JP2001036381A - 相互コンダクタンス増幅器およびこれを含む送信機および集積回路 - Google Patents
相互コンダクタンス増幅器およびこれを含む送信機および集積回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 集積回路上に容易に具現化されうる改善され
たワイドバンドノイズフィルタリング特性を有する高線
形性相互コンダクタンス増幅器を提供すること。 【解決手段】 電圧入力を受信しかつ電流出力を提供す
る相互コンダクタンス増幅器（２２）が開示される。相
互コンダクタンス増幅器は、電流ミラーを構成するトラ
ンジスタ間にローパスフィルタ（Ｆ１またはＦ２）を有
する電流ミラーを含む。そのような相互コンダクタンス
増幅器は、相互コンダクタンス増幅器の別個の高Ｑフィ
ルタダウンストリームの必要性を除去し、またはダウン
ストリームフィルタにおけるフィルタリング要求条件を
低減して低コストのフィルタとすることになる。
たワイドバンドノイズフィルタリング特性を有する高線
形性相互コンダクタンス増幅器を提供すること。 【解決手段】 電圧入力を受信しかつ電流出力を提供す
る相互コンダクタンス増幅器（２２）が開示される。相
互コンダクタンス増幅器は、電流ミラーを構成するトラ
ンジスタ間にローパスフィルタ（Ｆ１またはＦ２）を有
する電流ミラーを含む。そのような相互コンダクタンス
増幅器は、相互コンダクタンス増幅器の別個の高Ｑフィ
ルタダウンストリームの必要性を除去し、またはダウン
ストリームフィルタにおけるフィルタリング要求条件を
低減して低コストのフィルタとすることになる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに係
り、特に、ワイドバンドノイズフィルタリングを備えた
相互コンダクタンス増幅器を含む通信システムに関す
る。
り、特に、ワイドバンドノイズフィルタリングを備えた
相互コンダクタンス増幅器を含む通信システムに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】少なくとも一方向、および通常二方向の
通信システムは、第１のトランシーバの一部の送信機と
第２のトランシーバの一部の受信機との間の通信を行
う。多くの通信システムにおいて、変調器の一部として
の相互コンダクタンス増幅器が、入力電圧を出力電流に
変換するために使用される。電圧／電流変換は、相互コ
ンダクタンス増幅器の動作の周波数範囲において線形で
なければならない。広い動作周波数範囲において線形性
を保つ電圧／電流相互コンダクタンス増幅器の設計は、
非常に困難であった。
通信システムは、第１のトランシーバの一部の送信機と
第２のトランシーバの一部の受信機との間の通信を行
う。多くの通信システムにおいて、変調器の一部として
の相互コンダクタンス増幅器が、入力電圧を出力電流に
変換するために使用される。電圧／電流変換は、相互コ
ンダクタンス増幅器の動作の周波数範囲において線形で
なければならない。広い動作周波数範囲において線形性
を保つ電圧／電流相互コンダクタンス増幅器の設計は、
非常に困難であった。
【０００３】相互コンダクタンス増幅器および通信シス
テム中の他の回路により生成されるワイドバンドノイズ
は、相互コンダクタンス増幅器のアップコンバートされ
たダウンストリームである可能性があり、受信機との干
渉を起こすことがある。受信機との干渉を防止するため
に、変調器出力信号は、受信バンドにおいて変調器によ
り生成される雑音を低減するためにしばしばフィルタさ
れる。アップコンバートされると、フィルタされなけれ
ばならい雑音は、周波数における比較的小さな空間的差
(spacial difference)だけ所望の送信信号から分離さ
れ、フィルタリングを行うために高品質ファクタフィル
タ(factor filter)を必要とする。
テム中の他の回路により生成されるワイドバンドノイズ
は、相互コンダクタンス増幅器のアップコンバートされ
たダウンストリームである可能性があり、受信機との干
渉を起こすことがある。受信機との干渉を防止するため
に、変調器出力信号は、受信バンドにおいて変調器によ
り生成される雑音を低減するためにしばしばフィルタさ
れる。アップコンバートされると、フィルタされなけれ
ばならい雑音は、周波数における比較的小さな空間的差
(spacial difference)だけ所望の送信信号から分離さ
れ、フィルタリングを行うために高品質ファクタフィル
タ(factor filter)を必要とする。
【０００４】高周波高品質ファクタフィルタは、高品質
ファクタインダクタ(factor inductor)がないために、
集積回路上に容易に具現化することはできない。その代
わり、集積回路の外部のフィルタが、受信バンド中のワ
イドバンドノイズを許容可能な低レベルに減少させるた
めに典型的に使用される。そのようなフィルタは、信号
が電力増幅器に提供される前、または信号が電力増幅器
により増幅された後のいずれかに設けることができる。
ファクタインダクタ(factor inductor)がないために、
集積回路上に容易に具現化することはできない。その代
わり、集積回路の外部のフィルタが、受信バンド中のワ
イドバンドノイズを許容可能な低レベルに減少させるた
めに典型的に使用される。そのようなフィルタは、信号
が電力増幅器に提供される前、または信号が電力増幅器
により増幅された後のいずれかに設けることができる。
【０００５】アップコンバートされた信号は、アンテナ
を駆動するために、電力増幅器を通過させられる。増幅
の後のフィルタリングは、雑音のフィルタリングに加え
て、所望の信号が、フィルタの挿入損失により僅かに減
衰されること、および電力増幅器が、追加的な電力を提
供することによりこの損失を補償しなければならないと
いう欠点を有する。これは、バッテリ電源デバイスにと
って特に望ましくない。
を駆動するために、電力増幅器を通過させられる。増幅
の後のフィルタリングは、雑音のフィルタリングに加え
て、所望の信号が、フィルタの挿入損失により僅かに減
衰されること、および電力増幅器が、追加的な電力を提
供することによりこの損失を補償しなければならないと
いう欠点を有する。これは、バッテリ電源デバイスにと
って特に望ましくない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】集積回路上に容易に具
現化されうる改善されたワイドバンドノイズフィルタリ
ング特性を有する高線形性相互コンダクタンス増幅器が
求められている。そのような相互コンダクタンス増幅器
は、相互コンダクタンス増幅器の別個の高Ｑフィルタダ
ウンストリームの必要性を除去し、またはダウンストリ
ームフィルタにおけるフィルタリング要求条件を低減し
て低コストのフィルタとすることになる。
現化されうる改善されたワイドバンドノイズフィルタリ
ング特性を有する高線形性相互コンダクタンス増幅器が
求められている。そのような相互コンダクタンス増幅器
は、相互コンダクタンス増幅器の別個の高Ｑフィルタダ
ウンストリームの必要性を除去し、またはダウンストリ
ームフィルタにおけるフィルタリング要求条件を低減し
て低コストのフィルタとすることになる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、相互コ
ンダクタンス増幅器は、電圧入力を受信し、電流出力を
提供する。相互コンダクタンス増幅器は、電流ミラーを
構成するトランジスタ間にローパスフィルタを有する電
流ミラーを含む。
ンダクタンス増幅器は、電圧入力を受信し、電流出力を
提供する。相互コンダクタンス増幅器は、電流ミラーを
構成するトランジスタ間にローパスフィルタを有する電
流ミラーを含む。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明によるトランシーバ２０の
ブロック図が図１に示されている。トランシーバ２０
は、受信機２４および送信機２６を含む。トランシーバ
２０は、差動入力電圧を受信し、広い線形範囲において
差動電流出力を提供するための相互コンダクタンス増幅
器２２（図２参照）を含む。相互コンダクタンス増幅器
２２は、電流ミラーを形成するトランジスタ間にローパ
スフィルタを含む。
ブロック図が図１に示されている。トランシーバ２０
は、受信機２４および送信機２６を含む。トランシーバ
２０は、差動入力電圧を受信し、広い線形範囲において
差動電流出力を提供するための相互コンダクタンス増幅
器２２（図２参照）を含む。相互コンダクタンス増幅器
２２は、電流ミラーを形成するトランジスタ間にローパ
スフィルタを含む。
【０００９】図１の単純化されたブロック図に示された
トランシーバ２０は、これに限定されることなく、二方
向ラジオ、セルフォンハンドセット、セルフォン基地
局、ブロードバンドビデオチューナ、テレビジョンセッ
トボックスまたはパーソナルコンピュータケーブルモデ
ムを含む通信システムまたは通信システムの一部を例示
するものである。
トランシーバ２０は、これに限定されることなく、二方
向ラジオ、セルフォンハンドセット、セルフォン基地
局、ブロードバンドビデオチューナ、テレビジョンセッ
トボックスまたはパーソナルコンピュータケーブルモデ
ムを含む通信システムまたは通信システムの一部を例示
するものである。
【００１０】図１に示されたセルホンハンドセットアプ
リケーションにおいて、アンテナ２８により受信された
信号は、バンドパスフィルタ３０、低雑音増幅器３２を
通され、スピーカ３８および他の出力デバイス４０のよ
うな別のデバイスを駆動するために、追加的処理３６の
前に１つまたは２つ以上の段３４によりダウンコンバー
トされることにより受信機２４により処理される。
リケーションにおいて、アンテナ２８により受信された
信号は、バンドパスフィルタ３０、低雑音増幅器３２を
通され、スピーカ３８および他の出力デバイス４０のよ
うな別のデバイスを駆動するために、追加的処理３６の
前に１つまたは２つ以上の段３４によりダウンコンバー
トされることにより受信機２４により処理される。
【００１１】音声またはデータのような送信機２６によ
り送信されるべき情報は、ブロック４２により処理さ
れ、同相および直交入力信号としてミクサ４４および４
６へ提供される。周波数生成器４８は、ミクサ４４およ
び４６に提供される同相直交局所発振器信号を生成す
る。加算器５０は、ミクサ４４および４６からの出力を
加算し、信号出力を電力増幅器５２に提供する。電力増
幅器５２は、信号が送信機２６により送信されるとき、
アンテナ２８を駆動する。
り送信されるべき情報は、ブロック４２により処理さ
れ、同相および直交入力信号としてミクサ４４および４
６へ提供される。周波数生成器４８は、ミクサ４４およ
び４６に提供される同相直交局所発振器信号を生成す
る。加算器５０は、ミクサ４４および４６からの出力を
加算し、信号出力を電力増幅器５２に提供する。電力増
幅器５２は、信号が送信機２６により送信されるとき、
アンテナ２８を駆動する。
【００１２】変調器５４は、ミクサ４４および４６、お
よび加算ブロック５０を含む。図１に示された直接変調
器(direct modulator)５４は、変調器の１つの可能性の
ある具現化であるが、これに限定されることなく、関節
および二重直交変調器を含む他の変調器デザインも、本
発明の範囲内にあると考えられる。
よび加算ブロック５０を含む。図１に示された直接変調
器(direct modulator)５４は、変調器の１つの可能性の
ある具現化であるが、これに限定されることなく、関節
および二重直交変調器を含む他の変調器デザインも、本
発明の範囲内にあると考えられる。
【００１３】ミクサ４４および４６は、図２の単純化さ
れた回路図に示された相互コンダクタンス増幅器２２を
含む。相互コンダクタンス増幅器２２は、図２に示され
ているように、中心線ＣＬについて典型的には、左右対
称である。対称的な実施形態における中心線ＣＬの対向
する側のデバイス対は、同一である。
れた回路図に示された相互コンダクタンス増幅器２２を
含む。相互コンダクタンス増幅器２２は、図２に示され
ているように、中心線ＣＬについて典型的には、左右対
称である。対称的な実施形態における中心線ＣＬの対向
する側のデバイス対は、同一である。
【００１４】電流源Ｉ１およびＩ２は、相互コンダクタ
ンス増幅器２２の正の高電位Ｖｃｃに結合された定電流
源であり、バイアス電流を相互コンダクタンス増幅器２
２に提供する。キャパシタＣ１は、存在する場合、電流
源Ｉ１およびＩ２の出力間に結合されて、ノードＮ１お
よびＮ２とも呼ばれる。キャパシタＣ１は、相互コンダ
クタンス増幅器２２内のフィードバックループの全体的
安定性を強化する補償キャパシタである。
ンス増幅器２２の正の高電位Ｖｃｃに結合された定電流
源であり、バイアス電流を相互コンダクタンス増幅器２
２に提供する。キャパシタＣ１は、存在する場合、電流
源Ｉ１およびＩ２の出力間に結合されて、ノードＮ１お
よびＮ２とも呼ばれる。キャパシタＣ１は、相互コンダ
クタンス増幅器２２内のフィードバックループの全体的
安定性を強化する補償キャパシタである。
【００１５】図２の実施形態においてバイポーラトラン
ジスタとして示されているトランジスタＴ１およびＴ２
は、それぞれノードＮ１およびＮ２に結合されたコレク
タおよびノードＮ３およびＮ４に結合されたエミッタを
有する。トランジスタＴ１およびＴ２は、入力デバイス
であり、各ベースにおいて正および負の差動入力電圧信
号Ｖin+およびＶin-を受信する。
ジスタとして示されているトランジスタＴ１およびＴ２
は、それぞれノードＮ１およびＮ２に結合されたコレク
タおよびノードＮ３およびＮ４に結合されたエミッタを
有する。トランジスタＴ１およびＴ２は、入力デバイス
であり、各ベースにおいて正および負の差動入力電圧信
号Ｖin+およびＶin-を受信する。
【００１６】負帰還抵抗器Ｒ１が、ノードＮ３とＮ４と
の間に結合されている。定電流が、電流源Ｉ１およびＩ
２により、トランジスタＴ１およびＴ２の各々のコレク
タ・エミッタ導電パスを通して維持される。トランジス
タＴ１およびＴ２の両方の導電パスを通る定電流で、ベ
ース・エミッタ間電圧は、一定に保たれ、一定のベース
・エミッタ間電圧降下が、端子に加えられる差動入力電
圧信号Ｖin+およびＶi n-が抵抗器Ｒ１の端子間に現れる
結果、生じる。抵抗器Ｒ１の端子間の電圧降下は、トラ
ンジスタＴ１およびＴ２に加えられる差動入力電圧信号
に比例する。
の間に結合されている。定電流が、電流源Ｉ１およびＩ
２により、トランジスタＴ１およびＴ２の各々のコレク
タ・エミッタ導電パスを通して維持される。トランジス
タＴ１およびＴ２の両方の導電パスを通る定電流で、ベ
ース・エミッタ間電圧は、一定に保たれ、一定のベース
・エミッタ間電圧降下が、端子に加えられる差動入力電
圧信号Ｖin+およびＶi n-が抵抗器Ｒ１の端子間に現れる
結果、生じる。抵抗器Ｒ１の端子間の電圧降下は、トラ
ンジスタＴ１およびＴ２に加えられる差動入力電圧信号
に比例する。
【００１７】図２の実施形態において、バイポーラトラ
ンジスタとして示されているトランジスタＴ３およびＴ
４は、それぞれ、ノードＮ３およびＮ４に結合されたコ
レクタ、およびそれぞれ抵抗器Ｒ３およびＲ４に結合さ
れたエミッタを有する。抵抗器Ｒ３およびＲ４は、図２
におい接地として示されている正の低電位に結合されて
いる。図２において左から右に正であると仮定されてい
る差動電流ΔＩが、抵抗器Ｒ１を通り、抵抗器Ｒ１の抵
抗値により、瞬時差動入力電圧信号の大きさが分割され
る。
ンジスタとして示されているトランジスタＴ３およびＴ
４は、それぞれ、ノードＮ３およびＮ４に結合されたコ
レクタ、およびそれぞれ抵抗器Ｒ３およびＲ４に結合さ
れたエミッタを有する。抵抗器Ｒ３およびＲ４は、図２
におい接地として示されている正の低電位に結合されて
いる。図２において左から右に正であると仮定されてい
る差動電流ΔＩが、抵抗器Ｒ１を通り、抵抗器Ｒ１の抵
抗値により、瞬時差動入力電圧信号の大きさが分割され
る。
【００１８】トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ・
エミッタ導電パスを通る電流Ｉ0 が一定であると仮定す
ると、トランジスタＴ４のコレクタ・エミッタ導電パス
を通る電流は、Ｉ0＋ΔＩであり、トランジスタＴ３の
導電パスを流れる電流は、Ｉ0−ΔＩである。トランジ
スタＴ３およびＴ４を通る差動電流は、差動入力電圧信
号に直接的に比例し、これにより相互コンダクタンス増
幅器２２に対する入力線形性を提供する。
エミッタ導電パスを通る電流Ｉ0 が一定であると仮定す
ると、トランジスタＴ４のコレクタ・エミッタ導電パス
を通る電流は、Ｉ0＋ΔＩであり、トランジスタＴ３の
導電パスを流れる電流は、Ｉ0−ΔＩである。トランジ
スタＴ３およびＴ４を通る差動電流は、差動入力電圧信
号に直接的に比例し、これにより相互コンダクタンス増
幅器２２に対する入力線形性を提供する。
【００１９】図２に示されたＰＭＯＳトランジスタとし
て具現化されたトランジスタＴ７およびＴ８は、それぞ
れトランジスタＴ３およびＴ４の動作のそれぞれ電流源
Ｉ１およびＩ２へのフィードバックを提供する。トラン
ジスタＴ７のソース・ドレイン導電パスはノードＮ１と
ノードＮ５との間に結合されており、ノードＮ５は、ト
ランジスタＴ３のベースに結合されている。トランジス
タＴ７のゲートは、バイアス電圧Ｖbiasにより低電位に
バイアスされている。当業者は、加えられた差動電圧信
号の周波数を変化させるバイアス電圧を作る電圧ディバ
イダ、電流源およびインピーダンス、または他の知られ
た技術によりバイアス電圧を作ることができる。
て具現化されたトランジスタＴ７およびＴ８は、それぞ
れトランジスタＴ３およびＴ４の動作のそれぞれ電流源
Ｉ１およびＩ２へのフィードバックを提供する。トラン
ジスタＴ７のソース・ドレイン導電パスはノードＮ１と
ノードＮ５との間に結合されており、ノードＮ５は、ト
ランジスタＴ３のベースに結合されている。トランジス
タＴ７のゲートは、バイアス電圧Ｖbiasにより低電位に
バイアスされている。当業者は、加えられた差動電圧信
号の周波数を変化させるバイアス電圧を作る電圧ディバ
イダ、電流源およびインピーダンス、または他の知られ
た技術によりバイアス電圧を作ることができる。
【００２０】トランジスタＴ８のソース・ドレイン導電
パスはノードＮ２とノードＮ６との間に結合されてお
り、ノードＮ６はトランジスタＴ４のベースに結合され
ている。Ｔ８のゲートは、トランジスタＴ７のゲートの
バイアスと同様に、低電位にバイアスされている。トラ
ンジスタＴ７およびＴ８は、トランジスタＴ３およびＴ
４の動作と独立に、トランジスタＴ１およびＴ２のコレ
クタ・エミッタ導電パスを通る電流を一定に維持するた
めに、それぞれノードＮ１およびＮ２へフィードバック
を提供する。本願の出願人に譲渡された、米国特許出願
シリアル番号０８／９０３０１２、Broadband Linear T
ransconductance Amplifier with Resistive Pole-Spli
tting Compensation, filed July 31, 1997 を参照のこ
と。
パスはノードＮ２とノードＮ６との間に結合されてお
り、ノードＮ６はトランジスタＴ４のベースに結合され
ている。Ｔ８のゲートは、トランジスタＴ７のゲートの
バイアスと同様に、低電位にバイアスされている。トラ
ンジスタＴ７およびＴ８は、トランジスタＴ３およびＴ
４の動作と独立に、トランジスタＴ１およびＴ２のコレ
クタ・エミッタ導電パスを通る電流を一定に維持するた
めに、それぞれノードＮ１およびＮ２へフィードバック
を提供する。本願の出願人に譲渡された、米国特許出願
シリアル番号０８／９０３０１２、Broadband Linear T
ransconductance Amplifier with Resistive Pole-Spli
tting Compensation, filed July 31, 1997 を参照のこ
と。
【００２１】ローパスフィルタＦ１は、ノードＮ５とＮ
７との間にあり、トランジスタＴ３により提供される信
号からワイドバンド雑音をフィルタする。トランジスタ
Ｔ３およびＴ５は、トランジスタＴ３のコレクタ・エミ
ッタ導電パスを通る電流のフィルタされた表現を、トラ
ンジスタＴ５のコレクタ・エミッタ導電パス中に複製す
るための電流ミラーとして動作する。
７との間にあり、トランジスタＴ３により提供される信
号からワイドバンド雑音をフィルタする。トランジスタ
Ｔ３およびＴ５は、トランジスタＴ３のコレクタ・エミ
ッタ導電パスを通る電流のフィルタされた表現を、トラ
ンジスタＴ５のコレクタ・エミッタ導電パス中に複製す
るための電流ミラーとして動作する。
【００２２】ローパスフィルタＦ２は、ノードＮ６とＮ
８との間にあり、トランジスタＴ４により提供される信
号からワイドバンド雑音をフィルタする。トランジスタ
Ｔ４およびＴ６は、トランジスタＴ４のコレクタ・エミ
ッタ導電パスを通る電流のフィルタされたバージョン
を、トランジスタＴ６のコレクタ・エミッタ導電パス中
に複製するための電流ミラーとして動作する。
８との間にあり、トランジスタＴ４により提供される信
号からワイドバンド雑音をフィルタする。トランジスタ
Ｔ４およびＴ６は、トランジスタＴ４のコレクタ・エミ
ッタ導電パスを通る電流のフィルタされたバージョン
を、トランジスタＴ６のコレクタ・エミッタ導電パス中
に複製するための電流ミラーとして動作する。
【００２３】相互コンダクタンス増幅器２２の線形性
は、抵抗器Ｒ１を通る交番信号電流に対して、トランジ
スタＴ１およびＴ２のコレクタ・エミッタ導電パスを通
る大きなＤＣバイアス電流を維持することにより強化さ
れうる。出力中にいくらかのＤＣ電流が必要であるが、
過剰なＤＣ電流は、回路の電力消費を増大させる。
は、抵抗器Ｒ１を通る交番信号電流に対して、トランジ
スタＴ１およびＴ２のコレクタ・エミッタ導電パスを通
る大きなＤＣバイアス電流を維持することにより強化さ
れうる。出力中にいくらかのＤＣ電流が必要であるが、
過剰なＤＣ電流は、回路の電力消費を増大させる。
【００２４】トランジスタＴ３およびＴ５、およびＴ４
およびＴ６からなる電流ミラーを通る出力への大きなＤ
Ｃバイアス電流の反映よりもむしろ、電流源Ｉ３および
Ｉ４は、出力トランジスタＴ５およびＴ６にミラーされ
る前に、いくらかのＤＣ電流を除去するために、それぞ
れノードＮ３およびＮ４へ結合される。電流源Ｉ１およ
びＩ２の各々により提供されるバイアス電流は、出力ト
ランジスタＴ５およびＴ６中のＤＣ電流成分を低減させ
る電流源Ｉ３およびＩ４中に表れる対応する電流よりも
大きい。
およびＴ６からなる電流ミラーを通る出力への大きなＤ
Ｃバイアス電流の反映よりもむしろ、電流源Ｉ３および
Ｉ４は、出力トランジスタＴ５およびＴ６にミラーされ
る前に、いくらかのＤＣ電流を除去するために、それぞ
れノードＮ３およびＮ４へ結合される。電流源Ｉ１およ
びＩ２の各々により提供されるバイアス電流は、出力ト
ランジスタＴ５およびＴ６中のＤＣ電流成分を低減させ
る電流源Ｉ３およびＩ４中に表れる対応する電流よりも
大きい。
【００２５】この技術分野において知られているよう
に、電流ミラーは、増倍率を導くために使用され得る。
例えば、出力トランジスタＴ５またはＴ６の面積を、そ
れぞれ電流ミラーＴ３またはＴ４中の他のトランジスタ
の面積のＭ倍にし、抵抗器Ｒ３またはＲ４の値を抵抗器
Ｒ５またはＲ６の値のＭ倍にすることは、出力電流を入
力電流のＭ倍にすることになる。比例的なサイジング(s
izing)は、同じ電流密度を維持する。
に、電流ミラーは、増倍率を導くために使用され得る。
例えば、出力トランジスタＴ５またはＴ６の面積を、そ
れぞれ電流ミラーＴ３またはＴ４中の他のトランジスタ
の面積のＭ倍にし、抵抗器Ｒ３またはＲ４の値を抵抗器
Ｒ５またはＲ６の値のＭ倍にすることは、出力電流を入
力電流のＭ倍にすることになる。比例的なサイジング(s
izing)は、同じ電流密度を維持する。
【００２６】図２に示された抵抗器・キャパシタ回路と
してのローパスフィルタＦ１およびＦ２は、インダクタ
・キャパシタ回路のような他の構成部品を使用して具現
化されうる。ローパスフィルタＦ１およびＦ２は、回路
を動作させるためにＤＣ電流を通過させることができな
ければならない。
してのローパスフィルタＦ１およびＦ２は、インダクタ
・キャパシタ回路のような他の構成部品を使用して具現
化されうる。ローパスフィルタＦ１およびＦ２は、回路
を動作させるためにＤＣ電流を通過させることができな
ければならない。
【００２７】ローパスフィルタＦ１およびＦ２は単一ポ
ールフィルタとして示されているが、本発明はこれに限
定されない。複数の極を有するフィルタも、ワイドバン
ド雑音をフィルタ除去するために機能する。また、これ
に限定されないが、バタワース(Butterworth)フィルタ
および Chelychevフィルタのようなより複雑なフィルタ
も使用することができる。所望の信号を通過させるのに
十分高いが、ワイドバンドノイズを減衰するために十分
に低いカットオフ周波数を有するいずれのローパスフィ
ルタも、十分である。カットオフ周波数は、アプリケー
ションに依存し、アプリケーション毎に変化する。
ールフィルタとして示されているが、本発明はこれに限
定されない。複数の極を有するフィルタも、ワイドバン
ド雑音をフィルタ除去するために機能する。また、これ
に限定されないが、バタワース(Butterworth)フィルタ
および Chelychevフィルタのようなより複雑なフィルタ
も使用することができる。所望の信号を通過させるのに
十分高いが、ワイドバンドノイズを減衰するために十分
に低いカットオフ周波数を有するいずれのローパスフィ
ルタも、十分である。カットオフ周波数は、アプリケー
ションに依存し、アプリケーション毎に変化する。
【００２８】相互コンダクタンス増幅器において信号を
フィルタする利点は、信号が、ベースバンド周波数から
無線周波数へのような、より高い周波数にアップコンバ
ートされていないことである。信号がより高い周波数に
アップコンバートされると、フィルタ除去されるべきノ
イズは、比較的小さい周波数における空間的距離により
望ましい信号から分離され、ノイズは、より低いベース
バンド周波数において、大きい周波数における空間的距
離により望ましい信号から分離されている。
フィルタする利点は、信号が、ベースバンド周波数から
無線周波数へのような、より高い周波数にアップコンバ
ートされていないことである。信号がより高い周波数に
アップコンバートされると、フィルタ除去されるべきノ
イズは、比較的小さい周波数における空間的距離により
望ましい信号から分離され、ノイズは、より低いベース
バンド周波数において、大きい周波数における空間的距
離により望ましい信号から分離されている。
【００２９】例えば、セルラ電話中の送信バンドおよび
受信バンドは、９００ＭＨｚ範囲の周波数において送信
および受信を行うシステム中で４５ＭＨｚ分離されう
る。３０ｋＨｚのベースバンド中の望ましい信号で、周
波数アップコンバージョンに先立ってワイドバンドノイ
ズをフィルタ除去するために必要とされるフィルタのク
オリティファクタは、次式のクオリティファクタＱを有
することになることが分かる。 Ｑ1 ＝３０ｋＨｚ／４５ＭＨｚ＝．６７×１０-3
受信バンドは、９００ＭＨｚ範囲の周波数において送信
および受信を行うシステム中で４５ＭＨｚ分離されう
る。３０ｋＨｚのベースバンド中の望ましい信号で、周
波数アップコンバージョンに先立ってワイドバンドノイ
ズをフィルタ除去するために必要とされるフィルタのク
オリティファクタは、次式のクオリティファクタＱを有
することになることが分かる。 Ｑ1 ＝３０ｋＨｚ／４５ＭＨｚ＝．６７×１０-3
【００３０】９００ＭＨｚへのアップコンバーティング
の後、同じワイドバンドノイズをフィルタ除去するため
に、次式のクオリティファクタを有するフィルタを必要
とすることになる。 Ｑ2 ＝９００ＭＨｚ／４５ＭＨｚ＝２０
の後、同じワイドバンドノイズをフィルタ除去するため
に、次式のクオリティファクタを有するフィルタを必要
とすることになる。 Ｑ2 ＝９００ＭＨｚ／４５ＭＨｚ＝２０
【００３１】フィルタ除去されるノイズは、相互コンダ
クタンス増幅器により受信される差動入力電圧信号に存
在し、また相互コンダクタンス増幅器の全ての構成部品
によりもたらされる雑音が存在する。相互コンダクタン
ス増幅器２２にフィルタを内蔵させることで、相互コン
ダクタンス増幅器により受信される差動入力電圧信号に
存在する雑音および出力トランジスタＴ５およびＴ６以
外の相互コンダクタンス増幅器２２の全ての構成部品に
よりもたらされる雑音を除去する。
クタンス増幅器により受信される差動入力電圧信号に存
在し、また相互コンダクタンス増幅器の全ての構成部品
によりもたらされる雑音が存在する。相互コンダクタン
ス増幅器２２にフィルタを内蔵させることで、相互コン
ダクタンス増幅器により受信される差動入力電圧信号に
存在する雑音および出力トランジスタＴ５およびＴ６以
外の相互コンダクタンス増幅器２２の全ての構成部品に
よりもたらされる雑音を除去する。
【００３２】図２は、ノードＮ５およびＮ６に結合され
たフィードバックループを示すが、フィードバックルー
プが、ノードＮ５およびＮ６に結合される代わりに、図
２中の破線により示されているようにそれぞれノードＮ
７およびＮ８に結合される場合、相互コンダクタンス増
幅器２２は、あまり有効ではないが動作する。
たフィードバックループを示すが、フィードバックルー
プが、ノードＮ５およびＮ６に結合される代わりに、図
２中の破線により示されているようにそれぞれノードＮ
７およびＮ８に結合される場合、相互コンダクタンス増
幅器２２は、あまり有効ではないが動作する。
【００３３】図２は、本発明による相互コンダクタンス
増幅器２２を示し、トランジスタＴ１ないしＴ６は、バ
イポーラデバイスとして製造され、トランジスタＴ７お
よびＴ８は、相補形金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）デバ
イスとして製造される。当業者は、本発明の範囲内で、
回路を修正することができる。
増幅器２２を示し、トランジスタＴ１ないしＴ６は、バ
イポーラデバイスとして製造され、トランジスタＴ７お
よびＴ８は、相補形金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）デバ
イスとして製造される。当業者は、本発明の範囲内で、
回路を修正することができる。
【００３４】様々な代替的な実施形態が、図３ないし１
０に示されている。これらの実施形態は、全ての可能性
のある変形を全て示すことを意図していない。図３ない
し１０に示された代替的な実施形態は、中心線ＣＬを跨
るトランジスタの対は、バイポーラまたはＣＭＯＳの同
じタイプのデバイスである。図３は、トランジスタＴ
１，Ｔ２，Ｔ７およびＴ８がＣＭＯＳデバイスであり、
トランジスタＴ３，Ｔ４，Ｔ５およびＴ６がバイポーラ
デバイスである代替的な実施形態による相互コンダクタ
ンス増幅器を示す。
０に示されている。これらの実施形態は、全ての可能性
のある変形を全て示すことを意図していない。図３ない
し１０に示された代替的な実施形態は、中心線ＣＬを跨
るトランジスタの対は、バイポーラまたはＣＭＯＳの同
じタイプのデバイスである。図３は、トランジスタＴ
１，Ｔ２，Ｔ７およびＴ８がＣＭＯＳデバイスであり、
トランジスタＴ３，Ｔ４，Ｔ５およびＴ６がバイポーラ
デバイスである代替的な実施形態による相互コンダクタ
ンス増幅器を示す。
【００３５】図４は、入力トランジスタＴ１およびＴ２
がバイポーラデバイスであり、他のトランジスタがＣＭ
ＯＳデバイスである代替的な実施形態による相互コンダ
クタンス増幅器を示す。
がバイポーラデバイスであり、他のトランジスタがＣＭ
ＯＳデバイスである代替的な実施形態による相互コンダ
クタンス増幅器を示す。
【００３６】図５は、全てのトランジスタがＣＭＯＳデ
バイスである代替的な実施形態による相互コンダクタン
ス増幅器を示す。
バイスである代替的な実施形態による相互コンダクタン
ス増幅器を示す。
【００３７】図６は、トランジスタＴ１ないしＴ６がバ
イポーラデバイスであり、個々のトランジスタＴ７およ
びＴ８が、いくつかのトランジスタを内蔵するフィード
バック回路により置き換えられた代替的な実施形態によ
る相互コンダクタンス増幅器を示す。
イポーラデバイスであり、個々のトランジスタＴ７およ
びＴ８が、いくつかのトランジスタを内蔵するフィード
バック回路により置き換えられた代替的な実施形態によ
る相互コンダクタンス増幅器を示す。
【００３８】図７は、入力トランジスタＴ１およびＴ２
がＣＭＯＳデバイスであり、トランジスタＴ３，Ｔ４，
Ｔ５およびＴ６がバイポーラデバイスであり、図２のフ
ィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、いくつか
のトランジスタを含むフィードバック回路により置き換
えられた代替的な実施形態による相互コンダクタンス増
幅器を示す。
がＣＭＯＳデバイスであり、トランジスタＴ３，Ｔ４，
Ｔ５およびＴ６がバイポーラデバイスであり、図２のフ
ィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、いくつか
のトランジスタを含むフィードバック回路により置き換
えられた代替的な実施形態による相互コンダクタンス増
幅器を示す。
【００３９】図８は、入力トランジスタＴ１およびＴ２
が、バイポーラデバイスであり、トランジスタＴ３，Ｔ
４，Ｔ５およびＴ６がＣＭＯＳデバイスであり、図２の
フィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、マルチ
トランジスタフィードバック回路により置き換えられた
代替的な実施形態による相互コンダクタンス増幅器を示
す。
が、バイポーラデバイスであり、トランジスタＴ３，Ｔ
４，Ｔ５およびＴ６がＣＭＯＳデバイスであり、図２の
フィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、マルチ
トランジスタフィードバック回路により置き換えられた
代替的な実施形態による相互コンダクタンス増幅器を示
す。
【００４０】図９は、トランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３，
Ｔ４，Ｔ５およびＴ６がＣＭＯＳデバイスであり、図２
のフィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、マル
チプルトランジスタフィードバック回路により置き換え
られた代替的な実施形態による相互コンダクタンス増幅
器を示す。
Ｔ４，Ｔ５およびＴ６がＣＭＯＳデバイスであり、図２
のフィードバックトランジスタＴ７およびＴ８が、マル
チプルトランジスタフィードバック回路により置き換え
られた代替的な実施形態による相互コンダクタンス増幅
器を示す。
【００４１】図１０は、図２に示された相互コンダクタ
ンス増幅器に対して相補的な代替的な実施形態による相
互コンダクタンス増幅器を示す。図１０の相補形相互コ
ンダクタンス増幅器において、ｐ型トランジスタの各々
は、ｎ型トランジスタに変更され、ｎ型トランジスタの
各々は、ｐ型トランジスタに変更され、ｎｐｎ型トラン
ジスタの各々は、ｐｎｐ型トランジスタに変更され、極
性がレールに対して反転されている。ただ１つの相補型
回路が示されているが、即ち図２に対して相補的な図１
０のみが示されているが、当業者は、図３ないし９に示
された各実施形態に対する相補型回路を作ることができ
る。
ンス増幅器に対して相補的な代替的な実施形態による相
互コンダクタンス増幅器を示す。図１０の相補形相互コ
ンダクタンス増幅器において、ｐ型トランジスタの各々
は、ｎ型トランジスタに変更され、ｎ型トランジスタの
各々は、ｐ型トランジスタに変更され、ｎｐｎ型トラン
ジスタの各々は、ｐｎｐ型トランジスタに変更され、極
性がレールに対して反転されている。ただ１つの相補型
回路が示されているが、即ち図２に対して相補的な図１
０のみが示されているが、当業者は、図３ないし９に示
された各実施形態に対する相補型回路を作ることができ
る。
【００４２】本発明は、そこに含まれるトランジスタの
タイプに適切なバイポーラ、ｂｉＣＭＯＳまたはＣＭＯ
Ｓ技術において集積回路として製造され得る。
タイプに適切なバイポーラ、ｂｉＣＭＯＳまたはＣＭＯ
Ｓ技術において集積回路として製造され得る。
【００４３】図１に示された信号ラインは、単一のライ
ンとして示されているが、当業者は、差動信号が使用で
きることを知っている。
ンとして示されているが、当業者は、差動信号が使用で
きることを知っている。
【００４４】
【発明の効果】本発明によれば、集積回路上に容易に具
現化されうる改善されたワイドバンドノイズフィルタリ
ング特性を有する高線形性相互コンダクタンス増幅器が
提供できる。
現化されうる改善されたワイドバンドノイズフィルタリ
ング特性を有する高線形性相互コンダクタンス増幅器が
提供できる。
【図１】本発明によるトランシーバのブロック図。
【図２】本発明による相互コンダクタンス増幅器の概略
図。
図。
【図３】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図４】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図５】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図６】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図７】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図８】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図９】本発明の代替的な実施形態による相互コンダク
タンス増幅器の概略図。
タンス増幅器の概略図。
【図１０】図２の相互コンダクタンス増幅器と相補的な
本発明による相互コンダクタンス増幅器の概略図。
本発明による相互コンダクタンス増幅器の概略図。
２０ トランシーバ ２４ 受信機 ２６ 送信機 ２８ アンテナ ３０ バンドパスフィルタ ３２ 低雑音増幅器 ３４ ダウンコンバータ ３６ 追加の処理 ３８ スピーカ ４０ ディスプレイ ４４，４６ ミクサ ４８ 周波数生成器 ５０ 加算器 ５２ 電力増幅器 ５４ 変調器 ２２ 相互コンダクタンス増幅器 ２２′相互コンダクタンス増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 カーク バートン アッシュバイ アメリカ合衆国、19605 ペンシルバニア、 ムーレンバーグ タウンシップ、リンデン アベニュー 612 (72)発明者 ブライアン ケー．ホートン アメリカ合衆国、19608 ペンシルバニア、 シンキング スプリング、レジェンシー ドライブ 2904
Claims (21)
- 【請求項１】 正の高電位（Ｖ）に結合された第１およ
び第２の電流源（Ｉ１，Ｉ２）と、 それぞれの第１の端子が電流源（Ｉ１，Ｉ２）および差
動入力電圧信号を受信する第２の端子（Ｖin+，Ｖin-）
に結合された、各々が電流源と正の低電位との間に結合
された第１および第２の入力トランジスタ（Ｔ１，Ｔ
２）と、 第１および第２の入力トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の各
々の第３の端子間に結合されたインピーダンス（Ｒ１）
と、 前記第１および第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の各
々の第３の端子に結合された各々の第１の端子を有し、
各々の第２の端子は前記正の低電位に結合されており、
各々の第３の端子は第１および第２のトランジスタの各
々の第１の端子に結合されたフィードバック回路に結合
されている第３および第４のトランジスタ（Ｔ３，Ｔ
４）と、 前記第３および第４のトランジスタ（Ｔ３，Ｔ４）の第
３の端子に結合された各々の端子を有し、相互コンダク
タンス増幅器（２２）からの出力が表れる別の端子（Ｉ
out-Ｉout+）を有する第１および第２の電流ミラートラ
ンジスタ（Ｔ５，Ｔ６）と、 第１および第２のローパスフィルタ（Ｆ１，Ｆ２）とを
有し、 前記第１のローパスフィルタ（Ｆ１）は、前記第３のト
ランジスタの第３の端子と前記第１の電流ミラートラン
ジスタとの間に結合され、前記第２のローパスフィルタ
（Ｆ２）は、前記第４のトランジスタの第３の端子と前
記第２の電流ミラートランジスタとの間に結合されてい
ることを特徴とする相互コンダクタンス増幅器（２
２）。 - 【請求項２】 前記第１および第２のトランジスタの前
記第１の端子間に結合されたキャパシタンス（Ｃ１）を
さらに含むことを特徴とする請求項１記載の相互コンダ
クタンス増幅器。 - 【請求項３】 前記第３のトランジスタの第１の端子と
正の低電位との間に結合された第３の電流源（Ｉ３）を
さらに含むことを特徴とする請求項１記載の相互コンダ
クタンス増幅器。 - 【請求項４】 前記第４のトランジスタの第１の端子と
正の低電位との間に結合された第４の電流源（Ｉ４）を
さらに含むことを特徴とする請求項３記載の相互コンダ
クタンス増幅器。 - 【請求項５】 前記第１のトランジスタ、第２のトラン
ジスタ、第３のトランジスタ、第４のトランジスタ、第
１の電流ミラートランジスタおよび第２の電流ミラート
ランジスタが、バイポーラデバイスであることを特徴と
する請求項１記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項６】 前記フィードバック回路が、バイポーラ
デバイスを含むことを特徴とする請求項５記載の相互コ
ンダクタンス増幅器。 - 【請求項７】 前記フィードバック回路が、相補型金属
酸化物半導体デバイスを含むことを特徴とする請求項５
記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項８】 前記第３のトランジスタ、第４のトラン
ジスタ、第１の電流ミラートランジスタおよび第２の電
流ミラートランジスタは、バイポーラデバイスであり、
前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは、
相補型金属酸化物半導体デバイスであることを特徴とす
る請求項１記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項９】 前記フィードバック回路は、バイポーラ
デバイスを含むことを特徴とする請求項８記載の相互コ
ンダクタンス増幅器。 - 【請求項１０】 前記フィードバック回路は、相補型金
属酸化物半導体デバイスを含むことを特徴とする請求項
８記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１１】 前記第１および第２のトランジスタ
（Ｔ１，Ｔ２）は、バイポーラデバイスであり、前記第
３のトランジスタ、第４のトランジスタ、第１の電流ミ
ラートランジスタおよび第２の電流ミラートランジスタ
（Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６）は、相補型金属酸化物半導
体デバイスであることを特徴とする請求項１記載の相互
コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１２】 前記フィードバック回路は、バイポー
ラデバイスを含むことを特徴とする請求項１１記載の相
互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１３】 前記フィードバック回路は、相補型金
属酸化物半導体デバイスを含むことを特徴とする請求項
１１記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１４】 前記第１のトランジスタ、第２のトラ
ンジスタ、第３のトランジスタ、第４のトランジスタ、
第１の電流ミラートランジスタおよび第２の電流ミラー
トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６）
は、相補型金属酸化物半導体デバイスであることを特徴
とする請求項１記載の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１５】 前記フィードバック回路は、バイポー
ラデバイスを含むことを特徴とする請求項１４記載の相
互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１６】 前記フィードバック回路は、相補型金
属酸化物半導体を含むことを特徴とする請求項１４記載
の相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１７】 前記第１および第２のローパスフィル
タ（Ｆ１，Ｆ２）のうちの少なくとも一方が、抵抗器・
キャパシタ回路を含むことを特徴とする請求項１記載の
相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１８】 前記第１および第２のローパスフィル
タ（Ｆ１，Ｆ２）のうちの少なくとも一方が、抵抗器・
インダクタ回路を含むことを特徴とする請求項１記載の
相互コンダクタンス増幅器。 - 【請求項１９】 電流ミラートランジスタ間にローパス
フィルタ（Ｆ１またはＦ２）を有する電流ミラーを含む
相互コンダクタンス増幅器（２２）を含む送信機（２
６）。 - 【請求項２０】 前記送信機が、トランシーバの一部で
あることを特徴とする請求項１９記載の送信機。 - 【請求項２１】 電流ミラーのトランジスタ間にローパ
スフィルタ（Ｆ１またはＦ２）を有する電流ミラー（Ｔ
３−Ｔ５またはＴ４−Ｔ６）を含む相互コンダクタンス
増幅器（２２）を有する集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/339,750 US6150885A (en) | 1999-06-24 | 1999-06-24 | Transconductance amplifier with wideband noise filtering |
| US09/339750 | 1999-06-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001036381A true JP2001036381A (ja) | 2001-02-09 |
| JP3510183B2 JP3510183B2 (ja) | 2004-03-22 |
Family
ID=23330420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000189022A Expired - Fee Related JP3510183B2 (ja) | 1999-06-24 | 2000-06-23 | 相互コンダクタンス増幅器およびこれを含む送信機および集積回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6150885A (ja) |
| EP (1) | EP1063769B1 (ja) |
| JP (1) | JP3510183B2 (ja) |
| KR (1) | KR20010007501A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135198A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Kyodo Denshi Engineering Co Ltd | 電流電圧変換合成出力装置 |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3887171B2 (ja) * | 1999-01-19 | 2007-02-28 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体集積回路 |
| EP1233319A1 (en) * | 2001-02-15 | 2002-08-21 | STMicroelectronics Limited | Current source |
| US6888406B2 (en) * | 2002-08-12 | 2005-05-03 | Microtune (Texas), L.P. | Highly linear variable gain amplifier |
| JP4167201B2 (ja) * | 2004-04-21 | 2008-10-15 | 株式会社日立製作所 | 周波数出力回路 |
| US7145395B2 (en) * | 2004-09-16 | 2006-12-05 | Qualcomm Incorporated | Linear transconductance cell with wide tuning range |
| KR100618354B1 (ko) * | 2005-02-04 | 2006-08-31 | 삼성전자주식회사 | 교차 연결된 트랜지스터를 이용하는 초광대역 필터 |
| US7636003B2 (en) * | 2006-07-21 | 2009-12-22 | Mediatek Inc. | Limiting amplifiers |
| JP5237549B2 (ja) * | 2006-12-27 | 2013-07-17 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 定電流回路 |
| FR2911445B1 (fr) * | 2007-01-16 | 2009-02-27 | Commissariat Energie Atomique | Amplificateur a transconductance a linearite amelioree |
| US8073078B2 (en) * | 2008-02-08 | 2011-12-06 | Freescale Semiconductor, Inc. | Split channel receiver with very low second order intermodulation |
| KR101382438B1 (ko) * | 2013-04-03 | 2014-04-08 | 한국과학기술원 | Q팩터 강화 회로를 이용한 rf 필터 시스템 |
| US9203420B2 (en) | 2014-02-05 | 2015-12-01 | Innophase Inc. | Apparatus and method for digital to analog conversion with current mirror amplification |
| EP3453112B1 (en) * | 2016-05-03 | 2020-12-16 | Harman International Industries, Inc. | Single-ended instrumentation folded cascode amplifier |
| US10734958B2 (en) * | 2016-08-09 | 2020-08-04 | Mediatek Inc. | Low-voltage high-speed receiver |
| US10084421B1 (en) * | 2017-07-31 | 2018-09-25 | Harman International Industries, Incorporated | Plural feedback loops instrumentation folded cascode amplifier |
| US10541675B1 (en) * | 2018-11-15 | 2020-01-21 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Multi-gain transconductance amplifier |
| CN109787583B (zh) * | 2018-11-27 | 2020-11-17 | 西安电子科技大学 | 一种应用于ECG信号采集的低频全差分Gm-C滤波器 |
| US11088665B2 (en) | 2019-10-02 | 2021-08-10 | Analog Devices, Inc. | Linear broadband transconductance amplifier |
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| US5113147A (en) * | 1990-09-26 | 1992-05-12 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Wide-band differential amplifier using gm-cancellation |
| JP3300534B2 (ja) * | 1993-09-13 | 2002-07-08 | 株式会社東芝 | 電子回路 |
| US5565815A (en) * | 1993-12-17 | 1996-10-15 | Imp, Inc. | Current amplifier having a fully differential output without a d.c. bias and applications thereof |
| US5917379A (en) * | 1997-07-31 | 1999-06-29 | Lucent Technologies Inc. | Broadband linear transconductance amplifier with resistive pole-splitting compensation |
-
1999
- 1999-06-24 US US09/339,750 patent/US6150885A/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135198A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Kyodo Denshi Engineering Co Ltd | 電流電圧変換合成出力装置 |
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