KR20010007501A - 광대역 노이즈 필터링 기능을 가진 트랜스컨덕턴스 증폭기 - Google Patents

광대역 노이즈 필터링 기능을 가진 트랜스컨덕턴스 증폭기 Download PDF

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KR20010007501A
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애쉬비크릭버톤
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루센트 테크놀러지스 인크
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Abstract

본 발명은 전압입력을 받아 전류 출력을 하는 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)에 관한 것이다. 본 발명의 트랜스컨덕턴스 증폭기는 전류 미러(current mirror)를 구현하는 트랜지스터들 사이에 로우 패스 필터(F1 및 F2)를 가진 전류 미러를 포함한다.

Description

광대역 노이즈 필터링 기능을 가진 트랜스컨덕턴스 증폭기{Transconductance amplifier with wideband noise filtering}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 광대역 노이즈 필터 기능을 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기를 포함하는 통신 시스템에 관한 것이다.
적어도 단방향 및 일반적으로 양방향통신을 하는 통신 시스템은 첫 번째 트랜시버의 일부분인 전송기와 두 번째 트랜시버의 일부분인 수신기 사이에서 통신을 한다. 다수의 통신 시스템에서, 변조기의 일부분으로서 트랜스컨덕턴스 증폭기는 입력전압을 출력전류로 변환시킨다. 전압-대-전류 변조기는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 운영주파수 영역 안에서 선형적으로 유지되어야 한다. 전압-대-전류 트랜스컨덕턴스 증폭기를 광대역 운영 주파수 영역에서 선형적으로 유지되게 디자인하는 것은 매우 어려웠었다.
트랜스컨덕턴스와 통신 시스템의 다른 회로들 의하여 만들어지는 광대역 노이즈(noise)는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 다운 스트림(down-stream)을 높은 주파수로 변환하였고 수신기 간섭의 원인이 된다. 수신기의 간섭을 막기 위해, 변조기의 출력신호는 주로 수신측의 변조기에 의해 만들어진 노이즈(noise)를 줄이기 위해 필터링된다. 한번 높은 주파수로 변환이 되면, 필터링 되어야만 하는 노이즈들은 주파수 대역에서 상대적으로 작은 공간적 차이가 있는 희망하는 전송신호에서 분산되고, 필터링을 하기 위해서는 높은 수준의 팩타(factor)필터가 필요하다. 고주파수, 양질의 팩타 필터는 양질의 팩타 인덕터의 부족의 원인이 되는 집적회로 상에서 쉽게 실행할 수 없다. 그 대신, 집적회로 외부의 필터는 통상적으로 수신 밴드에서 받아들일 수 있을 만큼 낮은 레벨로 광대역 노이즈의 감소를 위해 이용된다. 이와 같은 필터는, 전력 증폭기에 공급되어질 신호 앞에 뿐 아니라, 전력 증폭기에 의하여 증폭된 신호 뒤에 놓여질 수 있다. 높은 주파수로 변환된 신호는 안테나를 조정하기 위해 전력 증폭기를 통과한다. 증폭후의 필터링은 노이즈를 필터링하는 것 이외에도 약점을 가지고 있는데, 원하는 신호는 필터에 의한 손실로 인하여 조금씩 감소할 것이고, 전력 증폭기는 반드시 이 손실을 여분의 전력의 공급으로 보정해주어야 한다. 이것은 특히 배터리 전력 장치(battery power device)에 바람직하지 못하다.
필요로 하는 것은 집적회로 상에서 쉽게 실행되는 향상된 광대역 노이즈 필터링의 특징을 가진 정확히 선형적인 트랜스컨덕턴스 증폭기이다.
이런 트랜스컨덕턴스 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 하이 Q 필터 다운스트림(high Q filter downstream)의 필요를 없애줄 뿐 아니라, 다운스트림의 필터링요구를 줄여 결과적으로 필터의 가격은 낮아진다.
본 발명에 따르면 트랜스컨덕턴스 증폭기는 전압입력과 전류출력을 갖는다. 트랜스컨덕턴스 증폭기는 전류 미러를 구현하는 트랜지스터 사이의 로우 패스 필터를 가진 전류 미러를 포함하고 있다.
도 1은 본 발명에 따른 트랜시버의 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 3은 본 발명에 따른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 4는 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 5는 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 6은 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 7은 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 8은 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 9는 본 발명에 따른 다른 대안적 실시예의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
도 10은 도 2의 트랜스컨덕턴스 증폭기에 보완된 본 발명에 따른 트랜스컨덕턴스 증폭기의 구성도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
22; 트랜스컨덕턴스 증폭기 20; 트랜시버
24; 수신기 26; 전송기
본 발명에 따른 트랜시버(20)의 블록도는 도 1에서 보여진다. 트랜시버(20)는 수신기(24)와 전송기(26)로 구성되어 있다. 트랜시버(20)는 차동 입력 전입을 수신하여 넓은 선형화 범위로 차동 전류 출력을 제공하기 위한 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)(도 2 참조)를 포함한다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)는 전류 미러를 형성하는 트랜지스터들 사이에 로우패스 필터를 포함한다.
도 1의 간단한 블록도에 도시된 트랜시버(20)는 통신 시스템 또는 통신 시스템의 일부를 포함하는 것으로 설명되어 있지만, 양방향 무선기, 핸드폰(cellphone handset), 핸드폰의 기지국, 광대역 비디오 튜너, 텔레비전 셋 박스(set-box) 혹은 개인용 컴퓨터 케이블 모뎀에만 제안을 두지 않는다.
도 1에 설명된 핸드폰 응용에 있어서, 안테나(28)에 의해 수신된 신호는 스피커(38)및 다른 출력 장치들(40)과 같은 다른 장치를 구동하기 위하여 부가적 프로세싱(36) 이전에 밴드-패스 필터(band-pass filter)(30), 로우 노이즈 증폭기(low noise amplifier)(32) 및, 하나 이상의 스테이지인 다운 컨버터(34)를 통해 통과되도록 수신기(24)에 의해 처리된다. 전송기(26)에 의해 전송되는 음성 또는 데이터와 같은 정보는 블록(42)에 의해 처리되어 믹서(44 및 46)에 동위상 및 직교입력 신호(in-phase and quadrature input signal)로서 공급된다. 주파수 발생기(48)는 믹서(44 및 46)에 또한 제공되는 국부 발진기 신호들을 위상 직교(in phase quadrature)로 발생한다. 합산기(50)는 믹서(44 및 45)의 출력들을 합산하고, 신호가 전송기(26)에 의해 전송되었을 때 안테나(28)를 구동하는 전력 증폭기(52)에 출력 신호를 제공한다.
변조기(54)는 믹서(45 및 46)와 함께 합산 블록(50)을 구비한다. 도 1에서 도시된 직접 변조기(54)가 변조기의 하나 있을 수 있는 구현 예이지만, 간접 및 더블 직교 변조기(indirect and double quadrature modulators)를 포함하는 다른 변조기 설계가 본 발명의 범위 내에서 고려될 수 있다.
믹서(44 및 46)는 도2의 간략한 구성도에서 도시된 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)를 포함한다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)는 통상적으로 도 2에서 보여지듯이 중심선(CL)을 중심으로 좌우 대칭적이다. 대칭적 구현의 중심선(CL)의 반대쪽의 장치의 쌍들은 이상적이다.
전류원(I1 및 I2)은 높은 포지티브 레일(more positive rail)(VCC)에 결합된 일정한 전류원이고, 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)에 바이어스 전압을 공급한다. 캐패시터(C1)는, 이 경우에, 노드(N1 및 N2)로서 표시된 전류원(I1 및 I2)의 출력 사이에 결합되어 있다. 캐패시터(C1)는 트랜스컨덕턴스 증폭기(22) 내의 피드백 루프의 전체의 안정성을 향상시키는 보상 캐패시터이다. 바이폴라 트랜지스터로서도 2에 설명된 트랜지스터(T1 및 T2)는 노드(N1 및 N2)에 결합된 콜렉터와 노드(N3 및 N4)에 결합된 에미터를 각각 가지고 있다. 트랜지스터(T1 및 T2)는 그 각각의 베이스에서 포지티브 및 네거티브(positive and negative)의 차동 입력 전압 신호(VIN+및 VIN-)를 수신하는 입력 장치이다.
축퇴 저항기(degeneration register)(R1)는 노드(N3 및 N4) 사이에 결합된다. 전류원(I1 및 I2)에 의하여 각각의 트랜지스터(T1 및 T2)의 콜렉터-에미터 전도 경로(collector-emitter conduction path)를 통해 일정한 전류가 유지된다. 두 개의 트랜지스터(T1 및 T2)의 전도 경로를 통해 흐르는 일정한 전류에 의해, 베이스-에미터 전압은 일정하게 유지되고, 단자(VIN+및 VIN-)에 인가된 차동 입력 전압 신호가 저항기(R1) 양단에 나타나는 결과로서 일정한 베이스-에미터 전압강하가 발생한다. 저항기(R1) 양단에서 발생된 전압은 트랜지스터(T1 및 T2)에 인가된 차동 입력 전압에 비례한다.
바이폴라 트랜지스터로서 도 2의 실시예에 설명된 트랜지스터(T3 및 T4)는 노드(N3 및 N4)에 각각 결합된 콜렉터와 저항기(R3 및 R4)에 각각 결합된 에미터를 갖는다. 또한 저항기(R3 및 R4)는 도 2에서 접지로 표시되기도 하는 낮은 포지티브 레일(less positive rail)로 결합된다. 차동 전류(I)(포지티브는 좌측에서 우측방향을 가정)는 크기가 저항기(R1)에 의해 분할된 차동 입력 전압 신호가 되는 저항기(R1)를 통해 통과한다. 트랜지스터(T1 및 T2)의 콜렉터-에미터 전도 경로를 통과하는 전류 I0가 일정하다고 가정하면, 트랜지스터(T4)의 콜렉터-에미터 전도 경로를 통과하는 전류는 I0+이고, 트랜지스터(T3)의 전도 경로의 전류는 I0-이다. 트랜지스터(T3 및 T4)를 통과하는 차동 전류는 차동 입력 전압 신호에 정비례하고, 그로 인해 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)에 입력 선형성(input linerity)을 제공한다.
PMOS 트랜지스터로서 도 2의 실시예에서 설명된 트랜지스터(T7 및 T8)는, 트랜지스터(T3 및 T4)의 각각의 동작에 의해 전류원(I1 및 I2)에 피드백을 각각 제공한다. 트랜지스터(T7)의 소스-드레인 전도 경로는 노드(N1)와 노드(N5) 사이에서 결합되고, 노드(N5)는 또한 트랜지스터(T3)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(T7)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias)에 의해 낮은 레일 전압 이상으로 바이어스 된다. 본 기술분야에 숙련된 사람들은 전압 분할기, 전류원 및, 임피던스 또는, 인가되는 차동 전압 신호의 적용된 주파수를 변경하는 바이어스 전압을 발생시키는 다른 공지된 기술을 이용하여 바이어스 전압을 발생시킬 수 있다.
트랜지스터(T8)의 소스-드레인 전도 경로는 노드(N2)와 노드(N6) 사이에 결합되고, 노드(N6)는 또한 트랜지스터(T4)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(T8)의 게이트는 트랜지스터(T7)의 게이트의 바이어스와 유사한 방식으로 낮은 레일 이상으로 바이어스된다. 트랜지스터(T7 및 T8)는 노드(N1 및 N2)에 각각 피드백을 제공하여, 트랜지스터(T1 및 T2)의 콜렉터-에미터 전도 경로를 통해 흐르는 전류를 트랜지스터(T3 및 T4)의 동작에 관계없이 일정하게 유지한다. 본 출원에서 동일한 양수인에게 위탁되었고, 본 명세서의 내용은 본 출원서안에 참조문으로 포함되어 있는 1997년 7월 31일자 출원된, 미국 특허 출원(U.S Patent Application)의 시리얼 제(serial NO) 08/903012 호인, "Broadband Linar Transconductance Amplifier with Resistive Pole-Splitting Compensation"를 참조한다
로우 패스 필터(F1)는 노드(N5 및 N7) 사이에서 트랜지스터(T3)에 의해 제공되는 신호로부터 광대역 노이즈를 필터링한다. 트랜지스터(T3 및 T5)는 트랜지스터(T5)의 콜렉터-에미터 전도 경로에서 트랜지스터(T3)의 콜렉터-에미터 전도 경로를 통과하는 전류의 필터처리 된 표시(filtered representation)를 복제하는 전류 미러로서 동작한다. 로우패스 필터(F2)는 노드(N6 및 N8) 사이에 제공되어, 트랜지스터(T4)에 의해 제공되는 신호로부터 광대역 노이즈 필터링 한다. 트랜지스터(T4 및 T6)는 전류 미러로서 동작한다.
트랜스컨덕턴스 증폭기(22)의 선형성은 저항기(R1)를 통하여 흐르는 교류 신호 전류에 관하여 트랜지스터(T1 및 T2)의 콜렉터-에미터 전도 경로를 통하는 큰 DC 바이어스 전류를 유지함으로서 향상시킬 수 있다. 출력에 있어 약간의 DC전류가 요하지만, 과도한 DC 전류는 회로의 전력 소모를 증가시킨다.
트랜지스터(T3 및 T4,T5 및 T6)로 이루어진 전류 미러를 통하여 큰 DC 바이어스 전류를 출력에 반영하는 것보다는, DC 전류가 출력 트랜지스터(T5 및 T6)대해 미러처리되기 이전에 약간의 DC전류를 제거하기 위하여, 전류원(I3 및 I4)은 노드(N3 및 N4)에 각각 결합된다. 각각의 전류원(I1 및 I2)에 의해 제공된 바이어스 전류는 출력 트랜지스터(T5 및 T6)에서 DC 전류 성분을 감소시키는 전류원(I3 및I4)에 존재하는 대응 전류보다 크다.
본 기술 분야에서 알려져 있듯이, 전류 미러는 승수(multiplication factor)를 도입하는데 이용될 수 있다. 예를 들면, 전류 미러에서 다른 트랜지스터(T3 또는 T4)의 영역에 각각 M 배하여 출력 트랜지스터의 영역(T5 및 T6)을 형성하고, 저항기(R5 또는 R6)의 값을 M배하여 저항기(R3 또는 R4)의 값을 형성함으로서, 입력 전류의 N 배가되는 출력 전류를 얻게 된다. 이와 같은 비례하는 크기배열(sizing)은 동일한 전류 밀도를 유지한다.
저항-캐패시터 회로로서 도 2에 설명된 로우 패스 필터(F1 및 F2)는 인덕터-캐패시터 회로와 같은 다른 성분들을 이용하여 구현될 수 있다. 로우 패스 필터(F1 및 F2)는 회로의 동작을 위해 DC 전류를 통과시킬 수 있어야 한다.
로우 패스 필터(F1 및 F2)가 단극 필터(single pole filter)로서 도시되어 있지만, 본 발명은 이에 제한을 두지 않는다. 다극을 가진 필터 또한 광대역 노이즈를 걸러낸다. 게다가, 더 복잡한 필터들도 이용될 수 있고 한정하지 않고 버터워스(Butterworth)와 킬리치브(Chelychev) 필터들이 사용될 수 있다. 원하는 신호가 충분히 통과할 수 있도록 광대역의 노이즈를 충분히 감쇠시킬 수 만큼 낮게 설정된 차단 주파수를 갖는 로우패스 필터가 만족할 수 있다.
트랜스컨덕턴스 증폭기에서 신호를 필터링 하는 이점은 베이스 밴드 주파수에서 무선 주파수처럼, 높은 주파수로 업-변환되지 않는다는 점이다. 신호가 고주파수로 업-변환되면, 주파수상에서 작은 공간적 차이만을 가지고 있는 신호들에 비하여, 걸러져야 하는 노이즈들이 낮은 베이스 밴드에 넓은 거리에 있는 거리차 대문에, 노이즈들은 원하는 신호에서 분리된다. 예를 들면, 핸드폰에서의 전송, 수신 밴드에서 전송 시스템에서는 45MHZ로 수신 측에서는 900MHZ로 분산되어 있다. 원하는 신호가 베이스 밴드 30kHZ에 있을 때, 필터의 퀄러티 팩타(Quality Factor)가 광대역으로 변환된 구간에서 광대역 노이즈를 걸러내려면, 다음과 같은 퀄러티 팩타 Q를 필요로 하는 것은 분명한 사실이다.
Q1= 30kHz / 45 MHz =.67 *10-3
900 MHz로 고주파 변환된 이후, 똑같은 광대역 노이즈를 없애기 위해서 다음과 같은 퀄러티 팩타가 필요로 하다.
Q2= 900MHz / 45MHz = 20
걸러진 노이즈는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 모든 성분들에 포함된 노이즈처럼, 트랜스컨덕턴스 증폭기에 의해 수신된 차동 입력 전압 신호 상에 존재한다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)의 성분에 첨가된 노이즈들이 출력 트랜지스터(T5 및 T6)의 출력에서 제거되듯이, 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)내의 필터의 결합은 트랜스컨덕턴스 증폭기의 수신된 차동 입력 전압 신호상의 노이즈를 제거해준다.
도 2에서 노드(N5,N6)에 결합된 피드백 루프가 설명될 때, 만약 피드백 루프가 노드(N5,N6)에 결합되는 대신 도 2에서 일점쇄선으로 도시되듯, 노드(N7,N8)에 각각 결합됐다면, 트랜스컨덕턴스 증폭기는 덜 효과적임에도 불구하고 동작할 것이다
도 2는 본 발명에 따른 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)가 트랜지스터(T1에서부터 T6까지)는 바이폴라 장치(bipolar device)로 제작이 되고, 트랜지스터(T7 및T8)는 상보형 MOS(CMOS) 장치로 제작됨을 설명한다. 본 기술분야에 숙련된 사람은 회로를 개조할 수 있고, 계속 본 발명의 영역 안에 있을 수 있다.
다양한 대안적인 실시예는 도 3-10에 도시되어 있다. 이 실시예는, 모든 가능한 변환을 철저히 담고 있는 것은 아니다. 도 3-10의 대안적인 실시예는, 바이폴라 및 트랜지스터와 같은 역할을 하는 장치인, 중심선 CL을 지나는 트랜지스터 한 쌍을 담고 있다. 도 3에서 나타난 트랜스컨덕턴스 증폭기의 대안적인 실시예에서 트랜지스터(T1,T2,T7 및 T8)는 CMOS 장치이고, 트랜지스터 (T3,T4,T5 및 T6)는 바이폴라 장치이다.
도 4에서 입력 트랜지스터(T1,T2)는 바이폴라 장치이고, 다른 트랜지스터들은 CMOS 장치인 트랜스컨덕턴스의 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 5에서는 모든 트랜지스터가 CMOS 장치인 트랜스컨덕턴스 증폭기의 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 6은 트랜지스터(T1에서 T6까지) 바이폴라 장치이고, 각각의 트랜지스터(T7 및 T8)은 몇 개의 트랜지스터가 결합된 회로의 피드백으로 교체된 대안적 실시예를 나타낸다.
도 7의 입력 트랜지스터(T1,T2)는 CMOS 장치이고, 트랜지스터(T3,T4,T5 및 T6)는 바이폴라 트랜지스터이며, 도 2의 트랜지스터(T7 및 T8)는 몇 개의 트랜지스터가 포함된 회로의 피드백으로 교체된 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 8은 입력 트랜지스터(T1 및 T2)는 바이폴라 장치이고, 트랜지스터 (T3,T4,T5,T6)는 CMOS 장치이며, 도 2의 피드백 트랜지스터(T7,T8)는 피드백 회로의 멀티 트랜지스터로 이루어진 트랜스컨덕턴스 증폭기의 대안적 실시예를 나타낸다.
도 9는 트랜지스터(T1에서 T6까지)는 CMOS 장치이고, 도 2의 피드백 트랜지스터는 피드백회로의 멀티트랜지스터로 교체된, 대안적인 실시예를 나타낸다.
도 10은 도 2의 트랜스컨덕턴스 증폭기에 보완적인 트랜스컨덕턴스 증폭기의 대안적인 실시예를 나타낸다. 도 10의 보완적인 트랜스컨덕턴스 증폭기에서, 각각의 p-type 트랜지스터는 n-type 트랜지스터로 바뀌었고, 각각의 n-type 트랜지스터는 p-type 트랜지스터로 바뀌었고, 각각의 pnp-type 트랜지스터는 npn-type 트랜지스터로 바뀌었고, 레일상의 극성은 반대로 바뀌었다. 도 2에 보완이 되는 도 10에서 단 하나의 보상회로만 도시됐지만, 본 기술분야에 숙련된 사람들은 도 3부터 도 9까지의 실시예의 보상회로가 만들어질 수 있다는 것을 인식할 것이다.
본 발명은 바이폴라, biCMOS 혹은 CMOS가 함유된 트랜지스터의 타입이나 그 자체의 타입에 적절한 기술상을 이용하여 집적회로서 가공될 것이다.
도 1에서 그려진 신호의 선은 단일 선으로 되어있지만, 본 기술분야에 숙련된 사람들은 차동 신호도 사용될 수 있다는 것을 알 것이다.
본 발명의 트랜스컨덕턴스 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 하이 Q 필터 다운스트림(high Q filter downstream)의 필요를 없애줄 뿐 아니라, 다운스트림의 필터링요구를 줄여 결과적으로 필터의 가격은 낮아진다.

Claims (21)

  1. 높은 포지티브 레일(more positive rail)(V)에 결합되는 제 1 및 제 2 전류원(I1, I2);
    각각의 입력 트랜지스터가 전류원과 낮은 포지티브 레일(less positive rail) 사이에서 결합되고, 전류원(I1, I2)에 결합된 제 1 단자들과, 차동 입력 전압신호를 수신하는 제 2 단자들(Vin+,Vin-)을 갖는 제 1 및 제 2 입력 트랜지스터(T1, T2);
    각각의 제 1 및 제 2 트랜지스터(T1, T2)의 각각의 제 3 단자들 사이에 결합된 임피던스(R1);
    제 1 및 제 2 트랜지스터(T1, T2)의 각각의 제 3 단자들에 결합된 각각의 제 1 단자, 낮은 포지티브 레일에 결합된 각각의 제 2 단자들, 각각의 제 1 및 제 2 트랜지스터의 제 1 단자에 결합된 피드백 회로에 결합된 각각의 제 3 단자를 갖는 제 3 및 제 4 트랜지스터(T3, T4);
    제 3 및 제 4 트랜지스터(T3, T4)의 제 3 단자에 결합된 각각의 단자를 갖고, 각각의 제 1 및 제 2 전류 미러 트랜지스터가 트랜스컨덕터 증폭기(22)의 출력이 제공되는 다른 단자(Iout-,Iout+)를 또한 갖는 제 1, 제 2 전류 미러 트랜지스터(T5, T6);
    제 1 로우 패스 필터(F1)는 제 3 트랜지스터의 제 3 단자와 제 1 전류 미러 트랜지스터 사이에서 결합되고, 제 2 로우 패스 필터는 제 4 트랜지스터의 제 3 단자와 제 2 전류 미러 트랜지스터 사이에서 결합된 제 1 및 제 2 로우 패스 필터(F1, F2)를 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  2. 제 1 항에 있어서
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 제 1 단자 사이에서 결합된 캐패시턴스(C1)를 더 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  3. 제 1 항에 있어서
    상기 제 3 트랜지스터의 제 1 단자와 낮은 포지티브 레일 사이에 결합된 제 3 전류원(I3)을 더 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  4. 제 3 항에 있어서
    상기 제 4 트랜지스터의 제 1 단자와 낮은 포지티브 레일사이의 제 4 전류원(I4)을 더 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  5. 제 1 항에 있어서
    제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 1 전류 미러 및 제 2 전류 미러 트랜지스터는 바이폴라 장치인 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 바이폴라 장치로 되어있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 상보형 금속 산화물 반도체 장치로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 3, 제 4, 제 1 전류 미러 및 제 2 전류 미러 트랜지스터는 바아폴라 장치이고, 제 1 및 제 2 트랜지스터는 상보형 금속 산화물 반도체 장치인 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 바이폴라 트랜지스터로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 상보형 금속 산화물 반도체 장치로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  11. 제 1 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 트랜지스터(T1, T2)는 바이폴라 장치이고, 제 3, 제 4, 제 1 전류 미러 및 제 2 전류 미러 트랜지스터(T3, T4, T5, T6)는 상보형 금속 산화물 반도체인 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 바이폴라 장치로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 상보형 금속 산화물 반도체 장치로 이루어짐을 특징으로 하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 1 전류 미러 및 제 2 전류 미러 트랜지스터(T1, T2, T3, T4, T5, T6)는 상보형 금속 산화물 반도체 장치인 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 바이폴라 장치로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 상보형 금속 산화물 반도체 장치로 되어 있는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  17. 제 1 항에 있어서,
    적어도 하나의 상기 제 1, 제 2 로우 패스 필터(F1, F2)는 저항기-캐패시터 회로를 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  18. 제 1 항에 있어서,
    적어도 하나의 상기 제 1, 제 2 로우 패스 필터(F1, F2)는 저항기-인덕터 회로를 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기.
  19. 전류 미러의 트랜지스터들 사이에 로우 패스 필터 갖는 전류 미러를 구비한 트랜스컨덕턴스 증폭기를 포함하는 전송기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 전송기는 트랜시버의 일부인 전송기.
  21. 전류 미러의 트랜지스터 사이의 로우 패스 필터(F1 또는 F2)를 갖는, 전류 미러(T3-T5또는T4-T6)를 구비한 트랜스컨덕턴스 증폭기(22)를 포함하는 집적 회로.
KR1020000034763A 1999-06-24 2000-06-23 광대역 노이즈 필터링 기능을 가진 트랜스컨덕턴스 증폭기 KR20010007501A (ko)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100618354B1 (ko) * 2005-02-04 2006-08-31 삼성전자주식회사 교차 연결된 트랜지스터를 이용하는 초광대역 필터
KR101382438B1 (ko) * 2013-04-03 2014-04-08 한국과학기술원 Q팩터 강화 회로를 이용한 rf 필터 시스템

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3887171B2 (ja) * 1999-01-19 2007-02-28 株式会社ルネサステクノロジ 半導体集積回路
EP1233319A1 (en) * 2001-02-15 2002-08-21 STMicroelectronics Limited Current source
US6888406B2 (en) * 2002-08-12 2005-05-03 Microtune (Texas), L.P. Highly linear variable gain amplifier
JP4167201B2 (ja) 2004-04-21 2008-10-15 株式会社日立製作所 周波数出力回路
US7145395B2 (en) * 2004-09-16 2006-12-05 Qualcomm Incorporated Linear transconductance cell with wide tuning range
US7636003B2 (en) * 2006-07-21 2009-12-22 Mediatek Inc. Limiting amplifiers
JP5237549B2 (ja) * 2006-12-27 2013-07-17 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 定電流回路
FR2911445B1 (fr) * 2007-01-16 2009-02-27 Commissariat Energie Atomique Amplificateur a transconductance a linearite amelioree
US8073078B2 (en) * 2008-02-08 2011-12-06 Freescale Semiconductor, Inc. Split channel receiver with very low second order intermodulation
JP5380269B2 (ja) * 2009-12-22 2014-01-08 協同電子エンジニアリング株式会社 電流電圧変換合成出力装置
US9203420B2 (en) 2014-02-05 2015-12-01 Innophase Inc. Apparatus and method for digital to analog conversion with current mirror amplification
CN109075754B (zh) * 2016-05-03 2023-04-14 哈曼国际工业有限公司 单端仪表折叠式栅-阴放大器
US10734958B2 (en) * 2016-08-09 2020-08-04 Mediatek Inc. Low-voltage high-speed receiver
US10084421B1 (en) 2017-07-31 2018-09-25 Harman International Industries, Incorporated Plural feedback loops instrumentation folded cascode amplifier
US10541675B1 (en) * 2018-11-15 2020-01-21 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Multi-gain transconductance amplifier
CN109787583B (zh) * 2018-11-27 2020-11-17 西安电子科技大学 一种应用于ECG信号采集的低频全差分Gm-C滤波器
US11088665B2 (en) 2019-10-02 2021-08-10 Analog Devices, Inc. Linear broadband transconductance amplifier

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH073646B2 (ja) * 1989-08-03 1995-01-18 ローム株式会社 定電流回路
US5113147A (en) * 1990-09-26 1992-05-12 Minnesota Mining And Manufacturing Company Wide-band differential amplifier using gm-cancellation
JP3300534B2 (ja) * 1993-09-13 2002-07-08 株式会社東芝 電子回路
US5565815A (en) * 1993-12-17 1996-10-15 Imp, Inc. Current amplifier having a fully differential output without a d.c. bias and applications thereof
US5917379A (en) * 1997-07-31 1999-06-29 Lucent Technologies Inc. Broadband linear transconductance amplifier with resistive pole-splitting compensation

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100618354B1 (ko) * 2005-02-04 2006-08-31 삼성전자주식회사 교차 연결된 트랜지스터를 이용하는 초광대역 필터
KR101382438B1 (ko) * 2013-04-03 2014-04-08 한국과학기술원 Q팩터 강화 회로를 이용한 rf 필터 시스템

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Publication number Publication date
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JP3510183B2 (ja) 2004-03-22

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