KR20070043988A - 입력 신호를 주파수 변환하는 무선 수신기 프론트엔드 및방법 - Google Patents

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KR20070043988A
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Abstract

제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드 및, N-위상 무선 수신기 프론트엔드에서 입력 신호를 변환하는 방법이 제공된다. N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트는 저 잡음 증폭기(50)의 입력 포트에 직접 접속된다. 상기 혼합기 장치(50a)는 전류 모드 혼합기 장치이다. 저 잡음 증폭기의 출력 포트는 혼합기 장치의 입력 포트에 직접 접속된다. 혼합기 장치에 유기적으로 접속되는 신호 생성기는 N 위상 시프트된 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된다.
무선 수신기 프론트엔드, 잡음 증폭기, 혼합기 장치, 국부 발진기 신호

Description

입력 신호를 주파수 변환하는 무선 수신기 프론트엔드 및 방법{RADIO RECEIVER FRONT-END AND A METHOD FOR FREQUENCY CONVERTING AN INPUT SIGNAL}
본 발명은 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드(front-end)에 관한 것이다. 본 발명은 또한 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 방법에 관한 것이다.
종래의 무선 수신기 프론트엔드 설계는, 도래하는 무선 주파수(RF) 신호를 하나 이상의 중간 주파수(IF) 신호로 변환하여, 최종으로 기저대로 변환되는 것을 포함한다. 무선 수신기 프론트엔드는 상당한 전압 이득을 가진 저 잡음 증폭기(LNA)를 포함할 수 있다. 이 저 잡음 증폭기에 후속하여, 입력 신호를, 혼합기의 출력에 제공되는 IF 신호로 변환하는 하나 이상의 혼합기가 제공된다.
직각(quadrature) 무선 수신기 프론트엔드는, 차동 또는 싱글 엔디드(single-ended) 입력 신호를 상이한 위상을 가진 4개의 국부 발진기 신호와 혼합하여, 2개의 출력 신호, 즉, I-채널에 대한 출력 신호 및 Q-채널에 대한 출력 신호를 제공하도록 설계된다.
입력 신호는 중첩된 대역외(superimposed out-of-band) 간섭을 포함할 수 있 다. 본 기술 분야에 공지된 무선 수신기 프론트엔드에서, 입력 신호를 처리하는 하나 이상의 필터가 제공된다. 대역 선택 필터와 같은 프리필터(pre-filter)는 대역외 간섭을 억압하기 위해 LNA 앞에 제공된다. 입력 신호를 처리하기 위한 부가적인 필터가 또한 제공될 수 있다. 무선 수신기 프론트엔드의 단가를 낮추기 위해서는, 그것이 집적 회로의 부분으로서 구성될 수 있다. 그러나, 필터는 온칩(on-chip) 설계로 구성하기가 곤란하다. 따라서, 필터는 종종 오프칩(off-chip)으로 구성되어야 한다. 이것은, 오프칩 구성 요소가 무선 수신기 프론트엔드를 더욱 값비싸게 하고, 대형화하며, 복잡하게 한다. 결과적으로, 무선 수신기를 더욱 소형화하고 더욱 값싸게 하기 위한 개발에서, 오프칩 필터의 대부분은 제거되었다. 오늘날의 호모다인(homodyne) 수신기에서, 남아 있는 하나의 오프칩 필터는 대역 선택 필터이다. 또한, 대역 선택 필터가 제거되면, 상당한 비용 및 공간이 절약된다. 이것은 특히 대역마다 하나의 대역 선택 필터를 필요로 하는 멀티대역 무선 수신기 프론트엔드에 대해서는 확실히 이루어진다. 또한, 다수의 안테나가 사용되면, 그 효과는 더욱 높다.
대역 선택 필터와 같은 프리필터가 간단히 제거되면, 강한 대역외 간섭이 무선 수신기에 수반된다. 또한, 그것은 입력 신호의 중간 변조 왜곡 및 압축을 유발시킨다. 상이한 통신 표준은 최대 대역외 간섭의 상이한 요구 조건을 갖는다. 예컨대, GSM(Global System for Mobile communication) 표준에 따른 요구 조건을 충족하기 위해서는 0dBm까지의 대역외 간섭이 처리되어야 한다. 종래의 무선 수신기 프론트엔드는 대역 선택 필터와 같은 프리필터 없이는 이 요구 조건을 충족하지 못하 였다.
어떤 무선 수신기 프론트엔드 설계에서, 대역 선택 필터는 온칩에 집적화될 수 있다. 그러나, 이 솔루션은, GSM 또는 UMIT(Universal Mobile Telecommunication Standard) 표준과 같은 상이한 이동 통신 표준의 최대 대역외 요구 조건을 충족하지 못한다.
그래서, 본 발명의 목적은, 본 기술 분야에 공지된 무선 수신기 프론트엔드보다 덜 복잡하고, 온칩 기술로 구성될 수 있는 무선 수신기 프론트엔드를 제공하기 위한 것이다. 또한, 본 발명의 목적은 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 제 1 양태에 따르면, 이들 목적은, 온칩 또는 오프칩 대역 선택 필터의 어느 것도 갖지 않은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드에 의해 달성된다.
본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드는, 저 잡음 증폭기, 혼합기 장치 및 신호 생성기를 포함한다. N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트는 저 잡음 증폭기의 입력 포트에 직접 접속된다. 혼합기 장치는, 입력 신호가 혼합 전에 전압으로 변환되지 않았을 시에는 전류 모드 혼합기 장치이다. 저 잡음 증폭기의 출력 포트는 혼합기 장치의 입력 포트에 직접 접속된다. 신호 생성기는 N 위상 시프트된 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된다. 위상 시프트된 국부 발진기 신호는 혼합기 장치의 혼합기 코어를 선택적으로 활성화하기 위해 이용될 수 있다.
혼합기 장치는 N/2 혼합기 코어를 포함할 수 있다. 각 혼합기 코어는 혼합기 장치의 입력 포트에 직접 접속된 입력 단자를 가질 수 있다. 혼합기 코어는 단일의 균형(single balanced) 또는 이중 균형 혼합기 코어일 수 있다.
저 잡음 증폭기는 싱글 엔디드 또는 차동 증폭기일 수 있다.
혼합기 장치의 출력 포트는 능동 또는 수동 주파수 선택 부하에 접속될 수 있다. 주파수 선택 부하는 N/2 전류 대 전압 변환 수단을 포함하여, 무선 수신기 프론트엔드로 입력된 신호의 대역외 간섭이 억압될 수 있다.
각 전류 대 전압 변환 수단은, 제각기 혼합기 코어 및 신호 접지 수단의 각각의 출력 단자에 접속된 혼합기 부하를 포함할 수 있다. 각 혼합기 부하는 커패시터와 병렬로 접속된 저항기일 수 있다. 각 혼합기 부하의 커패시터는, 신호가 혼합될 시에 무선 수신기 프론트엔드로 입력된 신호의 대역외 간섭을 억압하는데 효과적인 값을 갖는다. 각 혼합기 부하의 커패시터의 커패시턴스는 상이한 대역폭을 갖는 입력 신호의 대역외 간섭을 억압하기 위해 가변적일 수 있다.
신호 생성기는 혼합기 코어를 구동하는 신호를 제공하는 발진기일 수 있다. 이 발진기는 전압 제어식 발진기일 수 있다.
혼합기 장치는, 직각 국부 발진기 신호와 같은 국부 발진기 신호를 제공하는 변압기에 의해 전압 제어식 발진기에 접속될 수 있다. 변압기에 의해 국부 발진기 신호를 공급한다는 것은, 혼합기 장치의 국부 발진기 단자에 저 주파수 잡음이 생성되지 않는다는 이점이 있다.
국부 발진기는 LC 탱크를 가진 직각 발진기를 포함할 수 있다. LC 탱크의 인덕터는 변압기의 1차 권선을 제공할 수 있고, 혼합기의 국부 발진기의 입력 단자에 접속된 인덕터는 상기 변압기의 2차 권선을 제공할 수 있다. 따라서, 2차 권선을 제공하는 인덕터를 제외하고는 변압기를 제공하기 위한 부가적인 구성 요소가 필요치 않다.
각 LC 탱크의 커패시터는 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하는 가변 커패시터일 수 있다.
선택적으로, 신호 생성기는, 거의 1/N의 듀티 사이클(duty cycle)을 가진 N 비오버랩(non-overlapping) 국부 발진기 신호를 제공하도록 배치된 고주파 발진기 및 분주기에 의해 제공될 수 있다. 직각 발진기 신호에 의해, 듀티 사이클은 실질적으로 각 신호에 대해 25%이어야 한다.
본 발명의 제 2 양태에 따르면, 이들 목적은, 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 신호로 변환하는 무선 전자 통신 장치에서 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 사용에 의해 달성된다.
본 발명의 제 3 양태에 따르면, 이들 목적은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드를 포함하는 무선 전자 통신 장치에 의해 달성된다.
본 발명의 제 4 양태에 따르면, 이들 목적은, N-위상 무선 수신기 프론트엔드에서 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 방법에 의해 달성된다. 이 방법은, 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트에서 입력 신호를 수신하는 단계; 저 잡음 증폭기 내의 대역외 간섭을 포함하는 입력 신호를 증폭하는 단계; 상기 입력 신호 및 대역외 간섭을, 전류 모드 혼합기 장치에서 제 2 주파수를 가진 다수의 위상 시프트된 국부 발진기 신호와 혼합하여, 제 2 주파수를 가진 혼합된 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
혼합된 신호는 대역외 간섭을 포함할 수 있다. 이 방법은 혼합된 신호의 대역외 간섭을 억압하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 억압 단계는, 대역외 간섭을 포함하는 혼합된 입력 신호를 수동 또는 능동 주파수 선택 부하에 공급하는 단계를 포함할 수 있다. 주파수 선택 부하는, 제각기 혼합기 장치 및 신호 접지 수단의 각각의 출력 단자에 접속되는 혼합기 부하일 수 있다. 혼합된 신호는 IF 신호일 수 있다.
상기 억압 단계는, 혼합된 신호의 대역외 간섭을 억압하는데 효과적인 값을 가진 혼합기 부하의 커패시터에 의해 억압하는 단계를 포함할 수 있다.
이 방법은, 상이한 대역폭을 갖는 혼합된 입력 신호의 대역외 간섭을 억압하기 위해 가변 커패시터일 수 있는 주파수 선택 부하의 커패시터의 커패시턴스를 조정하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 이 방법은 국부 발진기 신호를 생성하는 단계 및, 상기 생성된 국부 발진기 신호를 혼합기 장치의 N/2 혼합기 코어에 공급하는 단계를 포함할 수 있다.
더욱이, 이 방법은 상기 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하는 혼합기 장치에 접속된 발진기의 커패시터의 커패시턴스를 조정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 첨부한 청구범위에서 규정되어 있다.
본 발명의 이점은, 종래의 무선 수신기 프론트엔드에 비해 무선 수신기 프론트엔드의 사이즈 및 복잡성이 감소된다는 것이다.
용어 "포함한다/포함하는"는, 본 명세서에 이용될 시에, 상술한 특징, 완전체(integers), 단계 또는 구성 요소의 존재를 열거하도록 취해지지만, 하나 이상의 다른 특징, 완전체, 단계, 구성 요소 또는 그의 그룹의 존재 또는 부가를 배제하지 않는 것으로 강조되어야 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 이점은 본 발명의 다음의 상세한 설명으로부터 명백해지며, 참조는 첨부한 도면과 관련하여 행해진다.
도 1은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드를 포함하는 이동 통신 장치의 정면도이다.
도 2는 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 한 실시예의 회로도이다.
도 4a는 저 잡음 국부 발진기 신호를 생성시키는 전압 제어식 발진기의 제 1 실시예의 회로도이다.
도 4b는 국부 발진기 신호의 신호 다이어그램이다.
도 5a는 저 잡음 국부 발진기 신호를 생성시키기 위해 분주기에 접속된 고주파 발진기의 블록도이다.
도 5b는 국부 발진기 신호의 신호 다이어그램이다.
도 6은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 다른 실시예의 회로도이다.
도 7은 본 발명에 따른 방법의 한 실시예의 흐름도이다.
도 1은 하나의 예시적인 무선 전자 통신 장치로서의 이동 전화기(1)를 도시한 것이며, 여기서, 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드가 이용될 수 있다. 본 발명은 이동 전화기(1)의 구성으로 제한되지 않는다. 본 발명은 다양한 전자 장치에 구성될 수 있으며, 여기서, 무선 주파수(RF) 입력 신호를 수신하여 처리하는 무선 수신기 프론트엔드, 예컨대, 이동 무선 단말기, 페이저, 커뮤니케이터, 전자 오거나이저 또는 스마트폰이 필요로 된다. 이동 전화기(1)는 입력 신호를 수신하는 제 1 안테나(10) 및 제 2 보조 안테나(11)를 포함할 수 있다. 마이크로폰(12), 스피커(13), 키패드(14) 및 디스플레이(15)는 이동 전화기(1)를 동작시키는 인간-기계 인터페이스를 제공한다.
이동 전화기는, 동작 시, 제 1 안테나(10)에 의해 제 1 무선 링크(22)를 통해, GSM, UMTS, PCS (Personal Communications System) 및/또는 PDC (Personal Digital Cellular)와 같은 이동 통신 네트워크(21)의 무선국(20)(기지국)에 접속될 수 있다. 더욱이, 이동 전화기(1)는, 동작 시, 보조 안테나(11)에 의해 제 2 무선 링크(31)를 통해 제 2 무선 링크를 주변 장치(30)에 확립시킬 수 있다. 제 2 무선 링크(31)는, 예컨대, 2.4 (2.400-2.480)GHz 주파수 범위 내에 확립되는 Bluetooth® 링크이다. 무선 링크(22, 31)를 확립하기 위해, 이동 전화기(1)는 이용되는 관련 기술에 따라 구성되는 무선 자원을 포함한다. 따라서, 이동 전화기(1)는, 기지국(20)과 무선 신호를 통신하는 송수신기와 같은 제 1 무선 액세스 수단 및, 주변 장치(30)와 무선 신호를 통신하는 제 2 무선 액세스 수단을 포함한다. 선택적으로, 하나의 무선 액세스 수단은 기지국(20) 또는 주변 장치(30) 중 어느 하나와 무선 신호를 통신하도록 스위치 가능할 수 있다.
주변 장치(30)는, 예컨대, Bluetooth® 기술 또는 어떤 다른 무선 근거리 통신망(WLAN) 기술에 따라 무선 통신 능력을 가진 어떤 장치일 수 있다. 그것은, 제 2 링크(31)를 통해 신호를 교환하는 안테나(32) 및, 주변 장치(30)가 이용하는 통신 기술에 따라 구성된 (도시되지 않은) 송수신기를 포함한다. 이 장치는, 무선 헤드셋, 원격 서버, 팩스 머신, 벤딩(vending) 머신, 프린터, 컴퓨터 등일 수 있다. 다양한 전자 장치는 이와 같은 통신 능력을 가질 수 있고, 데이터를 무선으로 전달하는 필요성을 가질 수 있다.
무선 주파수(RF)를 가진 수신된 입력 신호는 본 발명에 따른 무선 수신기 프론트엔드에 의해 처리될 수 있다. 입력 신호는 싱글 엔디드 또는 차동일 수 있다. 입력 신호는, 추가적인 신호 처리가 이용되기 전에 중간 주파수(IF) 신호로 변환된다. 따라서, 이동 전화기(1)의 무선 수신기 프론트엔드는, 아래에 개시되는 바와 같이, 제 1 주파수를 가진 신호를 제 2 주파수를 가진 신호로 변환하는 하나 이상의 혼합기 코어를 구비하는 혼합기 장치를 포함할 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 무선 수신기 프론트엔드를 도시한 것이다. 안테나(10)는, 저 잡음 증폭기 (LNA)(50)의 입력 포트에 직접 접속될 수 있다. LNA(50)는 본래 선형 또는 선형화됨으로써, 예컨대, GSM 표준에 따라 대역외 간섭을 처리할 수 있으며, 여기서, 적어도 0 dBm까지의 대역외 간섭은 처리되어야 한다. LNA(50)으로 입력된 RF 신호는 원하는 신호 및 중첩된 대역외 간섭의 양방을 포함하며, 이들은 LNA(50)의 이득만큼 증폭된다.
N-위상 혼합기 장치(50a)의 전류 입력 포트는 LNA(50)의 출력 포트에 접속된다. 혼합기 장치(50a)는 N/2 혼합기 코어(51, 52)를 포함할 수 있다. 도 2, 3 및 6의 실시예에서, 직각 무선 수신기 프론트엔드가 기술된다. 이들 혼합기 장치(50a)는 입력 단자를 가진 제 1 및 2 혼합기 코어(51, 52)를 포함한다. 혼합기 장치(50a) 및 LNA(50)의 각 입력 포트 및 출력 포트는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
제 1 혼합기 코어(51)는 입력 신호의 I-채널에 이용될 수 있고, 제 2 혼합기 코어(52)는 입력 신호의 Q-채널에 이용될 수 있다. LNA(50)의 출력 포트는 혼합기 장치(50a)의 입력 포트에 직접 접속되며, 즉, LNA(50)으로부터의 신호 전류는 부하 임피던스에 의해 전압으로 변환되지 않는다. 0 dBm 간섭기에 의해, 전압으로 변환된 신호는 너무 커서 처리할 수 없다. 그래서, 혼합기 장치(50a)를 선택적으로 활성화시키는 위상 시프트된 LO 신호에 의해 혼합기를 제어함으로써, 예컨대, 혼합기 코어(51, 52)를 선택적으로 활성화함으로써, 본 발명에 따라 전류 도메인에서 혼합이 실행된다. 따라서, 간섭기는 처리될 수 있다.
각 혼합기 코어(51, 52) 및 혼합기 장치(50a)는 또한 LO 신호를 수신하는 국부 발진기(LO)의 입력 단자를 포함하며, 이 LO 신호는 LO 신호 생성 수단 또는 LO 신호 생성기에 의해 생성되어, 증폭된 입력 신호와 혼합된다. 제 1 혼합기 코 어(51)는 응답하는 제 1 위상을 가진 제 1 LO 신호(LOI)를 수신하도록 구성된다. 제 2 혼합기 코어(52)는 제 1 위상과 상이한 제 2 위상을 가진 제 2 LO 신호(LOQ)를 수신하여 그에 응답하도록 구성된다.
혼합기 장치(50a)의 출력 포트, 예컨대, 제 1 및 2 혼합기 코어(51, 52)의 출력 단자는 능동 또는 수동 주파수 선택 부하에 접속될 수 있다.
주파수 선택 부하는 제 1 및 2 전류 대 전압 변환 수단(53, 54)을 포함할 수 있다. 따라서, 이제 증폭되어 보다 저주파 신호와 혼합되는 입력 신호는 전류 대 전압 변환 수단에 의해 전압으로 변환될 수 있다. 따라서, I-채널 및 Q-채널 출력 신호(IFI, IFQ)는 주파수 선택 부하의 출력 포트에서 제공될 수 있다. 주파수 선택 부하의 각 출력 포트는 제 1 및 2 단자를 포함할 수 있다.
주파수 선택 부하는 대역외 간섭을 억압하는 억압 수단으로서도 기능을 할 것이다.
도 3은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 한 실시예의 회로도이며, 여기서, N=4이다. 따라서, 도 3에 따른 무선 수신기 프론트엔드는 직각 무선 수신기 프론트엔드이다. 본 발명에 따른 설계에 의하면, 상술한 바와 같이, LNA의 선형성이 예컨대, 0dBm까지의 대역외 간섭을 처리할 만큼 충분히 높게 하는 것이 중요하다. 도 3의 실시예에서, LNA는, 입력 트랜지스터일 수 있는 증폭기 트랜지스터(60)에 의해 제공되는 공통 게이트 또는 공통 베이스 LNA이다. 트랜지스터(60)는, FET (Field Effect Transistor), 예컨대, MOS (Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터 또는 BJT (Bipolar Junction Transistor) 트랜지스터일 수 있다. 도 3의 실시예에서, LNA(50)는 FET 트랜지스터에 의해 제공된다. 직각 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트는 트랜지스터(60)의 소스 단자에 접속된다.
증폭기 트랜지스터(60)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias1)에 접속된다. 선택적으로, 증폭기 트랜지스터(60)의 바이어스 입력(게이트)은 상기 증폭기 트랜지스터(60)의 바이어스를 제어하는 공통 모드 피드백 회로에 접속된다.
혼합기 코어(51, 52) 및 제 1 및 2 전류 대 전압 변환 수단(53, 54)은 설계가 유사하며, 제 1 혼합기 코어(51) 및 관련된 제 1 전류 대 전압 변환 수단(53)만이 다음에서 상세히 기술될 것이다. 제 1 혼합기 코어(51)는 제 1 혼합기 코어(51)의 입력 단자에 접속되는 제 1 및 2 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)를 포함할 수 있다. 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)는 FET 트랜지스터 또는 BJT 트랜지스터일 수 있다. BJT 트랜지스터는, 보다 고 선형성을 제공하는 FET 트랜지스터보다 더 신속한 이점을 갖는다. 도 3의 실시예에서, 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)는 BJT 트랜지스터에 의해 제공된다. 각 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)의 이미터는 제 1 혼합기 코어(51)의 입력 단자에 접속된다. 각 혼합기 트랜지스터의 베이스는 제 1 혼합기 코어(51)의 LO (Local Oscillator) 입력 단자에 접속된다. 각 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)는 각각의 직각 LO 신호에 응답한다. 제 1 혼합기 트랜지스터(61a)는 제 1 위상을 가진 제 1 직각 LO 신호(LOI +)에 응답한다. 제 2 혼합기 트랜지스터(62a)는 제 1 위상에 대해 1800 위상 시프트되는 제 2 위상을 가진 제 2 LO 신 호(LOI -)에 응답한다. 혼합기 트랜지스터(61a, 62a)의 컬렉터는 제각기 제 1 혼합기 코어(51)의 제 1 및 2 출력 단자에 접속된다.
주파수 선택 부하, 예컨대, 전류 대 전압 변환 수단은 주파수 선택 부하의 입력 단자 사이에 제공된 커패시터(67a)를 포함할 수 있다. 따라서, 주파수 선택 부하는 대역외 간섭의 필터링을 위해 동작하여 어떤 채널 필터링을 제공할 것이다.
혼합기 장치(50a) 및 혼합기 코어(51, 52)는 전류 도메인 내에서 동작하는 전류 모드 혼합기이다. 제 1 혼합기 코어(51)로부터의 출력 신호는 주파수 선택 부하에 공급된다. 주파수 선택 부하는 제 1 전류 대 전압 변환 수단(53)을 포함할 수 있으며, 이 수단(53)은 출력 신호를 제 1 혼합기 코어(51)로부터 전압으로 변환시킬 수 있다. 제 1 전류 대 전압 변환 수단(53)은 각 출력 신호에 대한 별개의 변환 수단을 포함할 수 있다. 각 변환 수단은, 제 1 혼합기 코어(51) 및 신호 접지 수단, 예컨대 공급 전압의 출력 단자와 병렬로 접속되는 저항기(63a, 65a) 및 커패시터(64a, 66a)와 같은 수동 구성 요소를 포함할 수 있다. 제 1 혼합기 트랜지스터(61a)는 저항기(63a) 및 커패시터(64a)에 접속되고, 제 2 혼합기 트랜지스터(62a)는 저항기(65a) 및 커패시터(66a)에 접속된다.
제 1 및 2 전류 대 전압 변환 수단은 또한 능동 구성 요소를 포함할 수 있다. 예컨대, 저항기로서 접속된 트랜지스터는 저항기(63a) 및/또는 저항기(65a)를 대신할 수 있다. 선택적으로, 제 1 및 2 전류 대 전압 변환 수단(53, 54)은 혼합기 장치(50a)로부터 출력된 전류 신호를 변환하도록 트랜스임피던스 증폭기를 포함할 수 있다. 이와 같은 트랜스임피던스 증폭기의 전달 함수는 주파수를 선택할 수 있다.
I-채널에 대한 제 1 IF (중간 주파수) 출력 신호 (IFI)는 제 1 혼합기 코어(51)의 출력 단자 사이에 생성될 수 있다. 저주파에서 중심을 이룰 수 있는 원하는 신호는, 커패시터(64a, 66a 및 67a)에 의해 상당히 감쇠되지 않는다. 그러나, GSM에서, 원하는 신호로부터 적어도 20 MHz 오프셋의 주파수에서 발생하는 대역외 간섭은 커패시터(64a, 66a 및 67a)의 적절한 값을 선택함으로써 상당히 감쇠될 수 있다. 더욱이, LO 대 IF 누설은 커패시터(64a, 66a 및 67a)에 의해 억압되어, 단일 균형 혼합기 코어 및 싱글 엔디드 LNA의 사용을 가능하게 한다. 싱글 엔디드 LNA는 외부 밸룬(balun)의 필요성을 제거한다. 외부 필터는 밸룬 기능을 실행할 수 있다. 따라서, 차동 LNA가 이용되면, 독립형(stand alone) 외부 밸룬은 제공될 필요가 있을 수 있다. 무선 수신기 프론트엔드 후의 신호는 온칩을 더 처리하는데 적절한 차동이다.
LNA(50)는, 선택적으로, GSM 표준을 만족시키기 위해 0 dBm까지의 대역외 간섭을 처리하기 위해 충분히 선형인 피드백 LNA에 의해 제공될 수 있다. 그러나, 선형성 요구 조건은 각 특정 케이스에서 고려되어야 한다.
제 2 혼합기 코어(52)는 제 1 및 2 혼합기 트랜지스터(61b, 62b)를 포함할 수 있고, 제 1 혼합기 코어(51)로서 구성된다. 제 2 전류 대 전압 변환 수단(54)은 저항기(63b, 65b) 및 커패시터(64a, 66b)에 의해 제공된 혼합기 부하 및, 제 2 전 류 대 전압 변환 수단(54)의 입력 단자 사이에 배치된 커패시터(67b)를 포함한다. 제 2 혼합기 코어(52)의 제 1 혼합기 트랜지스터(61b)는 제 1 위상에 대해 900 위상 시프트되는 제 3 위상을 가진 제 3 직각 LO 신호(LOQ +)에 응답한다. 제 2 혼합기 코어(52)의 제 2 혼합기 트랜지스터(62b)는 제 1 위상에 대해 2700 위상 시프트되는 제 4 위상을 가진 제 4 LO 신호(LOQ -)에 응답한다. 제 2 혼합기 코어(52)의 혼합기 트랜지스터(61b, 62b)의 컬렉터는 제 2 혼합기 코어(52)의 제 1 및 2 출력 단자에 접속된다.
Q-채널에 대한 제 2 IF (중간 주파수) 출력 신호 (IFQ)는 제 2 혼합기 코어(52)의 출력 단자 사이로 출력될 수 있다.
바이어스 전류를 무선 수신기 프론트엔드에 제공하기 위해, 전류 장치(68)는 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트 및 LNA(50)의 입력 포트에 접속된다. 전류 장치(68)는, 예컨대, 저항기, 인덕터 및, 전류원으로서 접속된 트랜지스터에 의해 제공될 수 있다. 인덕터는, 전류원으로서 접속된 저항기 또는 트랜지스터보다 낮은 전압 강하를 생성시키는 이점을 갖는다. 또한, 전류원(68)이 인덕터에 의해 제공되면, 그것은 트랜지스터(60)의 소스에서 생성하는 기생 커패시턴스를 무시(turn out)할 수 있다.
제 1 및 2 혼합기 코어(51, 52)의 LO 입력 단자는 LO 신호 생성기에 접속된다. 한 실시예에서, LO 신호 생성기는 직각 LO 신호 생성 수단이다. 이 신호 대 대 역외 간섭비가 혼합기 장치(50a)에 입력 신호를 공급하기 전에 필터링에 의해 개선되지 않으므로, LO 신호의 위상 잡음은 GSM 구현시, 예컨대, 20 MHz 이상의 큰 오프셋 주파수에서 매우 낮아야 한다. 위상 잡음이 너무 크면, 강한 대역외 간섭의 상호간의 혼합은 약한 신호의 수신을 차단할 수 있다. GSM 경우에, 위상 잡음의 요구 조건은 송신기에서 필요로 하는 것과 유사할 것이다. 따라서, 동일하거나 유사한 발진기는, 송신기 및 무선 수신기 프론트엔드에 대한 LO 신호 LOI +, LOI -, LOQ +, LOQ-를 생성시키기 위해 이용될 수 있다. 저주파 국부 발진기의 잡음은 또한, IF 출력으로 직접 전달되기 때문에 낮아야 한다.
신호 생성기는 VCO (Voltage Controlled Oscillator)와 같은 발진기를 포함할 수 있다.
도 4a는 직각 LO 신호를 생성하기 위해 이용될 수 있는 VCO (Voltage Controlled Oscillator)의 한 실시예를 도시한 것이다. 실질적으로 저주파 잡음이 없는 저 위상 잡음 국부 발진기 신호를 생성시키기 위해서는 LC 탱크를 가진 발진기를 이용하는 것이다. LC 탱크는 혼합기 코어(51, 52)에 접속된 2차 권선을 가진 변압기의 부분일 수 있다. 이 경우에는 국부 발진기 버퍼가 필요치 않으며, 혼합기 코어에 공급되는 국부 발진기 신호의 DC 레벨은 쉽게 설정될 수 있다. VCO는 4 쌍의 트랜지스터(71a, 71b, 72a, 72b, 73a, 73b, 74a, 74b)를 포함할 수 있다.
트랜지스터(71a)의 소스는 트랜지스터(71b)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(71a)의 게이트는 트랜지스터(73a)의 드레인에 접속되고, 트랜지스터(71a)의 드 레인은, 커패시터(76)와 병렬로 접속된 인덕터(75)를 포함하는 제 1 LC 탱크에 접속된다. 인덕터(75)의 중심 탭은 공급 전압에 접속된다. 커패시터(76)의 값은 VCO의 주파수를 설정할 것이다. 트랜지스터(71b)의 게이트는 트랜지스터(72a)의 드레인 및 트랜지스터(73a)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(71b)의 소스는 바이어스 트랜지스터(79)의 드레인에 접속된다. 바이어스 트랜지스터(79)의 게이트는 동작시 바이어스 전압(Vbias3)을 수신할 것이다. 바이어스 트랜지스터(79)의 소스는 접지 수단에 접속된다.
트랜지스터(72a)의 드레인은, 인덕터(75) 및 커패시터(76)의 제 2 단자 및, 트랜지스터(73a 및 71b)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(72a)의 게이트는 트랜지스터(74a)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(72a)의 소스는 트랜지스터(72b)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(72b)의 게이트는 트랜지스터(71a)의 드레인 및 트랜지스터(74a)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(72b)의 소스는 바이어스 트랜지스터(79)의 드레인에 접속된다.
트랜지스터(73a)의 소스는 트랜지스터(73b)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(73a)의 게이트는 트랜지스터(72a)의 드레인에 접속되고, 트랜지스터(73a)의 드레인은, 커패시터(78)와 병렬로 접속된 인덕터(77)를 포함하는 제 2 LC 탱크 및, 트랜지스터(71a)의 게이트에 접속된다. 인덕터(77)의 중심 탭은 공급 전압에 접속된다. 커패시터(78)의 값은 커패시터(76)의 값을 트랙(track)하여, VCO의 주파수를 설정할 것이다. 트랜지스터(73b)의 게이트는 트랜지스터(74a)의 드레인 및 트랜지 스터(72a)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(73b)의 소스는 바이어스 트랜지스터(80)의 드레인에 접속된다. 바이어스 트랜지스터(79)의 게이트는 동작시 바이어스 전압(Vbias3)을 수신할 것이다. 바이어스 트랜지스터(80)의 소스는 접지 수단에 접속된다.
트랜지스터(74a)의 드레인은, 인덕터(77) 및 커패시터(78)의 제 2 단자 및, 트랜지스터(72a 및 73b)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(74a)의 게이트는 트랜지스터(71a)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(74a)의 소스는 트랜지스터(74b)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(74b)의 게이트는 트랜지스터(71a)의 게이트 및 트랜지스터(73a)의 드레인에 접속된다. 트랜지스터(74b)의 소스는 바이어스 트랜지스터(80)의 드레인에 접속된다.
VCO는, 제 1 및 2 변압기에 의해 혼합기 코어(51, 52)의 LO 입력 단자에 자기적으로 결합된다. 제 1 변압기는 인덕터(75) 및, 트랜지스터(61a)의 게이트 및 트랜지스터(62a)의 게이트에 접속된 인덕터(81)를 포함한다. 제 1 변압기의 1차 권선은 인덕터(75)에 의해 제공되고, 제 1 변압기의 2차 권선은 인덕터(81)에 의해 제공된다. 마찬가지로, 제 2 변압기는 인덕터(77) 및, 트랜지스터(61b)의 게이트 및 트랜지스터(62b)의 게이트에 접속된 인덕터(82)를 포함한다.
변압기 수단을 통해 LO 신호 LOI +, LOI -, LOQ +, LOQ -를 혼합기 트랜지스터(61a, 61b, 62a, 62b)에 공급한다는 것은, 혼합기 코어(51, 52)의 LO 입력 단자에 저주파 잡음이 인가되지 않는다는 것을 의미한다. 인덕터(81 및 82)는 LO 입력 단자에서 어떤 저주파 잡음을 제거할 것이다. 더욱이, 변압기는, 그것이 저 전력 소비가 중요할 경우에 유익한 수동 구성 요소만을 포함할 시에, 어떠한 전류를 소비하지 않을 것이다.
도 4b는 도 4a의 실시예에 따라 VCO에 의해 생성될 수 있는 LO 신호를 도시한 것이다. 각 순간에, 최고 전압 레벨을 가진 LO 신호는, 신호의 위상 시프팅으로 인해 LO 신호의 교차를 제외하고는, 다른 LO 신호보다 우위를 차지할 것이다. 이것은, 혼합기 코어(51, 52)의 입력 단자를 상호 접속할 수 있다는 것을 의미한다. 최고 전압 레벨을 가진 LO 신호를 수신하는 트랜지스터는 도통하여 동작할 것이다. 더욱이, 최고 전압 레벨을 가진 LO 신호를 수신하는 트랜지스터는, 어떤 다른 트랜지스터가 어느 정도까지는 도통할지라도 혼합기 장치(50a)의 다른 트랜지스터보다 우위를 차지할 것이다.
도 5a는 상당한 저 위상 잡음 및 저주파 잡음을 가진 LO 신호 LOI +, LOI -, LOQ+, LOQ -를 생성시키는 선택적 솔루션을 도시한 것이며, 이 LO 신호는 서로에 대해 위상 시프트된다. LO 신호는, 이 실시예에서, 실질적으로 하나의 신호만이 동시에 고상(high state)으로 되도록 위상 시프트된다. 고주파 발진기(90)는 디지털 분주기(91)에 접속된다. 이 실시예에서, 분주기는 직각 LO 신호, 즉, 4개의 LO 신호 LOI+, LOI -, LOQ +, LOQ -를 생성시키도록 배치되며, 이들 신호 중 하나만이 동시에 능동적이다. 고주파 발진기의 주파수는 디지털 분주기(91)로부터의 출력 신호의 주파수의 적어도 2배이어야 한다. 4개의 국부 발진기 신호 중 하나 이상이 동시에 고(high)일 시에 시간 오버랩을 회피하는 것이 중요하다. 직각 신호에 대한 대략 1/N의 듀티 사이클, 예컨대, 25%를 각 출력 신호에 제공하기 위해 분주기(91)를 배치함으로써 오버랩이 회피될 수 있다. 오버랩이 존재하면, 부가적인 잡음이 생성되고, 혼합기 트랜지스터의 정합 부정확도(matching inaccuracy)에 대한 감도가 증대된다. 그러나, 잡음 요구 조건이 덜 엄격하면, 일부 오버랩이 허용될 수 있다. 그것이, 도 4a의 VCO 구현에 비해 전류 소비가 증가함에도 불구하고, 더욱 복잡한 설계를 제공하는 고주파 발진기(90) 및 디지털 분주기(91)의 이점이다.
분주기(91)는 직렬의 N 플립플롭을 가진 Johnson 카운터에 의해 제공될 수 있으며, 여기서, 최종 플립플롭의 출력 신호는 제 1 플립플롭의 입력 단자로 피드백된다. 모든 플립플롭은 출력 신호의 주파수의 N 배의 동일한 클록 신호에 의해 클록되어야 한다. 이 플립플롭은, 하나의 출력만이 거짓 상태(false states)의 루프를 회피하도록 동시에 고(high)로 되는 상태로 되어야 한다. 그 후, N개의 LO 신호는 N개의 플립플롭의 출력에서 추출될 수 있다.
도 5b는 분주기(91)에 의해 생성되는 위상 시프트된 LO 신호를 도시하며, 여기서, N=4이다. LO 신호는 실질적으로 비오버랩하는 사각파일 수 있다.
상기 설명에서, 입력 신호 RFin는 싱글 엔디드(single ended)이다. 그러나, 입력 신호는 균등하게 차동일 수 있으며, 여기서, LNA(50)는 차동 신호를 증폭하도록 배치될 것이며, 이 차동 신호는 이때 상술한 바와 같이 단일 균형 혼합기 코어 대신에 이중 균형 혼합기 코어에 공급된다.
상술한 바와 같은 무선 수신기 프론트엔드는 이중 모드 이동 통신에 적합할 수 있으며, 여기서, 그것은, GSM 및 UMTS와 같은 상이한 통신 표준을 적용한 2 이상의 이동 통신 네트워크로부터의 도래 신호를 처리할 수 있다. 이중 모드의 무선 수신기 프론트엔드는 상술한 바와 같이 2개의 무선 수신기 프론트엔드 회로를 병렬로 배치함으로써 제공될 수 있으며, 여기서, 각 프론트엔드는 특정 표준에 따라 구성된다. 병렬 접속된 회로는 선택적으로 각 무선 수신기 프론트엔드 회로의 LNA를 바이어스함으로써 선택적으로 활성화될 수 있다. 제어기는 각 회로의 LNA의 바이어싱을 제어하도록 배치될 수 있다.
선택적으로, 이중 모드의 무선 수신기 프론트엔드는, 예컨대, 전류 대 전압 변환 수단(53, 54)의 주파수 선택 부하의 대역폭을 변경함으로써 제공될 수 있다. 따라서, 커패시터(64a, 64b 및 67a)가 선택적 가변 커패시턴스 값을 가진 가변 커패시터이면, 제어기는 커패시터(64a, 64b 및 67a)의 특정 값을 설정하도록 배치될 수 있다. 이런 값 세트는, 차동 수신 신호 대역폭의 입력 신호의 대역외 간섭이 억압되고, 수신되는 신호가 본질적으로 영향을 받지 않도록 선택될 것이다.
본 발명에 따르면, 대역외 간섭을 처리하기 위해 LNA(50) 및 혼합기 장치(50a)를 충분히 선형적이게 하는 토폴로지(topology)가 선택된다. LNA 및 혼합기 장치가 충분히 선형적이지 않으면, 대역외 간섭은, 대역 선택 필터가 본 발명에 따라 제거될 시에 입력 신호의 중간 변조 왜곡 및 압축을 유발시킨다.
도 6은 본 발명에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 다른 실시예의 회로도이다. 도시된 실시예에서, N=4이며, 즉, 그것은 직각 무선 수신기 프론트엔드 이다. 도 3의 실시예의 구성 요소에 대응하는 구성 요소는 동일한 참조 번호로 나타내어, 도 6의 실시예에 관련하여서는 기술되지 않을 것이다. 그러나, 이들 구성 요소가 대응할지라도, 그의 값은 실제 구현에 따라 상이할 수 있음을 주목해야 한다.
도 6에 도시된 무선 수신기 프론트엔드는 차동 LNA를 가진 이중 균형 혼합기 장치를 포함한다. 차동 증폭기는, 예컨대, MOS 또는 BJT 트랜지스터와 같은 제 1 및 2 증폭기 트랜지스터(160a, 160b)에 의해 제공되는 제 1 및 2 증폭기 수단을 포함한다. 직각 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트는 LNA(50)의 입력 포트에 접속되며, 이 입력 포트는 입력 신호(RFin)가 인가될 수 있는 트랜지스터(160a, 160b)의 소스 단자에 직접 접속된다.
트랜지스터(160a, 160b)의 게이트는 바이어스 전압(Vbias)에 접속된다. 선택적으로, 트랜지스터(160a, 160b)의 바이어스 입력(게이트)은 상기 트랜지스터(160a, 160b)의 바이어스를 제어하는 (도시되지 않은) 공통 모드의 피드백 회로에 접속될 수 있다.
도 6의 실시예에 따른 제 1 및 2 혼합기 코어(51, 52)의 각각은 4개의 혼합기 트랜지스터(161a, 161b, 161c, 161d, 162a, 162b, 162c, 162d)를 포함한다. 트랜지스터(161a 및 162c)의 게이트는 국부 발진기 신호(LOI +)를 수신하도록 접속된다. 트랜지스터(161b 및 162d)의 게이트는 국부 발진기 신호(LOQ +)를 수신하도록 접 속된다. 트랜지스터(161c 및 162a)의 게이트는 국부 발진기 신호(LOQ -)를 수신하도록 접속된다. 트랜지스터(161d 및 162b)의 게이트는 국부 발진기 신호(LOI -)를 수신하도록 접속된다.
트랜지스터(161a 및 162b)의 드레인은 커패시터(64a), 저항기(63a) 및 커패시터(67a)의 제 1 단자에 접속된다. 트랜지스터(161b 및 162a)의 드레인은 커패시터(64b), 저항기(63b) 및 커패시터(67b)의 제 1 단자에 접속된다. 트랜지스터(161c 및 162d)의 드레인은 커패시터(66b) 및 저항기(65b)의 제 1 단자 및 커패시터(67b)의 제 2 단자에 접속된다. 트랜지스터(161d 및 162c)의 드레인은 커패시터(66a) 및 저항기(65a)의 제 1 단자 및 커패시터(67a)의 제 2 단자에 접속된다.
제 1 출력 신호(IFI)는, 동작 중에, 커패시터(67a)의 단자에 접속된 출력 단자 사이에서 생성되고, 제 2 출력 신호(IFQ)는 커패시터(67b)의 단자에 접속된 출력 단자 사이에서 생성될 것이다.
국부 발진기 신호 LOI +, LOI -, LOQ +, LOQ -는, 도 4a-4b 또는 5a-5b와 관련하여 기술된 바와 같은 원리에 따라 제공될 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 방법을 도시한 것이다. 제 1 단계(100)에서, 대역외 간섭을 포함하는 입력 신호는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트에서 수신된다. 단계(101)에서, 대역외 간섭을 포함하는 입력 신호는 LNA(50)에서 증폭된다. 그 후, 단계(102)에서, 증폭된 입력 신호 및 대역외 간섭은, 상술한 바와 같 이, 위상 시프트된 LO 신호와 혼합되어, 대역외 간섭을 포함하는 혼합된 신호를 생성한다. 최종으로, 단계(103)에서, 혼합된 신호의 대역외 간섭은, 예컨대, 상술한 바와 같이 혼합된 신호를 주파수 선택 부하, 예컨대, 저항기 및 커패시터를 포함하는 혼합기 부하에 공급함으로써 억압된다. 주파수 선택 부하가 혼합기 부하를 포함하면, 혼합기 부하의 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b)는 대역외 간섭을 억압하는데 효과적인 값을 가질 수 있다. 상기 커패시터가 가변 커패시터이면, 이 방법은 상기 커패시터의 값을 설정하는 단계를 포함할 수 있다. 이 방법은 또한 LO 신호를 혼합기 코어(51, 52)에 공급하는 단계를 포함할 수 있다. 더욱이, VCO의 LC 탱크의 커패시터(76, 78)가 가변적이면, 이 방법은 상기 커패시터의 값을 설정하는 단계를 포함할 수 있다.
N-위상 무선 수신기 프론트엔드에 대한 참조가 행해졌다. N-위상 무선 수신기는 직각 N-위상 무선 수신기 프론트엔드일 수 있다. 그러나, 가상적으로 어떤 수의 위상이 프론트엔드를 적절히 배치함으로써 처리될 수 있다. 예컨대, 도 4a의 실시예에 따라 부가적인 혼합기 코어를 혼합기 장치(50a)에 부가함으로써 6개의 위상이 처리될 수 있다. 따라서, 생성될 상이한 LO 신호의 수는 6일 것이다. LO 신호의 적절한 수는, 분주기에 의해 생성되거나 도 4a의 실시예의 원리에 따라 VCO를 설계할 수 있다. 처리할 위상의 수는 N으로 나타낼 수 있다. 따라서, 생성할 상이한 LO 신호의 수는 N일 것이다. 따라서, LO 신호는 서로에 대해 3600/N만큼 위상 시프트될 것이다.
본 발명은, 예컨대, 어떠한 대역 선택 필터를 이용하지 않고, RF 신호를 0 IF 또는 저 IF 신호를 하향 변환하기 위해 이용될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 프론트엔드는 콤팩트형 설계를 가지고, 값싸게 제조할 것이다.
본 발명의 실시예의 이점은, 대역외 간섭을 억압하기 위해 직각 무선 수신기 프론트엔드 내에 대역 선택 필터가 필요치 않다는 것이다. 따라서, 상기 프론트엔드가 온칩 기술을 이용하여 구현되면, 온칩 또는 오프칩의 어느 하나에 제공된 대역 선택 필터를 가진 종래의 무선 수신기 프론트엔드에 비해 제조 단가가 낮아질 수 있다.
본 발명은 특정 실시예와 관련하여 상술되었다. 그러나, 본 발명의 범주 내에서 상술한 바와 다른 실시예가 균등하게 가능하다. 본 발명의 상이한 특징은 상술한 것과 다른 조합 내에서 조합될 수 있다. 본 발명은 첨부한 특허청구범위에 의해서만 제한된다.

Claims (36)

  1. 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드로서, 입력 포트, 입력 포트 및 출력 포트를 가진 저 잡음 증폭기(50, 60), 입력 포트 및 출력 포트를 가진 혼합기 장치(50a) 및, N개의 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성되고, 상기 혼합기 장치에 유기적으로 접속되는 신호 생성기를 포함하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드에 있어서,
    상기 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트는 저 잡음 증폭기(50, 60)의 입력 포트에 직접 접속되고;
    상기 혼합기 장치(50a)는 전류 모드 혼합기 장치이며;
    상기 저 잡음 증폭기의 출력 포트는 상기 혼합기 장치의 입력 포트에 직접 접속되며;
    상기 신호 생성기는 N 위상 시프트된 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 혼합기 장치(50a)는 N/2 혼합기 코어(51, 52)를 포함하고, 각 혼합기 코어는 상기 혼합기 장치의 입력 포트에 직접 접속된 입력 단자를 가지는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 혼합기 코어(51,52)는 단일의 균형 또는 이중 균형 혼합기 코어인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  4. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 저 잡음 증폭기는 차동 증폭기(160a, 160b) 또는 싱글 엔디드 증폭기(60)인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  5. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    각 혼합기 코어(51,52)는 2 또는 4개의 트랜지스터(61a, 62a, 61b, 62b, 161a, 161b, 161c, 161c, 162a, 162b, 162c, 162d)를 포함하고, 각 혼합기 코어의 트랜지스터는 2개의 상이한 국부 발진기 신호에 응답하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  6. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 생성기는 상기 혼합기 장치(50a)를 구동하기 위해 상기 국부 발진기 신호를 제공하는 발진기인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  7. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 생성기는, 변압기(75, 77, 81, 82)에 의해 상기 혼합기 장치(50a) 에 유기적으로 접속되어, 상기 혼합기 장치(50a)의 국부 발진기의 입력 단자에 상기 국부 발진기 신호를 제공하는 발진기인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  8. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 발진기는 직각 국부 발진기 신호를 제공하는 직각 발진기인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  9. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
    상기 발진기는 LC 탱크를 포함하며, 각 LC 탱크는 인덕터(75, 77) 및 커패시터(76, 78)에 의해 제공되는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 LC 탱크의 인덕터(75, 77)는 변압기의 1차 권선을 제공하고, 상기 혼합기 장치(50a)의 국부 발진기의 입력 단자에 접속된 인덕터(81, 82)는 상기 변압기의 2차 권선을 제공하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    각 LC 탱크의 커패시터(76, 78)는 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하는 가변 커패시터인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  12. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 생성기는 상기 국부 발진기 신호를 제공하는 고주파 발진기(90) 및 분주기(91)를 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 분주기(91)는 실질적으로 제각기 1/N의 듀티 사이클을 가진 N개의 국부 발진기 신호를 제공하도록 구성되고, 상기 국부 발진기 신호 중 하나만이 동시에 고상(high state)으로 되는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  14. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 저 잡음 증폭기(50)는 공통 게이트 또는 공통 베이스 구성으로 접속된 하나 이상의 입력 트랜지스터(60)를 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  15. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 혼합기 장치(50a)의 출력 포트에 접속된 능동 또는 수동 주파수 선택 부하를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 주파수 선택 부하는 전류 대 전압 변환 수단(53, 54, 63a, 64a, 65a, 66a, 63b, 64b, 65b, 66b, 67a, 67b)를 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 혼합기 장치(50a)의 제 1 혼합기 코어(51)의 출력 포트는 제 1 전류 대 전압 변환 수단에 접속되고, 상기 혼합기 장치의 제 2 혼합기 코어(52)의 출력 포트는 제 2 전류 대 전압 변환 수단에 접속되는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  18. 제 17 항에 있어서,
    각 전류 대 전압 변환 수단(53, 54, 63a, 64a, 65a, 66a, 63b, 64b, 65b, 66b, 67a, 67b)은 제각기 혼합기 코어 및 신호 접지 수단의 각각의 출력 포트에 접속된 혼합기 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  19. 제 18 항에 있어서,
    각 혼합기 부하는 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b)와 병렬로 접속된 저항기(63a, 65a, 63b, 65b) 및, 각 혼합기 코어의 출력 단자 사이에 접속된 커패시터(67a, 67b)인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  20. 제 19 항에 있어서,
    각 혼합기 부하의 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b)는 무선 수신기 프론트엔드에 입력된 신호가 혼합되었을 시에 상기 신호의 대역외 간섭을 억압하는데 효과적인 값을 갖는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  21. 제 20 항에 있어서,
    각 혼합기 부하의 각 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b)의 커패시턴스는 상이한 수신 신호 대역폭의 입력 신호의 대역외 간섭을 억압하기 위해 가변적인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  22. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 저 잡음 증폭기 및 접지 수단의 입력 포트에 접속된 전류 장치(68)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 전류 장치(68)는 인덕터, 저항기, 또는 전류원으로서 접속된 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  24. 전술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 N-위상 무선 수신기 프론트엔드는 직각 무선 수신기 프론트엔드인 것을 특징으로 하는 N-위상 무선 수신기 프론트엔드.
  25. 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 신호로 변환하기 위해 무선 전자 통신 장치(1)에서 전술한 항 중 어느 한 항에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드의 용도.
  26. 무선 전자 통신 장치(1)에 있어서,
    제 1 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 따른 N-위상 무선 수신기 프론트엔드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전자 통신 장치.
  27. 제 23 항에 있어서,
    상기 무선 전자 통신 장치(1)는 이동 무선 단말기, 페이저, 커뮤니케이터, 전자 오거나이저 또는 스마트폰인 것을 특징으로 하는 무선 전자 통신 장치.
  28. 제 23 항에 있어서,
    상기 무선 전자 통신 장치는 이동 전화기(1)인 것을 특징으로 하는 무선 전자 통신 장치.
  29. N-위상 무선 수신기 프론트엔드에서 제 1 주파수를 가진 입력 신호를 제 2 주파수를 가진 출력 신호로 변환하는 방법으로서, 무선 수신기 프론트엔드의 입력 포트에서 상기 입력 신호를 수신하는 단계를 포함하는 신호 변환 방법에 있어서,
    저 잡음 증폭기 내의 대역외 간섭을 포함하는 입력 신호를 증폭하는 단계;
    상기 입력 신호 및 대역외 간섭을, 전류 모드 혼합기 장치(50a)에서 제 2 주파수를 가진 다수의 위상 시프트된 국부 발진기 신호와 혼합하여, 제 2 주파수를 가진 혼합된 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 혼합된 신호는 대역외 간섭을 포함하고; 상기 방법은 주파수 선택 부하를 이용하여 상기 혼합된 신호의 대역외 간섭을 억압하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 억압 단계는, 상기 대역외 간섭을 포함하는 상기 혼합된 신호를, 제각기 혼합기 장치(50a) 및 신호 접지 수단의 출력 포트에 접속되는 주파수 선택 부하(53, 54, 63a, 64a, 65a, 66a, 63b, 64b, 65b, 66b, 67a, 67b)에 공급하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 억압 단계는, 상기 대역외 간섭을 포함하는 상기 혼합된 신호를, 커패 시터(64a, 66a, 64b, 66b)와 병렬로 접속된 저항기(63a, 65a, 63b, 65b) 및, 상기 혼합기 장치의 출력 단자 사이에 접속된 커패시터(67a, 67b)에 공급하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 억압 단계는 상기 혼합된 신호의 대역외 간섭을 억압하는데 효과적인 값을 가진 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b)에 의해 억압하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상이한 수신 신호 대역폭의 혼합된 입력 신호의 대역외 간섭을 억압하기 위해 상기 주파수 선택 부하의 가변적인 커패시터인 커패시터(64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b)의 커패시턴스를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  35. 제 29 항 내지 제 34 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 국부 발진기 신호를 생성하는 단계 및, 상기 생성된 국부 발진기 신호를 상기 혼합기 장치(50a)의 제 1 및 2 단일의 균형 또는 이중 균형 혼합기 코어(51, 52)에 공급하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하기 위해 상기 혼합기 장치(50a)에 접속된 발진기의 커패시터(76, 78)의 커패시턴스를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 방법.
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