JP2001053553A - 位相反転回路、ドライブ回路および受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 利得が正確に−１倍の位相反転回路を提供す
る。 【解決手段】 反転入力端を有するアンプＱ81と、入力
端と反転入力端との間に接続された抵抗器Ｒ82と、アン
プＱ81の出力端と反転入力端との間に接続された第２の
抵抗器Ｒ83とを設ける。コンデンサＣ81および第３の抵
抗器Ｒ81の直列回路を第１の抵抗器Ｒ82に並列接続して
入力端と出力端との間の利得を−１倍とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、位相反転回路、
ドライブ回路およびこれを使用した受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル音声放送として、ヨーロッパで
はＤＡＢ（Ｅｕｒｅｋａ１４７規格にしたがったデジタ
ル音声放送）が採用され、日本ではＩＳＤＢ−Ｔが提案
されている。

【０００３】そして、ＩＳＤＢ−Ｔは、 伝送帯域幅：432 ｋHz（狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔのとき） 変調方式 ：ＯＦＤＭ 多重方式 ：ＭＰＥＧ２ を採用することにより、複数チャンネルのデジタルオー
ディオデータやデジタルデータを同時に放送するもので
ある。そして、放送には、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔのとき、
現行のＶＨＦのテレビ放送帯の使用が予定されている。

【０００４】このため、ＩＳＤＢ−Ｔ受信機は、例えば
図２に示すように構成される。なお、図２は、狭帯域Ｉ
ＳＤＢ−Ｔ用の受信機の場合であり、スーパーヘテロダ
イン方式に構成された場合である。

【０００５】すなわち、狭帯域ＩＳＤＢ−Ｔの放送波が
アンテナ１１により受信され、この受信信号が電子同調
方式のアンテナ同調回路１２に供給されて目的とする周
波数の受信信号ＳRXが取り出され、この信号ＳRXがＡＧ
Ｃ用の可変利得アンプ１３および電子同調方式の段間同
調回路１４を通じてミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑに供給さ
れる。

【０００６】また、ＰＬＬ３１において所定の周波数の
発振信号が形成され、この発振信号が分周回路３２に供
給されて受信信号ＳRXのキャリア周波数（中心周波数）
よりも例えば500 ｋHzだけ高く、かつ、位相が互いに90
°異なる２つの信号に分周され、この分周信号がミキサ
回路１５Ｉ、１５Ｑに局部発振信号として供給される。

【０００７】こうして、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑにお
いて、受信信号ＳRXは位相が互いに90°異なる２つの中
間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ （中間周波数は500 ｋHz）、
すなわち、互いに直交するＩ軸およびＱ軸の中間周波信
号ＳIFI 、ＳIFQ に周波数変換される。

【０００８】なお、このとき、ＰＬＬ３１から、そのＶ
ＣＯ（図示せず）の可変容量ダイオードに供給される制
御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路１
２、１４に同調電圧として供給され、受信信号ＳRXに対
する同調が実現される。

【０００９】そして、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑからの
中間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ が、ローパスフィルタ１６
Ｉ、１６Ｑを通じて移相回路１７Ｉ、１７Ｑに供給さ
れ、この移相回路１７Ｉ、１７Ｑにおいて、例えば、中
間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ に含まれる希望信号成分が同
相となり、かつ、イメージ信号成分が逆相となるように
移相される。そして、この移相後の中間周波信号ＳIFI
、ＳIFQ が加算回路１８に供給され、加算回路１８か
らは、イメージ信号成分が相殺された中間周波信号ＳIF
が取り出される。

【００１０】続いて、この中間周波信号ＳIFが、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１９→ＡＧＣ用の可
変利得アンプ２１→ローパスフィルタ２２の信号ライン
を通じて復調回路２３に供給される。この復調回路２３
は、図示はしないが、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理
に対応して、複素フーリエ変換、周波数デインターリー
ブ、タイム・デインターリーブ、複数のチャンネルのう
ちの目的とするチャンネルのデジタルオーディオデータ
の選択、エラー訂正およびデータ伸長などの復調処理を
行うものである。

【００１１】したがって、復調回路２３からは、複数の
番組（チャンネル）のうちの目的とする番組のオーディ
オ信号Ｌ、Ｒが取り出される。

【００１２】また、このとき、ローパスフィルタ２２か
らの中間周波信号ＳIFがＡＧＣ検波回路３５に供給され
てＡＧＣ電圧Ｖ35が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ35が可
変利得アンプ２１に利得の制御信号として供給される。

【００１３】さらに、ローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑ
からの中間周波信号ＳIFI 、ＳIFQがＡＧＣ検波回路３
３に供給されて遅延ＡＧＣ電圧Ｖ33が形成され、このＡ
ＧＣ電圧Ｖ33が加算回路３４に供給されるとともに、Ａ
ＧＣ電圧Ｖ35が加算回路３４に供給される。そして、加
算回路３４からはＡＧＣ電圧Ｖ33、Ｖ35の加算電圧Ｖ34
が取り出され、この電圧Ｖ34が可変利得アンプ１３に利
得の制御信号として供給される。

【００１４】したがって、ＡＧＣ電圧Ｖ34により同調回
路１２からの受信信号ＳRXに対してＡＧＣが行われると
ともに、ＡＧＣ電圧Ｖ35によりバンドパスフィルタ１９
からの中間周波信号ＳIFに対してＡＧＣが行われる。

【００１５】そして、この受信機によれば、同調回路１
２、１４、ＰＬＬ３１のＶＣＯの共振回路および復調回
路２３を除いて、１チップＩＣ化することができる。

【００１６】ところで、上述の移相回路１７Ｉ、１７Ｑ
および加算回路１８は、例えば図３に示すようなポリフ
ェイズフィルタ１７により構成することができる。

【００１７】すなわち、入力端子１７Ａと出力端子１７
Ｅとの間に、抵抗器Ｒ11〜Ｒ13が直列接続され、入力端
子１７Ｂと出力端子１７Ｅとの間に、抵抗器Ｒ21〜Ｒ23
が直列接続される。また、入力端子１７Ｃと出力端子１
７Ｆとの間に、抵抗器Ｒ31〜Ｒ33が直列接続され、入力
端子１７Ｄと出力端子１７Ｆとの間に、抵抗器Ｒ41〜Ｒ
413 が直列接続される。

【００１８】さらに、抵抗器Ｒ11の出力側と抵抗器Ｒ21
の入力側との間に、コンデンサＣ11が接続され、抵抗器
Ｒ12の出力側と抵抗器Ｒ22の入力側との間に、コンデン
サＣ12が接続され、抵抗器Ｒ13の出力側と抵抗器Ｒ23の
入力側との間に、コンデンサＣ13が接続される。また、
抵抗器Ｒ11〜Ｒ43に対して、コンデンサＣ21〜Ｃ43が同
様に接続される。

【００１９】そして、ローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑ
は、それらの出力が平衡型とされ、フィルタ１６Ｉから
出力される中間周波信号ＳIFI が端子１７Ａと端子１７
Ｃとの間に供給され、フィルタ１６Ｑから出力される中
間周波信号ＳIFQ が端子１７Ｂと端子１７Ｄとの間に供
給される。すると、端子１７Ｅと端子１７Ｆとの間に
は、イメージ信号成分が相殺されて希望信号成分だけを
有する中間周波信号ＳIFが平衡型に出力される。

【００２０】そして、この場合、ポリフェイズフィルタ
１７は、これを構成する抵抗器およびコンデンサがブリ
ッジ接続とされているので、製造時の素子のばらつきに
対して特性が安定であり、上記のような方法によりイメ
ージ信号成分を相殺するとき、これが確実である。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】図３に示すように、ポ
リフェイズフィルタ１７は平衡型の入力信号ＳIFI 、Ｓ
IFQ を必要とするが、そのためには、ミキサ回路１５
Ｉ、１５Ｑを例えば図４に示すように平衡型に構成し、
ローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑを例えば図５に示すよ
うに平衡型に構成すればよい。

【００２２】この場合、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑおよ
びローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑを平衡型に構成する
と、素子数の増加すること自体はＩＣであれば大きな負
担になることはない。

【００２３】しかし、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑおよび
ローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑを平衡型に構成する
と、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑの負荷の平衡度やフィル
タ１６Ｉ、１６Ｑの利得を決定する素子の平衡度など信
号ＳIFI 、ＳIFQ の平衡度に影響を与える部分や素子が
多くなるので、信号ＳIFI 、ＳIFQ の平衡度のばらつき
がどうしても大きくなってしまう。

【００２４】そこで、図６に示すような回路が考えられ
る。すなわち、ローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑから中
間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ が不平衡に取り出され、この
信号ＳIFI 、ＳIFQ が、そのままポリフェイズフィルタ
１７に供給されるとともに、オペアンプＱa 、Ｑa を通
じてポリフェイズフィルタ１７に供給される。

【００２５】そして、この場合、Ｒa ＝Ｒb とすること
により、オペアンプＱa は利得が−１倍の位相反転回路
とされ、したがって、このオペアンプＱa を通じる信号
ＳIFI 、ＳIFQ は位相が反転されてからポリフェイズフ
ィルタ１７に供給される。

【００２６】すると、ポリフェイズフィルタ１７には、
信号ＳIFI 、ＳIFQ が平衡型に供給されたことになる。
そして、そのとき、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑおよびロ
ーパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑの平衡度が、ポリフェイ
ズフィルタ１７に供給される信号ＳIFI 、ＳIFQ の平衡
度に関係しなくなるので、ポリフェイズフィルタ１７に
供給される信号ＳIFI 、ＳIFQ の平衡度を十分に確保す
ることができる。

【００２７】ところが、このオペアンプＱa が理想的な
位相反転回路として動作するのは、オペアンプＱa の利
得が無限大で、かつ、Ｒa ＝Ｒb の場合である。そし
て、実際のオペアンプＱa は、ＧＢ積（利得帯域幅積）
が数ＭHz〜数百ＭHzであるとともに、中間周波信号ＳIF
I 、ＳIFQ の周波数は上記のように500 ｋHz、受信機に
よっては数ＭHzになるので、中間周波信号ＳIFI 、ＳIF
Q の周波数におけるオペアンプＱa の利得は小さくなっ
てしまう。つまり、周波数特性を持ってしまう。

【００２８】この結果、オペアンプＱa から出力される
中間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ には位相遅れを生じてしま
い、したがって、ポリフェイズフィルタ１７から出力さ
れる中間周波信号ＳIFにはイメージ信号成分が残留して
しまう。

【００２９】実験によれば、オペアンプＱa として、Ｇ
Ｂ積が300 ＭHzで、中間周波信号ＳIFI 、ＳIFQ の周波
数が１ＭHzのとき、オペアンプＱa から出力される信号
ＳIFI 、ＳIFQ には0.3 °の位相遅れを生じ、この0.3
°遅れただけで、イメージ信号レベルが−50dBよりも改
善されなかった。

【００３０】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】この発明においては、例
えば、反転入力端を有するアンプと、入力端と上記反転
入力端との間に接続された第１の抵抗器と、上記アンプ
の出力端と上記反転入力端との間に接続された第２の抵
抗器と、コンデンサおよび第３の抵抗器の直列回路とを
有し、上記直列回路を上記第１の抵抗器に並列接続して
上記入力端と上記出力端との間の利得が−１倍となるよ
うにした位相反転回路とするものである。したがって、
アンプにおける位相遅れおよび利得の不足が、コンデン
サおよび第３の抵抗器の直列回路により補正される。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１においては、この発明を図２
に示した受信機に適用した場合であり、受信機の全体が
例えば図２に示すように構成される。また、ミキサ回路
１５Ｉが、ダブルバランス型の乗算回路Ｑ51と、その出
力信号を合成するカレントミラー回路Ｑ52〜Ｑ54とによ
り構成され、カレントミラー回路Ｑ53、Ｑ54から中間周
波信号ＳIFI が不平衡型に取り出される。

【００３３】そして、この信号ＳIFI が、オペアンプＱ
61の反転入力端に供給される。このオペアンプＱ61は、
ローパスフィルタ１６Ｉを構成するためのものであり、
このため、オペアンプＱ61の出力端と反転入力端との間
に、抵抗器Ｒ61およびコンデンサＣ61の並列回路が接続
され、その非反転入力端に所定のバイアス電圧ＶBBが供
給される。そして、オペアンプＱ61の出力信号が、例え
ば図３に示すように構成されたポリフェイズフィルタ１
７に供給される。

【００３４】また、オペアンプＱ81が設けられる。この
オペアンプＱ81は、位相反転回路１８Ｉを構成するため
のものであり、このため、オペアンプＱ61の出力信号が
抵抗器Ｒ82を通じてオペアンプＱ81の反転入力端に供給
されるとともに、オペアンプＱ81の出力端と反転入力端
との間に、抵抗器Ｒ83が接続され、その非反転入力端に
所定のバイアス電圧ＶBBが供給される。

【００３５】さらに、抵抗器Ｒ82に、位相補正用のコン
デンサＣ81および抵抗器Ｒ81の直列回路が並列接続され
る。そして、オペアンプＱ81の出力信号がポリフェイズ
フィルタ１７に供給される。

【００３６】なお、このとき、Ｒ82＝Ｒ83とされる。ま
た、中間周波信号ＳIFI の周波数が上記の値のとき、一
例として、 Ｃ81＝0.2 ｐＦ Ｒ81＝20ｋΩ Ｒ82＝２ｋΩ Ｒ83＝２ｋΩ とされる。

【００３７】さらに、ミキサ回路１５Ｑ、ローパスフィ
ルタ１６Ｑおよび位相反転回路１８Ｑがミキサ回路１５
Ｉ、ローパスフィルタ１６Ｉおよび位相反転回路１８Ｉ
と同様に構成される。そして、ミキサ回路１５Ｑからの
中間周波信号ＳIFQ がローパスフィルタ１６Ｑを通じて
ポリフェイズフィルタ１７および位相反転回路１８Ｑに
供給されるとともに、この位相反転回路１８Ｑの出力信
号がポリフェイズフィルタ１８に供給される。

【００３８】このような構成によれば、ミキサ回路１５
Ｉから出力される中間周波信号ＳIFI は、ローパスフィ
ルタ１６Ｉにおいて、不要な高域成分が除去されるとと
もに、位相が反転された中間周波信号−ＳIFI とされ、
この信号−ＳIFI がポリフェイズフィルタ１７に供給さ
れる。

【００３９】また、このフィルタ１６Ｉからの信号−Ｓ
IFI が、位相反転回路１８Ｉに供給されて位相の反転さ
れた中間周波信号＋ＳIFI とされ、この信号ＳIFI がポ
リフェイズフィルタ１７に供給される。

【００４０】そして、この場合、オペアンプＱ81の裸利
得が、中間周波信号ＳIFI の周波数において無限大であ
れば、Ｒ82＝Ｒ83としておくことにより、位相反転回路
１８Ｉの利得の絶対値は１倍となるが、上述のようにオ
ペアンプＱ81のＧＢ積は有限であって裸利得を無限大と
することはできないので、Ｒ82＝Ｒ83としただけでは、
位相反転回路１８Ｉの利得の絶対値は１倍とはならな
い。

【００４１】しかし、図１の位相反転回路１８Ｉにおい
ては、抵抗器Ｒ81が接続されているので、この抵抗器Ｒ
81の値を選定することにより利得の絶対値を１倍とする
ことができる。

【００４２】また、オペアンプＱ81のＧＢ積が上述のよ
うに例えば数ＭHz〜数百ＭHzであることにより、オペア
ンプＱ81から出力される中間周波信号＋ＳIFI には例え
ば0.3 °の位相遅れを生じることはずである。

【００４３】しかし、このとき、抵抗器Ｒ82にコンデン
サＣ81が接続されているので、このコンデンサＣ81によ
りオペアンプＱ81に供給される信号−ＳIFI の位相を必
要な大きさだけ進ませておくことができ、これによりオ
ペアンプＱ81から出力される中間周波信号＋ＳIFI の位
相遅れを相殺し、その信号＋ＳIFI の位相を、前段のオ
ペアンプＱ61から出力される信号−ＳIFI に対して正確
に180 °とすることができる。

【００４４】したがって、回路１８Ｉは、利得の絶対値
が１倍で、移相量が180 °の回路、すなわち、利得が−
１倍の位相反転回路として動作することになる。したが
って、ポリフェイズフィルタ１７には、フィルタ１６Ｉ
からの中間周波信号−ＳIFIと、この信号−ＳIFI を位
相反転回路１８Ｉにより高精度に位相反転した中間周波
信号＋ＳIFI が供給されることになる。すなわち、平衡
度の高い中間周波信号±ＳIFI が供給されることにな
る。

【００４５】さらに、ローパスフィルタ１６Ｑからは中
間周波信号−ＳIFQ が出力され、回路１８Ｑにおいて、
位相反転回路１８Ｉと同様の動作が行われるので、ポリ
フェイズフィルタ１７には、平衡度の高い中間周波信号
±ＳIFQ が供給されることになる。

【００４６】そして、ポリフェイズフィルタ１７に、平
衡度の高い中間周波信号±ＳIFI 、±ＳIFQ が供給され
るので、ポリフェイズフィルタ１７から出力される中間
周波信号ＳIFは、イメージ信号成分が十分に相殺されて
除去された信号となる。実験によれば、上記の数値例の
場合、イメージ信号成分を−70dB以下まで除去すること
ができた。

【００４７】こうして、図１の位相反転回路１８Ｉ、１
８Ｑによれば、これに使用するオペアンプＱ81、Ｑ81の
ＧＢ積が、使用する周波数において信号に影響を与える
ような大きさであっても、利得を−１倍とすることがで
きる。また、これにより不平衡信号を平衡度の高い平衡
信号に変換することができる。

【００４８】さらに、平衡度の高い中間周波信号ＳIFI
、ＳIFQ を得ることができるので、ポリフェイズフィ
ルタ１７において、イメージ信号成分を十分に相殺する
ことができる。また、平衡度の高い中間周波信号ＳIFI
、ＳIFQ に変換することができるので、ミキサ回路１
５Ｉ、１５Ｑやローパスフィルタ１６Ｉ、１６Ｑを例え
ば図１に示すように、平衡型に構成する必要がなくな
る。

【００４９】

【発明の効果】この発明によれば、アンプのＧＢ積が使
用する周波数において信号に影響を与えるような大きさ
であっても、利得を−１倍とすることができる。また、
これにより不平衡信号を平衡度の高い平衡信号に変換す
ることができる。さらに、受信機のミキサ回路やフィル
タを平衡型に構成する必要がなくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一形態を示す接続図である。

【図２】この発明を説明するための系統図である。

【図３】この発明を説明するための接続図である。

【図４】この発明を説明するための接続図である。

【図５】この発明を説明するための接続図である。

【図６】この発明を説明するための接続図である。

【符号の説明】

１１…アンテナ、１２…同調回路、１３…可変利得アン
プ、１４…同調回路、１５Ｉおよび１５Ｑ…ミキサ回
路、１６Ｉおよび１６Ｑ…ローパスフィルタ、１７…ポ
リフェイズフィルタ、１７Ｉおよび１７Ｑ…移相回路、
１８…加算回路、１８Ｉおよび１８Ｑ…位相反転回路、
１９…バンドパスフィルタ、２１…可変利得アンプ、２
２…ローパスフィルタ、２３…復調回路、３１…ＰＬ
Ｌ、３２…分周回路、３３…ＡＧＣ検波回路、３４…加
算回路、３５…ＡＧＣ検波回路、Ｑ61およびＱ81…オペ
アンプ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J092 AA01 AA46 CA00 CA88 FA19 HA08 HA25 HA29 KA00 KA01 KA09 KA14 KA16 KA25 KA26 KA41 KA42 KA44 KA55 MA11 SA13 TA01 5K020 BB04 DD02 EE01 EE04 EE05 EE16 GG02 GG04 HH01 HH11 LL01 LL07 MM11 MM12

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】反転入力端を有するアンプと、 入力端と上記反転入力端との間に接続された第１の抵抗
   器と、 上記アンプの出力端と上記反転入力端との間に接続され
   た第２の抵抗器と、 コンデンサおよび第３の抵抗器の直列回路とを有し、 上記直列回路を上記第１の抵抗器に並列接続して上記入
   力端と上記出力端との間の利得が−１倍となるようにし
   た位相反転回路。
2. 【請求項２】第１および第２の位相反転回路を有し、 これら第１および第２の位相反転回路は、それぞれが反
   転入力端を有するアンプと、 入力端と上記反転入力端との間に接続された第１の抵抗
   器と、 上記アンプの出力端と上記反転入力端との間に接続され
   た第２の抵抗器と、 コンデンサおよび第３の抵抗器の直列回路とを有し、 上記直列回路が上記第１の抵抗器に並列接続されて上記
   入力端と上記出力端との間の利得が−１倍とされ、 位相が互いに90°異なる第１および第２の入力信号が、
   ポリフェイズフィルタに供給されるとともに、 上記第１および第２の入力信号が上記第１および第２の
   位相反転回路を通じて上記ポリフェイズフィルタに供給
   されるようにしたポリフェイズフィルタのドライブ回
   路。
3. 【請求項３】受信した信号の中から目的とする周波数の
   受信信号を取り出す同調回路と、 この同調回路により取り出された受信信号の供給される
   第１および第２のミキサ回路と、 これら第１および第２のミキサ回路に位相が互いに90°
   異なる第１および第２の局部発振信号を供給する回路
   と、 上記第１および第２のミキサ回路から位相が互いに90°
   異なる第１および第２の中間周波信号を取り出す第１お
   よび第２のローパスフィルタと、 これら第１および第２のローパスフィルタにより取り出
   された上記第１および第２の中間周波信号が供給される
   第１および第２の位相反転回路と、 上記第１および第２のローパスフィルタにより取り出さ
   れた上記第１および第２の中間周波信号と、上記第１お
   よび第２の位相反転回路から出力される第１および第２
   の中間周波信号とが供給されるポリフェイズフィルタ
   と、 このポリフェイズフィルタの出力信号の供給される復調
   回路とを有し、 上記第１および第２の位相反転回路は、それぞれが反転
   入力端を有するアンプと、 上記第１あるいは第２のローパスフィルタの出力端と上
   記反転入力端との間に接続された第１の抵抗器と、 上記アンプの出力端と上記反転入力端との間に接続され
   た第２の抵抗器と、 コンデンサおよび第３の抵抗器の直列回路とを有し、 上記直列回路を上記第１の抵抗器に並列接続して上記第
   １および第２のローパスフィルタの出力端と上記アンプ
   の出力端との間の利得が−１倍となるようにした受信
   機。
4. 【請求項４】請求項３に記載の受信機において、 上記第１および第２のミキサ回路は不平衡出力とされ、 上記第１および第２のローパスフィルタは不平衡型とさ
   れるようにした受信機。