JP2001052884A

JP2001052884A - 定電力化回路及び希ガス放電灯の点灯装置

Info

Publication number: JP2001052884A
Application number: JP22774199A
Authority: JP
Inventors: Naotake Tatsumi; 尚毅辰巳
Original assignee: NEC Home Electronics Ltd; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Home Electronics Ltd; NEC Corp
Priority date: 1999-08-11
Filing date: 1999-08-11
Publication date: 2001-02-23

Abstract

(57)【要約】【課題】電源変動，環境温度の変動，負荷変動などが
生じても、回路への供給電力をほぼ一定に制御できる定
電力化回路及び希ガス放電灯の点灯装置を提供する。【解決手段】第１，第２の電界効果形トランジスタＱ
ａ，Ｑｂ、第１の定電流回路ＣＣ１、オペアンプＯＰを
含む電圧・抵抗変換回路ＶＲＣと、分圧抵抗Ｒｃ，Ｒｄ
の直列回路と、回路電流に比例した電流をＱｂに供給す
る第２の定電流回路ＣＣ２とからなる電力検出回路ＰＤ
ＥＴと、第１のスイッチング素子Ｓ１、このＳ１にＰＷ
Ｍ制御された駆動信号を付与する第１の駆動回路ＰＤ１
を含むＤＣ／ＤＣコンバータＣＶとを具備し、前記ＶＲ
Ｃを、その出力抵抗がＯＰへの電圧信号に応じた抵抗値
を呈するように作動させると共に、Ｑｂに回路電流に比
例した電流を供給することにより、ＣＣ２から回路電力
に比例した電圧を出力し、この電圧をＣＶに付与するこ
とにより負荷回路への供給電力を定電力化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は定電力化回路に
関し、特に、内面に発光層を有するガラスバルブの外周
面に一対の帯状の外部電極を配置した希ガス放電灯を高
周波電圧発生回路に接続してなる点灯装置の定電力化回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】本出願人は、先に、図１１に示す希ガス
放電灯ＤＬを提案した。同図において、Ａは例えばガラ
スバルブにて密閉状に構成された直管状の外囲器であっ
て、その内面には希土類蛍光体，ハロリン酸塩蛍光体な
どの蛍光体よりなる発光層Ｂが形成されている。特に、
この発光層Ｂには所定の開口角を有するアパーチャ部
（発光層の未形成部）Ｂａがほぼ全長に亘って形成され
ている。そして、外囲器Ａの封着構造はガラスバルブの
端部にディスク状の封着ガラス板を封着して構成されて
いるが、例えば単にガラスバルブを加熱しながら縮径加
工し溶断するいわゆるトップシールによって構成するこ
ともできる。尚、この外囲器Ａの密閉空間には水銀など
の金属蒸気を含まないキセノンを主成分とする希ガスが
所定量封入されている。この外囲器Ａの外周面には金属
部材よりなる帯状の一対の外部電極Ｃ，Ｄが、外囲器Ａ
のほぼ全長に亘って互いに離隔して配置されている。

【０００３】この希ガス放電灯ＤＬは、例えば図１２に
示す点灯装置によって点灯される。この点灯装置は、例
えば周波数が３０ＫＨｚ，電圧が１８８０Ｖ程度の高周
波電圧を発生し、かつ出力波形がほぼ正弦波である高周
波電圧発生回路（例えばインバータ回路）ＨＡと、直流
電源ＥＢからインバータ回路ＨＡへの直流電力の供給を
コントロールするトランジスタなどのスイッチング素子
ＱＡと、スイッチング素子ＱＡに駆動信号を供給する駆
動回路Ｐとから構成されており、このインバータ回路Ｈ
Ａの出力側には希ガス放電灯ＤＬが、外部電極Ｃ，Ｄに
高周波電圧が印加されるように接続されている。

【０００４】この点灯装置において、外部から付与され
るオン・オフ信号（図示せず）により、駆動回路Ｐから
スイッチング素子ＱＡをオン状態にする信号が付与され
ると、スイッチング素子ＱＡがオン動作の期間中、イン
バータ回路ＨＡが動作することによって高周波電圧が出
力され、希ガス放電灯ＤＬの外部電極Ｃ，Ｄに印加され
る。これにより、希ガス放電灯ＤＬは、熱陰極や冷陰極
を用いた放電灯のように外囲器の長手方向に沿った１つ
の放電路によって点灯するものとは異なり、外部電極
Ｃ，Ｄの間（外囲器Ａの長手方向に対してほぼ直角方
向）に無数の放電路が形成されることによって縞状の状
態で点灯する。この状態において、希ガスの励起線によ
って発光層Ｂが励起されて発光し、光は主としてアパー
チャ部Ｂａを介して外部に放出される。

【０００５】特に、この希ガス放電灯ＤＬには水銀が用
いられていないために、点灯後における光量の立ち上が
りが急峻であり、点灯と同時に光量がほぼ１００％近く
にまで達するという特徴を有している。このために、フ
ァクシミリ，イメージスキャナ，複写機などのＯＡ機器
の原稿読取用の光源として好適するものである。

【０００６】例えばこの希ガス放電灯ＤＬを上述の原稿
照射読取装置に適用した場合には、アパーチャ部構造の
採用により発光層Ｂの放射光の高密度化が可能となるこ
とから、原稿面照度を高めることができ、原稿の読み取
り性を改善できるものである。

【０００７】しかしながら、近時、ＯＡ機器は、その処
理能力を高め、事務処理の効率化を図るために、原稿の
送り速度をさらに高速化する傾向にあり、上述の希ガス
放電灯ＤＬをそのまま適用すると、原稿の読み取り精度
（解像度）が損なわれるようになる。このために、一層
の照度アップが求められている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従って、本出願人は、
先に図１３に示す希ガス放電灯の点灯装置を提案した。
この点灯装置はパルス状の高周波電圧を発生する高周波
電圧発生回路ＨＢの出力側に希ガス放電灯ＤＬが、外部
電極Ｃ，Ｄに高周波電圧が印加されるように接続して構
成されている。この高周波電圧発生回路ＨＢは、例えば
一次コイルＴＲａ，二次コイルＴＲｂを有する出力トラ
ンスＴＲと、出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａに直
列的に接続された電界効果形トランジスタなどのスイッ
チング素子ＱＢと、一次コイルＴＲａとスイッチング素
子ＱＢとの直列回路に並列的に接続されたコンデンサＣ
Ａと、スイッチング素子ＱＢにほぼ方形波の駆動信号を
付与するための駆動回路ＰＤとから構成されている。

【０００９】特に、上述の駆動回路ＰＤには駆動信号の
オンデューティ比を変更できるようにＰＷＭ（Ｐulse
Ｗidth Ｍodulation ）機能が付与されており、スイッ
チング素子ＱＢをオン動作させる駆動タイミングが、後
述する繰り返し波形の１周期（Ｔ）内において希ガス放
電灯ＤＬに流れるランプ電流Ｉｂの方向が反転する跳ね
返り期間（Ｔ₂）内に設定されている。

【００１０】このように構成された点灯装置は次のよう
に動作する。まず、高周波高電圧発生回路ＨＢの入力側
に直流電源ＥＢを接続すると、コンデンサＣＡは充電さ
れる。この状態で、駆動回路ＰＤからスイッチング素子
ＱＢのゲートに図１４（ａ）に示す方形波の駆動信号を
印加すると、スイッチング素子ＱＢは同図（ｂ）及び図
１５（ａ）に示すように時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃・・・でオ
ン，オフ動作する。スイッチング素子ＱＢが時点ｔ₁で
オン状態になると、コンデンサＣＡ，直流電源ＥＢから
出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａには図１４（ｃ）
に示すように電流（コイル電流Ｉｃ）が流れ、出力トラ
ンスＴＲの一次コイルＴＲａには電磁エネルギーが蓄積
される。次に、スイッチング素子ＱＢが時点ｔ₂でオフ
状態になると、蓄積された電磁エネルギーの作用に基づ
いて二次コイルＴＲｂにはパルス状の高周波電圧が発生
し、希ガス放電灯ＤＬの外部電極Ｃ，Ｄに印加されるこ
とによって、外部電極間には放電が生起され、希ガス放
電灯ＤＬは点灯状態になり、同図（ｄ）及び図１５
（ｂ）に示すようにランプ電流Ｉｂが流れる。このラン
プ電流Ｉｂは、繰り返し周期におけるそれぞれの１周期
Ｔの前半部分の期間Ｔ₁に流れると共に、希ガス放電灯
ＤＬに蓄積された電荷がランプ電流Ｉｂとして跳ね返り
期間Ｔ₂に、期間Ｔ₁の方向とは逆方向に流れるようにな
る。この跳ね返り期間Ｔ₂の間にスイッチング素子ＱＢ
に駆動信号を付与すると、図１４（ｃ）に示すように、
時点ｔ₁，ｔ₃・・・においてコイル電流Ｉｃにパルス的
な電流が流れる。この電流に関連してランプ電流Ｉｂに
は同図（ｄ）及び図１５（ｂ）において斜線で示すラン
プ電流Ｉｂｊが、期間Ｔ₂に流れるランプ電流に重畳さ
れて流れる。尚、スイッチング素子ＱＢへの駆動信号の
付与タイミングを跳ね返り期間Ｔ₂の範囲外に遅らせる
と、ランプ電流Ｉｂは単なる減衰振動となり、斜線で示
すランプ電流Ｉｂｊは流れなくなる。これによって、希
ガス放電灯ＤＬは図１４（ｅ）に示すように発光（φ）
し、ランプ電流Ｉｂｊの増加に対応して明るさφも同図
において斜線（φｊ）で示すように増加される。

【００１１】この点灯装置によれば、希ガス放電灯ＤＬ
の点灯状態において、スイッチング素子ＱＢのオフ動作
後の期間Ｔ₁に流れるランプ電流Ｉｂの方向が反転する
跳ね返り期間Ｔ₂内にスイッチング素子ＱＢをオン動作
させているために、高周波電圧発生回路ＨＢの入力電流
をことさらに増加させなくても、跳ね返り期間Ｔ₂に流
れるランプ電流をＩｂｊ分だけ増加させることができ、
これに伴って、明るさ（光量）φもφｊ分だけ増加させ
ることができる。従って、ＯＡ機器の原稿照射読取装置
に適用した場合には、原稿面照度を高めることができ、
原稿の送り速度の高速化にも対応が可能となる。

【００１２】しかしながら、かかる点灯装置では、動作
状態において、直流電源ＥＢの電圧変動，環境温度の変
化，希ガス放電灯ＤＬのインピーダンス変化，高圧配線
の漏れ電流などが生ずると、高周波電圧発生回路ＨＢへ
の供給電力が変化するために、希ガス放電灯ＤＬの光量
を一定に保つことができなくなる。例えば高周波電圧発
生回路ＨＢの入力電圧が電源変動などによって高くなる
と、コイル電流Ｉｃは図１４（ｃ）において点線で示す
ように時点ｔ₂での電流値が高くなる。これに伴って、
ランプ電流Ｉｂ，光量φも同図（ｄ），（ｅ）において
点線で示すように増加することになる。従って、ＯＡ機
器の原稿照射読取装置に適用した場合、再生品位が損な
われるという問題が生ずる。

【００１３】又、この点灯装置では、電源電圧が一定に
保たれていても、環境温度の変化，希ガス放電灯ＤＬの
インピーダンス変化，高圧配線の漏れ電流などによって
も消費電力への影響が生じ、希ガス放電灯ＤＬの光量を
一定に保つことができなくなる。従って、点灯装置の動
作後における希ガス放電灯ＤＬの光量の安定化が求めら
れている。

【００１４】それ故に、本発明の目的は、電源変動，環
境温度の変動，負荷変動などが生じても、回路への供給
電力をほぼ一定に制御できる定電力化回路及び希ガス放
電灯の点灯装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】従って、本発明は、上
述の目的を達成するために、電圧・抵抗変換回路を含む
電力検出回路と、第１のスイッチング素子、この第１の
スイッチング素子にＰＷＭ制御された駆動信号を付与す
る第１の駆動回路を含むＤＣ／ＤＣコンバータとを具備
し、前記電力検出回路は、少なくとも、第１，第２の電
界効果形トランジスタ、第１の電界効果形トランジスタ
に直列的に接続した第１の定電流回路、第１，第２の入
力端子及び出力端子を有し、出力端子を第１，第２の電
界効果形トランジスタのゲートに、第１の入力端子を第
１の定電流回路の出力側にそれぞれ接続したオペアンプ
を含む電圧・抵抗変換回路と、回路に並列的に接続し、
回路電圧に比例した電圧を発生するように構成した複数
の分圧抵抗の直列回路と、電圧・抵抗変換回路における
第２の電界効果形トランジスタに直列的に接続し、回路
電流に比例した電流を第２の電界効果形トランジスタに
供給する第２の定電流回路とから構成し、前記電圧・抵
抗変換回路を、第１，第２の電界効果形トランジスタの
ドレイン・ソース間の抵抗がオペアンプの第２の入力端
子に付与される電圧信号に応じた抵抗値を呈するように
作動させると共に、第２の電界効果形トランジスタに回
路電流に比例した電流を供給することにより、電力検出
回路における第２の定電流回路の出力側から回路電力に
比例した電圧を出力し、この電圧をＤＣ／ＤＣコンバー
タに付与することによりＤＣ／ＤＣコンバータから負荷
回路への供給電力を定電力化することを特徴とする。

【００１６】又、本発明の第２の発明は、前記第１の定
電流回路と第１の電界効果形トランジスタとの間及び第
２の定電流回路と第２の電界効果形トランジスタとの間
にそれぞれ抵抗を直列的に接続すると共に、オペアンプ
の第１の入力端子を第１の定電流回路と抵抗との接続点
に接続し、かつ回路電力に比例した出力電圧を第２の定
電流回路と抵抗との接続点から取り出し、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータに付与するように構成したことを特徴とする。

【００１７】又、本発明の第３の発明は、前記電圧・抵
抗変換回路において、第１，第２の電界効果形トランジ
スタは、ゲート電圧対ドレイン・ソース間の抵抗特性が
同一又は近似していることを特徴とし、第４の発明は、
前記電圧・抵抗変換回路において、第１，第２の電界効
果形トランジスタは、同一ペレットに隣接又は近接して
配置したことを特徴とし、第５の発明は、前記第２の定
電流回路に、回路に直列的に接続した抵抗に生ずる電圧
をフィードバックすることにより、第２の定電流回路か
ら第２の電界効果形トランジスタに回路電流に比例した
電流を供給するように構成したことを特徴とする。

【００１８】又、本発明の第６の発明は、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、少なくとも、第１のスイッチング素子
と、コイルと、コンデンサと、ダイオードと、電力検出
回路からの出力信号に基づいてＰＷＭ制御された駆動信
号を第１のスイッチング素子に付与する第１の駆動回路
とから構成したことを特徴とし、第７の発明は、前記Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおける第１の駆動回路は、少なく
とも、電力検出回路からの信号と基準電圧との誤差分に
応じた信号を出力するエラーアンプと、三角波発振器
と、エラーアンプ及び三角波発振器の出力信号に基づい
てＰＷＭ制御された信号を出力するオペアンプとから構
成したことを特徴とする。

【００１９】又、本発明の第８の発明は、電圧・抵抗変
換回路を含む電力検出回路と、第１のスイッチング素
子、この第１のスイッチング素子にＰＷＭ制御された駆
動信号を付与する第１の駆動回路を含むＤＣ／ＤＣコン
バータと、一次コイル，二次コイルを有する出力トラン
ス、出力トランスの一次コイルに直列的に接続した第２
のスイッチング素子，電流検出回路、及び第２のスイッ
チング素子にデューティ比，周波数が一定の駆動信号を
付与する第２の駆動回路を含み、第２のスイッチング素
子のスイッチング動作に基づいて出力トランスの二次コ
イル側にパルス状の高周波電圧を発生する高周波電圧発
生回路と、内面に発光層を有し、かつ内部空間に希ガス
を封入した外囲器の外周面に金属部材よりなる帯状の一
対の外部電極を、外囲器のほぼ全長に亘って互いに離隔
して配置してなる希ガス放電灯とを具備し、前記電力検
出回路は、少なくとも、第１，第２の電界効果形トラン
ジスタ、第１の電界効果形トランジスタに直列的に接続
した第１の定電流回路、第１，第２の入力端子及び出力
端子を有し、出力端子を第１，第２の電界効果形トラン
ジスタのゲートに、第１の入力端子を第１の定電流回路
の出力側にそれぞれ接続したオペアンプを含む電圧・抵
抗変換回路と、回路に並列的に接続し、回路電圧に比例
した電圧を発生するように構成した複数の分圧抵抗の直
列回路と、電圧・抵抗変換回路における第２の電界効果
形トランジスタに直列的に接続し、回路電流に比例した
電流を第２の電界効果形トランジスタに供給する第２の
定電流回路とから構成し、前記高周波電圧発生回路の入
力側に電力検出回路及びＤＣ／ＤＣコンバータを、出力
側に希ガス放電灯をそれぞれ接続し、前記電圧・抵抗変
換回路を、第１，第２の電界効果形トランジスタのドレ
イン・ソース間の抵抗がオペアンプの第２の入力端子に
付与される電圧信号に応じた抵抗値を呈するように作動
させると共に、第２の電界効果形トランジスタに回路電
流に比例した電流を供給することにより、電力検出回路
における第２の定電流回路の出力側から回路電力に比例
した電圧を出力し、この電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに
付与することによりＤＣ／ＤＣコンバータから高周波電
圧発生回路への供給電力を定電力化することを特徴とす
る。

【００２０】又、本発明の第９の発明は、前記高周波電
圧発生回路における第２の駆動回路から出力される駆動
信号のオンデューティ比を６０％以上に設定したことを
特徴とし、第１０の発明は、前記高周波電圧発生回路に
おける第２のスイッチング素子のオフ期間を、出力トラ
ンスの二次コイル側の実効インダクタンスと希ガス放電
灯が点灯した状態の実効静電容量とにより発生するラン
プ電流の自由振動の最初の１周期以内に設定したことを
特徴とする。

【００２１】さらに、本発明の第１１の発明は、前記電
力検出回路における第２の定電流回路に、電力検出回
路，ＤＣ／ＤＣコンバータ，高周波電圧発生回路のいず
れかの回路に直列的に接続した抵抗に生ずる電圧をフィ
ードバックすることにより、第２の定電流回路から第２
の電界効果形トランジスタに回路電流に比例した電流を
供給するように構成したことを特徴とし、第１２の発明
は、前記高周波電圧発生回路における第２のスイッチン
グ素子に抵抗を直列的に接続すると共に、この抵抗に発
生する電圧を積分回路を介して電力検出回路における第
２の定電流回路に、制御信号としてフィードバックした
ことを特徴とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】次に、本発明にかかる定電力化回
路について図１〜図２を参照して説明する。同図におい
て、定電力化回路は、例えば回路電力（被測定電力）に
比例した電圧を出力する電力検出回路ＰＤＥＴと、この
出力電圧に基づいて定電力化機能を呈するＤＣ／ＤＣコ
ンバータＣＶとから構成されており、直流電源Ｅ１と負
荷回路ＬＤとの間に接続されている。

【００２３】この電力検出回路ＰＤＥＴは、例えば直流
電源Ｅ１に並列的に接続された分圧抵抗Ｒｃ，Ｒｄの直
列回路と、電圧・抵抗変換回路ＶＲＣと、電圧・抵抗変
換回路ＶＲＣの抵抗Ｒｂと直流電源Ｅ１との間に接続さ
れた第２の定電流回路ＣＣ２と、回路（回路電流Ｉｅが
流れるメイン回路）に直列的に接続された抵抗Ｒｅとか
ら構成されており、抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｄとの接続点はオ
ペアンプＯＰの第２の入力端子に接続されている。又、
この電力検出回路ＰＤＥＴには抵抗Ｒｅを介してＤＣ／
ＤＣコンバータＣＶが接続されており、出力端子Ｔｂに
は後述するＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにおける第１の駆
動回路ＰＤ１が接続されている。尚、第２の定電流回路
ＣＣ２は、第２の定電流回路ＣＣ２にフィードバックさ
れる抵抗Ｒｅの端子電圧によって回路電流Ｉｅに比例し
た電流Ｉｓが流れるように制御される。

【００２４】又、上述の電圧・抵抗変換回路ＶＲＣは、
例えば第１の定電流回路ＣＣ１と、第１の定電流回路Ｃ
Ｃ１に抵抗Ｒａを介して直列的に接続された第１の電界
効果形トランジスタＱａと、第２の定電流回路ＣＣ２に
抵抗Ｒｂを介して直列的に接続された第２の電界効果形
トランジスタＱｂと、第１，第２の入力端子及び出力端
子を有し、出力端子が第１，第２の電界効果形トランジ
スタＱａ，Ｑｂのゲートに、第１の入力端子（例えば−
で表示された反転入力端子）が第１の定電流回路ＣＣ１
の出力側（第１の定電流回路ＣＣ１と抵抗Ｒａとの接続
点）にそれぞれ接続されたオペアンプＯＰとから構成さ
れている。尚、Ｔａは入力端子、Ｔｂは出力端子であ
り、入力端子ＴａはオペアンプＯＰの第２の入力端子
（例えば＋で表示された非反転入力端子）に、出力端子
Ｔｂは第２の定電流回路ＣＣ２と抵抗Ｒｂとの接続点に
それぞれ接続されている。

【００２５】特に、第１，第２の電界効果形トランジス
タＱａ，Ｑｂは、好ましくは同一ペレットに隣接又は近
接して配置されており、それぞれのゲート電圧対ドレイ
ン・ソース間の抵抗特性が同一又は近似するように設定
されている。又、抵抗Ｒａ，Ｒｂは同一の抵抗値が推奨
されるが、異なった抵抗値に設定することも可能であ
る。

【００２６】さらに、上述のＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ
は、例えば第１のスイッチング素子Ｓ１と、第１のスイ
ッチング素子Ｓ１に直列的に接続されたコイルＬと、コ
イルＬの入力側（第１のスイッチング素子Ｓ１との接続
側）とアースとの間に逆方向に接続されたダイオードＤ
１と、コイルＬの出力側（負荷回路ＬＤ側）とアースと
の間に接続されたコンデンサＣ１と、第１のスイッチン
グ素子Ｓ１にＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁を付与する
第１の駆動回路ＰＤ１と、第１のスイッチング素子Ｓ１
の入力側（抵抗Ｒｅ側）とアースとの間に接続され、回
路電流Ｉｅを平均値化した直流に平滑するコンデンサＣ
４とから構成されている。尚、第１のスイッチング素子
Ｓ１は、例えばＰチャンネルの電界効果形トランジスタ
などによって構成されている。特に、このＤＣ／ＤＣコ
ンバータＣＶは、図示例では入力電圧（直流電源Ｅ１の
電圧）Ｖａと出力電圧（負荷回路ＬＤ側の電圧）Ｖｂと
がＶａ＞Ｖｂの関係を有する降圧型コンバータとして
構成されているが、例えば昇圧型コンバータ，昇降圧型
コンバータ，極性反転型コンバータなどに置換すること
も可能である。

【００２７】このＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにおける第
１の駆動回路ＰＤ１は、例えば図２に示すように、エラ
ーアンプ（誤差増幅器）ＯＰ１と、エラーアンプＯＰ１
の反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された抵
抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路と、エラーアンプＯ
Ｐ１の非反転入力端子（＋）に接続された基準電源（基
準電圧）Ｅ２と、非反転入力端子（＋）にエラーアンプ
ＯＰ１の出力端子が接続された比較回路（コンパレー
タ）ＯＰ２と、比較回路ＯＰ２の反転入力端子（−）に
接続された三角波発振器ＯＳＣと、比較回路ＯＰ２の出
力側に接続された第１のドライバー回路ＤＲ１とから構
成されており、エラーアンプＯＰ１の反転入力端子
（−）は電力検出回路ＰＤＥＴの出力端子Ｔｂに、第１
のドライバー回路ＤＲ１の出力側は第１のスイッチング
素子Ｓ１のゲートにそれぞれ接続されている。

【００２８】このように構成された定電力化回路は、次
のように動作する。まず、直流電源Ｅ１の電圧（被測定
電圧）Ｖａが分圧抵抗Ｒｃ，Ｒｄの抵抗比によって分圧
され、分圧された電圧は入力端子Ｔａを介してオペアン
プＯＰの第２の入力端子に入力電圧信号Ｖ_INとして付与
される。すると、オペアンプＯＰの出力端子からは信号
が出力され、第１，第２の電界効果形トランジスタＱ
ａ，Ｑｂのゲートに供給され、第１，第２の電界効果形
トランジスタＱａ，Ｑｂはオン状態になる。第１の電界
効果形トランジスタＱａがオン状態になると、第１の定
電流回路ＣＣ１から抵抗Ｒａを介して第１の電界効果形
トランジスタＱａに電流Ｉｐが流れる。これによって、
第１の定電流回路ＣＣ１と抵抗Ｒａとの接続点には、抵
抗Ｒａの抵抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トランジス
タＱａのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１による電圧
Ｖｐ［Ｖｐ＝Ｉｐ×（Ｒａ＋ＲＤＳ１）］が発生し、オ
ペアンプＯＰの第１の入力端子にフィードバックされ
る。この結果、電圧Ｖｐは電圧信号Ｖ_INに比例した電圧
値に制御される。ここで、Ｋを比例定数とすると、電圧
Ｖｐと電源電圧ＶａとはＶｐ＝Ｉｐ×（Ｒａ＋ＲＤＳ
１）＝Ｋ×Ｖａの関係を有することから、抵抗Ｒａの
抵抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トランジスタＱａの
ドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１の和は、Ｒａ＋ＲＤ
Ｓ１＝（Ｋ／Ｉｐ）×Ｖａとなる。従って、抵抗Ｒａ
の抵抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トランジスタＱａ
のドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１の和は電源電圧Ｖ
ａに比例することになる。

【００２９】一方、第１の電界効果形トランジスタＱａ
がオン状態になると同時に、第２の電界効果形トランジ
スタＱｂもオン状態になる。第１，第２の電界効果形ト
ランジスタＱａ，Ｑｂは同一ペレット上に隣接又は近接
して配置されており、しかも、それぞれのゲート電圧対
ドレイン・ソース間の抵抗特性が同一又は近似するよう
に設定されているために、第１の電界効果形トランジス
タＱａへのゲート電圧と同じゲート電圧が第２の電界効
果形トランジスタＱｂのゲートにも付与される。このた
めに、第２の電界効果形トランジスタＱｂのドレイン・
ソース間の抵抗ＲＤＳ２は第１の電界効果形トランジス
タＱａのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１とほぼ等し
くなり、抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗（Ｒａ，Ｒｂ）をＲａ＝
Ｒｂと設定した場合、抵抗Ｒｂの抵抗（Ｒｂ）及び第２
の電界効果形トランジスタＱｂのドレイン・ソース間の
抵抗ＲＤＳ２の和は電源電圧（電圧信号Ｖ_IN）Ｖａに比
例した抵抗値を呈する。そして、第２の電界効果形トラ
ンジスタＱｂには第２の定電流回路ＣＣ２の制御によっ
て回路電流（被測定電流）Ｉｅに比例した電流Ｉｓが流
れることから、電圧・抵抗変換回路ＶＲＣの出力端子Ｔ
ｂに生ずる出力電圧ＶｓはＶｓ＝Ｉｓ×（Ｒｂ＋ＲＤＳ
２）＝（Ｋ１×Ｉｅ）×（Ｋ２×Ｖａ）＝Ｋ３×Ｉｅ×
Ｖａ＝Ｋ３×Ｐｓとなり、出力電圧Ｖｓは被測定電力Ｐ
ｓに比例することになる。尚、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３は比例
定数である。

【００３０】このように回路電力Ｐｓに比例した出力電
圧Ｖｓは、出力端子Ｔｂを介して第１の駆動回路ＰＤ１
におけるエラーアンプＯＰ１の反転入力端子（−）に付
与される。エラーアンプＯＰ１では反転入力端子（−）
に付与された電圧Ｖｓと非反転入力端子（＋）に接続さ
れた基準電圧Ｅ２との差分（誤差分）が増幅され、比較
回路ＯＰ２に入力される。比較回路ＯＰ２ではエラーア
ンプＯＰ１の出力信号と三角波発振器ＯＳＣからの三角
波信号とが比較され、その出力信号の大きさに関連する
パルス幅の駆動信号（ＰＷＭ制御された信号）Ｖ₁が第
１のドライバー回路ＤＲ１を介して第１のスイッチング
素子Ｓ１のゲートに付与される。この結果、ＤＣ／ＤＣ
コンバータＣＶは、回路電力に比例した出力電圧Ｖｓに
基づいてＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁の第１のスイッ
チング素子Ｓ１への付与・停止によって作動し、その出
力電圧ＶｂはコイルＬ，コンデンサＣ１，ダイオードＤ
１などとの協働作用により、直流電源Ｅ１の電圧Ｖａよ
り低い電圧に制御されると共に、その出力電力Ｐｓはほ
ぼ一定に維持される。

【００３１】ところで、この定電力化回路において、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＶにおける第１のスイッチング素
子Ｓ１は電力検出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓに基づい
てＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁によってスイッチング
される関係で、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから負荷回路
ＬＤにはほぼ一定の電力が供給される。特に、この定電
力化回路では、直流電源Ｅ１の電源変動，環境温度の変
化などによる負荷回路ＬＤの特性変化を極力軽減できる
ものである。

【００３２】例えば電源変動により直流電源Ｅ１の電圧
Ｖａが高くなると、電圧Ｖｂも高くなり、負荷回路ＬＤ
に供給される電力も大きくなる。これと同時に、抵抗Ｒ
ｃ，Ｒｄによって分配された電圧Ｖ_INが高くなると共
に、回路電流Ｉｅも増加することから、電力検出回路Ｐ
ＤＥＴの出力電圧Ｖｓは高くなる。しかしながら、この
出力電圧ＶｓはＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにおける第１
の駆動回路ＰＤ１にフィードバックされ、第１の駆動回
路ＰＤ１からはＰＷＭ制御によってハイレベル期間が短
縮された駆動信号Ｖ₁が出力される。第１のスイッチン
グ素子Ｓ１は、この駆動信号Ｖ₁によってオン期間が短
くなるようにスイッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣ
コンバータＣＶから負荷回路ＬＤにはほぼ一定の電力が
供給されることになる。尚、電圧Ｖａが低下した場合、
上述とは逆の動作が行なわれる。

【００３３】又、直流電源Ｅ１の電圧Ｖａが一定である
にも拘らず、環境温度の変化などによって負荷特性が変
化し、負荷電流が減少したり、或いは増加したりするこ
とがある。例えば負荷電流が減少した場合、負荷回路Ｌ
Ｄの消費電力は減少することになり、電力検出回路ＰＤ
ＥＴの出力電圧Ｖｓも低くなる。この結果、第１の駆動
回路ＰＤ１からはＰＷＭ制御によってオン期間が増大さ
れた駆動信号Ｖ₁が出力される。第１のスイッチング素
子Ｓ１は、この駆動信号Ｖ₁によってスイッチング制御
される結果、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから負荷回路Ｌ
Ｄにはほぼ一定の電力が供給されることになる。

【００３４】この実施例によれば、電力検出回路ＰＤＥ
Ｔからは、回路電圧Ｖａに比例した出力抵抗を呈する電
圧・抵抗変換回路ＶＲＣと回路電流に比例した電流Ｉｓ
に制御される第２の定電流回路ＣＣ２とによって、回路
電力Ｐｓに比例する電圧Ｖｓが出力され、この出力電圧
ＶｓはＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにおける第１の駆動回
路ＰＤ１に付与される。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＣＶにおける第１のスイッチング素子Ｓ１はこのような
出力電圧Ｖｓに基づいてＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁
によってスイッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコン
バータＣＶから負荷回路ＬＤには、直流電源Ｅ１の電源
変動，環境温度の変化，負荷回路ＬＤの特性変化などに
あまり影響されることなく、ほぼ一定の電力が供給され
ることになる。

【００３５】又、この電力検出回路ＰＤＥＴは、回路構
成が比較的に簡単であることから、電圧・抵抗変換回路
ＶＲＣ，第２の定電流回路ＣＣ２，分圧抵抗Ｒｃ及びＲ
ｄなどのＩＣ化が容易であり、小形化が容易である上
に、量産によって比較的に安価に製造することができ
る。従って、定電力化回路も安価に構成することが可能
になる。

【００３６】さらに、電圧・抵抗変換回路ＶＲＣにおい
て、第１，第２の電界効果形トランジスタＱａ，Ｑｂの
ドレイン側に接続されている抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値を
適当な値に設定することにより、ドレイン・ソース電圧
対ドレイン・ソース電流の直線性の範囲を拡大できるこ
とから、抵抗Ｒｂ及び第２の電界効果形トランジスタＱ
ｂのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ２の和はオペアン
プＯＰへの入力電圧信号Ｖ_INに比例した良好な抵抗を呈
する。従って、出力端子Ｔｂには回路電力Ｐｓに比例し
たより精度の高い電圧Ｖｓが出力されることから、定電
力化回路として優れた機能が得られる。

【００３７】図３は本発明にかかる定電力化回路の他の
実施例を示すものであって、基本的な構成及び回路動作
は図１〜図２に示す実施例とほぼ同じである。異なる点
は、負荷回路ＬＤのアース側に抵抗Ｒｈを直列的に接続
すると共に、抵抗Ｒｈに生ずる電圧Ｖｈを第２の定電流
回路ＣＣ２にフィードバックするように構成したことで
ある。尚、図１において、回路に直列的に接続されてい
る抵抗Ｒｅは省略されている。

【００３８】この実施例によれば、抵抗Ｒｈには負荷回
路ＬＤに流れる電流に対応する電圧Ｖｈが発生すること
から、このような電圧Ｖｈによって制御される第２の定
電流回路ＣＣ２から第２の電界効果形トランジスタＱｂ
へは一層に負荷電流に比例した電流Ｉｓが流れる。従っ
て、電力検出回路ＰＤＥＴからは一層に負荷電力に比例
した電圧Ｖｓが出力され、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶか
ら負荷回路ＬＤへの供給電力をほぼ一定にできる。

【００３９】図４〜図８は図１〜図２に示す定電力化回
路の希ガス放電灯の点灯装置への応用例を示すものであ
る。同図において、ＤＬは希ガス放電灯であって、次の
ように構成されている。即ち、１は、例えばガラスバル
ブにて密閉状に構成された直管状の外囲器であって、そ
の内面には希土類蛍光体，ハロリン酸塩蛍光体などの蛍
光体よりなる発光層２が形成されている。特に、この発
光層２には所定の開口角で発光層の形成されないアパー
チャ部２ａがほぼ全長に亘って形成されている。そし
て、外囲器１の封着構造はガラスバルブの端部にディス
ク状の封着ガラス板を封着して構成されているが、例え
ば単にガラスバルブを加熱しながら縮径加工し溶断する
いわゆるトップシールによって構成することもできる。
尚、この外囲器１の密閉空間には後述するように水銀な
どの金属蒸気を含まないキセノンを主成分とする希ガス
が所定量封入されている。

【００４０】この外囲器１の外周面にはシート構体３が
密着するように巻回されている。このシート構体３は、
例えば外囲器１の全長とほぼ同程度の長さを有する絶縁
性の透光性シート４と、この透光性シート４の一方の面
に互いに所定の間隔だけ離隔配置して接着された金属部
材よりなる帯状の一対の外部電極５，６と、この外部電
極５，６の端部から導出された端子５１，６１と、透光
性シート４の一方の面及び外部電極５，６の面に付与さ
れた接着層９とから構成されている。尚、シート構体３
の外囲器１への装着状態において、外部電極５，６の一
方の側縁部間には第１の開口部７が、他方の側縁部間に
は第２の開口部８がそれぞれ形成されており、発光層２
からの光は主としてアパーチャ部２ａから第１の開口部
７を介して外部に放出される。

【００４１】上述のシート構体３は外囲器１の外周面
に、外部電極５，６が外囲器１と透光性シート４との間
に位置するように装着（巻回）されている。このシート
構体３の外囲器１への装着は、例えば図８に示すように
行われる。まず、シート構体３をステージ１０に展開状
態で配置する。次に、このシート構体３における透光性
シート４の一端４ａに外囲器１を配置すると共に、外囲
器１が一対の従動ローラ１１，１１にて透光性シート４
に押し付けられるようにセットした上で、ステージ１０
を若干Ｍ方向に移動させた後、Ｎ方向に移動させる。す
ると、外囲器１は透光性シート４の上を転動し、その外
周面にはシート構体３が巻回されることにより装着が行
われる。尚、シート構体３において、外部電極５，６は
その表面に形成された接着層９を利用して外囲器１の外
周面に接着されており、透光性シート４はそれの一方の
面に形成された接着層９を利用して巻回時に外囲器１の
外周面に接着されると共に、それぞれの端部４ａ，４ｂ
は第２の開口部８で重ね合わされて接着されている。

【００４２】上述の希ガス放電灯ＤＬの外囲器１の構成
部材としては、例えば１５０°Ｃにおける体積抵抗率が
１×１０⁹Ωｃｍ以上であり、酸化珪素，酸化硼素を主
成分とする鉛を含まない硼珪酸ガラス系（以下、便宜的
にＢＦＫガラスと呼称する）が好適する。このＢＦＫガ
ラスは、例えば酸化珪素（６７．６％），アルミナ（４
％），酸化硼素（１８％），酸化ナトリウム（１％），
酸化カリウム（８％），酸化リチウム（１％），酸化チ
タン（０．４％）などから構成されている。この他に
も、鉛ガラスやバリウムガラスなどが適用できる。この
バリウムガラスは、例えば珪酸，アルミナ，硼酸，カリ
ウム，バリウム，カルシウムなどの酸化物などから構成
されている。これらガラスの肉厚は０．２〜０．７ｍｍ
の範囲（好ましくは０．４〜０．７ｍｍの範囲）に設定
されている。しかしながら、肉厚が０．４ｍｍ未満、特
に０．２ｍｍ未満になると、外囲器１の機械的な強度が
極端に低下するために、量産設備による生産工程でのガ
ラス破損に伴う不良率が増加するようになるし、逆に、
肉厚が０．７ｍｍを超えると、縞状の放電状態が目視さ
れ、アパーチャ部２ａから放出される光にチラツキが生
ずることがある。従って、外囲器１の肉厚は上記範囲内
に設定することが望ましい。尚、場合によっては、外囲
器１の肉厚はそれの上限を逸脱して設定することも可能
である。

【００４３】又、この外囲器１の内部空間にはキセノン
ガスを主成分とする希ガスが封入されており、その封入
圧力は例えば８３〜２００トルの範囲に設定されてい
る。この範囲では始動特性，光出力（原稿面照度），チ
ラツキに関する改善効果が得られる。しかしながら、封
入圧力が８３トル未満になると、光出力に対する改善効
果が不十分になるし、逆に、封入圧力が２００トルを超
えると、始動特性が損なわれるのみならず、縞状の放電
状態が目視され、アパーチャ部２ａから放出される光に
チラツキが生ずることがある。従って、希ガスの封入圧
力は上記範囲内に設定することが望ましい。尚、希ガス
放電灯の用途，要求などによっては、希ガスの封入圧力
は上記範囲から逸脱して設定することも可能である。

【００４４】さらには、発光層２は、希ガス放電灯の用
途によって、使用する蛍光体が１種のみにて構成された
り、２種以上を混合して構成されたりする。例えば三波
長域発光形の場合には、例えば青色領域に発光スペクト
ルを有するユーロピウム付活アルミン酸バリウム・マグ
ネシウム蛍光体，緑色領域に発光スペクトルを有するセ
リウム・テルビウム付活リン酸ランタン蛍光体，赤色領
域に発光スペクトルを有するユーロピウム付活硼酸イッ
トリウム・ガドリウム蛍光体を混合してなる混合蛍光体
にて形成され、その付着量は１ｃｍ²当たり５〜３０ｍ
ｇの範囲に設定されている。この範囲では十分の光量
（光出力）が得られるものの、その付着量が５ｍｇ未満
になると、光量不足によって原稿面照度が不十分になる
し、逆に、付着量が３０ｍｇを超えると、均質な発光層
の形成が困難になる。従って、発光層２の付着量は上記
範囲内に設定することが望ましい。尚、希ガス放電灯の
用途，要求などによっては、発光層の付着量は上記範囲
から逸脱して設定することも可能である。

【００４５】一方、パルス状の高周波高電圧を発生する
高周波電圧発生回路ＨＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ
の出力側に接続されている。この高周波電圧発生回路Ｈ
Ｃは、例えば一次コイルＴＲａ，二次コイルＴＲｂを有
する出力トランスＴＲと、出力トランスＴＲの一次コイ
ルＴＲａに直列的に接続された第２のスイッチング素子
Ｓ２と、第２のスイッチング素子Ｓ２に付与する駆動信
号Ｖ₂を発生する第２の駆動回路ＰＤ２と、第２の駆動
回路ＰＤ２と第２のスイッチング素子Ｓ２のゲートとの
間に接続された第２のドライバー回路ＤＲ２とから構成
されている。尚、第２のスイッチング素子Ｓ２は、例え
ばＮチャンネルの電界効果形トランジスタなどによって
構成されている。又、第２の駆動回路ＰＤ２は、一定の
オンデューティ比（例えば６０％以上の固定デューテ
ィ），一定の周波数（例えば５０〜１００ＫＨｚ）の駆
動信号Ｖ₂が出力されるように構成されている。

【００４６】さらに、高周波電圧発生回路ＨＣにおい
て、出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂには希ガス放
電灯ＤＬが、その外部電極５，６にパルス状の高周波電
圧が印加されるように接続されており、外部電極５，６
のうち一方の外部電極６が接地されている。特に、第２
の駆動回路ＰＤ２からの駆動信号Ｖ₂に基づく第２のス
イッチング素子Ｓ２のオフ期間は、出力トランスＴＲの
二次コイルＴＲｂ側の実効インダクタンスと希ガス放電
灯ＤＬが点灯した状態の実効静電容量とにより発生する
ランプ電流の自由振動の最初の１周期以内、好ましくは
ランプ電流の方向が反転する跳ね返り期間（Ｔ₂）の間
に設定されている。

【００４７】このように構成された点灯装置は次のよう
に動作する。まず、直流電源Ｅ１を回路に接続すると、
電力検出回路ＰＤＥＴは図１で説明したように動作し、
出力端子Ｔｂからは回路電力に比例した電圧Ｖｓが出力
され、第１の駆動回路ＰＤ１におけるエラーアンプＯＰ
１の反転入力端子（−）に付与される。エラーアンプＯ
Ｐ１では電力検出回路ＰＤＥＴからの電圧Ｖｓと非反転
入力端子（＋）に接続された基準電圧Ｅ２との差分（誤
差分）が増幅され、比較回路ＯＰ２に入力される。比較
回路ＯＰ２ではエラーアンプＯＰ１の出力信号と三角波
発振器ＯＳＣからの三角波信号とが比較され、その出力
信号の大きさに関連するパルス幅の駆動信号（ＰＷＭ制
御された信号）Ｖ₁が第１のドライバー回路ＤＲ１を介
して第１のスイッチング素子Ｓ１のゲートに付与され
る。この結果、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは、回路電力
に比例した出力電圧Ｖｓに基づいてＰＷＭ制御された駆
動信号Ｖ₁の第１のスイッチング素子Ｓ１への付与・停
止によって作動し、その出力電圧ＶｂはコイルＬ，コン
デンサＣ１，ダイオードＤ１などとの協働作用により、
直流電源Ｅ１の電圧Ｖａより低い電圧に制御されると共
に、その出力電力Ｐｓはほぼ一定に維持される。

【００４８】この状態において、図９（ａ）に示すよう
に、第２の駆動回路ＰＤ２から第２のドライバー回路Ｄ
Ｒ２を介してオンデューティ比，周波数が一定であり、
時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃・・・において交互にハイレベル，
ロウレベルとなる駆動信号Ｖ₂が第２のスイッチング素
子Ｓ２のゲートに付与されると、第２のスイッチング素
子Ｓ２は、同図（ｂ）に示すように、時点ｔ₁において
オン状態になる。第２のスイッチング素子Ｓ２がオン状
態になると、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧
発生回路ＨＣにおける出力トランスＴＲの一次コイルＴ
Ｒａ，第２のスイッチング素子Ｓ２には、同図（ｃ）に
示すように、ほぼ直線的に増加するコイル電流Ｉｃが流
れることにより、出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａ
には電磁エネルギーが蓄積される。

【００４９】第２の駆動回路ＰＤ２から第２のスイッチ
ング素子Ｓ２に付与される駆動信号Ｖ₂は、デューティ
比及び周波数が一定であることから、第２のスイッチン
グ素子Ｓ２は、これらの駆動条件に従って規則的に、図
９（ｂ）に示すように、時点ｔ₂においてオン状態から
オフ状態になる。これにより、コイル電流Ｉｃも同図
（ｃ）に示すように時点ｔ₂において流れなくなる。こ
の際に、出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａに蓄積さ
れた電磁エネルギーの作用に基づき、二次コイルＴＲｂ
には一次コイルＴＲａと二次コイルＴＲｂとの卷線比に
よるパルス状の高周波電圧が発生し、希ガス放電灯ＤＬ
の外部電極５，６に印加される。そして、外部電極５，
６間には放電が生起され、希ガス放電灯ＤＬは点灯状態
になり、同図（ｄ）に示すように、ほぼ時点ｔ₂からラ
ンプ電流Ｉｂが流れ始めると共に、希ガス放電灯ＤＬが
コンデンサを形成する関係で同放電灯に電荷が蓄積され
る。ランプ電流Ｉｂが０になると、希ガス放電灯ＤＬに
蓄積された電荷が再びランプ電流として最初の期間Ｔ₁
（図１５参照）の方向とは逆方向に流れるようになる。
尚、この逆方向の期間Ｔ₂を便宜的に跳ね返り期間と呼
称する。これに伴って、希ガス放電灯ＤＬは、図９
（ｅ）に示すように、発光（φ）を呈する。

【００５０】次に、図９（ａ）に示すように、時点ｔ₃
において駆動信号Ｖ₂が再びハイレベルになると、第２
のスイッチング素子Ｓ２は、同図（ｂ）に示すように、
時点ｔ₃において再びオン状態になる。これによって、
出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａには再びコイル電
流Ｉｃが流れるのであるが、同図（ｃ）に示すように、
時点ｔ₃（ｔ₁）においてパルス的に流れた後、ほぼ直線
的に増加する。このパルス的なコイル電流Ｉｃに基づい
て出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂには電力が供給
される関係で、跳ね返り期間Ｔ₂中に流れるランプ電流
に同図（ｄ）において斜線で示すランプ電流Ｉｂｊが重
畳されると共に、同図（ｅ）において斜線で示す光量φ
ｊがランプ光量φに重畳される。

【００５１】特に、図９（ｂ）に示すように、第２のス
イッチング素子Ｓ２がオフ状態からオン状態に反転する
時点ｔ₃が、出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂ側の
実効インダクタンスと希ガス放電灯ＤＬが点灯した状態
の実効静電容量とにより発生するランプ電流の自由振動
の最初の１周期以内（好ましくはランプ電流の方向が反
転する跳ね返り期間Ｔ₂の間）に設定されているため
に、上述の斜線で示す電流Ｉｂｊを、ランプ電流の自由
振動成分に有効に重畳させることができる。以下、時点
ｔ₃以降も時点ｔ₁〜ｔ₃期間と同様な動作が継続的に繰
り返し行なわれる。

【００５２】ところで、この点灯装置において、ＤＣ／
ＤＣコンバータＣＶにおける第１のスイッチング素子Ｓ
１は電力検出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓに基づいてＰ
ＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁によってスイッチングされ
る関係で、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧発
生回路ＨＣにはほぼ一定の電力が供給される。この結
果、希ガス放電灯ＤＬの光量はほぼ一定に維持されるこ
とになる。特に、この点灯装置では、直流電源Ｅ１の電
源変動，環境温度の変化，希ガス放電灯ＤＬのインピー
ダンス変化，高圧配線の漏れ電流などによる希ガス放電
灯ＤＬの光量変化を軽減できるものである。

【００５３】例えば電源変動により直流電源Ｅ１の電圧
Ｖａが高くなると、電圧Ｖｂも高くなり、高周波電圧発
生回路ＨＣに供給される電力も大きくなる。これと同時
に、抵抗Ｒｃ，Ｒｄによって分配された電圧Ｖ_INが高く
なると共に、回路電流Ｉｅも増加することから、電力検
出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓは高くなる。しかしなが
ら、この出力電圧ＶｓはＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにお
ける第１の駆動回路ＰＤ１にフィードバックされ、第１
の駆動回路ＰＤ１からはＰＷＭ制御によってハイレベル
期間が短縮された駆動信号Ｖ₁が出力される。第１のス
イッチング素子Ｓ１は、この駆動信号Ｖ₁によってオン
期間が短くなるようにスイッチング制御される結果、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧発生回路ＨＣに
はほぼ一定の電力が供給されることになる。尚、電圧Ｖ
ａが低下した場合には上述とは逆の動作が行なわれる。

【００５４】又、直流電源Ｅ１の電圧Ｖａが一定である
にも拘らず、環境温度の変化などによって希ガス放電灯
ＤＬの特性が変化し、ランプ電流が減少したり、或いは
増加したりすることがある。例えばランプ電流Ｉｂが減
少した場合、高周波電圧発生回路ＨＣに供給される電力
は減少し、希ガス放電灯ＤＬの光量も定常状態よりも少
なくなる。この場合、図９（ｃ）に示す時点ｔ₂におけ
るコイル電流Ｉｃ（回路電流Ｉｅ）も小さくなることか
ら、電力検出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓは低くなる。
この結果、第１の駆動回路ＰＤ１からはＰＷＭ制御によ
ってオン期間が増大された駆動信号Ｖ₁が出力される。
第１のスイッチング素子Ｓ１は、この駆動信号Ｖ₁によ
ってスイッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコンバー
タＣＶから高周波電圧発生回路ＨＣにはほぼ一定の電力
が供給されることになり、希ガス放電灯ＤＬの光量もほ
ぼ一定に維持されることになる。

【００５５】この実施例によれば、電力検出回路ＰＤＥ
Ｔから出力される回路電力に比例した電圧ＶｓはＤＣ／
ＤＣコンバータＣＶの第１の駆動回路ＰＤ１に入力さ
れ、第１の駆動回路ＰＤ１からは上述の電圧Ｖｓに基づ
いてＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₁が出力され、この駆
動信号Ｖ₁によって第１のスイッチング素子Ｓ１がスイ
ッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶか
ら高周波電圧発生回路ＨＣにはほぼ一定の電力が供給さ
れる。このために、高周波電圧発生回路ＨＣへの入力電
力は電源変動，環境の温度変化，希ガス放電灯の特性変
化などに影響されることなくほぼ一定に制御することが
できる。従って、希ガス放電灯ＤＬの光量を安定化させ
ることができる。

【００５６】又、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは高周波電
圧発生回路ＨＣに一定の電力を供給するように構成され
ているために、高周波電圧発生回路ＨＣの構成を何の制
御も不要で、第２のスイッチング素子Ｓ２のオン・オフ
動作を単に一定周期で繰り返すだけの単純な構成にでき
る。従って、回路構成が簡単になり、コストの低減が可
能になる。

【００５７】さらには、希ガス放電灯ＤＬの点灯状態に
おけるランプ電流Ｉｂは出力トランスＴＲの二次コイル
ＴＲｂ側の実効インダクタンスと希ガス放電灯ＤＬが点
灯した状態の実効静電容量とによる自由振動に基づいて
流れるのであるが、ランプ電流の方向が反転する跳ね返
り期間Ｔ₂に、第２のスイッチング素子Ｓ２が再びオン
動作する際に生ずるパルス的なコイル電流に基づき、図
９（ｄ）において斜線で示すランプ電流Ｉｂｊが重畳さ
れる。このために、高周波電圧発生回路ＨＣの入力電流
をことさらに増加させなくても、実質的にランプ電流を
増加させることができ、これに伴って、明るさも同図
（ｅ）において斜線で示すようにさらに増加させること
ができる。従って、希ガス放電灯ＤＬの光量増加のみな
らず、点灯装置の効率も高めることができる。

【００５８】図１０は本発明にかかる定電力化回路の希
ガス放電灯の点灯装置への異なった適用例を示すもので
あって、基本的な回路構成と動作は図２及び図３に示す
希ガス放電灯の点灯装置とほぼ同じである。異なる点
は、高周波電圧発生回路ＨＣにおける第２のスイッチン
グ素子Ｓ２に抵抗Ｒｈを直列的に接続したことと、第２
のスイッチング素子Ｓ２と抵抗Ｒｈとの接続点に抵抗Ｒ
２，コンデンサＣ３よりなる積分回路（ＤＣ変換回路）
ＳＤを接続したことと、この積分回路ＳＤの出力電圧Ｖ
_Hによって第２の定電流回路ＣＣ２を制御することであ
る。

【００５９】この実施例によれば、第２の定電流回路Ｃ
Ｃ２から第２の電界効果形トランジスタＱｂに供給され
る電流Ｉｓは高周波電圧発生回路ＨＣの一次側に流れる
コイル電流Ｉｃに比例することになるために、高周波電
圧発生回路ＨＣへの供給電力の定電力化を、動作状態に
応じて精度よく行なうことができる。

【００６０】尚、本発明は、何ら上記実施例にのみ制約
されることなく、例えば第１，第２の電界効果形トラン
ジスタに直列に接続される抵抗は省略することもでき
る。又、第１，第２のスイッチング素子はＦＥＴの他、
トランジスタなども利用可能である。又、第１，第２の
ドライバー回路は省略することもできる。又、点灯装置
に組み込まれる希ガス放電灯において、外囲器に装着さ
れる絶縁部材は透光性シートの他に、熱収縮性樹脂チュ
ーブを適用したりすることもできるし、或いは省略する
こともできるし、発光層はアパーチャ部を省略して外囲
器の内面全体に形成することもできるし、外部電極の側
縁部に鋸歯状などの異形部を形成したりすることもでき
る。さらには、外部電極の形態において、帯状とは全体
としての形態が帯状であることを意味し、側縁部や側縁
部でない部分に異形部，孔などが存在したりするものも
含まれるものとする。

【００６１】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、電力検出
回路からは、回路電圧に比例した出力抵抗を呈する電圧
・抵抗変換回路と回路電流に比例した電流に制御される
第２の定電流回路とによって、回路電力に比例する電圧
が出力され、この出力電圧はＤＣ／ＤＣコンバータにお
ける第１の駆動回路に付与される。従って、ＤＣ／ＤＣ
コンバータにおける第１のスイッチング素子はこのよう
な出力電圧に基づいてＰＷＭ制御された駆動信号によっ
てスイッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ
から負荷側には、直流電源の電源変動，環境温度の変
化，負荷側の特性変化などにあまり影響されることな
く、ほぼ一定の電力を供給できる。

【００６２】又、この電力検出回路は、回路構成が比較
的に簡単であることから、電圧・抵抗変換回路，第２の
定電流回路，分圧抵抗などのＩＣ化が容易であり、小形
化が容易である上に、量産によって比較的に安価に製造
することができる。従って、定電力化回路も安価に構成
することが可能になる。

【００６３】特に、電圧・抵抗変換回路において、第
１，第２の電界効果形トランジスタのドレイン側に抵抗
を接続すれば、第１，第２の電界効果形トランジスタの
ドレイン・ソース電圧対ドレイン・ソース電流の直線性
の範囲を拡大できることから、第２の電界効果形トラン
ジスタのドレイン・ソース間の抵抗はオペアンプへの入
力電圧信号に比例した良好な抵抗を呈する。従って、出
力端子には回路電力に比例したより精度の高い電圧が出
力されることから、定電力化回路として優れた機能が得
られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる定電力化回路を示す電気回路
図。

【図２】図１に示す第１の駆動回路の電気回路図。

【図３】本発明にかかる定電力化回路の異なった実施例
を示す電気回路図。

【図４】図１に示す定電力化回路の希ガス放電灯の点灯
装置への適用例を示す電気回路図。

【図５】図４に示す希ガス放電灯の縦断面図。

【図６】図５に示す希ガス放電灯に適用したシート構体
の展開図。

【図７】図６のＸ−Ｘ断面図。

【図８】図５に示す希ガス放電灯の製造方法を説明する
ための縦断面図。

【図９】図４の動作説明図であって、同図（ａ）は第２
の駆動回路の出力タイミング図、同図（ｂ）は第２のス
イッチング素子の動作タイミング図、同図（ｃ）はコイ
ル電流図、同図（ｄ）はランプ電流図、同図（ｅ）は発
光波形図。

【図１０】図１に示す定電力化回路の希ガス放電灯の点
灯装置への異なった適用例を示す電気回路図。

【図１１】先行技術にかかる希ガス放電灯の縦断面図。

【図１２】先行技術にかかる希ガス放電灯の点灯装置の
電気回路図。

【図１３】改良された先行技術にかかる希ガス放電灯の
点灯装置の電気回路図。

【図１４】図１３の動作説明図であって、同図（ａ）は
駆動回路の出力タイミング図、同図（ｂ）はスイッチン
グ素子の動作タイミング図、同図（ｃ）はコイル電流
図、同図（ｄ）はランプ電流図、同図（ｅ）は発光波形
図。

【図１５】図１４の拡大図であって、同図（ａ）はスイ
ッチング素子の動作タイミング図、同図（ｂ）はランプ
電流図。

【符号の説明】

ＰＤＥＴ電力検出回路ＶＲＣ電圧・抵抗変換回路Ｑａ第１の電界効果形トランジスタＱｂ第２の電界効果形トランジスタＯＰオペアンプＣＣ１第１の定電流回路ＣＣ２第２の定電流回路Ｒａ〜Ｒｈ抵抗Ｒ１〜Ｒ２抵抗ＬＤ負荷回路ＤＬ希ガス放電灯Ｅ１直流電源Ｅ２基準電源（基準電圧）ＨＣ高周波電圧発生回路ＴＲ出力トランスＴＲａ一次コイルＴＲｂ二次コイルＣＶＤＣ／ＤＣコンバータＬコイルＣ１〜Ｃ４コンデンサＤ１ダイオードＳ１第１のスイッチング素子Ｓ２第２のスイッチング素子ＰＤ１第１の駆動回路ＰＤ２第２の駆動回路ＯＰ１エラーアンプＯＰ２比較回路ＤＲ１第１のドライバー回路ＤＲ２第２のドライバー回路ＯＳＣ三角波発振器ＳＤ積分回路１外囲器２発光層２ａアパーチャ部３シート構体４透光性シート（絶縁部材）５，６外部電極７第１の開口部８第２の開口部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧・抵抗変換回路を含む電力検出回路
と、第１のスイッチング素子、この第１のスイッチング
素子にＰＷＭ制御された駆動信号を付与する第１の駆動
回路を含むＤＣ／ＤＣコンバータとを具備し、前記電力
検出回路は、少なくとも、第１，第２の電界効果形トラ
ンジスタ、第１の電界効果形トランジスタに直列的に接
続した第１の定電流回路、第１，第２の入力端子及び出
力端子を有し、出力端子を第１，第２の電界効果形トラ
ンジスタのゲートに、第１の入力端子を第１の定電流回
路の出力側にそれぞれ接続したオペアンプを含む電圧・
抵抗変換回路と、回路に並列的に接続し、回路電圧に比
例した電圧を発生するように構成した複数の分圧抵抗の
直列回路と、電圧・抵抗変換回路における第２の電界効
果形トランジスタに直列的に接続し、回路電流に比例し
た電流を第２の電界効果形トランジスタに供給する第２
の定電流回路とから構成し、前記電圧・抵抗変換回路
を、第１，第２の電界効果形トランジスタのドレイン・
ソース間の抵抗がオペアンプの第２の入力端子に付与さ
れる電圧信号に応じた抵抗値を呈するように作動させる
と共に、第２の電界効果形トランジスタに回路電流に比
例した電流を供給することにより、電力検出回路におけ
る第２の定電流回路の出力側から回路電力に比例した電
圧を出力し、この電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに付与す
ることによりＤＣ／ＤＣコンバータから負荷回路への供
給電力を定電力化することを特徴とする定電力化回路。
【請求項２】前記第１の定電流回路と第１の電界効果
形トランジスタとの間及び第２の定電流回路と第２の電
界効果形トランジスタとの間にそれぞれ抵抗を直列的に
接続すると共に、オペアンプの第１の入力端子を第１の
定電流回路と抵抗との接続点に接続し、かつ回路電力に
比例した出力電圧を第２の定電流回路と抵抗との接続点
から取り出し、ＤＣ／ＤＣコンバータに付与するように
構成したことを特徴とする請求項１に記載の定電力化回
路。
【請求項３】前記電圧・抵抗変換回路において、第
１，第２の電界効果形トランジスタは、ゲート電圧対ド
レイン・ソース間の抵抗特性が同一又は近似しているこ
とを特徴とする請求項１に記載の定電力化回路。
【請求項４】前記電圧・抵抗変換回路において、第
１，第２の電界効果形トランジスタは、同一ペレットに
隣接又は近接して配置したことを特徴とする請求項１に
記載の定電力化回路。
【請求項５】前記第２の定電流回路に、回路に直列的
に接続した抵抗に生ずる電圧をフィードバックすること
により、第２の定電流回路から第２の電界効果形トラン
ジスタに回路電流に比例した電流を供給するように構成
したことを特徴とする請求項１に記載の定電力化回路。
【請求項６】前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくと
も、第１のスイッチング素子と、コイルと、コンデンサ
と、ダイオードと、電力検出回路からの出力信号に基づ
いてＰＷＭ制御された駆動信号を第１のスイッチング素
子に付与する第１の駆動回路とから構成したことを特徴
とする請求項１に記載の定電力化回路。
【請求項７】前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける第１
の駆動回路は、少なくとも、電力検出回路からの信号と
基準電圧との誤差分に応じた信号を出力するエラーアン
プと、三角波発振器と、エラーアンプ及び三角波発振器
の出力信号に基づいてＰＷＭ制御された信号を出力する
オペアンプとから構成したことを特徴とする請求項６に
記載の定電力化回路。
【請求項８】電圧・抵抗変換回路を含む電力検出回路
と、第１のスイッチング素子、この第１のスイッチング
素子にＰＷＭ制御された駆動信号を付与する第１の駆動
回路を含むＤＣ／ＤＣコンバータと、一次コイル，二次
コイルを有する出力トランス、出力トランスの一次コイ
ルに直列的に接続した第２のスイッチング素子，電流検
出回路、及び第２のスイッチング素子にデューティ比，
周波数が一定の駆動信号を付与する第２の駆動回路を含
み、第２のスイッチング素子のスイッチング動作に基づ
いて出力トランスの二次コイル側にパルス状の高周波電
圧を発生する高周波電圧発生回路と、内面に発光層を有
し、かつ内部空間に希ガスを封入した外囲器の外周面に
金属部材よりなる帯状の一対の外部電極を、外囲器のほ
ぼ全長に亘って互いに離隔して配置してなる希ガス放電
灯とを具備し、前記電力検出回路は、少なくとも、第
１，第２の電界効果形トランジスタ、第１の電界効果形
トランジスタに直列的に接続した第１の定電流回路、第
１，第２の入力端子及び出力端子を有し、出力端子を第
１，第２の電界効果形トランジスタのゲートに、第１の
入力端子を第１の定電流回路の出力側にそれぞれ接続し
たオペアンプを含む電圧・抵抗変換回路と、回路に並列
的に接続し、回路電圧に比例した電圧を発生するように
構成した複数の分圧抵抗の直列回路と、電圧・抵抗変換
回路における第２の電界効果形トランジスタに直列的に
接続し、回路電流に比例した電流を第２の電界効果形ト
ランジスタに供給する第２の定電流回路とから構成し、
前記高周波電圧発生回路の入力側に電力検出回路及びＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを、出力側に希ガス放電灯をそれぞ
れ接続し、前記電圧・抵抗変換回路を、第１，第２の電
界効果形トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗がオ
ペアンプの第２の入力端子に付与される電圧信号に応じ
た抵抗値を呈するように作動させると共に、第２の電界
効果形トランジスタに回路電流に比例した電流を供給す
ることにより、電力検出回路における第２の定電流回路
の出力側から回路電力に比例した電圧を出力し、この電
圧をＤＣ／ＤＣコンバータに付与することによりＤＣ／
ＤＣコンバータから高周波電圧発生回路への供給電力を
定電力化することを特徴とする希ガス放電灯の点灯装
置。
【請求項９】前記高周波電圧発生回路における第２の
駆動回路から出力される駆動信号のオンデューティ比を
６０％以上に設定したことを特徴とする請求項８に記載
の希ガス放電灯の点灯装置。
【請求項１０】前記高周波電圧発生回路における第２
のスイッチング素子のオフ期間を、出力トランスの二次
コイル側の実効インダクタンスと希ガス放電灯が点灯し
た状態の実効静電容量とにより発生するランプ電流の自
由振動の最初の１周期以内に設定したことを特徴とする
請求項８に記載の希ガス放電灯の点灯装置。
【請求項１１】前記電力検出回路における第２の定電
流回路に、電力検出回路，ＤＣ／ＤＣコンバータ，高周
波電圧発生回路のいずれかの回路に直列的に接続した抵
抗に生ずる電圧をフィードバックすることにより、第２
の定電流回路から第２の電界効果形トランジスタに回路
電流に比例した電流を供給するように構成したことを特
徴とする請求項８に記載の希ガス放電灯の点灯装置。
【請求項１２】前記高周波電圧発生回路における第２
のスイッチング素子に抵抗を直列的に接続すると共に、
この抵抗に発生する電圧を積分回路を介して電力検出回
路における第２の定電流回路に、制御信号としてフィー
ドバックしたことを特徴とする請求項１１に記載の希ガ
ス放電灯の点灯装置。