレータを有することを特徴とする。

【００２３】また、本発明のスイッチング電源回路は、
前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてオペアン
プを有することを特徴とする。

【００２４】また、本発明のスイッチング電源回路は、
前記可変インピーダンス回路は、前記第１の出力電圧を
Ｖ１、前記第２の出力電圧をＶ２、前記第１、第２、第
３の抵抗の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２、ｒ３、前記所
定電圧をＶｒとしたとき、Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１
／ｒ３）Ｖｒを満たすものであることを特徴とする、請求項３ないし
５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。

【００２５】このように構成することにより、本発明の
スイッチング電源回路は、２つの出力電圧を外部から入
力される信号に連動して変化させることができる。ま
た、スイッチング電源回路の小型軽量化、低価格化を図
ることができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１に、本発明のスイッチング電
源回路の一実施例を示す。図１において、図１３と同一
もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省
略する。

【００２７】図１において、スイッチング電源回路２０
は、トランスＴ１に代えて２つの巻線を有するトランス
Ｔ２を有している。トランスＴ２には第１の巻線である
巻線Ｎ４と第２の巻線である巻線Ｎ５が巻かれており、
互いに磁気的に結合している。巻線Ｎ４と巻線Ｎ５は互
いに逆極性となっており、巻線Ｎ４の巻始めと巻線Ｎ５
の巻終わりが互いに接続されて接地されている。巻線Ｎ
５の巻始めはスイッチング素子であるＦＥＴＱ１に接続
されている。巻線Ｎ４の巻終わりはダイオードＤ１のア
ノード、すなわち第１の整流回路である整流回路１４の
入力に接続されている。そして、巻線Ｎ５の巻始めはダ
イオードＤ２のカソード、すなわち第２の整流回路であ
る整流回路１５の入力に接続されている。

【００２８】また、スイッチング電源回路２０は、制御
回路１１に代えて第１の制御回路２１を、電圧安定化回
路１２に代えて可変インピーダンス回路２２を、制御回
路１３に代えて第２の制御回路２３を有している。ここ
で、第１の制御回路２１はスイッチング素子であるＦＥ
ＴＱ１の制御端子であるゲートに接続されている。第１
の制御回路２１はさらに直流電源Ｅの両端に接続されて
いる。また、第１の整流回路である整流回路１４の出力
は可変インピーダンス回路２２に接続され、可変インピ
ーダンス回路２２の出力は第１の出力端子Ｐ１に接続さ
れている。すなわち、可変インピーダンス回路２２の出
力が第１の出力電圧となる。また、可変インピーダンス
回路２２には第２の制御回路２３が接続されている。そ
して、外部信号端子Ｐｅは第１の制御回路２１にだけ接
続されている。なお、従来のスイッチング電源回路１０
の場合と同様に、第２の整流回路である整流回路１５の
出力が第２の出力電圧となる。

【００２９】このように、スイッチング電源回路２０に
おいては、トランスＴ２に２つの巻線しか有していない
ため、２つ目の出力を入力側の巻線から取っている。

【００３０】ここで、図２に、可変インピーダンス回路
２２と第２の制御回路２３の回路図を示す。

【００３１】まず、可変インピーダンス回路２２はトラ
ンジスタＱ２とコンデンサＣ３から構成されている。ト
ランジスタＱ２のコレクタは整流回路１４に接続され、
エミッタは第１の出力端子Ｐ１に接続されている。そし
て、コンデンサＣ３はトランジスタＱ２のエミッタと接
地との間に接続されている。

【００３２】一方、第２の制御回路２３は、抵抗Ｒ１、
Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６とコンデンサＣ４とシャ
ントレギュレータＳＲから構成されている。抵抗Ｒ４は
トランジスタＱ２のベースとコレクタとの間に接続さ
れ、トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ５と電圧比較手
段であるシャントレギュレータＳＲを順に介して接地さ
れている。抵抗Ｒ５とシャントレギュレータＳＲの接続
点はコンデンサＣ４と抵抗Ｒ６を順に介してシャントレ
ギュレータＳＲの比較電圧入力端子であるリファレンス
端子に接続されている。また、トランジスタＱ２のエミ
ッタ、すなわち可変インピーダンス回路２２の出力は第
１の抵抗である抵抗Ｒ１を介してシャントレギュレータ
ＳＲのリファレンス端子に接続されている。また、整流
回路１５の出力は第２の抵抗である抵抗Ｒ２を介してシ
ャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に接続され
ている。そして、シャントレギュレータＳＲのリファレ
ンス端子は第３の抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地され
ている。以上をまとめれば、第２の制御回路２３の電圧
比較手段であるシャントレギュレータＳＲの比較電圧入
力端子であるリファレンス端子には第１および第２の出
力電圧と接地電位が入力されていることになる。そし
て、この場合、シャントレギュレータＳＲの基準電圧が
第２の制御回路２３における所定電圧となる。

【００３３】図１に戻り、このように構成されたスイッ
チング電源回路２０において、第１の制御回路２１は、
外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがってスイ
ッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティー比または発
振周波数などを制御して、巻線Ｎ４および巻線Ｎ５から
出力される電圧を変更することができる。そして、巻線
Ｎ５から出力される電圧が変化することによって整流回
路１５から出力される第２の出力電圧を変更することが
できる。

【００３４】一方、巻線Ｎ５から出力される電圧が変化
すると同時に、巻線Ｎ４から出力される電圧も変化する
ため、整流回路１４から出力される直流電圧も変化す
る。このとき、第２の制御回路２３のシャントレギュレ
ータＳＲのリファレンス端子には第１および第２の出力
電圧と接地電位が入力されていて、その電圧を所定電圧
と比較しながら可変インピーダンス回路２２のトランジ
スタＱ２のコレクタ−エミッタ間のインピーダンス（抵
抗）値を制御する。ここで、整流回路１４から出力され
る直流電圧は、第２の出力電圧より高い電圧に設定され
ており、可変インピーダンス回路２２からは、第２の出
力電圧に応じて変化した第１の出力電圧が出力される。

【００３５】ここで、第１の出力電圧と第２の出力電圧
の関係を説明する。まず、第１の出力電圧をＶ１、第２
の出力電圧をＶ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値をそ
れぞれｒ１、ｒ２、ｒ３、シャントレギュレータＳＲの
リファレンス端子の電位をＶｒとすると、Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）×Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ
１／ｒ３）×Ｖｒの関係が成り立つようにシャントレギュレータＳＲが動
作して、トランジスタＱ２が作用する。このため第１の
出力電圧Ｖ１は、外部信号端子Ｐｅに入力される信号に
応じて変化する第２の出力電圧Ｖ２に応じて、傾き−ｒ
１／ｒ２で変化し、（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）×
Ｖｒを加えた値となる。したがって、ｒ１／ｒ２で変化
率を決定し、ｒ１／ｒ３でＶ１の値を決定することが可
能となる。さらに、例えばｒ１＝ｒ２とすると、Ｖ１＝−Ｖ２＋（２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒとなるため、第１の出力電圧Ｖ１と第２の出力電圧Ｖ２
は、図３に示すように、外部信号端子Ｐｅに入力される
信号に対して、（２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒ／２を中心と
して上下に同じ比率で変化させることができ、同じ比率
の任意の電圧を決定することができる。

【００３６】さらに、可変インピーダンス回路２２のト
ランジスタＱ２の損失について説明する。巻線Ｎ４と巻
線Ｎ５の巻数をそれぞれｎ４、ｎ５とし、整流平滑回路
１４の出力電圧をＶ３とすると、Ｖ３＝−（ｎ４／ｎ５）×Ｖ２の関係が成り立つ。また、トランジスタＱ２のコレクタ
−エミッタ間の電圧をＶｃｅとすると、Ｖｃｅ＝Ｖ３−Ｖ１の関係が成り立つ。したがって、以下の関係式が成り立
つ。Ｖｃｅ＝−（ｎ４／ｎ５−ｒ１／ｒ２）×Ｖ２−（１＋
ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒここで、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間のイ
ンピーダンス値を制御して出力電圧Ｖ１を安定化させる
ためには、Ｖｃｅ＞０が必要条件となるが、上式でＶ２
の変動範囲内において、最小必要値のＶｃｅが得られる
ように巻き数ｎ４およびｎ５を選択すれば、Ｖ２の変動
範囲内においてＶｃｅを小さくすることができる。トラ
ンジスタＱ２での主な損失Ｐ_Q2は、出力電流をＩ１とす
ると、Ｐ_Q2＝Ｖｃｅ×Ｉ１で表されることから、Ｉ１が一定の場合、Ｖｃｅを小さ
くすれば損失Ｐ_Q2を低減できることが分かる。

【００３７】すなわち、本発明のスイッチング電源回路
では、出力電圧Ｖ２に応じて整流平滑回路１４の出力電
圧Ｖ３も変化することから、Ｖｃｅを小さくするように
巻き数ｎ４、ｎ５を選べば、可変インピーダンス回路２
２の入力電圧が一定となる構成の回路と比較して可変イ
ンピーダンス回路２２の損失を低減できる。

【００３８】図４に、外部信号端子Ｐｅに入力される信
号と、第１の出力電圧Ｖ１、電圧Ｖ３、電圧Ｖｃｅ、お
よび、可変インピーダンス回路２２の入力電圧が一定の
場合の入力電圧Ｖ４、このときのトランジスタＱ２のコ
レクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ’の関係を示す。図４に
示すように、特に第１の出力電圧Ｖ１が小さい場合に可
変インピーダンス回路２２の入力電圧が一定でない方が
トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧が小さ
く、損失を大幅に少なくできることが分かる。

【００３９】以上説明したように、スイッチング電源回
路２０においては、外部信号端子Ｐｅから入力される信
号にしたがって第２の出力電圧を変更することができ、
さらに第２の出力電圧の変化によって第１の出力電圧を
変更することができる。すなわち、外部から入力される
信号を一方の制御回路に入力して一方の出力電圧を制御
するだけで他方の出力電圧を制御し、連動して変化させ
ることができる。また、外部から入力される信号を第１
の制御回路２１にのみ入力する構成としているため、制
御回路の構成が比較的簡単になり、部品点数が少なくて
済み、また、可変インピーダンス回路の損失を低減でき
ることから、スイッチング電源回路の高効率化、小型軽
量化、低コスト化を図ることができる。さらに、巻線が
２つで済むためトランスを小型化することができ、この
点においてもスイッチング電源回路の小型軽量化や低コ
スト化を図ることができる。

【００４０】図５に、本発明のスイッチング電源回路の
別の実施例を示す。図５において、図１および図１３と
同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明
を省略する。

【００４１】図５において、スイッチング電源回路３０
は、図１３のスイッチング電源回路１０をベースとし
て、制御回路１１に代えて第１の制御回路２１を、電圧
安定化回路１２に代えて可変インピーダンス回路２２
を、制御回路１３に代えて第２の制御回路２３を有して
いる。ここで、第１の制御回路２１はスイッチング素子
であるＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートに接続されて
いる。第１の制御回路２１はさらに直流電源Ｅの両端に
接続されている。また、第１の整流回路である整流回路
１４の出力は可変インピーダンス回路２２に接続され、
可変インピーダンス回路２２の出力は第１の出力端子Ｐ
１に接続されている。すなわち、可変インピーダンス回
路２２の出力が第１の出力電圧となる。また、可変イン
ピーダンス回路２２には第２の制御回路２３が接続され
ている。そして、外部信号端子Ｐｅは第１の制御回路２
１にだけ接続されている。なお、スイッチング電源回路
１０の場合と同様に、第２の整流回路である整流回路１
５の出力が第２の出力電圧となる。

【００４２】このように構成されたスイッチング電源回
路３０においても、整流回路１５の入力側の接続点が異
なっている点を除いてはスイッチング電源回路２０と同
じであるため、同様の出力を得ることができる。また、
２つの出力電圧を外部から入力される信号で連動して変
化させることができる。また、スイッチング電源回路の
小型軽量化や低コスト化を図ることができる。

【００４３】図６に、本発明のスイッチング電源回路の
さらに別の実施例を示す。図６において、図５と同一も
しくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略
する。

【００４４】図６において、スイッチング電源回路４０
は、第２の制御回路２３に代えて第２の制御回路４１を
有している。

【００４５】ここで、図７に、可変インピーダンス回路
２２と第２の制御回路４１の回路図を示す。第２の制御
回路４１においては、シャントレギュレータＳＲの一端
が抵抗Ｒ５に接続されるとともに、他端が整流回路１５
の出力に接続されている。この点が第２の制御回路２３
と異なる点である。

【００４６】このように第２の制御回路４１を構成する
ことにより、スイッチング電源回路４０においては、シ
ャントレギュレータＳＲの比較電圧入力端子であるリフ
ァレンス端子の電位を負電位にすることができ、第１の
出力電圧と第２の出力電圧の中心値を負電位にすること
が可能になる。

【００４７】なお、これ以外の点に関してはスイッチン
グ電源回路３０の場合と同じであり、同様の作用効果を
奏するものである。

【００４８】図８に、本発明のスイッチング電源回路の
さらに別の実施例を示す。図８において、図１と同一も
しくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略
する。

【００４９】図８において、スイッチング電源５０は、
第２の制御回路２３に代えて第２の制御回路５１を有し
ている。

【００５０】ここで、図９に、可変インピーダンス回路
２２と第２の制御回路５１の回路図を示す。図９におい
て、図２と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付
し、その説明を省略する。

【００５１】図９において、第２の制御回路５１はシャ
ントレギュレータＳＲに代えて電圧比較手段であるオペ
アンプＱ３を有している。ここで、オペアンプＱ３の非
反転入力端子は基準電源Ｅ２を介して接地されている。
この基準電源Ｅ２の電圧が第２の制御回路５１の所定電
圧になる。また、オペアンプＱ３の反転入力端子と出力
はコンデンサＣ５と抵抗Ｒ７を直列に介して接続されて
いる。また、オペアンプＱ３の出力は抵抗Ｒ２を介して
トランジスタＱ２のベースに接続されている。また、ト
ランジスタＱ２のエミッタ、すなわち可変インピーダン
ス回路２２の出力は第１の抵抗である抵抗Ｒ１を介して
オペアンプＱ３の反転入力端子に接続されている。ま
た、整流回路１５の出力は第２の抵抗である抵抗Ｒ２を
介してオペアンプＱ３の反転入力端子に接続されてい
る。そして、オペアンプＱ３の反転入力端子は第３の抵
抗である抵抗Ｒ３を介して接地されている。すなわち、
第２の制御回路５１においてはオペアンプＱ３が電圧比
較手段であり、その反転入力端子が比較電圧入力端子と
なり、第１および第２の出力電圧と接地電位が入力され
ていることになる。

【００５２】このように構成された第２の制御回路５１
においては、第２の制御回路２３と同様に動作する。そ
のため、スイッチング電源回路５０においても、外部信
号端子Ｐｅに入力される信号に応じて、基準電源Ｅ２の
電圧を中心として第１および第２の出力電圧が上下にｒ
１／ｒ２対１の比率で変化することになる。

【００５３】このように、スイッチング電源回路５０に
おいては、２つの出力電圧を外部から入力される信号で
連動して変化させることができる。また、外部から入力
される信号を第１の制御回路２１にのみ入力する構成と
しているため、制御回路の構成が比較的簡単になり、部
品点数が少なくて済み、スイッチング電源回路の小型軽
量化や低コスト化を図ることができる。

【００５４】なお、上記の各実施例においては、第１の
出力電圧を正電圧、第２の出力電圧を負電圧とし、負電
圧の方を第１の制御回路にフィードバックする構成とし
たが、正電圧の方を第２の出力電圧として第１の制御回
路にフィードバックし、負電圧の方を第１の出力電圧と
して正電圧の値を元に制御する構成であっても構わな
い。そこで、図１０に、本発明のスイッチング電源回路
のさらに別の実施例を示す。図１０において、図８と同
一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を
省略する。

【００５５】図１０において、スイッチング電源回路６
０は、可変インピーダンス回路２２および第２の制御回
路２３に代えて可変インピーダンス回路６１および第２
の制御回路６２を有している。ここで、ダイオードＤ２
のアノード、すなわち整流回路１５の出力が可変インピ
ーダンス回路６１に接続され、可変インピーダンス回路
６１の出力は第２の出力端子Ｐ２に接続されている。ま
た、可変インピーダンス回路６１には第２の制御回路６
２が接続されている。一方、ダイオードＤ１のカソー
ド、すなわち整流回路１４の出力が第１の出力端子Ｐ１
に接続されている。さらに、整流回路１４の出力が第１
の制御回路２１に接続されている。

【００５６】すなわち、スイッチング電源回路６０にお
いては、整流回路１５が第１の整流回路となり、可変イ
ンピーダンス回路６１の出力が第１の出力電圧となって
第２の出力端子Ｐ２から出力されている。また、整流回
路１４が第２の整流回路となり、整流回路１４の出力が
第２の出力電圧となって第１の出力端子Ｐ１から出力さ
れている。なお、２つの整流回路１４および１５のダイ
オードの向きは変わっていないため、第１の出力電圧が
負電圧となり、第２の出力電圧が正電圧となる。

【００５７】ここで、図１１に、可変インピーダンス回
路６１と第２の制御回路６２の回路図を示す。

【００５８】まず、可変インピーダンス回路６１はトラ
ンジスタＱ４とコンデンサＣ６から構成されている。こ
こで、トランジスタＱ４のエミッタは整流回路１５に接
続され、コレクタは第２の出力端子Ｐ２に接続されてい
る。そして、コンデンサＣ６はトランジスタＱ４のコレ
クタと接地との間に接続されている。

【００５９】一方、第２の制御回路６２は、抵抗Ｒ１、
Ｒ２、Ｒ３、Ｒ８、Ｒ９とトランジスタＱ５とオペアン
プＱ６と基準電源Ｅ３から構成されている。ここで、電
圧比較手段であるオペアンプＱ６の非反転入力端子は基
準電源Ｅ３を介して接地されている。この、基準電源Ｅ
３の電圧が制御回路６２の所定電圧になる。また、トラ
ンジスタＱ４のコレクタ、すなわち可変インピーダンス
回路６１の出力は第１の抵抗である抵抗Ｒ１を介してオ
ペアンプＱ６の比較電圧入力端子である反転入力端子に
接続されている。また、整流回路１４の出力も第２の抵
抗である抵抗Ｒ２を介してオペアンプＱ６の反転入力端
子に接続されている。そして、オペアンプＱ６の反転入
力端子は、第３の抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地され
ている。すなわち、第２の制御回路６２には第１および
第２の出力電圧と接地電位が入力されていることにな
る。さらに、オペアンプＱ６の出力は抵抗Ｒ９を介して
トランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジ
スタＱ５のエミッタは整流回路１４の出力に接続され、
コレクタは抵抗Ｒ８を介して可変インピーダンス回路６
１のトランジスタＱ４のベースに接続されている。

【００６０】このように構成された可変インピーダンス
回路６１および第２の制御回路６２においても、図８に
おける可変インピーダンス回路２２および第２の制御回
路５１と同様に機能する。そのため、スイッチング電源
回路６０においては、ある基準電源Ｅ３の電圧を中心と
して第１および第２の出力電圧を外部信号に応じて上下
に変化させることができる。

【００６１】このように、スイッチング電源回路６０に
おいては、２つの出力電圧を外部から入力される信号に
連動して変化させることができる。また、外部から入力
される信号を第１の制御回路にのみ入力する構成として
いるため、制御回路の構成が比較的簡単になり、部品点
数が少なくて済み、スイッチング電源回路の小型軽量化
や低コスト化を図ることができる。

【００６２】

【発明の効果】本発明のスイッチング電源回路によれ
ば、第１および第２の巻線を互いに磁気的に結合し、第
２の巻線に接続された第２の整流回路から出力される第
２の出力電圧をスイッチング素子をオンオフ制御する第
１の制御回路にフィードバックして第２の出力電圧を安
定化し、第１の巻線に接続された第１の整流回路の出力
を可変インピーダンス回路を介して第１の出力電圧とし
て出力するとともに、可変インピーダンス回路を制御す
る第２の制御回路に第１および第２の出力電圧と接地電
位を入力し、これを所定電圧と比較して第１の出力電圧
を安定化することによって、正と負の出力電圧を出力
し、さらに外部から入力される信号によって連動して変
化させることができる。また、外部から入力される信号
を第１の制御回路のみに入力し、これに伴い第１の出力
電圧を任意の比率で変化させることができるため、制御
回路の構成が簡単になり、部品点数が少なくて済み、ス
イッチング電源回路の小型軽量化や低価格化を図ること
ができる。また、可変インピーダンス回路の入力電圧
（第１の整流回路の出力電圧）が第２の出力電圧に連動
して変化する構成となっているため、可変インピーダン
ス回路の損失を低減し、高効率化を図ることができる。

【００６３】なお、上記のスイッチング電源回路３０，
４０、５０においては、直流電源に接続された巻線とは
異なる巻線を第１および第２の巻線としたものについ
て、可変インピーダンス回路や第２の制御回路のバリエ
ーションの説明を行ったが、スイッチング電源回路２０
のような直流電源に接続された巻線を出力用の巻線とし
ても用いる回路においても適用可能で、同様の作用効果
を奏するものである。

【００６４】さらに、上記の各実施例においては、スイ
ッチング素子がオンの時に巻線に蓄えられたエネルギー
をスイッチング素子がオフの時に放出するフライバック
方式のスイッチング電源回路について説明したが、スイ
ッチング素子がオンの時にエネルギーを放出するフォワ
ード方式のスイッチング電源回路において適用しても構
わないもので、同様の作用効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源回路の一実施例を示
す概略回路図である。

【図２】図１のスイッチング電源回路の、可変インピー
ダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。

【図３】図１のスイッチング電源回路の、外部信号端子
に入力される信号と第１の出力電圧および第２の出力電
圧との関係を示す図である。

【図４】図１のスイッチング電源回路の、外部信号端子
に入力される信号と可変インピーダンス回路の入出力電
圧との関係を示す図である。

【図５】本発明のスイッチング電源回路の別の実施例を
示す概略回路図である。

【図６】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実
施例を示す概略回路図である。

【図７】図６のスイッチング電源回路の、可変インピー
ダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。

【図８】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実
施例を示す概略回路図である。

【図９】図８のスイッチング電源回路の、可変インピー
ダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。

【図１０】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の
実施例を示す概略回路図である。

【図１１】図１０のスイッチング電源回路の、可変イン
ピーダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。

【図１２】従来のスイッチング電源回路を示すブロック
図である。

【図１3】従来の別のスイッチング電源回路を示す概略
回路図である。

【符号の説明】

１４、１５…整流回路２０、３０、４０、５０、６０…スイッチング電源回路２１…第１の制御回路２２、６１…可変インピーダンス回路２３、４１、５１、６２…第２の制御回路Ｅ…直流電源Ｑ１…ＦＥＴＴ１、Ｔ２…トランスＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５…巻線Ｐ１…第１の出力端子Ｐ２…第２の出力端子Ｐｅ…外部信号端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、該直流電源に直列に接続さ
れたスイッチング素子と、該スイッチング素子の制御端
子に接続された第１の制御回路と、該第１の制御回路に
接続された外部信号端子と、少なくとも第１および第２
の巻線を有するとともに、全ての巻線の中の少なくとも
１つの巻線が前記直流電源と前記スイッチング素子に直
列に接続されたトランスと、前記第１の巻線に接続され
た第１の整流回路と、該第１の整流回路に接続されて第
１の出力電圧を出力する可変インピーダンス回路と、該
可変インピーダンス回路に接続されて前記可変インピー
ダンス回路のインピーダンス値を制御する第２の制御回
路と、前記第２の巻線に接続されて第２の出力電圧を出
力する第２の整流回路とを備え、前記第１の巻線と前記第２の巻線が互いに逆の極性とな
るように接続されて接地され、前記第１の整流回路と前記第２の整流回路により正と負
の電圧を出力するように構成され、前記第１の制御回路は、前記第２の出力電圧がフィード
バックされ、前記スイッチング素子をオンオフ制御して
前記第２の出力電圧を安定化し、前記第２の制御回路は、前記第１および第２の出力電圧
と接地電位が入力されて、これを所定電圧と比較して第
１の出力電圧を安定化することを特徴とするスイッチン
グ電源回路。
【請求項２】前記スイッチング素子がオンの時に前記ス
イッチング素子に直列に接続された巻線にエネルギーを
蓄え、前記スイッチング素子がオフの時に前記第１およ
び第２の巻線からエネルギーを放出することを特徴とす
る、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】前記第２の制御回路が第１、第２、第３
の抵抗および電圧比較手段を有し、前記電圧比較手段の
比較電圧入力端子が前記第１の抵抗を介して前記可変イ
ンピーダンス回路の出力に、前記第２の抵抗を介して前
記第２の整流回路の出力に接続され、さらに前記第３の
抵抗を介して接地されていることを特徴とする、請求項
１または２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】前記第２の制御回路が前記電圧比較手段
としてシャントレギュレータを有することを特徴とす
る、請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】前記第２の制御回路が前記電圧比較手段
としてオペアンプを有することを特徴とする、請求項３
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】前記可変インピーダンス回路は、前記第１
の出力電圧をＶ１、前記第２の出力電圧をＶ２、前記第
１、第２、第３の抵抗の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２、
ｒ３、前記所定電圧をＶｒとしたとき、Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１
／ｒ３）Ｖｒを満たすものであることを特徴とする、請求項３ないし
５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。