JP4634448B2 - 無線受信機フロントエンド、及び入力信号を周波数変換する方法 - Google Patents

Description

本発明は、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換するためのＮ相無線受信機フロントエンドに関する。また、本発明は、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換するための方法に関する。

従来の無線受信機フロントエンドの設計では、入力する無線周波数（ＲＦ）信号を、引き続きベースバンドに変換される一つ以上の中間周波数に変換することを実施する。無線受信機フロントエンドは、十分な電圧利得を持つ低雑音増幅回路（ＬＮＡ）を備えていてもよい。低雑音増幅回路の次には、入力信号をミキサの出力で供給されるＩＦ信号に変換するため、１個または数個のミキサを備える。

直交無線受信機フロントエンドは、差動型またはシングルエンド型入力信号と、異なる位相の４個の局部発振器の信号とを混合し、Ｉチャネルに１個、Ｑチャネルに１個の合計２個の出力信号を得るように設計される。

入力信号には、重畳された帯域外干渉を含むかもしれない。当分野では既知の無線受信機フロントエンドでは、入力信号を処理するために、１個または数個のフィルタが提供されている。帯域選択フィルタのようなプレフィルタがＬＮＡの前に提供され、帯域外干渉を抑制する。入力信号を処理するため、さらにフィルタが付加されていてもよい。無線受信機フロントエンドを安価にするため、集積回路の一部として実装されてもよい。しかしながら、フィルタをオンチップ設計で実装することは困難である。したがって、多くの場合、フィルタは、オフチップで実装されねばならない。これは、オフチップ部品により無線受信機フロントエンドがより高価に、より大きくかつ複雑になるため、不利なことである。その結果、小型で安価な無線受信機の開発においては、オフチップフィルタの大部分が取り除かれてきた。今日のホモダイン受信機では、唯一残っているフィルタは、帯域選択フィルタである。もし、仮に帯域選択フィルタも取り除くことができれば、多くのコストとスペースが節約できるだろう。帯域ごとに帯域選択フィルタを必要とするマルチバンド無線受信機フロントエンドでは、このことは特に本当のことである。もし、さらに複数のアンテナを用いる場合は、その効果はさらに高い。

帯域選択フィルタのようなプレフィルタを単純に取り除くと、強い帯域外干渉が、無線受信機を飽和させてしまうだろう。また、入力信号の相互変調歪みと圧縮を起こす原因となるだろう。通信規格が異なると、最大帯域外干渉に対して異なる要求条件となる。例えば、ＧＳＭ（Global Systemfor Mobile communication）規格による要求条件を果たすためには、最高０ｄＢｍまでの帯域外干渉が取り扱われなければならない。従来の無線受信機フロントエンドでは、帯域選択フィルタのようなプレフィルタ無しでは、この要求条件を果たせない。

いくつかの無線受信機フロントエンドの設計では、帯域選択フィルタはチップ上に集積化されてもよい。しかしながら、この解決策は、ＧＳＭ規格またはＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）規格のような異なる携帯通信規格の最大帯域外要求条件を果たせない。

したがって、本発明の目的は、当分野で既知の無線受信機フロントエンドより単純な無線受信機フロントエンドを提供することであり、それは、オンチップ技術で実現されてもよい。また、本発明の目的は、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換するための方法を提供することである。

本発明の第１の態様によれば、これらの目的は、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドで達成され、それには、オンチップまたはオフチップのいずれの帯域選択フィルタも有さない。

本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドには、低雑音増幅回路、ミキサ装置および信号発生器を含む。Ｎ相無線受信機フロントエンドの入力ポートは、直接、低雑音増幅回路の入力ポートに接続される。ミキサ装置は電流モード型ミキサ装置であり、入力信号は、混合する前には電圧に変換されない。低雑音増幅回路の出力ポートは、直接、ミキサ装置の入力ポートに接続される。Ｎ相の位相シフト局部発振器信号を生成するため、信号発生器を採用している。ミキサ装置のミキサコアを選択的に活性化すため、位相シフト局部発振器信号を使用してもよい。

ミキサ装置には、Ｎ／２個のミキサコアを備えてもよい。各ミキサコアは、ミキサ装置の入力ポートに直接接続される入力端子を有していてもよい。ミキサコアは、単一平衡型または二重平衡型ミキサコアであってもよい。

低雑音増幅回路は、シングルエンド型または差動型増幅器であってもよい。

ミキサ装置の出力ポートは、能動型または受動型周波数選択性負荷に接続されていてもよい。周波数選択性負荷には、Ｎ／２個の電流−電圧変換手段を備えてもよく、それによって、無線受信機フロントエンドに及ぼす信号入力の帯域外干渉は抑制されてもよい。

各電流−電圧変換手段は、ミキサコアの各々の出力端子および信号接地手段にそれぞれ接続されたミキサ負荷を備えていてもよい。各ミキサ負荷は、コンデンサと並列に接続された抵抗であってもよい。各ミキサ負荷のコンデンサは、入力信号が混合される時、無線受信機フロントエンドに及ぼす入力信号の帯域外干渉の抑制に効果的な値を持つ。各ミキサ負荷のコンデンサの静電容量は、異なる帯域幅を持つ入力信号の帯域外干渉を抑制するため、可変できるものであってもよい。

信号発生器は、ミキサコアを駆動する信号を提供する発振器であってもよい。発振器は、電圧制御発振器であってもよい。

ミキサ装置は、直交局部発振器信号のような局部発振器信号を供給するため、トランスを介して電圧制御発振器に接続されていてもよい。トランスを介して局部発振器信号を供給すると、ミキサ装置の局部発振器端子に何の低周波数雑音も持ち込まれないという利点がある。

局部発振器には、ＬＣタンク回路を持つ直交発振器を含んでいてもよい。ＬＣタンク回路のインダクタはトランスの一次巻線を提供し、さらに、ミキサの局部発振器入力端子に接続されたインダクタは、そのトランスの二次巻線を提供してもよい。このようにして、二次巻線を提供するインダクタ以外は、トランスの提供のために何の付加部品も必要としない。

各ＬＣタンク回路のコンデンサは、局部発振器信号の周波数を調整するため、可変コンデンサであってもよい。

あるいは、信号発生器は、ほぼ１／Ｎのデューティサイクルを持つＮ個のオーバラップ無しの局部発振器信号を供給するために配置された高周波発振器と周波数分割器によって供給されてもよい。直交発振器信号では、デューティサイクルは、各信号に対してほぼ２５％とすべきである。

本発明の第２の態様によれば、その目的は、第一の周波数を有する入力信号を第二の周波数を有する信号に変換するための無線電子通信機器において、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドを使用することによって実現される。

本発明の第３の態様によれば、その目的は、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドを備える無線電子通信機器によって実現される。

本発明の第４の態様によれば、その目的は、Ｎ相無線受信機フロントエンドにおいて、第一の周波数を有する入力信号を第二の周波数を有する出力信号に変換するための方法によって実現される。その方法には、無線受信機フロントエンドの入力ポートで入力信号を受信するステップ、すなわち、低雑音増幅回路における帯域外干渉を含む入力信号を増幅し、入力信号および帯域外干渉と、電流モード型ミキサ装置にある第二の周波数を有する複数の位相シフト局部発振器信号とを混合し、第二の周波数を有する混合信号を生成するステップを備える。

その混合信号には帯域外干渉を含んでいてもよい。さらにその方法には、混合信号の帯域外干渉を抑制するステップを備えていてもよい。

抑制ステップには、能動型または受動型周波数選択性負荷に帯域外干渉を含む混合入力信号を供給することを備えていてもよい。その周波数選択性負荷は、ミキサ装置の各々の出力端子および信号接地手段にそれぞれ接続されたミキサ負荷であってもよい。混合信号はＩＦ信号であってもよい。

抑制ステップには、混合信号の帯域外干渉を抑制するのに効果的な値を持つミキサ負荷のコンデンサによって抑制することを備えていてもよい。

その方法には、異なる帯域幅を持つ混合入力信号の帯域外干渉を抑制する周波数選択性負荷の、可変コンデンサでよいが、そのコンデンサの静電容量を調整することを備えていてもよい。

また、その方法には、局部発振器信号を発生し、かつ、その発生した局部発振器信号をミキサ装置のＮ／２個のミキサコアに供給するステップを備えていてもよい。

さらに、その方法には、その局部発振器信号の周波数を調整するため、ミキサ装置に接続された発振器のコンデンサの静電容量を調整することを備えていてもよい。

本発明の更なる実施形態は、従属する特許請求の範囲で規定される。

本発明の利点は、無線受信機フロントエンドの寸法と複雑性を、従来の無線受信機フロントエンドに比較して減少することである。

強調されるべきことは、“備える／備えている”という用語は、本明細書で用いられる場合、記載された特徴、整数、ステップまたは部品の存在を明記しているものであるが、一つ以上の他の特徴、整数、ステップ、部品またはそのグループの存在または追加を排除するものではない、ということである。

図１は、一つの例示的な無線電子通信機器として、携帯電話１を図示し、そこには、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドが使用されていてもよい。本発明は、携帯電話１における実施に限定されない。無線周波数（ＲＦ）入力信号を受信しかつ処理するため、無線受信機フロントエンドを必要とする多種多様の電子機器、例えば携帯無線端末、ページャ、コミュニケータ、電子オーガナイザまたはスマートフォンなどに、本発明を実施してもよい。携帯電話１には、入力信号を受信するため、第一のアンテナ１０および第二の補助アンテナ１１を備えていてもよい。マイクロホン１２、拡声器１３、キーパッド１４、さらに、ディスプレイ１５は、携帯電話１を操作するためのマン−マシンインタフェースを提供している。

携帯電話は、動作中、第一のアンテナ１０による第一の無線リンク２２を介して、ＧＳＭ、ＵＭＴＳ、ＰＣＳ（Personal Communication System）および／またはＰＤＣ（Personal Digital Cellular）のような携帯通信ネットワーク２１の無線局２０（基地局）に接続されていてもよい。さらに、携帯電話１は、動作中、第二の補助アンテナ１１による第二の無線リンク３１を介して、周辺機器３０に第二の無線リンクを確立してもよい。第二の無線リンク３１は、例えば、２．４（２．４００−２．４８０）ＧＨｚ周波数帯域で確立されるブルトゥース（Bluetooth）（登録商標）リンクである。無線リンク２２、３１を確立するため、携帯電話１には、使用される関連技術に応じて適合する無線リソースを備えていてもよい。このようにして、携帯電話１には、基地局２０と無線信号を通信するため、送受信機のような第一の無線アクセス手段を、さらに、周辺機器３０と無線信号を通信するため、第二の無線アクセス手段を備える。あるいは、基地局２０または周辺機器３０のいずれかと無線信号を通信するため、一つの無線アクセス手段が切り換え可能であってもよい。

周辺機器３０は、ブルトゥース（Bluetooth）技術、または、他の全ての無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）技術によるような無線通信能力を持つ、いかなる機器でもよい。その機器には、第二のリンク３１を介して信号を交換するためアンテナ３２を、さらに、周辺機器３０が使用する通信技術に応じて適合する送受信機（図示さていない）を含む。機器は、無線ヘッドセット、リモートサーバ、ファックス機、自動販売機、プリンタ、コンピュータ等であってもよい。多種多様の電子機器には、このような通信能力があってもよく、また、データを無線で転送する必要性があってもよい。

無線周波数（ＲＦ）の受信入力信号は、本発明による無線受信機フロントエンドによって処理されてもよい。入力信号は、シングルエンド型または差動型であってもよい。入力信号は中間周波数（ＩＦ）信号に変換され、その後さらに信号処理が行われる。このように、携帯電話１の無線受信機フロントエンドには、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換するための一個または数個のミキサコアを含むミキサ装置を備えていてもよく、このことは以下で開示されるであろう。

図２に、本発明による無線受信機フロントエンドを示す。アンテナ１０は、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）５０の入力ポートに直接接続されていてもよい。例えば、少なくとも最大０ｄＢｍの帯域外干渉を取り扱うべきとしているＧＳＭ標準にしたがって帯域外干渉を取り扱えるように、ＬＮＡ５０は本質的に線形であるか、または、線形化されている。ＬＮＡ５０へのＲＦ信号入力には、所望の信号および重畳する帯域外干渉の両方を備え、これらは、ＬＮＡ５０の利得で増幅される。

Ｎ相ミキサ装置５０ａの電流入力ポートは、ＬＮＡ５０の出力ポートに接続される。ミキサ装置５０ａには、Ｎ／２個のミキサコア５１、５２を含んでいてもよい。図２、３および６の実施形態には、直交無線受信機フロントエンドが記載されている。これらのミキサ装置５０ａには、入力端子を持つ第一および第二のミキサコア５１、５２を備える。ミキサ装置５０ａとＬＮＡ５０の各入力ポートおよび出力ポートには、一個または数個の端子を備えていてもよい。

第一のミキサコア５１は、入力信号のＩ−チャネルに使用されてもよく、かつ、第二のミキサコア５２は、入力信号のＱ−チャネルに使用されてもよい。ＬＮＡ５０の出力ポートは、ミキサ装置の入力ポートに直接接続され、すなわち、ＬＮＡ５０からの信号電流は、負荷インピーダンスによって電圧に変換されない。０ｄＢｍの干渉では、電圧に変換された信号は、取り扱うには大き過ぎるであろう。それ故、本発明に従い、ミキサ装置５０ａを選択的に活性化するための位相シフトされたＬＯ信号によって、例えば、ミキサコア５１、５２を活性化させることによって、混合は電流領域で処理される。このようにして、干渉を取り扱うのである。

各ミキサコア５１、５２およびミキサ装置５０ａには、また、ＬＯ信号発生手段すなわちＬＯ信号発生器により生成されたＬＯ信号を受信するため、局部発振器（ＬＯ）入力端子を備え、増幅された入力信号と混合される。第１相の第一のＬＯ信号ＬＯ_Ｉを受信するため、第一のミキサコア５１を採用し、それに応答する。第１相とは異なる第２相の第二のＬＯ信号ＬＯ_Ｑを受信し、応答するため、第二のミキサコア５２を採用する。

ミキサ装置５０ａの出力ポート、例えば、第一および第二のミキサコア５１、５２の出力端子は、能動型または受動型周波数選択性負荷に接続されていてもよい。

周波数選択性負荷には、第一および第二の電流−電圧変換手段を備えていてもよい。このようにして、いまや増幅され、かつ、より低周波の信号に混合された入力信号は、電流−電圧変換手段により、電圧に変換されてもよい。かくして、Ｉ−およびＱ−チャネル出力信号ＩＦ_Ｉ、ＩＦ_Ｑが、周波数選択性負荷の出力ポートに提供されてもよい。周波数選択性負荷の各出力ポートには、第一および第二の端子を備えていてもよい。

周波数選択性負荷は、また、帯域外干渉を抑制する抑制手段として機能するだろう。

図３は、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドの実施形態の回路図であり、ここでは、Ｎ＝４である。かくして、図３による無線受信機フロントエンドは、直交無線受信機フロントエンドである。本発明による設計を用いれば、ＬＮＡの直線性は十分高く、上記のように、例えば、最大０ｄＢｍの帯域外干渉を取り扱うことが可能であるということは、重要なことである。図３の実施形態では、ＬＮＡは共通ゲートまたは共通ベース型ＬＮＡであり、それは、入力トランジスタでもよいが、増幅トランジスタ６０によって提供される。トランジスタ６０は、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタのようなＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、または、ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）であってもよい。図３の実施形態では、ＬＮＡ５０は、ＦＥＴトランジスタで提供されている。直交無線受信機フロントエンドの入力ポートは、トランジスタ６０のソース端子に接続されている。

増幅トランジスタ６０のゲートは、バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}に接続されている。また、増幅トランジスタ６０のバイアス入力（ゲート）は、その増幅トランジスタ６０のバイアスを制御するため、共通モード帰還回路に接続されている。

ミキサコア５１、５２および第一と第二の電流−電圧変換手段５３、５４は同様な設計であるため、以下では、ミキサコア５１とそれに関連する第一の電流−電圧変換手段についてのみ詳細に説明する。第一のミキサコア５１には、第一のミキサコア５１の入力端子に接続される第一および第二のミキサトランジスタ６１ａ、６２ａを備えていてもよい。ミキサトランジスタ６１ａ、６２ａは、ＦＥＴトランジスタまたはＢＪＴトランジスタであってもよい。ＢＪＴトランジスタの利点は、比較的高い直線性を提供するＦＥＴトランジスタより高速であるということである。図３の実施形態では、ミキサトランジスタ６１ａ、６２ａはＢＪＴトランジスタで提供されている。各ミキサトランジスタ６１ａ、６２ａのエミッタは、第一のミキサコア５１の入力端子に接続される。各ミキサトランジスタのベースは、第一のミキサコア５１のＬＯ（局部発振器）入力端子に接続される。各ミキサトランジスタ６１ａ、６２ａは、直交ＬＯ信号の各々に応答する。第一のミキサトランジスタ６１ａは、第１相の第一の直交ＬＯ信号ＬＱ_Ｉ＋に応答する。第二のミキサトランジスタ６２ａは、第１相に対して１８０°位相シフトしている第２相の第二の直交ＬＯ信号ＬＱ_Ｉ−に応答する。ミキサトランジスタ６１ａ、６２ａのコレクタは、第一のミキサコア５１の第一および第二の出力端子にそれぞれ接続されている。

周波数選択性負荷、例えば、電流−電圧変換手段には、周波数選択性負荷の入力端子間に提供されるコンデンサ６７ａを備えていてもよい。かくして、周波数選択性負荷は、帯域外干渉のフィルタとして、かつ、いくつかのチャネルフィルタ機能を提供するために動作するであろう。

ミキサ装置５０ａおよびミキサコア５１、５２は、電流領域で動作する電流モードミキサである。第一のミキサコア５１の出力信号は、周波数選択性負荷に供給される。周波数選択性負荷には、第一の電流−電圧変換手段５３を備えていてもよく、その手段で、第一のミキサコア５１の出力信号を電圧に変換してもよい。第一の電流−電圧変換手段５３には、各出力信号に対する個別の変換手段を備えていてもよい。各変換手段には、抵抗６３ａ、６５ａおよび第一のミキサコア５１の出力端子に並列に接続されるコンデンサ６４ａ、６６ｂのような受動部品を、並びに、供給電圧のような信号接地手段を備えていてもよい。第一のミキサトランジスタ６１ａは抵抗６３ａとコンデンサ６４ａに接続され、そして、第二のミキサトランジスタ６２ａは抵抗６５ａとコンデンサ６６ａに接続される。

また、第一および第二の電流−電圧変換手段には、能動部品が備えられていてもよい。例えば、抵抗に接続されたトランジスタで、抵抗６３ａそして／または抵抗６５ａを置き換えてもよい。あるいは、第一および第二の電流−電圧変換手段５３、５４には、ミキサ装置５０ａから電流信号出力を変換するために、トランジスタ増幅器を備えていてもよい。このようなトランスインピーダンス増幅器の伝達関数には、周波数選択性を与えることができる。

Ｉ−チャネルの第一のＩＦ（中間周波数）出力信号ＩＦ_Ｉは、第一のミキサコア５１の出力端子間に生成されてもよい。低周波数に中心のある所望の信号は、コンデンサ６４ａ、６６ａおよび６７ａで著しく減衰はしない。しかしながら、ＧＳＭでは、その所望の信号から少なくとも２０ＭＨｚオフセットしている周波数で起こるであろう帯域外干渉は、コンデンサ６４ａ、６６ａおよび６７ａの値を適切に選択すれば、大きく減衰されるであろう。さらに、単一の平衡型ミキサコアとシングルエンド型ＬＮＡの使用を可能とさせ、コンデンサ６４ａ、６６ａおよび６７ａでＬＯからＩＦへの漏れを抑制する。シングルエンド型ＬＮＡは、外付けバルンの必要性を取り除く。外付けフィルタは、バルン機能を果たしてもよい。従って、もしも差動型ＬＮＡを用いれば、単独型外付けバルンを取り付ける必要性があってもよい。無線受信機フロントエンドの後の信号は差動型であり、これはその後のオンチップでの処理に適する。

ＬＮＡ５０のかわりに、ＧＳＭ標準を満たすため、最大０ｄＢｍの帯域外干渉を取り扱うのに十分な直線性を有する帰還型ＬＮＡを用いてもよい。しかしながら、この直線性の要求条件は、各特定のケースで考慮されなければならない。

第二のミキサコア５２には、第一および第二のミキサトランジスタ６１ｂ、６２ｂを備えていてもよく、第一のミキサコア５１と同じように構成する。第二の電流−電圧変換手段５４には、抵抗６３ｂ、６５ｂそしてコンデンサ６４ｂ、６６ｂおよび第二の電流−電圧変換手段５４の入力端子間に配置されるコンデンサ６７ｂで提供されるミキサ負荷を含む。第二のミキサコア５２の最初のミキサトランジスタ６１ｂは、第三の位相、すなわち、第一の位相に比較して９０°位相シフトされた第三の直交ＬＯ信号ＬＯ_Ｑ＋に応答する。第二のミキサコア５２の第二のミキサトランジスタ６２ｂは、第四の位相、すなわち、第一の位相に比較して２７０°位相シフトされた第四の直交ＬＯ信号ＬＯ_Ｑ−に応答する。第二のミキサコア５２のミキサトランジスタ６１ｂ、６２ｂのコレクタは、第二のミキサコア５２の第一および第二の出力端子に接続される。

Ｑ−チャネルの第二のＩＦ（中間周波数）出力信号ＩＦ_Ｑは、第二のミキサコア５２の出力端子間に出力されてもよい。

無線受信機フロントエンドに対するバイアス電流を供給するため、電流機器６８が、無線受信機フロントエンドの入力ポートおよびＬＮＡ５０の入力ポートに接続される。電流機器６８は、例えば、抵抗、インダクタ、または電流源として接続されたトランジスタで提供されてもよい。インダクタの利点は、そこにおける電圧降下が、抵抗または電流源として接続されたトランジスタより低いということである。また、電流機器６８がインダクタで提供された場合、そのインダクタにより、トランジスタ６０のソースに生じる寄生容量を無視できる。

第一および第二のミキサコア５１、５２のＬＯ入力端子は、ＬＯ信号発生器に接続される。一つの実施形態では、ＬＯ信号発生器は直交ＬＯ信号発生手段である。信号対帯域外干渉比は、入力信号がミキサ装置５０ａに印加される前にフィルタをかけても改善されないので、ＬＯ信号の位相雑音は、ＧＳＭへの実施においては、例えば、２０ＭＨｚを超える大きなオフセット周波数では、極めて低くなければならない。もし、位相雑音が高すぎると、強い帯域外干渉の相互混合により、弱い信号の受信を阻止することが可能となる。ＧＳＭの場合には、位相雑音の要求条件は、送信機で必要とされることと類似であろう。それ故、同一かまたは類似の発振器が、送信機および無線受信機フロントエンドのためのＬＯ信号ＬＯ_Ｉ＋、ＬＯ_Ｉ−、ＬＯ_Ｑ＋、ＬＯ_Ｑ−の生成に使用されてもよい。また、ＩＦ出力に直接に転送されるため、低周波局部発振器雑音も低くなければならない。

信号発生器には、ＶＣＯ（電圧制御発振器）のような発振器を備えていてもよい。

図４ａには、直交ＬＯ信号を発生するために用いられるＶＣＯ（電圧制御発振器）の一実施形態を示す。本質的に低周波雑音の無い低位相雑音局部発振器信号の発生は、ＬＣタンクを有する発振器を使用することで可能である。ＬＣタンクは、ミキサコア５１、５２に接続された二次巻線を持つトランスの一部であってもよい。この場合には、局部発振器バッファは必要でなく、かつ、ミキサコアに供給された局部発振器信号のＤＣレベルは、安易に設定されるであろう。ＶＣＯには、トランジスタ７１ａ、７１ｂ、７２ａ、７２ｂ、７３ａ、７３ｂ、７４ａ、７４ｂの４組を含む。前記トランジスタは、ＦＥＴまたはＢＪＴトランジスタで提供されてもよい。

トランジスタ７１ａのソースは、トランジスタ７１ｂのドレインに接続される。トランジスタ７１ａのゲートは、トランジスタ７３ａのドレインに接続され、かつ、トランジスタ７１ａのドレインは、コンデンサ７６と並列に接続されたインダクタを備える第一のＬＣタンクに接続される。インダクタ７５の中心タップは供給電圧に接続される。コンデンサ７６の値により、ＶＣＯの周波数が設定される。トランジスタ７１ｂのゲートはトランジスタ７２ａのドレインおよびトランジスタ７３ａのゲートに接続される。トランジスタ７１ｂのソースはバイアストランジスタ７９のドレインに接続される。バイアストランジスタ７９のゲートは、動作中は、バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}を受けるだろう。バイアストランジスタ７９のソースは接地手段に接続される。

トランジスタ７２ａのドレインは、インダクタ７５とコンデンサ７６の第二の端子およびトランジスタ７３ａと７１ｂのゲートに接続される。トランジスタ７２ａのゲートはトランジスタ７４ａのドレインに接続される。トランジスタ７２ａのソースはトランジスタ７２ｂのドレインに接続される。トランジスタ７２ｂのゲートは、トランジスタ７１ａのドレインおよびトランジスタ７４ａのゲートに接続される。トランジスタ７２ｂのソースは、バイアストランジスタ７９のドレインに接続される。

トランジスタ７３ａのソースはトランジスタ７３ｂのドレインに接続される。トランジスタ７３ａのゲートはトランジスタ７２ａのドレインに接続され、かつ、トランジスタ７３ａのドレインは、コンデンサ７８と並列に接続されたインダクタ７７を含む第二のＬＣタンクおよびトランジスタ７１ａのゲートに接続される。インダクタ７７の中心タップは供給電圧に接続される。コンデンサ７８の値はコンデンサ７６の値を追跡すべきであり、その値により、ＶＣＯの周波数が設定される。トランジスタ７３ｂのゲートはトランジスタ７４ａのドレインおよびトランジスタ７２ａのゲートに接続される。トランジスタ７３ｂのソースはバイアストランジスタ８０のドレインに接続される。バイアストランジスタ８０のゲートは、動作中は、バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}を受けるだろう。バイアストランジスタ８０のソースは接地手段に接続される。

トランジスタ７４ａのドレインは、インダクタ７７とコンデンサ７８の第二の端子およびトランジスタ７２ａと７３ｂのゲートに接続される。トランジスタ７４ａのゲートはトランジスタ７１ａのドレインに接続される。トランジスタ７４ａのソースはトランジスタ７４ｂのドレインに接続される。トランジスタ７４ｂのゲートは、トランジスタ７１ａのゲートおよびトランジスタ７３ａのドレインに接続される。トランジスタ７４ｂのソースは、バイアストランジスタ８０のドレインに接続される。

ＶＣＯは、第一および第二のトランスによって、ミキサコア５１、５２のＬＯ入力端子に磁気的に結合している。第一のトランスには、インダクタ７５と、トランジスタ６１ａのゲートとトランジスタ６２ａのゲートに接続されたインダクタ８１とを備えていてもよい。第一のトランスの一次巻線はインダクタ７５によって提供され、かつ、その二次巻線はインダクタ８１によって提供される。同様に、第二のトランスには、インダクタ７７と、トランジスタ６１ｂのゲートとトランジスタ６２ｂのゲートに接続されたインダクタ８２とを備えていてもよい。

トランスを通じてミキサトランジスタ６１ａ、６１ｂ、６２ａ、６２ｂにＬＯ信号ＬＯ_Ｉ＋、ＬＯ_Ｉ−、ＬＯ_Ｑ＋、ＬＯ_Ｑ−を供給することは、ミキサコア５１、５２のＬＯ入力端子に低周波雑音を全く印加しないだろうということを意味する。インダクタ８１と８２は、ＬＯ入力端子で全ての低周波雑音をショートするだろう。さらに、トランスは受動部品しか含まないので電流を全く消費しない、したがって、低電力消費が重要ならば、それは利点である。

図４ｂは、図４ａの実施形態によるＶＣＯで生成されてるＬＯ信号を示す。各瞬間で、最高電圧レベルにあるＬＯ信号は、ＬＯ信号の交点を除いて、信号の位相シフトのため、他のＬＯ信号を支配するであろう。このことは、ミキサコア５１、５２の入力端子を相互に接続できることを意味する。最高電圧レベルにあるＬＯ信号を受信するトランジスタは導電状態になり、従って動作するだろう。さらに、最高電圧レベルにあるＬＯ信号を受信するトランジスタは、他の全てのトランジスタがある程度導電状態であっても、ミキサ装置５０ａの他のトランジスタを支配するだろう。

図５ａは、位相雑音と低周波雑音が十分に低く、互いに比較して位相シフトされているＬＯ信号ＬＯ_Ｉ＋、ＬＯ_Ｉ−、ＬＯ_Ｑ＋、ＬＯ_Ｑ−を生成するための他の解決策を示す。この実施形態では、ＬＯ信号は、実質的に一つの信号のみがその時点でハイ状態にあるだろうというように位相シフトしている。高周波発振器９０はデジタル周波数分割器９１に接続される。この実施形態では、直交ＬＯ信号、例えば、一度に一つの信号のみがアクティブとなる４個のＬＯ信号ＬＯ_Ｉ＋、ＬＯ_Ｉ−、ＬＯ_Ｑ＋、ＬＯ_Ｑ−を生成するように、周波数分割器が配置されている。高周波発振器の周波数は、デジタル周波数分割器９１からの出力信号の周波数の、少なくとも２倍であるべきである。４個の局部発振器信号のうちの一つ以上が同時にハイとなるような時間がオーバラップをさけることは、重要なことである。ほぼ１／Ｎ、例えば、直交信号では、各出力信号に対して２５％のデューティサイクルを提供するように周波数分割器９１を配置することによって、そのオーバラップを避けることができる。もしもオーバラップがあるなら、余分の雑音が生成され、かつ、ミキサトランジスタのマッチングの不正確性に対する感度は増加する。しかしながら、もし雑音要求条件の厳密性がより少ないならば、ある程度のオーバラップは許されてもよい。高周波発振器９０およびデジタル周波数分割器９１の利点は、図４ａのＶＣＯ実施形態と比較して増加した電流消費であるが、より小型の設計が可能であるということである。

周波数分割器９１は、Ｎ個のフリップフロップを直列にし、最終段フリップフロップの出力信号を最初のフリップフロップに入力端子に戻して供給するようにしたジョンソンカウンタによって提供されてもよい。全てのフリップフロップは、出力信号の周波数のＮ倍と同じクロック信号でクロック動作させるべきである。間違った状態のループを避けるため、一度に１個の出力のみがハイとなる状態に強制的にしなければならない。その結果、Ｎ個のＬＯ信号がＮ個のフリップフロップの出力に取り出される。

図５ｂは、周波数分割器９１によって生成された、Ｎ＝４の時の位相シフトしたＬＯ信号を示す。ＬＯ信号は、基本的にオーバラップしていない方形波である。

以上の説明では、入力信号ＲＦ_ｉｎはシングルエンド型である。しかしながら、入力信号は同様に差動型であってもよく、そこでは、ＬＮＡ５０は差動型信号を増幅するために配置され、次に、その信号は上記説明のように、単一平衡型ミキサコアの代わりに二重平衡型ミキサコアに供給される。

上記の説明のごとく、無線受信機フロントエンドはデュアルモード携帯通信に適応されよく、そこでは、ＧＳＭおよびＵＭＴＳの様な異なる通信規格を適用した、少なくとも２個の携帯通信ネットワークからの入力信号を取り扱ってもよい。上記に説明した無線受信機フロントエンドを２個並列に配置して、デュアルモード無線受信機フロントエンドを提供してもよく、そこでは、各フロントエンドを個々の規格に従って適応する。各無線受信機フロントエンド回路のＬＮＡを選択的にバイアスすることにより、その並列接続回路を選択的に活性化してもよい。各回路のＬＮＡのバイアスを制御するため、制御装置を配置してもよい。

あるいは、デュアルモード無線受信機フロントエンドは、例えば、電流−電圧変換手段５３、５４の周波数選択性負荷の帯域幅を変更することにより提供されてもよい。従って、もしもコンデンサ６４ａ、６４ｂおよび６７ａが、選択的に可変できる静電容量値を持つ可変コンデンサであれば、コンデンサ６４ａ、６４ｂおよび６７ａを特定の値に設定するように、制御装置を配置してもよい。その設定値は、異なる受信信号帯域幅を持つ入力信号の帯域外干渉が抑制され、かつ、受信すべき信号が基本的に影響を受けないように選択されるだろう。

本発明によれば、ＬＮＡ５０およびミキサ装置５０ａが、帯域外干渉を取り扱うために十分な直線性を持つために、一つのトポロジーが選ばれる。もし、ＬＮＡおよびミキサ装置に十分な直線性が無いならば、本発明により帯域選択フィルタが除去されるので、帯域外干渉は、入力信号の相互変調歪および圧縮を引き起すだろう。

図６は、本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドの他の実施形態を示す回路図である。図示の実施形態では、Ｎ＝４、すなわち、直交無線受信機フロントエンドである。実施形態図３の部品に相当する部品は、同じ参照番号で表示し、図６に関連する説明はしない。しかしながら、その部品が相当していても、その値は実際の実施によって異なってもよいということに注意すべきである。

図６に示す無線受信機フロントエンドには、差動型ＬＮＡを持つ二重平衡型ミキサ装置を含む。差動型増幅器には、例えば、ＭＯＳまたはＢＪＴトランジスタのような第一および第二の増幅器トランジスタ１６０ａ、１６０ｂで提供される第一および第二の増幅器手段を備える。直交無線受信機フロントエンドの入力ポートは、ＬＮＡ５０の入力ポートに接続され、その入力ポートは、入力信号ＲＦ_ｉｎが印加されるトランジスタ１６０ａ、１６０ｂのソース端子に直接接続される。

トランジスタ１６０ａおよび１６０ｂのゲートは、バイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓに接続される。あるいは、トランジスタ１６０ａおよび１６０ｂのバイアス入力（ゲート）は、前記トランジスタ１６０ａおよび１６０ｂのバイアスを制御する共通モード帰還回路（図示されていない）に接続されていてもよい。

図６の実施形態による第一および第二のミキサコア５１、５２には、それぞれ、４個のミキサトランジスタ１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃ、１６１ｄ、１６２ａ、１６２ｂ、１６２ｃ、１６２ｄが備えられる。トランジスタ１６１ａと１６２ｃのゲートは接続され、局部発振器信号ＬＯ_Ｑ＋を受信する。トランジスタ１６１ｂと１６２ｄのゲートは接続され、局部発振器信号ＬＯ_Ｉ＋を受信する。トランジスタ１６１ｃと１６２ａのゲートは接続され、局部発振器信号ＬＯ_Ｑ−を受信する。トランジスタ１６１ｄと１６２ｂのゲートは接続され、局部発振器信号ＬＯ_Ｉ−を受信する。

トランジスタ１６１ａと１６２ｂのドレインは、コンデンサ６４ａ、抵抗６３ａおよびコンデンサ６７ａの第一端子に接続される。トランジスタ１６１ｂと１６２ａのドレインは、コンデンサ６４ｂ、抵抗６３ｂおよびコンデンサ６７ｂの第一端子に接続される。トランジスタ１６１ｃと１６２ｄのドレインは、コンデンサ６６ｂと抵抗６５ｂの第一端子およびコンデンサ６７ｂの第二端子に接続される。トランジスタ１６１ｄと１６２ｃのドレインは、コンデンサ６６ａと抵抗６５ａに第一端子およびコンデンサ６７ａの第二端子に接続される。

第一の出力信号ＩＦ_Ｉは、動作中、コンデンサ６７ａの端子に接続された出力端子間で生成され、第二の出力信号ＩＦ_Ｑは、コンデンサ６７ｂの端子に接続された出力端子間で生成される。

局部発振器信号ＬＯ_Ｉ＋、ＬＯ_Ｉ−、ＬＯ_Ｑ＋、ＬＯ_Ｑ−は、図４ａ−４ｂまたは図５ａ−５ｂに関連して述べた原理に従って供給されてもよい。

図７は、本発明による方法を示す。第一ステップ１００では、帯域外干渉を含む入力信号を、Ｎ相無線受信機フロントエンドの入力ポートで受信する。ステップ１０１では、帯域外干渉を含む入力信号をＬＮＡ５０で増幅する。その後、ステップ１０２で、増幅された入力信号と帯域外干渉は、上記で説明したように、位相シフトしたＬＯ信号と混合され、帯域外干渉を含む混合信号を生成する。最終的には、ステップ１０３で、例えば上記で説明したように、周波数選択性負荷、例えば、抵抗およびコンデンサを備えるミキサ負荷に混合信号を供給することにより、混合信号の帯域外干渉を抑制する。もし周波数選択性負荷にミキサ負荷を備えるなら、ミキサ負荷のコンデンサ６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ、６７ａ、６７ｂは、帯域外干渉を抑制するのに効果的な値であってもよい。もし前記コンデンサが可変コンデンサなら、その方法には、前記のコンデンサ値を設定するステップを備えていてもよい。また、その方法には、ミキサコア５１、５２にＬＯ信号を供給するステップを備えていてもよい。さらに、もしＶＣＯのＬＣタンクのコンデンサ７６、７８が可変なら、その方法には、前記コンデンサ値を設定するステップを備えていてもよい。

いままでは、Ｎ位相無線受信機フロントエンドについて関係してきた。Ｎ位相無線受信機は直交無線受信機フロントエンドであってもよい。しかしながら、実際上、如何なる個数の位相であっても、フロントエンドを適切に配置すれば処理できてもよい。例えば、６位相の場合、図４ａの実施形態によるミキサ装置５０ａに１個の追加ミキサコアを付加すれば、処理できてもよい。それ故、生成すべき異なるＬＯ信号の数は、６であろう。ＬＯ信号の適切な数は、周波数分割器によって、または、図４ａの実施形態の原理によってＶＣＯを設計することによって生成されてもよい。処理すべき位相の数は、Ｎと表示されてもよい。それ故、生成すべき異なるＬＯ信号の数は、Ｎであろう。このようにして、ＬＯ信号は、お互いに他と比較して３６０°／Ｎの位相でシフトするであろう。

本発明は、例えば、いかなる帯域選択フィルタを用いることなく、ＲＦ信号をゼロＩＦまたは低ＩＦ信号に逓降変換するのに用いられてもよい。それ故、本発明によるフロントエンドは、コンパクトな設計ができ、かつ、製造には安価であろう。

本発明の実施形態の利点は、帯域外干渉の抑制のために、直交無線受信機フロントエンドには帯域選択フィルタを全く必要としないことである。それ故、もし前記フロントエンドをオンチップ技術を用いて実施すれば、オンまたはオフチップのどちらかで提供される帯域選択フィルタを持つ従来の無線受信機フロントエンドに比較し、生産コストはより低くなってもよい。

本発明では、特定の実施形態に関係して、上記で説明してきた。しかしながら、上記説明以外の他の実施形態も、同様に、本発明の範囲内で可能である。本発明の様々な特徴は、上記以外の他の組合せの中で一体化されてもよい。本発明は添付した請求項によって限定されるのみである。

本発明のさらなる目的、特性および利点は、以下に示す本発明の詳細な説明および添付の下記の図面に対する関係から明らかになるだろう。
本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドを含む移動通信機器の正面を示す図である。 本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドを示すブロック図である。 本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドの実施形態を示す回路図である。 低雑音局部発振器信号を生成するための電圧制御発振器の最初の実施形態を示す回路図である。 局部発振器信号を示す信号波形図である。 低雑音局部発振器信号を生成するための周波数分割器に接続された高周波発振器を示すブロック図である。 局部発振器信号を示す信号波形図である。 本発明によるＮ相無線受信機フロントエンドの他の実施形態を示す回路図である。 本発明による方法の一つの実施形態を示すフローチャートである。

Claims (26)

1. 入力ポートと、入力ポートおよび出力ポートを有する低雑音増幅回路（５０、６０）と、入力ポートおよび出力ポートを有するミキサ装置（５０ａ）と、Ｎ個の局部発振器信号を生成し、かつ前記ミキサ装置に接続された信号発生器と、Ｎ／２個の電流−電圧変換手段とを備え、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換するためのＮ相無線受信機フロントエンドであって、
   前記Ｎ相無線受信機フロントエンドの前記入力ポートは、直接、前記低雑音増幅回路（５０、６０）の前記入力ポートに接続され、
   前記ミキサ装置は、電流モード型ミキサ装置であり、
   前記低雑音増幅回路の前記出力ポートは、直接、前記ミキサ装置の前記入力ポートに接続され、
   前記低雑音増幅回路（５０）は、共通ゲートまたは共通ベースの構成で接続された少なくとも１つの入力トランジスタ（６０）を備え、
   前記信号発生器は、Ｎ相の位相シフトされた局部発振器信号を生成し、
   前記ミキサ装置（５０ａ）は、Ｎ／２個のミキサコア（５１、５２）を備え、各ミキサコアは、前記ミキサ装置の前記入力ポートに直接に接続される入力端子を含み、
   前記Ｎ／２個の電流−電圧変換手段のそれぞれは、前記Ｎ／２個のミキサコアのそれぞれの出力端子と信号接地手段とに接続されたミキサ負荷を備え、
   前記ミキサ負荷は、第一のコンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ）と並列に接続された抵抗（６３ａ、６５ａ、６３ｂ、６５ｂ）と、前記Ｎ／２個のミキサコアのそれぞれの前記出力端子間に接続された第二のコンデンサ（６７ａ、６７ｂ）とを備えること
   を特徴とするＮ相無線受信機フロントエンド。
2. 前記ミキサコア（５１、５２）は、単一平衡型または二重平衡型ミキサコアである請求項１に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
3. 前記低雑音増幅回路は、差動型増幅器（１６０ａ、１６０ｂ）またはシングルエンド型増幅器（６０）である請求項１または２に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
4. 各ミキサコア（５１、５２）は、２または４つのトランジスタ（６１ａ、６２ａ、６１ｂ、６２ｂ、１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃ、１６１ｄ、１６２ａ、１６２ｂ、１６２ｃ、１６２ｄ）を備え、各ミキサコアの前記トランジスタは、２つの異なる局部発振器信号に応答する請求項１または２に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
5. 前記信号発生器は、前記ミキサ装置（５０ａ）を駆動する前記局部発振器信号を提供する発振器である請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
6. 前記信号発生器は、前記ミキサ装置（５０ａ）の局部発振器入力端子に前記局部発振器信号を提供するため、トランス（７５、７７、８１、８２）を介して前記ミキサ装置（５０ａ）に、動作するように接続された発振器である請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
7. 前記発振器は、直交局部発振器信号を提供する直交発振器である請求項６に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
8. 前記発振器は、ＬＣタンクを備え、各ＬＣタンクは、インダクタ（７５、７７）およびコンデンサ（７６、７８）により提供される請求項６または７に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
9. 前記ＬＣタンクの前記インダクタ（７５、７７）は、前記トランスの一次巻線を提供し、
   前記ミキサ装置（５０ａ）の前記局部発振器入力端子に接続されたインダクタ（８１、８２）は、前記トランスの二次巻線を提供する請求項８に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
10. 各ＬＣタンクのコンデンサ（７６、７８）は、前記局部発振器信号の周波数を調整するための可変コンデンサである請求項８または９に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
11. 前記信号発生器は、前記局部発振器信号を提供する高周波発振器（９０）と周波数分割器（９１）を備える請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
12. 前記周波数分割器（９１）は、１／Ｎのデューティサイクルを有するＮ個の局部発振器信号を提供し、一度に局部発振器信号の一つのみがハイ状態となるように構成される請求項１１に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
13. 各ミキサ負荷の前記第一及び第二のコンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ、６７ａ、６７ｂ）は、前記Ｎ相無線受信機フロントエンドに入力される信号が混合されたとき、当該信号の帯域外干渉を抑制するのに効果的な値を有する請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
14. 各ミキサ負荷の各コンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ、６７ａ、６７ｂ）の静電容量は、異なる帯域幅を有する混合された入力信号の帯域外干渉を抑制するために可変である請求項１３に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
15. 前記低雑音増幅回路の前記入力ポートと接地手段とに接続された電流機器（６８）をさらに備える請求項１乃至１４のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
16. 前記電流機器（６８）は、インダクタ、抵抗、または電流源として接続されたトランジスタである請求項１５に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
17. 前記Ｎ相無線受信機フロントエンドは、直交無線受信機フロントエンドである請求項１乃至１６のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンド。
18. 第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換する無線電子通信機器（１）に請求項１乃至１７のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンドを使用する方法。
19. 請求項１乃至１７のいずれか１項に記載のＮ相無線受信機フロントエンドを備える無線電子通信機器（１）。
20. 前記無線電子通信機器（１）は、携帯無線端末、ページャ、コミュニケータ、電子オーガナイザ、またはスマートフォンである請求項１９に記載の無線電子通信機器。
21. 前記無線電子通信機器（１）は、携帯電話である請求項１９に記載の無線電子通信機器。
22. Ｎ相無線受信機フロントエンドにおいて、第一の周波数を有する入力信号を、第二の周波数を有する出力信号に変換する方法であって、
    前記方法は、
    前記Ｎ相無線受信機フロントエンドの入力ポートで前記入力信号を受信するステップと、
    共通ゲートまたは共通ベースの構成で接続された少なくとも１つの入力トランジスタ（６０）を備える低雑音増幅回路（５０、６０）で、帯域外干渉を含む前記入力信号を増幅するステップと、
    前記第二の周波数を有する混合信号を生成するように、電流モード型のミキサ装置（５０ａ）において、前記入力信号および前記帯域外干渉を、前記第二の周波数を有する複数個の位相シフトされた局部発振器信号と混合するステップと、
    それぞれが、第一のコンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ）と並列に接続された抵抗（６３ａ、６５ａ、６３ｂ、６５ｂ）と、前記ミキサ装置の出力端子間に接続された第二のコンデンサ（６７ａ、６７ｂ）とを備える、複数のミキサ負荷であって、それぞれが前記ミキサ装置（５０ａ）の出力ポートと信号接地手段とに接続された前記複数のミキサ負荷に対して、前記混合信号を供給することによって、前記複数のミキサ負荷を用いて前記混合信号の前記帯域外干渉を抑制するステップと、
    を備えることを特徴とする方法。
23. 前記抑制するステップは、前記混合信号の帯域外干渉を抑制するのに効果的な値を有する前記第一及び第二のコンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ、６７ａ、６７ｂ）によって抑制するステップを備える請求項２２に記載の方法。
24. 異なる帯域幅を有する混合された入力信号の帯域外干渉を抑制する周波数選択性負荷の、可変コンデンサである前記第一及び第二のコンデンサ（６４ａ、６６ａ、６４ｂ、６６ｂ、６７ａ、６７ｂ）の前記静電容量を調整するステップをさらに備える請求項２３に記載の方法。
25. 前記局部発振器信号を生成するステップと、
    前記生成した局部発振器信号を前記ミキサ装置（５０ａ）の第一および第二の単一平衡型ミキサコア、または前記ミキサ装置（５０ａ）の二重平衡型のミキサコア（５１、５２）に供給するステップと、をさらに備える請求項２２乃至２４のいずれか１項に記載の方法。
26. 前記局部発振器信号の周波数を調整するため、前記ミキサ装置（５０ａ）に接続された発振器のコンデンサ（７６、７８）の静電容量を調整するステップをさらに備える請求項２５に記載の方法。

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