JP2000059148A - 電子回路、増幅器及び混合回路 - Google Patents
電子回路、増幅器及び混合回路Info
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- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
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- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅器や混合回路のような電子回路の雑音指
数及び線形性を向上させる。 【解決手段】 増幅器１００は、入力部ＲＦｉｎに結合
して入力信号のパワーを電流に変換する相互コンダクタ
ンス段と、出力端子ＲＦｏｕｔを相互コンダクタンス段
から切り離す縦続段と、入力部ＲＦｉｎと相互コンダク
タンス段及び縦続段間の点との間の信号経路を確立して
線形性及び雑音指数を向上させる並列帰還回路とを具え
る。並列帰還回路は、入力部ＲＦｉｎに結合した帰還キ
ャパシタＣｆと、相互コンダクタンス段と縦続段との間
に結合した帰還抵抗Ｒｆとを有する。
数及び線形性を向上させる。 【解決手段】 増幅器１００は、入力部ＲＦｉｎに結合
して入力信号のパワーを電流に変換する相互コンダクタ
ンス段と、出力端子ＲＦｏｕｔを相互コンダクタンス段
から切り離す縦続段と、入力部ＲＦｉｎと相互コンダク
タンス段及び縦続段間の点との間の信号経路を確立して
線形性及び雑音指数を向上させる並列帰還回路とを具え
る。並列帰還回路は、入力部ＲＦｉｎに結合した帰還キ
ャパシタＣｆと、相互コンダクタンス段と縦続段との間
に結合した帰還抵抗Ｒｆとを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子回路に関する
ものであり、より詳しくは、増幅器やミキサのような電
子回路の雑音指数及び線形性を向上させる並列帰還技術
に関するものである。
ものであり、より詳しくは、増幅器やミキサのような電
子回路の雑音指数及び線形性を向上させる並列帰還技術
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】雑音指数及び線形性は、増幅器及びミキ
サの主要特性の一部である。雑音指数は、回路によって
発生する信号対雑音比すなわちＳＮＲの劣化（雑音の増
大）を表す（ＳＮＲは、雑音信号のパワーに対する所望
の信号のパワーの比である。）。したがって、雑音指数
は、回路の入力部のＳＮＲと回路の出力部のＳＮＲとの
間の差に相当する。雑音指数は、増幅回路の第１段で特
に重要である。その理由は、第１段で生じた又は第１段
を通過する雑音が次の段で増幅されるからである。
サの主要特性の一部である。雑音指数は、回路によって
発生する信号対雑音比すなわちＳＮＲの劣化（雑音の増
大）を表す（ＳＮＲは、雑音信号のパワーに対する所望
の信号のパワーの比である。）。したがって、雑音指数
は、回路の入力部のＳＮＲと回路の出力部のＳＮＲとの
間の差に相当する。雑音指数は、増幅回路の第１段で特
に重要である。その理由は、第１段で生じた又は第１段
を通過する雑音が次の段で増幅されるからである。
【０００３】回路の線形性を種々のパラメータによって
規定することができる。例えば、入力３次インタセプト
ポイント（ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ ｐｏｉｎｔ）は、回路
の伝達関数の３次の非線形性を表す。３次の非線形性の
ために、隣接するチャネルの２個の不所望な信号が、出
力部で所望の信号を歪ませるおそれがある出力の３次の
相互変調積（ＩＭ３）を発生させる。線形回路の出力部
の所望の信号のパワーは回路の入力パワーに従って線形
的に増大する。しかしながら、出力ＩＭ３のパワーは入
力パワーの３乗で増大する。入力３次インタセプトポイ
ントは入力パワーレベルであり、回路の出力部の所望の
信号のパワーは出力ＩＭ３のパワーに等しい。
規定することができる。例えば、入力３次インタセプト
ポイント（ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ ｐｏｉｎｔ）は、回路
の伝達関数の３次の非線形性を表す。３次の非線形性の
ために、隣接するチャネルの２個の不所望な信号が、出
力部で所望の信号を歪ませるおそれがある出力の３次の
相互変調積（ＩＭ３）を発生させる。線形回路の出力部
の所望の信号のパワーは回路の入力パワーに従って線形
的に増大する。しかしながら、出力ＩＭ３のパワーは入
力パワーの３乗で増大する。入力３次インタセプトポイ
ントは入力パワーレベルであり、回路の出力部の所望の
信号のパワーは出力ＩＭ３のパワーに等しい。
【０００４】図１は、デジタルセルラー移動電話システ
ムの受信回路を伝播する無線周波信号のような入力信号
を増幅する典型的な低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０を示
す。同調器や以前の増幅段のようなソースからの入力信
号を受信するために信号入力ＲＦｉｎを発生させる。入
力信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに供給され
る。トランジスタＱ１のエミッタと接地端子との間にデ
ジェネレーションインピーダンスＺｅを結合する。トラ
ンジスタＱ１及びインピーダンスＺｅは、共通エミッタ
相互コンダクタンスとしての役割を果たす。
ムの受信回路を伝播する無線周波信号のような入力信号
を増幅する典型的な低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０を示
す。同調器や以前の増幅段のようなソースからの入力信
号を受信するために信号入力ＲＦｉｎを発生させる。入
力信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに供給され
る。トランジスタＱ１のエミッタと接地端子との間にデ
ジェネレーションインピーダンスＺｅを結合する。トラ
ンジスタＱ１及びインピーダンスＺｅは、共通エミッタ
相互コンダクタンスとしての役割を果たす。
【０００５】ＮＰＮトランジスタＱ２をカスケード形態
でトランジスタＱ１に接続する。トランジスタＱ２のエ
ミッタをトランジスタＱ１のコレクタに接続する。トラ
ンジスタＱ２のベースには、バイアス入力部からバイア
ス電圧が供給される。トランジスタＱ２のコレクタとコ
レクタ電圧Ｖｃｃのソースとの間に抵抗Ｒ１及びインダ
クタＬ１を結合する。トランジスタＱ２のコレクタと低
雑音増幅器１０の出力部ＲＦｏｕｔとの間にキャパシタ
Ｃ１を配置する。
でトランジスタＱ１に接続する。トランジスタＱ２のエ
ミッタをトランジスタＱ１のコレクタに接続する。トラ
ンジスタＱ２のベースには、バイアス入力部からバイア
ス電圧が供給される。トランジスタＱ２のコレクタとコ
レクタ電圧Ｖｃｃのソースとの間に抵抗Ｒ１及びインダ
クタＬ１を結合する。トランジスタＱ２のコレクタと低
雑音増幅器１０の出力部ＲＦｏｕｔとの間にキャパシタ
Ｃ１を配置する。
【０００６】抵抗Ｒ１を、出力ＲＦｏｕｔに結合した負
荷のインピーダンスに低雑音増幅器１０の出力インピー
ダンスを整合するように作用する出力整合抵抗とする。
インダクタＬ１及びキャパシタＣ１は、抵抗Ｒ１によっ
て規定された出力インピーダンスを変換して負荷のイン
ピーダンスを整合するインピーダンス変換回路を形成す
る。インダクタＬ１は、トランジスタＱ２のコレクタで
許容し得る電圧を増大させるプルアップインダクタとし
ても作用する。
荷のインピーダンスに低雑音増幅器１０の出力インピー
ダンスを整合するように作用する出力整合抵抗とする。
インダクタＬ１及びキャパシタＣ１は、抵抗Ｒ１によっ
て規定された出力インピーダンスを変換して負荷のイン
ピーダンスを整合するインピーダンス変換回路を形成す
る。インダクタＬ１は、トランジスタＱ２のコレクタで
許容し得る電圧を増大させるプルアップインダクタとし
ても作用する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一部の用途において、
非常に高い線形性は低雑音指数と同様に重要である。従
来の増幅器において、線形性は、デゼネレーションイン
ピーダンスＺｅのインピーダンス値を増大させることに
よって向上される。しかしながら、デゼネレーションイ
ンピーダンスＺｅを高くすると、増幅入力ＲＦｉｎのイ
ンピーダンスが高くなる。増幅器１０の高入力インピー
ダンスをソースのインピーダンスに整合するために、イ
ンピーダンス整合回路が入力ＲＦｉｎとソースとの間に
要求される。
非常に高い線形性は低雑音指数と同様に重要である。従
来の増幅器において、線形性は、デゼネレーションイン
ピーダンスＺｅのインピーダンス値を増大させることに
よって向上される。しかしながら、デゼネレーションイ
ンピーダンスＺｅを高くすると、増幅入力ＲＦｉｎのイ
ンピーダンスが高くなる。増幅器１０の高入力インピー
ダンスをソースのインピーダンスに整合するために、イ
ンピーダンス整合回路が入力ＲＦｉｎとソースとの間に
要求される。
【０００８】成分変動に対するインピーダンス整合回路
の感度は、増幅器入力部とソースとの間のインピーダン
ス不整合に依存する。インピーダンス不整合が大きくな
ると、整合回路の感度が向上する。
の感度は、増幅器入力部とソースとの間のインピーダン
ス不整合に依存する。インピーダンス不整合が大きくな
ると、整合回路の感度が向上する。
【０００９】さらに、トランジスタＱ１のベースのイン
ピーダンスが上昇すると、トランジスタＱ１からのベー
スショット雑音の寄与が増大する。（ショット雑音は、
ｐｎ接合を流れる直流電流に関連する。この電流はホー
ルと電子からなり、それは、接合のポテンシャル障壁を
克服するのに十分なエネルギーを有する。各キャリアの
接合の通過が任意事象であるので、ショット雑音と称す
る電流の任意の変動が生じる。ベースショット雑音は、
ベース電流によって生じるバイポーラトランジスタのシ
ョット雑音である。）その結果、増幅器１０の雑音指数
は増大する。このようにデゼネレーションインピーダン
スが増大すると、雑音指数のような増幅器の他のパフォ
ーマンスパラメータを劣化させることなく増幅器１０の
線形性を向上させることは不可能である。
ピーダンスが上昇すると、トランジスタＱ１からのベー
スショット雑音の寄与が増大する。（ショット雑音は、
ｐｎ接合を流れる直流電流に関連する。この電流はホー
ルと電子からなり、それは、接合のポテンシャル障壁を
克服するのに十分なエネルギーを有する。各キャリアの
接合の通過が任意事象であるので、ショット雑音と称す
る電流の任意の変動が生じる。ベースショット雑音は、
ベース電流によって生じるバイポーラトランジスタのシ
ョット雑音である。）その結果、増幅器１０の雑音指数
は増大する。このようにデゼネレーションインピーダン
スが増大すると、雑音指数のような増幅器の他のパフォ
ーマンスパラメータを劣化させることなく増幅器１０の
線形性を向上させることは不可能である。
【００１０】電子回路の線形性だけでなく雑音指数を向
上させる新たな技術を開発することが望ましい。
上させる新たな技術を開発することが望ましい。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の種々の利点は、
増幅器やミキサのような電子回路を設けることによって
少なくとも一部達成される。電子回路は、その入力部に
結合して入力信号のパワーを電流に変換する交互コンダ
クタンス段を具える。第２段を、相互コンダクタンス段
と電子回路の出力部との間に結合する。並列帰還回路を
配置して、入力部と相互コンダクタンス段及び第２段間
の点との間に信号経路を確立し、電子回路の線形性及び
雑音指数を向上させる。
増幅器やミキサのような電子回路を設けることによって
少なくとも一部達成される。電子回路は、その入力部に
結合して入力信号のパワーを電流に変換する交互コンダ
クタンス段を具える。第２段を、相互コンダクタンス段
と電子回路の出力部との間に結合する。並列帰還回路を
配置して、入力部と相互コンダクタンス段及び第２段間
の点との間に信号経路を確立し、電子回路の線形性及び
雑音指数を向上させる。
【００１２】本発明の好適例によれば、相互コンダクタ
ンス段は、入力部に結合したベースを有する第１トラン
ジスタを具える。デゼネレーションインピーダンスを、
第１トランジスタのエミッタと接地端子との間に設け
る。
ンス段は、入力部に結合したベースを有する第１トラン
ジスタを具える。デゼネレーションインピーダンスを、
第１トランジスタのエミッタと接地端子との間に設け
る。
【００１３】並列帰還回路は、入力部に結合した帰還キ
ャパシタと、相互コンダクタンス段と第２段との間の帰
還抵抗とを具える。
ャパシタと、相互コンダクタンス段と第２段との間の帰
還抵抗とを具える。
【００１４】第２段は、出力部を相互コンダクタンス段
から切り離す縦続配置した第２トランジスタを具える。
第２トランジスタは、帰還抵抗に結合したエミッタと、
バイアス電圧が供給されるベースと、出力部に結合した
コレクタとを有する。
から切り離す縦続配置した第２トランジスタを具える。
第２トランジスタは、帰還抵抗に結合したエミッタと、
バイアス電圧が供給されるベースと、出力部に結合した
コレクタとを有する。
【００１５】また、第２段は、帰還抵抗と出力部との間
に結合した少なくとも１個の切替素子を具える。切替素
子を局部発振器からの信号によって制御して、入力信号
の周波数と異なる周波数を有する出力信号を発生させ
る。例えば、切替素子は切替トランジスタを有し、その
切替トランジスタは、帰還抵抗に結合したエミッタと、
局部発振器から信号が供給されるベースと、出力部に結
合しコレクタとを有する。
に結合した少なくとも１個の切替素子を具える。切替素
子を局部発振器からの信号によって制御して、入力信号
の周波数と異なる周波数を有する出力信号を発生させ
る。例えば、切替素子は切替トランジスタを有し、その
切替トランジスタは、帰還抵抗に結合したエミッタと、
局部発振器から信号が供給されるベースと、出力部に結
合しコレクタとを有する。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明は電子回路の分野において
一般に適用可能であるが、本発明を実施するベストモー
ドは、並列帰還を用いた低雑音増幅器及びミキサの実現
の一部に基づくものである。図２を参照すると、本発明
の低雑音増幅器１００は、受信回路の前段のようなソー
スから信号、例えば、デジタルセルラー移動電話システ
ムの受信回路を伝播する無線周波信号を発生させる信号
入力部ＲＦｉｎを具える。例えば、増幅器１００は０．
９ＧＨｚで作動する。
一般に適用可能であるが、本発明を実施するベストモー
ドは、並列帰還を用いた低雑音増幅器及びミキサの実現
の一部に基づくものである。図２を参照すると、本発明
の低雑音増幅器１００は、受信回路の前段のようなソー
スから信号、例えば、デジタルセルラー移動電話システ
ムの受信回路を伝播する無線周波信号を発生させる信号
入力部ＲＦｉｎを具える。例えば、増幅器１００は０．
９ＧＨｚで作動する。
【００１７】入力信号は、ＮＰＮトランジスタＱ１のベ
ースに供給される。トランジスタＱ１のエミッタと接地
端子との間にデゼネレーションインピーダンスＺｅを結
合する。例えば、１ｎＨと３ｎＨとの間の範囲で選択し
たインダクタンスを有するインダクタを、デゼネレーシ
ョンインピーダンスとして用いることができる。トラン
ジスタＱ１及びインピーダンスＺｅは、入力信号のパワ
ーをトランジスタＱ１のコレクタに生じる電流に変換す
る共通エミッタ相互コンダクタンス段としての役割を果
たす。インピーダンスＺｅは好ましいが、トランジスタ
Ｑ１のエミッタを直接接地することができる。
ースに供給される。トランジスタＱ１のエミッタと接地
端子との間にデゼネレーションインピーダンスＺｅを結
合する。例えば、１ｎＨと３ｎＨとの間の範囲で選択し
たインダクタンスを有するインダクタを、デゼネレーシ
ョンインピーダンスとして用いることができる。トラン
ジスタＱ１及びインピーダンスＺｅは、入力信号のパワ
ーをトランジスタＱ１のコレクタに生じる電流に変換す
る共通エミッタ相互コンダクタンス段としての役割を果
たす。インピーダンスＺｅは好ましいが、トランジスタ
Ｑ１のエミッタを直接接地することができる。
【００１８】ＮＰＮトランジスタＱ２をトランジスタＱ
１に縦続接続して、増幅器１００の出力部ＲＦｏｕｔを
相互コンダクタンス段から切り離す。バイアス入力部Ｂ
ｉａｓからトランジスタＱ２のベースに例えば約２Ｖの
バイアス電圧を供給する。トランジスタＱ２のコレクタ
とコレクタ電圧Ｖｃｃのソースとの間に抵抗Ｒ１及びイ
ンダクタＬ１を結合する。例えば、コレクタ電圧を３Ｖ
に等しくすることができる。
１に縦続接続して、増幅器１００の出力部ＲＦｏｕｔを
相互コンダクタンス段から切り離す。バイアス入力部Ｂ
ｉａｓからトランジスタＱ２のベースに例えば約２Ｖの
バイアス電圧を供給する。トランジスタＱ２のコレクタ
とコレクタ電圧Ｖｃｃのソースとの間に抵抗Ｒ１及びイ
ンダクタＬ１を結合する。例えば、コレクタ電圧を３Ｖ
に等しくすることができる。
【００１９】トランジスタＱ２のコレクタと低雑音増幅
器１００の出力部ＲＦｏｕｔとの間にキャパシタＣ１を
配置する。例えば、０．９ＧＨｚの動作周波数に対し
て、キャパシタＣ１のキャパシタンスを１ｐＦに、抵抗
Ｒ１の抵抗値を２００Ωに及びインダクタＬ１のインダ
クタンスを５ｎＨにそれぞれ選択することができる。
器１００の出力部ＲＦｏｕｔとの間にキャパシタＣ１を
配置する。例えば、０．９ＧＨｚの動作周波数に対し
て、キャパシタＣ１のキャパシタンスを１ｐＦに、抵抗
Ｒ１の抵抗値を２００Ωに及びインダクタＬ１のインダ
クタンスを５ｎＨにそれぞれ選択することができる。
【００２０】抵抗Ｒ１は、出力部ＲＦｏｕｔに結合した
負荷のインピーダンスに低雑音増幅器１００の出力イン
ピーダンスを整合する出力整合抵抗としての役割を果た
す。インダクタＬ１及びキャパシタＣ１は、増幅器１０
０の出力インピーダンスを負荷のインピーダンスに整合
する出力インピーダンス変換回路を形成する。インダク
タＬ１は、トランジスタＱ２のコレクタの許容し得る電
圧を増大させるプルアップインダクタとして作用する。
本発明をバイポーラトランジスタの例を用いて開示する
が、当業者は、トランジスタＱ１及びＱ２として電界効
果トランジスタを用いることができることを理解する。
負荷のインピーダンスに低雑音増幅器１００の出力イン
ピーダンスを整合する出力整合抵抗としての役割を果た
す。インダクタＬ１及びキャパシタＣ１は、増幅器１０
０の出力インピーダンスを負荷のインピーダンスに整合
する出力インピーダンス変換回路を形成する。インダク
タＬ１は、トランジスタＱ２のコレクタの許容し得る電
圧を増大させるプルアップインダクタとして作用する。
本発明をバイポーラトランジスタの例を用いて開示する
が、当業者は、トランジスタＱ１及びＱ２として電界効
果トランジスタを用いることができることを理解する。
【００２１】低雑音増幅器１００の線形性を向上させる
ために、並列帰還回路を配置して、増幅器１００に負帰
還を設ける。並列帰還回路は、トランジスタＱ２のエミ
ッタとトランジスタＱ１のコレクタとの間に結合した帰
還抵抗Ｒｆと、帰還抵抗ＲｆとトランジスタＱ１のベー
スとの間に結合した帰還キャパシタＣｆとを具える。帰
還キャパシタＣｆをトランジスタＱ１の内部キャパシタ
タンスとすることができる。
ために、並列帰還回路を配置して、増幅器１００に負帰
還を設ける。並列帰還回路は、トランジスタＱ２のエミ
ッタとトランジスタＱ１のコレクタとの間に結合した帰
還抵抗Ｒｆと、帰還抵抗ＲｆとトランジスタＱ１のベー
スとの間に結合した帰還キャパシタＣｆとを具える。帰
還キャパシタＣｆをトランジスタＱ１の内部キャパシタ
タンスとすることができる。
【００２２】したがって、増幅器１００は、デゼネレー
ションインピーダンスＺｅによって設けられた直列帰還
回路と、帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによって
設けられた追加の並列帰還回路とを有する。当業者には
理解されるように、説明したようにして実現される並列
帰還によって、共通エミッタ相互コンダクタンス段を線
形にすることができる。この効果は、トランジスタＱ２
のエミッタと増幅器１００の入力部との間の負電流帰還
によって得られ、増幅器利得応答の非線形性をオフセッ
トするようにする。この負帰還に付随して信号歪みを減
少させる。
ションインピーダンスＺｅによって設けられた直列帰還
回路と、帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによって
設けられた追加の並列帰還回路とを有する。当業者には
理解されるように、説明したようにして実現される並列
帰還によって、共通エミッタ相互コンダクタンス段を線
形にすることができる。この効果は、トランジスタＱ２
のエミッタと増幅器１００の入力部との間の負電流帰還
によって得られ、増幅器利得応答の非線形性をオフセッ
トするようにする。この負帰還に付随して信号歪みを減
少させる。
【００２３】さらに、本発明の帰還は、トランジスタＱ
１及びＱ２のパラメータが変動する際に増幅器１００の
利得を安定させ、設計者が増幅器１００の入力インピー
ダンス及び出力インピーダンスを変更を所望の形態で行
うことができる。特に、説明したように実現した並列帰
還は、増幅器の入力インピーダンスを減少させることが
できるだけでなく、増幅器１００の帯域幅を広げる。帰
還の理論及び並列帰還回路の詳細は、Ｊｏｈｎ Ｗｉｌ
ｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ，Ｉｎｃによって刊行されたＰ．
Ｒ．Ｇｒａｙ及びＲ．Ｇ．ＭｅｙｅｒによるＡｎａｌｙ
ｓｉｓ ａｎｄＤｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ Ｉ
ｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（３ｒｄ ｅｄｉ
ｔｉｏｎ， １９９３）に記載されており、これを参照
することによって、本発明で表された新規の帰還によっ
て得られる利点の更なる理解を可能にする。
１及びＱ２のパラメータが変動する際に増幅器１００の
利得を安定させ、設計者が増幅器１００の入力インピー
ダンス及び出力インピーダンスを変更を所望の形態で行
うことができる。特に、説明したように実現した並列帰
還は、増幅器の入力インピーダンスを減少させることが
できるだけでなく、増幅器１００の帯域幅を広げる。帰
還の理論及び並列帰還回路の詳細は、Ｊｏｈｎ Ｗｉｌ
ｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ，Ｉｎｃによって刊行されたＰ．
Ｒ．Ｇｒａｙ及びＲ．Ｇ．ＭｅｙｅｒによるＡｎａｌｙ
ｓｉｓ ａｎｄＤｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ Ｉ
ｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（３ｒｄ ｅｄｉ
ｔｉｏｎ， １９９３）に記載されており、これを参照
することによって、本発明で表された新規の帰還によっ
て得られる利点の更なる理解を可能にする。
【００２４】したがって、本発明による並列帰還は、増
幅器１００の線形性を向上させ、実際には、シミュレー
ション結果によれば、並列帰還のない増幅器１０の入力
３次インタセプトポイントが０ｄＢｍとなり、それに対
して、本発明による並列帰還を有する増幅器１００の入
力３次インタセプトポイントは３ｄＢｍとなる。
幅器１００の線形性を向上させ、実際には、シミュレー
ション結果によれば、並列帰還のない増幅器１０の入力
３次インタセプトポイントが０ｄＢｍとなり、それに対
して、本発明による並列帰還を有する増幅器１００の入
力３次インタセプトポイントは３ｄＢｍとなる。
【００２５】既に説明したように、デゼネレーションイ
ンピーダンス値のみを増大させることによる線形性の向
上の結果、増幅器の入力インピーダンスが増大する。そ
れに対して、帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによ
って設けられた並列帰還によって、トランジスタＱ１の
ベースのインピーダンスを減少させる。したがって、ト
ランジスタＱ１からのベースのショット雑音の寄与が減
少し、それに付随して増幅器１００の雑音指数を減少さ
せる。シミュレーション結果は、並列帰還のない増幅器
１０の雑音指数が１．７ｄｂに等しいことを表し、それ
に対して、本発明による並列帰還を有する増幅器１００
の雑音指数は１．５ｄＢに等しくなる。
ンピーダンス値のみを増大させることによる線形性の向
上の結果、増幅器の入力インピーダンスが増大する。そ
れに対して、帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによ
って設けられた並列帰還によって、トランジスタＱ１の
ベースのインピーダンスを減少させる。したがって、ト
ランジスタＱ１からのベースのショット雑音の寄与が減
少し、それに付随して増幅器１００の雑音指数を減少さ
せる。シミュレーション結果は、並列帰還のない増幅器
１０の雑音指数が１．７ｄｂに等しいことを表し、それ
に対して、本発明による並列帰還を有する増幅器１００
の雑音指数は１．５ｄＢに等しくなる。
【００２６】帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆの値
を、増幅器１００の入力インピーダンスをソースのイン
ピーダンスに整合するように選択する。したがって、追
加の入力整合回路を必要としない。例えば、動作周波数
０．９ＧＨｚに対して、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を２０Ω
に等しく選択し、帰還キャパシタＣｆのキャパシタンス
を２００ｆＦに等しく選択する。
を、増幅器１００の入力インピーダンスをソースのイン
ピーダンスに整合するように選択する。したがって、追
加の入力整合回路を必要としない。例えば、動作周波数
０．９ＧＨｚに対して、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を２０Ω
に等しく選択し、帰還キャパシタＣｆのキャパシタンス
を２００ｆＦに等しく選択する。
【００２７】回路の逆方向の切り離しは、回路の出力部
の信号から回路の入力部を切り離すことである。増幅器
の従来の帰還ループは、増幅器の入力部と出力部との間
の接続を確立し、したがって、増幅器の逆方向の切り離
しを減少させる。それに対して、抵抗Ｒｆ及びキャパシ
タＣｆによって設けられた並列帰還回路は、増幅器１０
０の入力部ＲＦｉｎをトランジスタＱ２のエミッタに接
続する。したがって、本発明の並列帰還技術は、増幅器
１００の逆方向の切り離しを劣化させない。
の信号から回路の入力部を切り離すことである。増幅器
の従来の帰還ループは、増幅器の入力部と出力部との間
の接続を確立し、したがって、増幅器の逆方向の切り離
しを減少させる。それに対して、抵抗Ｒｆ及びキャパシ
タＣｆによって設けられた並列帰還回路は、増幅器１０
０の入力部ＲＦｉｎをトランジスタＱ２のエミッタに接
続する。したがって、本発明の並列帰還技術は、増幅器
１００の逆方向の切り離しを劣化させない。
【００２８】当業者は、本発明の並列帰還技術を低雑音
増幅器だけでなく他のタイプの増幅器及びミキサに適用
できることを理解する。例えば、図３は、本発明による
並列帰還を用いて線形性を向上させる混合回路２００を
示す。混合回路２００を、到来無線周波信号を局部発振
器の信号に接合して到来信号の周波数と異なる周波数を
有する信号を発生させるのに用いる。図２に示したのと
同様な混合回路２００の素子に同様な参照符号を付す。
増幅器だけでなく他のタイプの増幅器及びミキサに適用
できることを理解する。例えば、図３は、本発明による
並列帰還を用いて線形性を向上させる混合回路２００を
示す。混合回路２００を、到来無線周波信号を局部発振
器の信号に接合して到来信号の周波数と異なる周波数を
有する信号を発生させるのに用いる。図２に示したのと
同様な混合回路２００の素子に同様な参照符号を付す。
【００２９】混合回路２００は、ＮＰＮトランジスタＱ
１によって形成された共通エミッタ相互コンダクタンス
段と、トランジスタＱ１のエミッタと接地端子との間に
接続したデゼネレーションインピーダンスＺｅとを具え
る。入力無線周波信号はトランジスタＱ１のベースに供
給される。
１によって形成された共通エミッタ相互コンダクタンス
段と、トランジスタＱ１のエミッタと接地端子との間に
接続したデゼネレーションインピーダンスＺｅとを具え
る。入力無線周波信号はトランジスタＱ１のベースに供
給される。
【００３０】トランジスタＱ１のコレクタとベースとの
間に帰還キャパシタＣｆを接続する。トランジスタＱ１
のコレクタとスイッチングモードで作動するＮＰＮトラ
ンジスタＱ３及びＱ４のエミッタとの間に帰還抵抗Ｒｆ
を結合する。
間に帰還キャパシタＣｆを接続する。トランジスタＱ１
のコレクタとスイッチングモードで作動するＮＰＮトラ
ンジスタＱ３及びＱ４のエミッタとの間に帰還抵抗Ｒｆ
を結合する。
【００３１】トランジスタＱ３及びＱ４は、局部無線周
波発振器からトランジスタＱ３及びＱ４のベースにそれ
ぞれ供給される差信号ＬＯ＋及びＬＯ−によって駆動さ
れる切替対を形成する。切替対Ｑ３及びＱ４は混合動作
を実行して、入力信号をトランジスタＱ３及びＱ４のコ
レクタにそれぞれ発生する出力信号Ｉｏｕｔ＋及びＩｏ
ｕｔ−に変換する。出力信号の周波数は入力信号の周波
数と異なる。帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによ
って形成された並列帰還回路を用いて、相互コンダクタ
ンス段を線形にする。この利点は、トランジスタＱ３及
びＱ４のエミッタとミキサ２００との間の負帰還によっ
て生じる。増幅器１００との関連で既に説明したよう
に、この負帰還は混合回路２００の線形性を向上させ
る。
波発振器からトランジスタＱ３及びＱ４のベースにそれ
ぞれ供給される差信号ＬＯ＋及びＬＯ−によって駆動さ
れる切替対を形成する。切替対Ｑ３及びＱ４は混合動作
を実行して、入力信号をトランジスタＱ３及びＱ４のコ
レクタにそれぞれ発生する出力信号Ｉｏｕｔ＋及びＩｏ
ｕｔ−に変換する。出力信号の周波数は入力信号の周波
数と異なる。帰還抵抗Ｒｆ及び帰還キャパシタＣｆによ
って形成された並列帰還回路を用いて、相互コンダクタ
ンス段を線形にする。この利点は、トランジスタＱ３及
びＱ４のエミッタとミキサ２００との間の負帰還によっ
て生じる。増幅器１００との関連で既に説明したよう
に、この負帰還は混合回路２００の線形性を向上させ
る。
【００３２】並列帰還回路がトランジスタＱ１のベース
のインピーダンスを減少させるので、トランジスタＱ１
からのベースショット雑音の寄与は減少する。したがっ
て、混合回路２００の雑音指数が減少する。本発明を混
合回路２００のバイポーラトランジスタの例とともに開
示したが、当業者は、トランジスタＱ１，Ｑ３及びＱ４
として電界効果トランジスタを用いることができること
を理解する。
のインピーダンスを減少させるので、トランジスタＱ１
からのベースショット雑音の寄与は減少する。したがっ
て、混合回路２００の雑音指数が減少する。本発明を混
合回路２００のバイポーラトランジスタの例とともに開
示したが、当業者は、トランジスタＱ１，Ｑ３及びＱ４
として電界効果トランジスタを用いることができること
を理解する。
【００３３】本発明は、上記実施の形態に限定されるも
のではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
のではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
【図１】 従来の低雑音増幅器である。
【図２】 本発明の原理を実現する低雑音増幅器であ
る。
る。
【図３】 本発明を実施する混合回路である。
１０，１００ 低雑音増幅器 ２００ 混合回路 Ｃ１ キャパシタ Ｃｆ 帰還キャパシタ Ｌ１ インダクタ Ｒ１ 抵抗 Ｒｆ 帰還抵抗 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＮＰＮトランジスタ Ｖｃｃ コレクタ電圧 Ｚｅ デゼネレーションインピーダンス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ
Claims (20)
- 【請求項１】 入力信号を受信する入力部と、 出力部と、 前記入力部に結合し、前記入力信号のパワーを電流に変
換する相互コンダクタンス段と、 前記交互コンダクタンス段と出力段との間に結合した第
２段と、 前記入力部と前記相互コンダクタンス段及び第２段間の
点との間の信号経路を確立して、線形性及び雑音指数を
向上させる並列帰還回路とを具えることを特徴とする電
子回路。 - 【請求項２】 前記相互コンダクタンス段が、前記入力
部に結合したベースを有する第１トランジスタを具える
ことを特徴とする請求項１記載の電子回路。 - 【請求項３】 前記相互コンダクタンス段が、前記第１
トランジスタのエミッタと接地端子との間に結合したデ
ゼネレーションインピーダンスを更に具えることを特徴
とする請求項２記載の電子回路。 - 【請求項４】 前記並列帰還回路が帰還キャパシタを具
えることを特徴とする請求項３記載の電子回路。 - 【請求項５】 前記並列帰還回路が、前記相互コンダク
タンス段と第２段との間に帰還抵抗を具えることを特徴
とする請求項４記載の電子回路。 - 【請求項６】 前記第２段が、前記帰還抵抗に結合した
エミッタを有する第２トランジスタを具えることを特徴
とする請求項５記載の電子回路。 - 【請求項７】 前記第２トランジスタを縦続配置して、
前記相互コンダクタンス段から前記出力を切り離したこ
とを特徴とする請求項６記載の電子回路。 - 【請求項８】 前記第２トランジスタが、バイアス電圧
が供給されるベースと、前記出力部に結合したコレクタ
とを有することを特徴とする請求項７記載の電子回路。 - 【請求項９】 前記第２段が、前記帰還抵抗と前記出力
部との間に結合した少なくとも１個の切替素子を具える
ことを特徴とする請求項５記載の電子回路。 - 【請求項１０】 前記切替素子を局部発振器からの信号
によって制御して、前記入力信号の周波数と異なる周波
数を有する出力信号を発生させるようにしたことを特徴
とする請求項９記載の電子回路。 - 【請求項１１】 前記切替素子が切替トランジスタを具
え、その切替トランジスタが、前記帰還抵抗に結合した
エミッタと、前記局部発振器からの信号が供給されるベ
ースと、前記出力部に結合したコレクタとを有すること
を特徴とする請求項１０記載の電子回路。 - 【請求項１２】 増幅すべき入力信号を受信する入力端
子と、 前記入力端子に結合し、前記入力信号のパワーを電流に
変換する相互コンダクタンス段と、 前記相互コンダクタンス段に結合し、前記相互コンダク
タンス段から出力端子を切り離す縦続段と、 前記入力端子と前記相互コンダクタンス段及び縦続段間
の点との間に信号経路を確立して、線形性及び雑音指数
を向上させる並列帰還回路とを具えることを特徴とする
増幅器。 - 【請求項１３】 前記並列帰還回路が、前記入力端子に
結合した帰還キャパシタを具えることを特徴とする請求
項１２記載の増幅器。 - 【請求項１４】 前記並列帰還回路が、前記相互コンダ
クタンス段と縦続段との間に帰還抵抗を更に具えること
を特徴とする請求項１３記載の増幅器。 - 【請求項１５】 前記相互コンダクタンス段が、前記入
力端子に接続したベースを有する第１トランジスタを具
えることを特徴とする請求項１４記載の増幅器。 - 【請求項１６】 前記相互コンダクタンス段が、前記第
１トランジスタのエミッタと接地端子との間に接続した
デゼネレーションインピーダンスを更に具えることを特
徴とする請求項１５記載の増幅器。 - 【請求項１７】 前記縦続段が第２トランジスタを具
え、その第２トランジスタが、前記帰還抵抗に結合した
エミッタと、バイアス電圧が供給されるベースと、前記
出力端子に結合したコレクタとを有することを特徴とす
る請求項１６記載の増幅器。 - 【請求項１８】 第１周波数を有する第１信号を受信す
る入力端子と、 前記第１信号のパワーを電流に変換する相互コンダクタ
ンス回路と、 第２周波数を有する第２信号によって制御されて、前記
第１信号と異なる出力周波数を有する出力信号を発生さ
せる切替段と、 前記入力端子と前記切替段の入力部との間に結合して、
線形性及び雑音指数を向上させる並列帰還回路とを具え
ることを特徴とする混合回路。 - 【請求項１９】 前記並列帰還回路が、前記入力端子に
結合した帰還キャパシタと、前記コンダクタンス段と切
替段との間の帰還抵抗とを具えることを特徴とする請求
項１８記載の混合回路。 - 【請求項２０】 前記切替段が切替トランジスタの対を
具え、その各々が、前記帰還抵抗に結合したエミッタ
と、前記第２信号が供給されるベースとを有することを
特徴とする請求項１９記載の電子回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/126242 | 1998-07-30 | ||
| US09/126,242 US6147559A (en) | 1998-07-30 | 1998-07-30 | Noise figure and linearity improvement technique using shunt feedback |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000059148A true JP2000059148A (ja) | 2000-02-25 |
Family
ID=22423779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11211526A Pending JP2000059148A (ja) | 1998-07-30 | 1999-07-27 | 電子回路、増幅器及び混合回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6147559A (ja) |
| EP (1) | EP0977352A2 (ja) |
| JP (1) | JP2000059148A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100703595B1 (ko) | 2005-10-17 | 2007-04-06 | 성균관대학교산학협력단 | 개선된 선형특성을 갖는 캐스코드형 증폭기 |
| JP2008505579A (ja) * | 2004-07-06 | 2008-02-21 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 無線受信機フロントエンド、及び入力信号を周波数変換する方法 |
| JP2009518901A (ja) * | 2005-12-09 | 2009-05-07 | シリフィック ワイヤレス コーポレーション | マルチスタンダード入力を備える広帯域ミキサ |
| KR100903154B1 (ko) | 2007-09-21 | 2009-06-17 | 한국전자통신연구원 | 캐스코드 증폭기 및 그를 이용한 차동 캐스코드 전압제어발진기 |
| JP2018201069A (ja) * | 2017-05-25 | 2018-12-20 | 株式会社東芝 | 半導体装置 |
| US11290062B2 (en) | 2017-08-10 | 2022-03-29 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Amplifier circuit |
| JP7376560B2 (ja) | 2021-11-26 | 2023-11-08 | アンリツ株式会社 | トランスインピーダンスアンプおよびそれを用いた測定装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6704559B1 (en) * | 2000-09-18 | 2004-03-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Broadband RF mixer with improved intermodulation suppression |
| US6452456B1 (en) * | 2000-11-16 | 2002-09-17 | Texas Instruments Incorporated | Fast-setting, low power, jammer insensitive, biasing apparatus and method for single-ended circuits |
| JP2002198733A (ja) * | 2000-12-27 | 2002-07-12 | Toshiba Corp | 発振回路 |
| NL1017773C2 (nl) * | 2001-04-04 | 2002-10-07 | Ericsson Telefon Ab L M | Versterker-mixer inrichting. |
| US6392492B1 (en) * | 2001-06-28 | 2002-05-21 | International Business Machines Corporation | High linearity cascode low noise amplifier |
| DE10132800C1 (de) * | 2001-07-06 | 2003-01-30 | Infineon Technologies Ag | Rauscharme Verstärkerschaltung |
| US7035616B2 (en) * | 2002-01-04 | 2006-04-25 | International Business Machines Corporation | Two-stage variable-gain mixer employing shunt feedback |
| KR100554569B1 (ko) * | 2003-02-13 | 2006-03-03 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 선형성 및 잡음 특성이 개선된 믹서 회로 |
| US6819179B2 (en) | 2003-04-16 | 2004-11-16 | Agency For Science, Technology And Research | Variable gain low noise amplifier |
| US6924703B2 (en) * | 2003-09-26 | 2005-08-02 | King Billion Electronics Co., Ltd. | Amplifier circuit with a shared current source |
| KR100789918B1 (ko) * | 2006-03-16 | 2008-01-02 | 한국전자통신연구원 | 광대역 저잡음 증폭기의 입력 매칭 회로 |
| TWI327416B (en) * | 2006-10-27 | 2010-07-11 | Nat Univ Tsing Hua | Cascode low noise amplifier with a source coupled active inductor |
| US7705681B2 (en) * | 2008-04-17 | 2010-04-27 | Infineon Technologies Ag | Apparatus for coupling at least one of a plurality of amplified input signals to an output terminal using a directional coupler |
| EP2624448B1 (en) * | 2012-02-01 | 2015-08-19 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) | Low-noise amplifier |
| US9413301B2 (en) | 2012-02-01 | 2016-08-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Noise canceling low-noise amplifier |
| US9240756B1 (en) | 2013-03-12 | 2016-01-19 | Lockheed Martin Corporation | High linearity, high efficiency, low noise, gain block using cascode network |
| US10187023B2 (en) * | 2015-02-15 | 2019-01-22 | Skyworks Solutions, Inc. | Power amplifier with cascode switching or splitting functionality |
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| US4940949A (en) * | 1989-11-01 | 1990-07-10 | Avantek, Inc. | High efficiency high isolation amplifier |
| EP0549045B1 (fr) * | 1991-12-23 | 1996-11-27 | Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. | Dispositif semiconducteur comprenant un amplificateur différentiel à deux étages |
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-
1998
- 1998-07-30 US US09/126,242 patent/US6147559A/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-07-21 EP EP99202403A patent/EP0977352A2/en not_active Withdrawn
- 1999-07-27 JP JP11211526A patent/JP2000059148A/ja active Pending
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP0977352A2 (en) | 2000-02-02 |
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