JP2001050992A - 電力検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路構成を比較的に簡単かつ安価に構成でき
る電力検出回路を提供する。 【解決手段】 第１，第２の電界効果形トランジスタＱ
ａ，Ｑｂ、第１の電界効果形トランジスタに接続した第
１の定電流回路ＣＣ１、第１，第２の入力端子及び出力
端子を有し、出力端子を第１，第２の電界効果形トラン
ジスタのゲートに、第１の入力端子を第１の定電流回路
に接続したオペアンプを含む電圧・抵抗変換回路ＶＲＣ
と、回路電圧Ｖａに比例した電圧を発生するように構成
した複数の分圧抵抗Ｒｃ，Ｒｄの直列回路と、回路電流
に比例した電流を第２の電界効果形トランジスタに供給
する第２の定電流回路ＣＣ２とを備え、電圧・抵抗変換
回路を、その出力抵抗が入力電圧信号Ｖ_INに応じた抵抗
値を呈するように作動させると共に、第２の電界効果形
トランジスタに回路電流に比例した電流を供給すること
により、第２の定電流回路の出力側から回路電力に比例
した電圧を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は電力検出回路に関
し、特に被測定電圧（回路電圧）に比例した出力抵抗及
び被測定電流（回路電流）に比例した電流を利用した電
力検出回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種の電力検出回路には、例え
ば電流力計型電力計，誘導型電力計などの電力計、マイ
クロコンピュ−タを用いた電力計などがあり、各種分野
にて広く使用されている。

【０００３】例えば前者の電力計は、それの電流検出端
子に被測定電流の回路を、電圧検出端子に被測定電圧の
回路をそれぞれ接続することにより、回路電力が測定さ
れるものである。

【０００４】後者の電力計は、例えば被測定電流を検出
する電流検出回路と、被測定電圧を検出する電圧検出回
路と、検出された電流及び電圧をそれぞれＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号を取り
込み、演算処理して電力に対応する信号を出力するマイ
クロコンピ−タと、マイクロコンピ−タからの信号に基
づいて電力表示を行なう表示装置とから構成されてい
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の前者
の電力計は各種分野にて広く使用されている反面、構造
上、小形化が難しいことから、小形機器への組み込みが
制約され易いという問題がある。

【０００６】又、後者の電力計は取り扱いが簡単である
上に、測定精度が高いという特徴を有するものの、回路
構成が複雑であり、かつ高価であるために、廉価な機器
への適用が難しいという問題を有している。

【０００７】それ故に、本発明の目的は、回路構成を比
較的に簡単かつ安価に構成できる電力検出回路を提供す
ることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】従って、本発明は、上述
の目的を達成するために、第１，第２の電界効果形トラ
ンジスタ、第１の電界効果形トランジスタに直列的に接
続した第１の定電流回路、第１，第２の入力端子及び出
力端子を有し、出力端子を第１，第２の電界効果形トラ
ンジスタのゲ−トに、第１の入力端子を第１の定電流回
路にそれぞれ接続したオペアンプを含む電圧・抵抗変換
回路と、回路に並列的に接続し、回路電圧に比例した電
圧を発生するように構成した複数の分圧抵抗の直列回路
と、電圧・抵抗変換回路における第２の電界効果形トラ
ンジスタに直列的に接続し、回路電流に比例した電流を
第２の電界効果形トランジスタに供給する第２の定電流
回路とを具備し、前記電圧・抵抗変換回路を、第１，第
２の電界効果形トランジスタのドレイン・ソ−ス間の抵
抗がオペアンプの第２の入力端子に付与される電圧信号
に応じた抵抗値を呈するように作動させると共に、第２
の電界効果形トランジスタに回路電流に比例した電流を
供給することにより、第２の定電流回路の出力側から回
路電力に比例した電圧を出力するように構成したことを
特徴とする。又、本発明の第２の発明は、前記第１の定
電流回路と第１の電界効果形トランジスタとの間及び第
２の定電流回路と第２の電界効果形トランジスタとの間
にそれぞれ抵抗を直列的に接続すると共に、オペアンプ
の第１の入力端子を第１の定電流回路と抵抗との接続点
に接続し、かつ回路電力に比例した出力電圧を第２の定
電流回路と抵抗との接続点から取り出すように構成した
ことを特徴とする。

【０００９】又、本発明の第３の発明は、前記電圧・抵
抗変換回路において、第１，第２の電界効果形トランジ
スタは、ゲ−ト電圧対ドレイン・ソ−ス間の抵抗特性が
同一又は近似していることを特徴とし、第４の発明は、
前記電圧・抵抗変換回路において、第１，第２の電界効
果形トランジスタは、同一ペレットに隣接又は近接して
配置したことを特徴とする。

【００１０】さらに、本発明の第５の発明は、前記第２
の定電流回路に、回路に直列的に接続した抵抗に生ずる
電圧をフィ−ドバックすることにより、第２の定電流回
路から第２の電界効果形トランジスタに回路電流に比例
した電流を供給するように構成したことを特徴とし、第
６の発明は、前記第２の定電流回路の出力側に直流電圧
計を接続することにより、回路電力に比例した電圧を測
定することを特徴とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】次に、本発明にかかる電力検出回
路について図１を参照して説明する。同図において、Ｐ
ＤＥＴは電力検出回路ＰＤＥＴであって、例えば直流電
源Ｅ１に並列的に接続された分圧抵抗Ｒｃ，Ｒｄの直列
回路と、電圧・抵抗変換回路ＶＲＣと、電圧・抵抗変換
回路ＶＲＣの抵抗Ｒｂと直流電源Ｅ１との間に接続され
た第２の定電流回路ＣＣ２と、回路に直列的に接続され
た抵抗Ｒｅとから構成されており、抵抗Ｒｃと抵抗Ｒｄ
との接続点はオペアンプＯＰの第２の入力端子に接続さ
れている。又、この電力検出回路ＰＤＥＴには抵抗Ｒｅ
を介して負荷回路ＬＤが直列的に接続されており、出力
端子Ｔｂには直流電圧計ＤＶが接続されている。尚、第
２の定電流回路ＣＣ２は、それにフィ−ドバックされる
抵抗Ｒｅの端子電圧によって回路電流Ｉｅに比例した電
流Ｉｓが流れるように制御される。

【００１２】上述の電圧・抵抗変換回路ＶＲＣは、例え
ば第１の定電流回路ＣＣ１と、第１の定電流回路ＣＣ１
に抵抗Ｒａを介して直列的に接続された第１の電界効果
形トランジスタＱａと、第２の定電流回路ＣＣ２に抵抗
Ｒｂを介して直列的に接続された第２の電界効果形トラ
ンジスタＱｂと、第１，第２の入力端子及び出力端子を
有し、出力端子が第１，第２の電界効果形トランジスタ
Ｑａ，Ｑｂのゲ−トに、第１の入力端子（例えば−で表
示された反転入力端子）が第１の定電流回路ＣＣ１の出
力側（第１の定電流回路ＣＣ１と抵抗Ｒａとの接続点）
にそれぞれ接続されたオペアンプＯＰとから構成されて
いる。尚、Ｔａは入力端子、Ｔｂは出力端子であり、入
力端子ＴａはオペアンプＯＰの第２の入力端子（例えば
＋で表示された非反転入力端子）に、出力端子Ｔｂは第
２の定電流回路ＣＣ２と抵抗Ｒｂとの接続点にそれぞれ
接続されている。

【００１３】特に、第１，第２の電界効果形トランジス
タＱａ，Ｑｂは、好ましくは同一ペレットに隣接又は近
接して配置されており、それぞれのゲート電圧対ドレイ
ン・ソース間の抵抗特性が同一又は近似するように設定
されている。又、抵抗Ｒａ，Ｒｂは同一の抵抗値が推奨
されるが、異なった抵抗値に設定することも可能であ
る。

【００１４】このように構成された電力検出回路ＰＤＥ
Ｔは、次のように動作する。まず、直流電源Ｅ１の電圧
（被測定電圧）Ｖａが抵抗Ｒｃ，Ｒｄの抵抗比によって
分圧され、分圧された電圧は入力端子Ｔａを介してオペ
アンプＯＰの第２の入力端子に入力電圧信号Ｖ_INとして
付与される。すると、オペアンプＯＰの出力端子からは
信号が出力され、第１，第２の電界効果形トランジスタ
Ｑａ，Ｑｂのゲートに供給され、第１，第２の電界効果
形トランジスタＱａ，Ｑｂはオン状態になる。第１の電
界効果形トランジスタＱａがオン状態になると、第１の
定電流回路ＣＣ１から抵抗Ｒａを介して第１の電界効果
形トランジスタＱａに電流Ｉｐが流れる。これによっ
て、第１の定電流回路ＣＣ１と抵抗Ｒａとの接続点に
は、抵抗Ｒａの抵抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トラ
ンジスタＱａのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１によ
る電圧Ｖｐ［Ｖｐ＝Ｉｐ×（Ｒａ＋ＲＤＳ１）］が発生
し、オペアンプＯＰの第１の入力端子にフィードバック
される。この結果、電圧Ｖｐは電圧信号Ｖ_INに比例した
電圧値に制御される。ここで、Ｋを比例定数とすると、
電圧Ｖｐと電圧信号Ｖ_INとは Ｖｐ＝Ｉｐ×（Ｒａ＋Ｒ
ＤＳ１）＝Ｋ×Ｖ_IN の関係を有することから、抵抗Ｒ
ａの抵抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トランジスタＱ
ａのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１の和は、 Ｒａ
＋ＲＤＳ１＝（Ｋ／Ｉｐ）×Ｖ_IN となる。従って、抵
抗（Ｒａ）及び第１の電界効果形トランジスタＱａのド
レイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１の和（Ｒａ＋ＲＤＳ
１）は入力電圧信号Ｖ_INに比例することになる。

【００１５】一方、第１の電界効果形トランジスタＱａ
がオン状態になると同時に、第１の電界効果形トランジ
スタＱａへのゲート電圧と同じゲート電圧が第２の電界
効果形トランジスタＱｂのゲートにも付与されるため
に、第２の電界効果形トランジスタＱｂもオン状態にな
る。第１，第２の電界効果形トランジスタＱａ，Ｑｂは
同一ペレット上に隣接又は近接して配置されており、し
かも、それぞれのゲート電圧対ドレイン・ソース間の抵
抗特性が同一又は近似するように設定されているため
に、第２の電界効果形トランジスタＱｂのドレイン・ソ
ース間の抵抗ＲＤＳ２は第１の電界効果形トランジスタ
Ｑａのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ１とほぼ等しく
なり、抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗（Ｒａ，Ｒｂ）がＲａ＝Ｒ
ｂの場合、抵抗Ｒｂの抵抗（Ｒｂ）及び第２の電界効果
形トランジスタＱｂのドレイン・ソース間の抵抗ＲＤＳ
２の和は電圧信号Ｖ_INに比例した抵抗値を呈する。そし
て、第２の電界効果形トランジスタＱｂには第２の定電
流回路ＣＣ２の制御によって回路電流Ｉｅ（即ち、被測
定電流）に比例した電流Ｉｓが流れることから、電圧・
抵抗変換回路ＶＲＣの出力端子Ｔｂに生ずる出力電圧Ｖ
ｓは、抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗（Ｒａ，Ｒｂ）がＲａ＝Ｒ
ｂの場合、 Ｖｓ＝Ｉｓ×（Ｒｂ＋ＲＤＳ２）＝（Ｋ１×Ｉｅ）×
（Ｋ２×Ｖａ）＝Ｋ３×Ｉｅ×Ｖａ＝Ｋ３×Ｐｓ となり、出力電圧Ｖｓは被測定電力Ｐｓに比例すること
になる。尚、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３は比例定数である。従っ
て、直流電圧計ＤＶは被測定電力Ｐｓに比例した電圧値
を示すことになる。特に、この直流電圧計ＤＶを電力目
盛にすれば、被測定電力Ｐｓを直接的に読み取ることが
可能になる。

【００１６】この実施例によれば、回路電圧（被測定電
圧）Ｖａに比例した出力抵抗を呈する電圧・抵抗変換回
路ＶＲＣと回路電流（被測定電流）に比例した電流Ｉｓ
に制御される第２の定電流回路ＣＣ２とによって、出力
端子Ｔｂには被測定電力Ｐｓに比例する電圧Ｖｓが出力
される。従って、負荷回路ＬＤの消費電力を出力電圧Ｖ
ｓの検出によって精度よく測定できる。

【００１７】又、この電力検出回路ＰＤＥＴは、回路構
成が比較的に簡単であることから、電圧・抵抗変換回路
ＶＲＣ，第２の定電流回路ＣＣ２，分圧抵抗Ｒｃ及びＲ
ｄなどのＩＣ化が容易であり、小形化が容易である上
に、量産によって比較的に安価に製造することができ
る。

【００１８】さらに、電圧・抵抗変換回路ＶＲＣにおい
て、第１，第２の電界効果形トランジスタＱａ，Ｑｂの
ドレイン側に接続されている抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値を
適当な値に設定することにより、ドレイン・ソース電圧
対ドレイン・ソース電流の直線性の範囲を拡大できるこ
とから、第２の電界効果形トランジスタＱｂのドレイン
・ソース間の抵抗ＲＤＳ２はオペアンプＯＰへの入力電
圧信号Ｖ_INに比例した良好な抵抗を呈する。従って、出
力端子Ｔｂには被測定電力Ｐｓに比例したより精度の高
い電圧Ｖｓが出力され、電力検出回路として優れた機能
が得られる。

【００１９】図２〜図６は図１に示す電力検出回路ＰＤ
ＥＴの希ガス放電灯の点灯装置への応用例を示すもので
ある。同図において、ＤＬは希ガス放電灯であって、次
のように構成されている。即ち、１は、例えばガラスバ
ルブにて密閉状に構成された直管状の外囲器であって、
その内面には希土類蛍光体，ハロリン酸塩蛍光体などの
蛍光体よりなる発光層２が形成されている。特に、この
発光層２には所定の開口角で発光層の形成されないアパ
ーチャ部２ａがほぼ全長に亘って形成されている。そし
て、外囲器１の封着構造はガラスバルブの端部にディス
ク状の封着ガラス板を封着して構成されているが、例え
ば単にガラスバルブを加熱しながら縮径加工し溶断する
いわゆるトップシールによって構成することもできる。
尚、この外囲器１の密閉空間には後述するように水銀な
どの金属蒸気を含まないキセノンを主成分とする希ガス
が所定量封入されている。

【００２０】この外囲器１の外周面にはシート構体３が
密着するように巻回されている。このシート構体３は、
例えば外囲器１の全長とほぼ同程度の長さを有する絶縁
性の透光性シート４と、この透光性シート４の一方の面
に互いに所定の間隔だけ離隔配置して接着された金属部
材よりなる帯状の一対の外部電極５，６と、この外部電
極５，６の端部から導出された端子５１，６１と、透光
性シート４の一方の面及び外部電極５，６の面に付与さ
れた接着層９とから構成されている。尚、シート構体３
の外囲器１への装着状態において、外部電極５，６の一
方の側縁部間には第１の開口部７が、他方の側縁部間に
は第２の開口部８がそれぞれ形成されており、発光層２
からの光は主としてアパーチャ部２ａから第１の開口部
７を介して外部に放出される。

【００２１】上述のシート構体３は外囲器１の外周面
に、外部電極５，６が外囲器１と透光性シート４との間
に位置するように装着（巻回）されている。このシート
構体３の外囲器１への装着は、例えば図７に示すように
行われる。まず、シート構体３をステージ１０に展開状
態で配置する。次に、このシート構体３における透光性
シート４の一端４ａに外囲器１を配置すると共に、外囲
器１が一対の従動ローラ１１，１１にて透光性シート４
に押し付けられるようにセットした上で、ステージ１０
を若干Ｍ方向に移動させた後、Ｎ方向に移動させる。す
ると、外囲器１は透光性シート４の上を転動し、その外
周面にはシート構体３が巻回されることにより装着が行
われる。尚、シート構体３において、外部電極５，６は
その表面に形成された接着層９を利用して外囲器１の外
周面に接着されており、透光性シート４はそれの一方の
面に形成された接着層９を利用して巻回時に外囲器１の
外周面に接着されると共に、それぞれの端部４ａ，４ｂ
は第２の開口部８で重ね合わされて接着されている。

【００２２】上述の希ガス放電灯ＤＬの外囲器１の構成
部材としては、例えば１５０°Ｃにおける体積抵抗率が
１×１０⁹Ωｃｍ以上であり、酸化珪素，酸化硼素を主
成分とする鉛を含まない硼珪酸ガラス系（以下、便宜的
にＢＦＫガラスと呼称する）が好適する。このＢＦＫガ
ラスは、例えば酸化珪素（６７．６％），アルミナ（４
％），酸化硼素（１８％），酸化ナトリウム（１％），
酸化カリウム（８％），酸化リチウム（１％），酸化チ
タン（０．４％）などから構成されている。この他に
も、鉛ガラスやバリウムガラスなどが適用できる。この
バリウムガラスは、例えば珪酸，アルミナ，硼酸，カリ
ウム，バリウム，カルシウムなどの酸化物などから構成
されている。これらガラスの肉厚は０．２〜０．７ｍｍ
の範囲（好ましくは０．４〜０．７ｍｍの範囲）に設定
されている。しかしながら、肉厚が０．４ｍｍ未満、特
に０．２ｍｍ未満になると、外囲器１の機械的な強度が
極端に低下するために、量産設備による生産工程でのガ
ラス破損に伴う不良率が増加するようになるし、逆に、
肉厚が０．７ｍｍを超えると、縞状の放電状態が目視さ
れ、アパーチャ部２ａから放出される光にチラツキが生
ずることがある。従って、外囲器１の肉厚は上記範囲内
に設定することが望ましい。尚、場合によっては、外囲
器１の肉厚はそれの上限を逸脱して設定することも可能
である。

【００２３】又、この外囲器１の内部空間にはキセノン
ガスを主成分とする希ガスが封入されており、その封入
圧力は例えば８３〜２００トルの範囲に設定されてい
る。この範囲では始動特性，光出力（原稿面照度），チ
ラツキに関する改善効果が得られる。しかしながら、封
入圧力が８３トル未満になると、光出力に対する改善効
果が不十分になるし、逆に、封入圧力が２００トルを超
えると、始動特性が損なわれるのみならず、縞状の放電
状態が目視され、アパーチャ部２ａから放出される光に
チラツキが生ずることがある。従って、希ガスの封入圧
力は上記範囲内に設定することが望ましい。尚、希ガス
放電灯の用途，要求などによっては、希ガスの封入圧力
は上記範囲から逸脱して設定することも可能である。

【００２４】さらには、発光層２は、希ガス放電灯の用
途によって、使用する蛍光体が１種のみにて構成された
り、２種以上を混合して構成されたりする。例えば三波
長域発光形の場合には、例えば青色領域に発光スペクト
ルを有するユーロピウム付活アルミン酸バリウム・マグ
ネシウム蛍光体，緑色領域に発光スペクトルを有するセ
リウム・テルビウム付活リン酸ランタン蛍光体，赤色領
域に発光スペクトルを有するユーロピウム付活硼酸イッ
トリウム・ガドリウム蛍光体を混合してなる混合蛍光体
にて形成され、その付着量は１ｃｍ²当たり５〜３０ｍ
ｇの範囲に設定されている。この範囲では十分の光量
（光出力）が得られるものの、その付着量が５ｍｇ未満
になると、光量不足によって原稿面照度が不十分になる
し、逆に、付着量が３０ｍｇを超えると、均質な発光層
の形成が困難になる。従って、発光層２の付着量は上記
範囲内に設定することが望ましい。尚、希ガス放電灯の
用途，要求などによっては、発光層の付着量は上記範囲
から逸脱して設定することも可能である。

【００２５】一方、パルス状の高周波電圧を発生する高
周波電圧発生回路ＨＣは、例えば一次コイルＴＲａ，二
次コイルＴＲｂを有する出力トランスＴＲと、出力トラ
ンスＴＲの一次コイルＴＲａに直列的に接続された第１
のスイッチング素子Ｓ１と、第１のスイッチング素子Ｓ
１に付与する駆動信号Ｖ₁を発生する第１の駆動回路Ｐ
Ｄ１と、第１の駆動回路ＰＤ１と第１のスイッチング素
子Ｓ１のゲートとの間に接続された第１のドライバー回
路ＤＲ１とから構成されている。尚、第１のスイッチン
グ素子Ｓ１は、例えばＮチャンネルの電界効果形トラン
ジスタなどによって構成されている。又、第１の駆動回
路ＰＤ１は、一定のオンデューティ比（例えば６０％以
上の固定デューティ），一定の周波数（例えば５０〜１
００ＫＨｚ）の駆動信号が出力されるように構成されて
いる。

【００２６】この高周波電圧発生回路ＨＣと電力検出回
路ＰＤＥＴとの間には、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶが接
続されている。このＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは、例え
ば第２のスイッチング素子Ｓ２と、第２のスイッチング
素子Ｓ２に直列的に接続されたコイルＬと、コイルＬの
入力側（第２のスイッチング素子Ｓ２との接続側）とア
ースとの間に逆方向に接続されたダイオードＤ１と、コ
イルＬの出力側（高周波電圧発生回路ＨＣ側）とアース
との間に接続されたコンデンサＣ１と、第２のスイッチ
ング素子Ｓ２にＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation
）制御された駆動信号Ｖ₂を付与する第２の駆動回路Ｐ
Ｄ２と、第２のスイッチング素子Ｓ２の入力側（抵抗Ｒ
ｅ側）とアースとの間に接続され、回路電流Ｉｅを平均
値化した直流に平滑するコンデンサＣ３とから構成され
ている。尚、第２のスイッチング素子Ｓ２は、例えばＰ
チャンネルの電界効果形トランジスタなどによって構成
されている。特に、このＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは、
図示例では入力電圧（直流電源Ｅ１の電圧）Ｖａと出力
電圧Ｖｂとが Ｖａ＞Ｖｂ の関係を有する降圧型コン
バータとして構成されているが、例えば昇圧型コンバー
タ，昇降圧型コンバータ，極性反転型コンバータなどに
置換することも可能である。

【００２７】上述のＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにおける
第２の駆動回路ＰＤ２は、例えば図３に示すように、エ
ラーアンプ（誤差増幅器）ＯＰ１と、エラーアンプＯＰ
１の反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された
抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路と、エラーアンプ
ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に接続された基準電源
（基準電圧）Ｅ２と、非反転入力端子（＋）にエラーア
ンプＯＰ１の出力端子が接続された比較回路ＯＰ２と、
比較回路ＯＰ２の反転入力端子（−）に接続された三角
波発振器ＯＳＣと、比較回路ＯＰ２の出力側に接続され
た第２のドライバー回路ＤＲ２とから構成されており、
エラーアンプＯＰ１の反転入力端子（−）は電力検出回
路ＰＤＥＴの出力端子Ｔｂに、第２のドライバー回路Ｄ
Ｒ２の出力側は第２のスイッチング素子Ｓ２のゲートに
それぞれ接続されている。尚、比較回路ＯＰ２は、例え
ばオペアンプによって構成されている。

【００２８】さらに、高周波電圧発生回路ＨＣにおい
て、出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂには希ガス放
電灯ＤＬが、その外部電極５，６にパルス状の高周波電
圧が印加されるように接続されており、外部電極５，６
のうち一方の外部電極６が接地されている。特に、第１
の駆動回路ＰＤ１からの駆動信号Ｖ₁に基づく第１のス
イッチング素子Ｓ１のオフ期間は、出力トランスＴＲの
二次コイルＴＲｂ側の実効インダクタンスと希ガス放電
灯ＤＬが点灯した状態の実効静電容量とにより発生する
ランプ電流の自由振動の最初の１周期以内、好ましくは
ランプ電流の方向が反転する期間（以下、跳ね返り期間
と呼称する）の間に設定されている。

【００２９】このように構成された点灯装置は次のよう
に動作する。まず、直流電源Ｅ１を回路に接続すると、
電力検出回路ＰＤＥＴは図１で説明したように動作し、
出力端子Ｔｂからは回路電力に比例した電圧Ｖｓが出力
され、第２の駆動回路ＰＤ２におけるエラーアンプＯＰ
１の反転入力端子（−）に付与される。エラーアンプＯ
Ｐ１では電力検出回路ＰＤＥＴからの電圧Ｖｓと非反転
入力端子（＋）に接続された基準電圧Ｅ２との差分（誤
差分）が増幅され、比較回路ＯＰ２に入力される。比較
回路ＯＰ２ではエラーアンプＯＰ１の出力信号と三角波
発振器ＯＳＣからの三角波信号とが比較され、その出力
信号の大きさに関連するパルス幅の駆動信号（ＰＷＭ制
御された信号）Ｖ₂が第２のドライバー回路ＤＲ２を介
して第２のスイッチング素子Ｓ２のゲートに付与され
る。この結果、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは、回路電力
に比例した出力電圧Ｖｓに基づいてＰＷＭ制御された駆
動信号Ｖ₂の第２のスイッチング素子Ｓ２への付与・停
止によって作動し、その出力電圧ＶｂはコイルＬ，コン
デンサＣ１，ダイオードＤ１などとの協働作用により、
直流電源Ｅ１の電圧Ｖａより低い電圧に制御されると共
に、その出力電力Ｐｓはほぼ一定に維持される。

【００３０】この状態において、図８（ａ）に示すよう
に、第１の駆動回路ＰＤ１から第１のドライバー回路Ｄ
Ｒ１を介してオンデューティ比，周波数が一定であり、
時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃・・・において交互にハイレベル，
ロウレベルとなる駆動信号Ｖ₁が第１のスイッチング素
子Ｓ１のゲートに付与されると、第１のスイッチング素
子Ｓ１は、同図（ｂ）に示すように、時点ｔ₁において
オン状態になる。第１のスイッチング素子Ｓ１がオン状
態になると、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧
発生回路ＨＣにおける出力トランスＴＲの一次コイルＴ
Ｒａ，第１のスイッチング素子Ｓ１には、同図（ｃ）に
示すように、ほぼ直線的に増加するコイル電流Ｉｃが流
れることにより、出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａ
には電磁エネルギーが蓄積される。

【００３１】第１の駆動回路ＰＤ１から第１のスイッチ
ング素子Ｓ１に付与される駆動信号Ｖ₁は、デューティ
比及び周波数が一定であることから、第１のスイッチン
グ素子Ｓ１は、これらの駆動条件に従って規則的に、図
８（ｂ）に示すように、時点ｔ₂においてオン状態から
オフ状態になる。これにより、コイル電流Ｉｃも同図
（ｃ）に示すように時点ｔ₂において流れなくなる。こ
の際に、出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａに蓄積さ
れた電磁エネルギーの作用に基づき、二次コイルＴＲｂ
には一次コイルＴＲａと二次コイルＴＲｂとの巻線比に
よるパルス状の高周波電圧が発生し、希ガス放電灯ＤＬ
の外部電極５，６に印加される。そして、外部電極５，
６間には放電が生起され、希ガス放電灯ＤＬは点灯状態
になり、同図（ｄ）に示すように、ほぼ時点ｔ₂からラ
ンプ電流Ｉｂが流れ始めると共に、希ガス放電灯ＤＬが
コンデンサを形成する関係で同放電灯に電荷が蓄積され
る。ランプ電流Ｉｂが０になると、希ガス放電灯ＤＬに
蓄積された電荷が再びランプ電流として最初の期間Ｔ₁
（図９参照）の方向とは逆方向に流れるようになる。
尚、この逆方向の期間Ｔ₂を便宜的に跳ね返り期間と呼
称する。これに伴って、希ガス放電灯ＤＬは、図８
（ｅ）に示すように、発光（φ）を呈する。

【００３２】次に、図８（ａ）に示すように、時点ｔ₃
において駆動信号Ｖ₁が再びハイレベルになると、第１
のスイッチング素子Ｓ１は、同図（ｂ）に示すように、
時点ｔ₃において再びオン状態になる。これによって、
出力トランスＴＲの一次コイルＴＲａには再びコイル電
流Ｉｃが流れるのであるが、同図（ｃ）に示すように、
時点ｔ₃（ｔ₁）においてパルス的に流れた後、ほぼ直線
的に増加する。このパルス的なコイル電流Ｉｃに基づい
て出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂには電力が供給
される関係で、跳ね返り期間Ｔ₂中に流れるランプ電流
に同図（ｄ）及び図９（ｂ）において斜線で示すランプ
電流Ｉｂｊが重畳されると共に、図８（ｅ）において斜
線で示す光量φｊがランプ光量φに重畳される。

【００３３】特に、図８（ｂ）に示すように、第１のス
イッチング素子Ｓ１がオフ状態からオン状態に反転する
時点ｔ₃が、出力トランスＴＲの二次コイルＴＲｂ側の
実効インダクタンスと希ガス放電灯ＤＬが点灯した状態
の実効静電容量とにより発生するランプ電流の自由振動
の最初の１周期以内（好ましくはランプ電流の方向が反
転する跳ね返り期間Ｔ₂の間）に設定されているため
に、上述の斜線で示す電流Ｉｂｊを、ランプ電流の自由
振動成分に有効に重畳させることができる。以下、時点
ｔ₃以降も時点ｔ₁〜ｔ₃期間と同様な動作が継続的に繰
り返し行なわれる。

【００３４】ところで、この点灯装置において、ＤＣ／
ＤＣコンバータＣＶにおける第２のスイッチング素子Ｓ
２は電力検出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓに基づいてＰ
ＷＭ制御された駆動信号Ｖ₂によってスイッチングされ
る関係で、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧発
生回路ＨＣにはほぼ一定の電力が供給される。この結
果、希ガス放電灯ＤＬの光量はほぼ一定に維持されるこ
とになる。特に、この点灯装置では、直流電源Ｅ１の電
源変動，環境温度の変化，希ガス放電灯ＤＬのインピー
ダンス変化，高圧配線の漏れ電流などによる希ガス放電
灯ＤＬの光量変化を軽減できるものである。

【００３５】例えば電源変動により直流電源Ｅ１の電圧
Ｖａが高くなると、電圧Ｖｂも高くなり、高周波電圧発
生回路ＨＣに供給される電力も大きくなる。これと同時
に、抵抗Ｒｃ，Ｒｄによって分配された電圧Ｖ_INが高く
なると共に、回路電流Ｉｅも増加することから、電力検
出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓは高くなる。しかしなが
ら、この出力電圧ＶｓはＤＣ／ＤＣコンバータＣＶにお
ける第２の駆動回路ＰＤ２にフィードバックされ、第２
の駆動回路ＰＤ２からはＰＷＭ制御によってハイレベル
期間が短縮された駆動信号Ｖ₂が出力される。第２のス
イッチング素子Ｓ２は、この駆動信号Ｖ₂によってオン
期間が短くなるようにスイッチング制御される結果、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＶから高周波電圧発生回路ＨＣに
はほぼ一定の電力が供給されることになる。尚、電圧Ｖ
ａが低下した場合には上述とは逆の動作が行なわれる。

【００３６】又、直流電源Ｅ１の電圧Ｖａが一定である
にも拘らず、環境温度の変化などよって希ガス放電灯Ｄ
Ｌの特性が変化し、ランプ電流が減少したり、或いは増
加したりすることがある。例えばランプ電流Ｉｂが減少
した場合、高周波電圧発生回路ＨＣに供給される電力は
減少し、希ガス放電灯ＤＬの光量も定常状態よりも少な
くなる。この場合、図８（ｃ）に示す時点ｔ₂における
コイル電流Ｉｃ（回路電流Ｉｅ）も小さくなることか
ら、電力検出回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓは低くなる。
この結果、第２の駆動回路ＰＤ２からはＰＷＭ制御によ
ってオン期間が増大された駆動信号Ｖ₂が出力される。
第２のスイッチング素子Ｓ２は、この駆動信号Ｖ₂によ
ってスイッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコンバー
タＣＶから高周波電圧発生回路ＨＣにはほぼ一定の電力
が供給されることになり、希ガス放電灯ＤＬの光量もほ
ぼ一定に維持されることになる。

【００３７】この実施例によれば、電力検出回路ＰＤＥ
Ｔから出力される回路電力に比例した電圧ＶｓはＤＣ／
ＤＣコンバータＣＶの第２の駆動回路ＰＤ２に入力さ
れ、第２の駆動回路ＰＤ２からは上述の電圧Ｖｓに基づ
いてＰＷＭ制御された駆動信号Ｖ₂が出力され、この駆
動信号Ｖ₂によって第２のスイッチング素子Ｓ２がスイ
ッチング制御される結果、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶか
ら高周波電圧発生回路ＨＣにはほぼ一定の電力が供給さ
れる。このために、高周波電圧発生回路ＨＣへの入力電
力は電源変動，環境の温度変化，希ガス放電灯の特性変
化などに影響されることなくほぼ一定に制御することが
できる。従って、希ガス放電灯ＤＬの光量を安定化させ
ることができる。

【００３８】又、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶは高周波電
圧発生回路ＨＣに一定の電力を供給するように構成され
ているために、高周波電圧発生回路ＨＣの構成を何の制
御も不要で、第１のスイッチング素子Ｓ１のオン・オフ
動作を単に一定周期で繰り返すだけの単純な構成にでき
る。従って、回路構成が簡単になり、コストの低減が可
能になる。

【００３９】さらには、希ガス放電灯ＤＬの点灯状態に
おけるランプ電流Ｉｂは出力トランスＴＲの二次コイル
ＴＲｂ側の実効インダクタンスと希ガス放電灯ＤＬが点
灯した状態の実効静電容量とによる自由振動に基づいて
流れるのであるが、ランプ電流の方向が反転する跳ね返
り期間Ｔ₂に、第２のスイッチング素子Ｓ２が再びオン
動作する際に生ずるパルス的なコイル電流に基づき、図
８（ｄ）において斜線で示すランプ電流Ｉｂｊが重畳さ
れる。このために、高周波電圧発生回路ＨＣの入力電流
をことさらに増加させなくても、実質的にランプ電流を
増加させることができ、これに伴って、明るさも同図
（ｅ）において斜線で示すようにさらに増加させること
ができる。従って、希ガス放電灯ＤＬの光量増加のみな
らず、点灯装置の効率も高めることができる。

【００４０】図１０は本発明にかかる電力検出回路ＰＤ
ＥＴの希ガス放電灯の点灯装置への適用例を示すもので
あって、基本的な回路構成と動作は図２及び図３に示す
希ガス放電灯の点灯装置と同じである。異なる点は、高
周波電圧発生回路ＨＣにおける第１のスイッチング素子
Ｓ１に抵抗Ｒｈを直列的に接続したことと、第１のスイ
ッチング素子Ｓ１と抵抗Ｒｈとの接続点に抵抗Ｒ２，コ
ンデンサＣ３よりなる積分回路（ＤＣ変換回路）ＳＤを
接続したことと、この積分回路ＳＤの出力電圧によって
第２の定電流回路ＣＣ２を制御することである。

【００４１】この実施例によれば、第２の定電流回路Ｃ
Ｃ２から第２の電界効果形トランジスタＱｂに供給され
る電流Ｉｓは高周波電圧発生回路ＨＣの一次側に流れる
コイル電流Ｉｃに比例することになるために、高周波電
圧発生回路ＨＣへの供給電力の定電力化を、動作状態に
応じて精度よく行なうことができる。

【００４２】図１１は本発明にかかる電力検出回路ＰＤ
ＥＴの定電力化回路への適用例を示すものであって、基
本的な回路構成は図１に示す実施例と同じである。異な
る点は、電力検出回路ＰＤＥＴと負荷回路ＬＤとの間に
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＶを接続したことと、電力検出
回路ＰＤＥＴの出力電圧ＶｓをＤＣ／ＤＣコンバータＣ
Ｖにおける第２の駆動回路ＰＤ２に付与したことであ
る。

【００４３】この実施例によれば、ＤＣ／ＤＣコンバー
タＣＶにおける第２のスイッチング素子Ｓ２は、図２に
示す希ガス放電灯の点灯装置の場合と同様に、電力検出
回路ＰＤＥＴの出力電圧Ｖｓに基づいてＰＷＭ制御され
た駆動信号Ｖ₂によってスイッチングされる関係で、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＶから負荷回路ＬＤにはほぼ一定
の電力が供給される。

【００４４】尚、本発明は、何ら上記実施例にのみ制約
されることなく、例えば第１，第２の電界効果形トラン
ジスタに直列に接続される抵抗は省略することもでき
る。又、第１，第２のスイッチング素子はＦＥＴの他、
トランジスタなども利用可能である。又、第１，第２の
ドライバー回路は省略することもできる。又、点灯装置
に組み込まれる希ガス放電灯において、外囲器に装着さ
れる絶縁部材は透光性シートの他に、熱収縮性樹脂チュ
ーブを適用したりすることもできるし、或いは省略する
こともできるし、発光層はアパーチャ部を省略して外囲
器の内面全体に形成することもできるし、外部電極の側
縁部に鋸歯状などの異形部を形成したりすることもでき
る。さらには、外部電極の形態において、帯状とは全体
としての形態が帯状であることを意味し、側縁部や側縁
部でない部分に異形部，孔などが存在したりするものも
含まれるものとする。

【００４５】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、回路電圧
（被測定電圧）に比例した出力抵抗を呈する電圧・抵抗
変換回路と回路電流（被測定電流）に比例した電流に制
御される第２の定電流回路とによって、出力端子には被
測定電力に比例する電圧が出力される。従って、負荷回
路の消費電力を、電力検出回路から出力される電圧の検
出によって精度よく測定できる。

【００４６】又、この電力検出回路は、回路構成が比較
的に簡単であることから、電圧・抵抗変換回路，第２の
定電流回路，分圧抵抗などのＩＣ化が容易であり、小形
化が容易である上に、量産によって比較的に安価に製造
することができる。

【００４７】特に、電圧・抵抗変換回路において、第
１，第２の電界効果形トランジスタのドレイン側に抵抗
を接続すれば、第１，第２の電界効果形トランジスタの
ドレイン・ソース電圧対ドレイン・ソース電流の直線性
の範囲を拡大できることから、第２の電界効果形トラン
ジスタのドレイン・ソース間の抵抗はオペアンプへの入
力電圧信号に比例した良好な抵抗を呈する。従って、出
力端子には被測定電力に比例したより精度の高い電圧が
出力され、電力検出回路として優れた機能が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる電力検出回路を示す電気回路
図。

【図２】図１に示す電力検出回路の希ガス放電灯の点灯
回路への応用例を示す電気回路図。

【図３】図２に示す第２の駆動回路の電気回路図。

【図４】図２に示す希ガス放電灯の縦断面図。

【図５】図４に示す希ガス放電灯に適用したシート構体
の展開図。

【図６】図５のＸ−Ｘ断面図。

【図７】図４に示す希ガス放電灯の製造方法を説明する
ための縦断面図。

【図８】図２の動作説明図であって、同図（ａ）は第１
の駆動回路の出力タイミング図、同図（ｂ）は第１のス
イッチング素子の動作タイミング図、同図（ｃ）はコイ
ル電流図、同図（ｄ）はランプ電流図、同図（ｅ）は発
光波形図。

【図９】図８の拡大図であって、同図（ａ）はスイッチ
ング素子の動作タイミング図、同図（ｂ）はランプ電流
図。

【図１０】図１に示す電力検出回路の希ガス放電灯の点
灯回路への異なった応用例を示す電気回路図。

【図１１】図１に示す電力検出回路の定電力制御回路へ
の応用例を示す電気回路図。

【符号の説明】

ＰＤＥＴ 電力検出回路 ＶＲＣ 電圧・抵抗変換回路 Ｑａ 第１の電界効果形トランジスタ Ｑｂ 第２の電界効果形トランジスタ ＯＰ オペアンプ ＣＣ１ 第１の定電流回路 ＣＣ２ 第２の定電流回路 Ｒａ〜Ｒｅ 抵抗 ＤＶ 直流電圧計 ＬＤ 負荷回路 ＤＬ 希ガス放電灯 Ｅ１ 直流電源 Ｅ２ 基準電源（基準電圧） ＨＣ 高周波電圧発生回路 ＴＲ 出力トランス ＴＲａ 一次コイル ＴＲｂ 二次コイル ＣＶ ＤＣ／ＤＣコンバータ Ｌ コイル Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ Ｄ１ ダイオード Ｓ１ 第１のスイッチング素子 Ｓ２ 第２のスイッチング素子 ＰＤ１ 第１の駆動回路 ＰＤ２ 第２の駆動回路 ＯＰ１ エラーアンプ ＯＰ２ 比較回路 ＤＲ１ 第１のドライバー回路 ＤＲ２ 第２のドライバー回路 ＯＳＣ 三角波発振器 １ 外囲器 ２ 発光層 ２ａ アパーチャ部 ３ シート構体 ４ 透光性シート（絶縁部材） ５，６ 外部電極 ７ 第１の開口部 ８ 第２の開口部

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１，第２の電界効果形トランジスタ、
   第１の電界効果形トランジスタに直列的に接続した第１
   の定電流回路、第１，第２の入力端子及び出力端子を有
   し、出力端子を第１，第２の電界効果形トランジスタの
   ゲ−トに、第１の入力端子を第１の定電流回路にそれぞ
   れ接続したオペアンプを含む電圧・抵抗変換回路と、回
   路に並列的に接続し、回路電圧に比例した電圧を発生す
   るように構成した複数の分圧抵抗の直列回路と、電圧・
   抵抗変換回路における第２の電界効果形トランジスタに
   直列的に接続し、回路電流に比例した電流を第２の電界
   効果形トランジスタに供給する第２の定電流回路とを具
   備し、前記電圧・抵抗変換回路を、第１，第２の電界効
   果形トランジスタのドレイン・ソ−ス間の抵抗がオペア
   ンプの第２の入力端子に付与される電圧信号に応じた抵
   抗値を呈するように作動させると共に、第２の電界効果
   形トランジスタに回路電流に比例した電流を供給するこ
   とにより、第２の定電流回路の出力側から回路電力に比
   例した電圧を出力するように構成したことを特徴とする
   電力検出回路。
2. 【請求項２】 前記第１の定電流回路と第１の電界効果
   形トランジスタとの間及び第２の定電流回路と第２の電
   界効果形トランジスタとの間にそれぞれ抵抗を直列的に
   接続すると共に、オペアンプの第１の入力端子を第１の
   定電流回路と抵抗との接続点に接続し、かつ回路電力に
   比例した出力電圧を第２の定電流回路と抵抗との接続点
   から取り出すように構成したことを特徴とする請求項１
   に記載の電力検出回路。
3. 【請求項３】 前記電圧・抵抗変換回路において、第
   １，第２の電界効果形トランジスタは、ゲ−ト電圧対ド
   レイン・ソ−ス間の抵抗特性が同一又は近似しているこ
   とを特徴とする請求項１に記載の電力検出回路。
4. 【請求項４】 前記電圧・抵抗変換回路において、第
   １，第２の電界効果形トランジスタは、同一ペレットに
   隣接又は近接して配置したことを特徴とする請求項１に
   記載の電力検出回路。
5. 【請求項５】 前記第２の定電流回路に、回路に直列的
   に接続した抵抗に生ずる電圧をフィ−ドバックすること
   により、第２の定電流回路から第２の電界効果形トラン
   ジスタに回路電流に比例した電流を供給するように構成
   したことを特徴とする請求項１に記載の電力検出回路。
6. 【請求項６】 前記第２の定電流回路の出力側に直流電
   圧計を接続することにより、回路電力に比例した電圧を
   測定することを特徴とする請求項１に記載の電力検出回
   路。