JP2002050936A - 広帯域増幅器 - Google Patents
広帯域増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】
【課題】種々の規格に対応可能な移動電話のための広帯
域増幅器を提供する。 【解決手段】本発明の増幅器は、入力増幅器段、該入力
増幅器段に縦続接続された出力増幅器段および該出力段
に接続された負荷段を含む。特に、前記負荷段は、１０
より大きなＱを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容
量性コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々
が含む複数の回路を備える。すべての回路にそれぞれ関
連する利得曲線のすべてが同じ最大利得値を持ち、それ
ぞれ隣接する共振周波数を持つ２つの回路に関連する利
得曲線は前記最大利得値より下のしきい値３ｄＢ以下で
オーバーラップする。これによって、出力雑音／入力雑
音比を非常に低く維持しながら、最も低い共振周波数か
ら最も高い共振周波数までのすべての周波数において動
作可能な増幅器が生成される。
域増幅器を提供する。 【解決手段】本発明の増幅器は、入力増幅器段、該入力
増幅器段に縦続接続された出力増幅器段および該出力段
に接続された負荷段を含む。特に、前記負荷段は、１０
より大きなＱを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容
量性コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々
が含む複数の回路を備える。すべての回路にそれぞれ関
連する利得曲線のすべてが同じ最大利得値を持ち、それ
ぞれ隣接する共振周波数を持つ２つの回路に関連する利
得曲線は前記最大利得値より下のしきい値３ｄＢ以下で
オーバーラップする。これによって、出力雑音／入力雑
音比を非常に低く維持しながら、最も低い共振周波数か
ら最も高い共振周波数までのすべての周波数において動
作可能な増幅器が生成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低雑音増幅器に関
し、特に無線周波数信号チューナのヘッドに使用される
低雑音増幅器に関する。
し、特に無線周波数信号チューナのヘッドに使用される
低雑音増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は、別々の周波数帯域で動作する
移動電話回路で使用される低雑音増幅器およびＲＦ(無
線周波数)チューナ・ヘッドに関する。例えば、ＧＳＭ
規格の受信帯域は９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの
範囲にあり、ＤＣＳ規格の受信帯域は１８０５ＭＨｚか
ら１８８０ＭＨｚまでの範囲にある。ＵＭＴＳ規格の受
信帯域に関連する中心周波数は２２００ＭＨｚであり、
Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格の受信帯域に関連する中心周波
数は２４００ＭＨｚである。
移動電話回路で使用される低雑音増幅器およびＲＦ(無
線周波数)チューナ・ヘッドに関する。例えば、ＧＳＭ
規格の受信帯域は９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの
範囲にあり、ＤＣＳ規格の受信帯域は１８０５ＭＨｚか
ら１８８０ＭＨｚまでの範囲にある。ＵＭＴＳ規格の受
信帯域に関連する中心周波数は２２００ＭＨｚであり、
Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格の受信帯域に関連する中心周波
数は２４００ＭＨｚである。
【０００３】現在、あらかじめ定められた受信規格に従
って動作する移動電話の増幅器は、２つの縦続接続増幅
器段および所与の周波数(この場合には受信帯域の中心
周波数)において最大インピーダンスを有する１つのＬ
Ｃ回路(コイル／コンデンサ回路)を含む。この回路のイ
ンダクタンスは、比較的狭い利得／周波数曲線および受
信帯域における出力雑音と入力雑音との間の比率を非常
に低くする雑音特性を生成する高いＱを有する。
って動作する移動電話の増幅器は、２つの縦続接続増幅
器段および所与の周波数(この場合には受信帯域の中心
周波数)において最大インピーダンスを有する１つのＬ
Ｃ回路(コイル／コンデンサ回路)を含む。この回路のイ
ンダクタンスは、比較的狭い利得／周波数曲線および受
信帯域における出力雑音と入力雑音との間の比率を非常
に低くする雑音特性を生成する高いＱを有する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】現在、複数の伝送規格
に従って動作するセルラ移動電話（例えばＤＣＳ規格か
らＢｌｕｅｔｏｏｔｈ規格までのすべての規格に従って
動作することができる複数規格電話）を設計する必要性
が存在する。従って、電話の受信アンテナに接続された
低雑音増幅器段を改良する必要がある。
に従って動作するセルラ移動電話（例えばＤＣＳ規格か
らＢｌｕｅｔｏｏｔｈ規格までのすべての規格に従って
動作することができる複数規格電話）を設計する必要性
が存在する。従って、電話の受信アンテナに接続された
低雑音増幅器段を改良する必要がある。
【０００５】第１の解決策は、移動電話が受信すべき
(種々の規格に対応する)それぞれの異なる受信周波数帯
に対して多数の低雑音増幅器を使用することである。種
々の増幅器は制御手段に関連付けられ、この制御手段が
電話によって選ばれる受信帯域に従ってアンテナから増
幅器のうちの１つに信号をスイッチする。この種の解決
策は、明らかに、全体的なサイズおよび実施の複雑性の
観点から大きな欠点を有する。
(種々の規格に対応する)それぞれの異なる受信周波数帯
に対して多数の低雑音増幅器を使用することである。種
々の増幅器は制御手段に関連付けられ、この制御手段が
電話によって選ばれる受信帯域に従ってアンテナから増
幅器のうちの１つに信号をスイッチする。この種の解決
策は、明らかに、全体的なサイズおよび実施の複雑性の
観点から大きな欠点を有する。
【０００６】別の解決策の１つは、劣化した誘導負荷
（すなわち低いＱを持つ誘導性コンポーネント）を使用
することからなる。これは、利得／周波数曲線を広げ、
その結果として別個の受信周波数帯域の信号を増幅する
ことができる。しかしながら、この増幅器構成の利得は
低減され、更に深刻なことに、雑音特性が悪化、すなわ
ち出力雑音と入力雑音との間の比率が高まる。この悪化
した雑音特性は、一部の伝送規格、特にＵＭＴＳ規格と
互換性を持たないことが認められる。
（すなわち低いＱを持つ誘導性コンポーネント）を使用
することからなる。これは、利得／周波数曲線を広げ、
その結果として別個の受信周波数帯域の信号を増幅する
ことができる。しかしながら、この増幅器構成の利得は
低減され、更に深刻なことに、雑音特性が悪化、すなわ
ち出力雑音と入力雑音との間の比率が高まる。この悪化
した雑音特性は、一部の伝送規格、特にＵＭＴＳ規格と
互換性を持たないことが認められる。
【０００７】本発明の目的の１つは、種々の伝送規格に
対応する周波数範囲にわたって動作し、該増幅器の使用
の範囲にわたって高い利得を持ち、同じ使用範囲におけ
る（すなわち、その範囲内で選択された周波数帯域に関
わらず）出力雑音と入力雑音の間の低い比率を有するこ
とができる広帯域低雑音増幅器を提案することである。
本発明の別の目的の１つは、集積回路形態の実施が容易
で全般的サイズが負担とならないような広帯域低雑音増
幅器を提案することである。
対応する周波数範囲にわたって動作し、該増幅器の使用
の範囲にわたって高い利得を持ち、同じ使用範囲におけ
る（すなわち、その範囲内で選択された周波数帯域に関
わらず）出力雑音と入力雑音の間の低い比率を有するこ
とができる広帯域低雑音増幅器を提案することである。
本発明の別の目的の１つは、集積回路形態の実施が容易
で全般的サイズが負担とならないような広帯域低雑音増
幅器を提案することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明が提案する増幅器
は、入力増幅器段、該入力増幅器段に縦続接続された出
力増幅器段および該出力段に接続された負荷段を含む。
本発明の一般的特徴に従えば、前記負荷段は、１０より
大きなＱを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容量性
コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々が含
む複数の回路を備える。全回路に関連する全ての利得曲
線のそれぞれは、所定の公差(例えば約±１ｄＢ)の範囲
内で前記共振周波数における同じ最大利得値を持つ。そ
れぞれの隣接する共振周波数を持つ２つの回路に関連す
る利得曲線のそれぞれは、前記最大利得値よりしきい値
３ｄＢ少ない位置で所定の公差(例えば約±１ｄＢ)の範
囲内でオーバーラップする。
は、入力増幅器段、該入力増幅器段に縦続接続された出
力増幅器段および該出力段に接続された負荷段を含む。
本発明の一般的特徴に従えば、前記負荷段は、１０より
大きなＱを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容量性
コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々が含
む複数の回路を備える。全回路に関連する全ての利得曲
線のそれぞれは、所定の公差(例えば約±１ｄＢ)の範囲
内で前記共振周波数における同じ最大利得値を持つ。そ
れぞれの隣接する共振周波数を持つ２つの回路に関連す
る利得曲線のそれぞれは、前記最大利得値よりしきい値
３ｄＢ少ない位置で所定の公差(例えば約±１ｄＢ)の範
囲内でオーバーラップする。
【０００９】これは、負荷段の最も低い共振周波数から
最も高い共振周波数までのすべての周波数において動作
することができる増幅器を生み出す。このようなタイプ
の構造は、共振周波数が互いに非常に近接していればカ
バーすべき周波数範囲に対して「平坦な」利得を生成す
るよう動作する。「平坦な」利得および共振周波数の近
接した間隔は、同じ最大利得値を有する各ＬＣ回路を使
用し、しきい値３ｄＢ以下で利得曲線をオーバーラップ
させて指定公差内（例えば±１ｄＢ）で最大利得値以下
にすることにより得られる。また、このような構造は雑
音特性に関して平坦な構成を生成し、そのため、カバー
すべき周波数範囲にわたって出力雑音／入力雑音比が非
常に低い値となる。
最も高い共振周波数までのすべての周波数において動作
することができる増幅器を生み出す。このようなタイプ
の構造は、共振周波数が互いに非常に近接していればカ
バーすべき周波数範囲に対して「平坦な」利得を生成す
るよう動作する。「平坦な」利得および共振周波数の近
接した間隔は、同じ最大利得値を有する各ＬＣ回路を使
用し、しきい値３ｄＢ以下で利得曲線をオーバーラップ
させて指定公差内（例えば±１ｄＢ）で最大利得値以下
にすることにより得られる。また、このような構造は雑
音特性に関して平坦な構成を生成し、そのため、カバー
すべき周波数範囲にわたって出力雑音／入力雑音比が非
常に低い値となる。
【００１０】回路の数およびそれらの共振周波数は、セ
ルラ移動電話に適応することができる様々な規格に様々
な中心周波数が対応するよう（すなわち最も低い共振周
波数から最も高い共振周波数まで対応するよう）選択さ
れる。結果として、本発明に従う増幅器は広帯域増幅器
であり、それぞれ異なる受信中心周波数に関連する多数
の低雑音増幅器から構成される「多帯域」増幅器と混乱
されるべきではない。また、本発明に従った広帯域増幅
器は、２帯域または３帯域、または、更に一般的にいえ
ば、共振周波数が非常に広く間隔をあけなければならな
い複数のＬＣ回路を含む負荷段を備える低雑音増幅器を
開示しているフランス特許出願第9911032号に記載され
ているような多帯域増幅器と区別される。
ルラ移動電話に適応することができる様々な規格に様々
な中心周波数が対応するよう（すなわち最も低い共振周
波数から最も高い共振周波数まで対応するよう）選択さ
れる。結果として、本発明に従う増幅器は広帯域増幅器
であり、それぞれ異なる受信中心周波数に関連する多数
の低雑音増幅器から構成される「多帯域」増幅器と混乱
されるべきではない。また、本発明に従った広帯域増幅
器は、２帯域または３帯域、または、更に一般的にいえ
ば、共振周波数が非常に広く間隔をあけなければならな
い複数のＬＣ回路を含む負荷段を備える低雑音増幅器を
開示しているフランス特許出願第9911032号に記載され
ているような多帯域増幅器と区別される。
【００１１】本発明に従った増幅器の負荷段のすべての
回路は並列または直列いずれの形態でも接続することが
可能である。全回路を出力増幅器段に直列に接続する場
合、全回路は、指定公差(例えば前述の±１ｄＢの公差
に対応する±２０％の公差)の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第１のインピーダンス値を持つ。更
に、２つの隣接する共振周波数に関する２つの回路は、
それぞれの共振周波数の間の中央周波数において同一の
第２のインピーダンス値を持つ。この第２のインピーダ
ンス値は、例えば±２０％という指定公差の範囲内で、
前記第１のインピーダンス値の半分の値と等しい。換言
すれば、全回路が出力増幅器段と直列に接続される実施
形態では、周波数範囲全体にわたる利得曲線の平坦性お
よび２つの隣接周波数帯域のオーバーラップが上記イン
ピーダンスの観点から反映されている。
回路は並列または直列いずれの形態でも接続することが
可能である。全回路を出力増幅器段に直列に接続する場
合、全回路は、指定公差(例えば前述の±１ｄＢの公差
に対応する±２０％の公差)の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第１のインピーダンス値を持つ。更
に、２つの隣接する共振周波数に関する２つの回路は、
それぞれの共振周波数の間の中央周波数において同一の
第２のインピーダンス値を持つ。この第２のインピーダ
ンス値は、例えば±２０％という指定公差の範囲内で、
前記第１のインピーダンス値の半分の値と等しい。換言
すれば、全回路が出力増幅器段と直列に接続される実施
形態では、周波数範囲全体にわたる利得曲線の平坦性お
よび２つの隣接周波数帯域のオーバーラップが上記イン
ピーダンスの観点から反映されている。
【００１２】全回路を並列に接続するならば、前記第２
のインピーダンス値(すなわち中央周波数に対応する値)
は、所定公差の範囲内で、前記第１のインピーダンス値
の２倍になるであろう。しかしながら、直列接続回路に
よる実施形態は、並列接続を使用する実施形態より全般
的サイズに関して有利である。直列接続の場合、インダ
クタンスは比較的低い値を持つことができるので、シリ
コン・チップの寸法を比較的小さくすることができる。
のインピーダンス値(すなわち中央周波数に対応する値)
は、所定公差の範囲内で、前記第１のインピーダンス値
の２倍になるであろう。しかしながら、直列接続回路に
よる実施形態は、並列接続を使用する実施形態より全般
的サイズに関して有利である。直列接続の場合、インダ
クタンスは比較的低い値を持つことができるので、シリ
コン・チップの寸法を比較的小さくすることができる。
【００１３】本発明に従った増幅器は単一の入力部を持
つように実施されているが、差動構造を備えて共通モー
ド阻止を可能にするように構成することも特に利益があ
る。従って、差動構造実施形態において、入力増幅器段
および出力増幅器段は、各々、一対のトランジスタを含
む。次に、負荷段が２つの全く同等の回路グループを含
み、この２つのグループの各々が出力増幅器段のそれぞ
れのトランジスタに接続される。
つように実施されているが、差動構造を備えて共通モー
ド阻止を可能にするように構成することも特に利益があ
る。従って、差動構造実施形態において、入力増幅器段
および出力増幅器段は、各々、一対のトランジスタを含
む。次に、負荷段が２つの全く同等の回路グループを含
み、この２つのグループの各々が出力増幅器段のそれぞ
れのトランジスタに接続される。
【００１４】本発明は、また、上記の増幅器を備えるＲ
Ｆ信号受信器特にセルラ移動電話を提供する。
Ｆ信号受信器特にセルラ移動電話を提供する。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１に示すように、セルラ移動電
話ＴＰは、適当なアンテナ結合器や分離トランス(図示
されていない)を経由して受信アンテナＡＮＴからＲＦ
信号を受信することができるＲＦチューナ・ヘッドを含
む。
話ＴＰは、適当なアンテナ結合器や分離トランス(図示
されていない)を経由して受信アンテナＡＮＴからＲＦ
信号を受信することができるＲＦチューナ・ヘッドを含
む。
【００１６】ＲＦ信号は、低雑音増幅器(Low-Noise Amp
lifierの頭文字を取って以下ＬＮＡと略称する場合もあ
る)に供給される。ＬＮＡの出力は、シンセサイザまた
はチューナＴＺＩＦ（これらは当業界において周知の標
準的設計である）に接続される。チューナＴＺＩＦは、
帯域フィルタ、可変利得増幅器および２つの混合器を含
む２つの処理チャンネルを持つ。この２つの混合器は、
相互に９０°の位相差を有する２つのローカル発振器信
号ＯＬを位相同期ループＰＬＬからそれぞれ受信する。
この２つのローカル発振器信号ＯＬは、基準(同位相)チ
ャンネルＩおよび直交チャンネルＱ（quadrature chann
el）を定める。
lifierの頭文字を取って以下ＬＮＡと略称する場合もあ
る)に供給される。ＬＮＡの出力は、シンセサイザまた
はチューナＴＺＩＦ（これらは当業界において周知の標
準的設計である）に接続される。チューナＴＺＩＦは、
帯域フィルタ、可変利得増幅器および２つの混合器を含
む２つの処理チャンネルを持つ。この２つの混合器は、
相互に９０°の位相差を有する２つのローカル発振器信
号ＯＬを位相同期ループＰＬＬからそれぞれ受信する。
この２つのローカル発振器信号ＯＬは、基準(同位相)チ
ャンネルＩおよび直交チャンネルＱ（quadrature chann
el）を定める。
【００１７】ローカル発振器信号ＯＬの周波数は、移動
電話により選ばれた受信周波数帯の公称周波数を定め
る。チューナＴＺＩＦは、アナログ−デジタル変換器段
を経由して、部分的なハードウェア化されたロジック回
路および部分的な信号プロセッサから構成されたデジタ
ル・プロセッサ段ＥＴＮに接続される。
電話により選ばれた受信周波数帯の公称周波数を定め
る。チューナＴＺＩＦは、アナログ−デジタル変換器段
を経由して、部分的なハードウェア化されたロジック回
路および部分的な信号プロセッサから構成されたデジタ
ル・プロセッサ段ＥＴＮに接続される。
【００１８】ＥＴＮ段の構造および機能も当業者に周知
のものである。具体的には、機能の観点から、プロセッ
サ段は、伝送チャネルのインパルス応答を推定する手段
に加えて、符号間干渉を抑制する手段(イコライザ)、お
よびチャネル復号変復調手段を含む。チャネル復号変復
調手段は、受信信号を復調し、伝送サブシステム(図１
には単純化のため図示されていない)を経由して伝送さ
れるべき信号を変調することができる。
のものである。具体的には、機能の観点から、プロセッ
サ段は、伝送チャネルのインパルス応答を推定する手段
に加えて、符号間干渉を抑制する手段(イコライザ)、お
よびチャネル復号変復調手段を含む。チャネル復号変復
調手段は、受信信号を復調し、伝送サブシステム(図１
には単純化のため図示されていない)を経由して伝送さ
れるべき信号を変調することができる。
【００１９】移動電話の標準的手法によれば、自動周波
数制御手段は、パイロット信号を復調した後で、位相同
期ループＰＬＬ(例えばＰＬＬに基準信号を提供する温
度−安定電圧制御発振器ＶＴＣＸＯ)に制御ワードを供
給して、ローカル発振器信号ＯＬの精度を制御する。
数制御手段は、パイロット信号を復調した後で、位相同
期ループＰＬＬ(例えばＰＬＬに基準信号を提供する温
度−安定電圧制御発振器ＶＴＣＸＯ)に制御ワードを供
給して、ローカル発振器信号ＯＬの精度を制御する。
【００２０】ＬＮＡは、差動実施形態の広帯域増幅器で
あり、図２を参照してその詳細を以下に記述する。
あり、図２を参照してその詳細を以下に記述する。
【００２１】例えば、ＬＮＡ（集積回路の形態で実施さ
れる）は、一対のバイポーラ・トランジスタＴ１Ａ、Ｔ
１Ｂによって形成される入力増幅器段ならびに該入力段
に縦続接続された更なる２つのバイポーラ・トランジス
タＴ２ＡおよびＴ２Ｂによって形成される出力増幅器段
を基本的に含む。
れる）は、一対のバイポーラ・トランジスタＴ１Ａ、Ｔ
１Ｂによって形成される入力増幅器段ならびに該入力段
に縦続接続された更なる２つのバイポーラ・トランジス
タＴ２ＡおよびＴ２Ｂによって形成される出力増幅器段
を基本的に含む。
【００２２】更に明確に述べれば、トランジスタＴ２Ａ
およびＴ２Ｂのそれぞれのエミッタが、それぞれのトラ
ンジスタＴ１ＡおよびＴ２Ｂのそれぞれのコレクタに接
続されている。トランジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのそれ
ぞれのベースがダイナミック・アースへ接続され、トラ
ンジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのそれぞれのコレクタが増
幅器のそれぞれの差動出力端子Ｂ２ＡおよびＢ２Ｂを形
成している。
およびＴ２Ｂのそれぞれのエミッタが、それぞれのトラ
ンジスタＴ１ＡおよびＴ２Ｂのそれぞれのコレクタに接
続されている。トランジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのそれ
ぞれのベースがダイナミック・アースへ接続され、トラ
ンジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのそれぞれのコレクタが増
幅器のそれぞれの差動出力端子Ｂ２ＡおよびＢ２Ｂを形
成している。
【００２３】トランジスタＴ１ＡおよびＴ１Ｂのそれぞ
れのベースが、それぞれのコイルＬＰＡおよびＬＰＢを
経由して、増幅器のそれぞれの差動入力端子Ｂ１Ａおよ
びＢ１Ｂへ接続されている。
れのベースが、それぞれのコイルＬＰＡおよびＬＰＢを
経由して、増幅器のそれぞれの差動入力端子Ｂ１Ａおよ
びＢ１Ｂへ接続されている。
【００２４】トランジスタＴ１ＡおよびＴ１Ｂのそれぞ
れのエミッタは、それぞれのコイルＬＡＡおよびＬＡＢ
を経由して電流源ＳＣの第１の端子に接続されている。
電流源ＳＣの他方の端子は接地している。
れのエミッタは、それぞれのコイルＬＡＡおよびＬＡＢ
を経由して電流源ＳＣの第１の端子に接続されている。
電流源ＳＣの他方の端子は接地している。
【００２５】コイルＬＰＡ、ＬＰＢ、ＬＡＡおよびＬＡ
Ｂは、増幅器の入力インピーダンスに整合する。一層明
確に述べれば、コイルＬＡＡおよびＬＡＢは、差動回路
の各入力のキャパシタンスに関する整合を実行する。こ
のキャパシタンスは、基本的にトランジスタＴ１Ａおよ
びＴ１Ｂ各々のベース−エミッタのキャパシタンスから
構成される。コイルＬＰＡおよびＬＰＢは、それぞれの
トランジスタＴ１ＡおよびＴ１Ｂのベース・キャパシタ
ンスに関する整合を実行する。コイルＬＰＡおよびＬＰ
Ｂは、入力信号の経路に関連するインダクタンス並びに
接続している端子および集積回路パッケージのインダク
タンスを表している。
Ｂは、増幅器の入力インピーダンスに整合する。一層明
確に述べれば、コイルＬＡＡおよびＬＡＢは、差動回路
の各入力のキャパシタンスに関する整合を実行する。こ
のキャパシタンスは、基本的にトランジスタＴ１Ａおよ
びＴ１Ｂ各々のベース−エミッタのキャパシタンスから
構成される。コイルＬＰＡおよびＬＰＢは、それぞれの
トランジスタＴ１ＡおよびＴ１Ｂのベース・キャパシタ
ンスに関する整合を実行する。コイルＬＰＡおよびＬＰ
Ｂは、入力信号の経路に関連するインダクタンス並びに
接続している端子および集積回路パッケージのインダク
タンスを表している。
【００２６】差動構成の使用は、共通モード阻止（comm
on mode rejection）を実現し、縦続接続回路は、トラ
ンジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのコレクタと電源電圧Ｖｄ
ｄとの間に接続された負荷ＥＴＣＨ段のインピーダンス
から入力インピーダンスを独立させる。
on mode rejection）を実現し、縦続接続回路は、トラ
ンジスタＴ２ＡおよびＴ２Ｂのコレクタと電源電圧Ｖｄ
ｄとの間に接続された負荷ＥＴＣＨ段のインピーダンス
から入力インピーダンスを独立させる。
【００２７】より具体的に説明すると、負荷ＥＴＣＨ段
は、いくつかの(理論的には少なくとも２つの)回路ＣＥ
ＡｉおよびＣＥＢｉから構成される。
は、いくつかの(理論的には少なくとも２つの)回路ＣＥ
ＡｉおよびＣＥＢｉから構成される。
【００２８】ＣＥＡ1‐ＣＥＡｎの全ての回路は電源電
圧ＶｄｄとトランジスタＴ２Ａのコレクタとの間で直列
に接続され、ＣＥＢ1‐ＣＥＢｎの全ての回路は電源電
圧ＶｄｄとトランジスタＴ２Ｂのコレクタとの間に直列
に接続される。
圧ＶｄｄとトランジスタＴ２Ａのコレクタとの間で直列
に接続され、ＣＥＢ1‐ＣＥＢｎの全ての回路は電源電
圧ＶｄｄとトランジスタＴ２Ｂのコレクタとの間に直列
に接続される。
【００２９】すべての回路は構造的に同一であり、この
実施形態において、回路ＣＥＢｉに関して図示されてい
るように、容量性コンポーネントＣｉと並列する誘導性
コーポーネントＬｉを含むＬＣ回路を含む。
実施形態において、回路ＣＥＢｉに関して図示されてい
るように、容量性コンポーネントＣｉと並列する誘導性
コーポーネントＬｉを含むＬＣ回路を含む。
【００３０】実際、この種の回路のインピーダンスは、
全体的にリアクティブ（reactive）ではなく、コイルを
作成する金属の抵抗ではないコイルの損失すべての総和
を表す実抵抗部（real resistive part）を有する。詳
細は後述するが、各回路のコンポーネントの大きさ（di
mension）を設定するために、擬似抵抗（spurious resi
stance）が使われる。
全体的にリアクティブ（reactive）ではなく、コイルを
作成する金属の抵抗ではないコイルの損失すべての総和
を表す実抵抗部（real resistive part）を有する。詳
細は後述するが、各回路のコンポーネントの大きさ（di
mension）を設定するために、擬似抵抗（spurious resi
stance）が使われる。
【００３１】それぞれの回路は、他の回路の共振周波数
とは異なる共振周波数を持ち、その共振周波数を中心と
する周波数帯の範囲内にある周波数信号を増幅する。共
振周波数Ｆiは、数１で表される。
とは異なる共振周波数を持ち、その共振周波数を中心と
する周波数帯の範囲内にある周波数信号を増幅する。共
振周波数Ｆiは、数１で表される。
【００３２】
【数１】
【００３３】ここで、ωiは、数２で表される。
【数２】
【００３４】各誘導性コンポーネントは、１０より大き
いＱ(例えばQ=20)を持ち、従って、十分に狭い利得曲線
有し、雑音特性を悪化しない。
いＱ(例えばQ=20)を持ち、従って、十分に狭い利得曲線
有し、雑音特性を悪化しない。
【００３５】集積化された誘導性コンポーネントの雑音
特性の値は、製造技術によって定まり、数３に等しい。
特性の値は、製造技術によって定まり、数３に等しい。
【００３６】
【数３】 ここで、RiはインダクタンスLiに関する擬似抵抗であ
る。
る。
【００３７】図３に示すように共振周波数Ｆiが十分接
近して配置されて、当該周波数Ｆ1−Ｆnの範囲において
実質的に平坦な利得曲線が得られるように、回路のイン
ダクタンスおよびキャパシタンス値が選択される。
近して配置されて、当該周波数Ｆ1−Ｆnの範囲において
実質的に平坦な利得曲線が得られるように、回路のイン
ダクタンスおよびキャパシタンス値が選択される。
【００３８】言い換えると、共振周波数Ｆiを有する回
路に関する利得曲線ＣＧｉ(すなわち当該回路によって
実際に増幅される周波数の帯域)は、周波数Ｆiに隣接す
る共振周波数Ｆi+1(またはＦi-1)の回路に関連する利得
曲線ＣＧi+1(またはＣＧi-1)にオーバーラップする。オ
ーバーラップは、最大利得値Ｇｍａｘの下のしきい値３
ｄＢ(±１ｄＢ)以下でなされ、すべての利得曲線ＣＧｉ
について同じである。
路に関する利得曲線ＣＧｉ(すなわち当該回路によって
実際に増幅される周波数の帯域)は、周波数Ｆiに隣接す
る共振周波数Ｆi+1(またはＦi-1)の回路に関連する利得
曲線ＣＧi+1(またはＣＧi-1)にオーバーラップする。オ
ーバーラップは、最大利得値Ｇｍａｘの下のしきい値３
ｄＢ(±１ｄＢ)以下でなされ、すべての利得曲線ＣＧｉ
について同じである。
【００３９】従って、回路の誘導性コンポーネントのそ
れぞれについて選択されたＱおよび共振周波数の近接す
る間隔が与えられれば、図３に示す利得曲線のみなら
ず、図４に示す雑音特性ＮＦも得られる。図４におい
て、点線は、各回路にそれぞれ関連する雑音特性を示
し、入力における白色雑音に関する全体の雑音特性が対
象周波数の範囲にわたって極めて低い出力雑音になるこ
とが分かる。
れぞれについて選択されたＱおよび共振周波数の近接す
る間隔が与えられれば、図３に示す利得曲線のみなら
ず、図４に示す雑音特性ＮＦも得られる。図４におい
て、点線は、各回路にそれぞれ関連する雑音特性を示
し、入力における白色雑音に関する全体の雑音特性が対
象周波数の範囲にわたって極めて低い出力雑音になるこ
とが分かる。
【００４０】インピーダンスの観点では、全ての利得曲
線が同じ最大利得値Ｇｍａｘを有し、かつ利得曲線が３
ｄＢしきい値だけ低い位置でオーバーラップするという
事実は、全ての回路がそれぞれの共振周波数(またはそ
れぞれの共振角周波数ωi)で所定の公差の範囲内(例え
ば±２０％)に(最大値である)第１のインピーダンス値
を持つという事実に反映され、さらに隣接する２つの共
振周波数に関連する２つの回路が、それら２つの共振周
波数の間の中央周波数(または中央値角周波数)で、公差
の範囲内（例えば±２０％）に前記第１のインピーダン
ス値の半分に等しい同一の第２のインピーダンス値を持
つという事実に反映される。
線が同じ最大利得値Ｇｍａｘを有し、かつ利得曲線が３
ｄＢしきい値だけ低い位置でオーバーラップするという
事実は、全ての回路がそれぞれの共振周波数(またはそ
れぞれの共振角周波数ωi)で所定の公差の範囲内(例え
ば±２０％)に(最大値である)第１のインピーダンス値
を持つという事実に反映され、さらに隣接する２つの共
振周波数に関連する２つの回路が、それら２つの共振周
波数の間の中央周波数(または中央値角周波数)で、公差
の範囲内（例えば±２０％）に前記第１のインピーダン
ス値の半分に等しい同一の第２のインピーダンス値を持
つという事実に反映される。
【００４１】上記は、次の数４に反映される。
【数４】 ここで、Ｚiは、回路ＣＥＡｉ(またはＣＥＢｉ)のイン
ピーダンスであり、Ｚi+1は、ＣＥＡｉ(またはＣＥ
Ｂｉ)に関して隣接する共振周波数(または共振角周波
数)に関する回路のインピーダンスである。Zi(ωi)は角
周波数ωｉでのインピーダンス値である。
ピーダンスであり、Ｚi+1は、ＣＥＡｉ(またはＣＥ
Ｂｉ)に関して隣接する共振周波数(または共振角周波
数)に関する回路のインピーダンスである。Zi(ωi)は角
周波数ωｉでのインピーダンス値である。
【００４２】各回路のインダクタンス値Ｌｉおよびキャ
パシタンス値Ｃｉは逐次固定される。例えば、カバーさ
れるべき全体の周波数帯の下限に対応する最も低い共振
周波数Ｆlから固定される。
パシタンス値Ｃｉは逐次固定される。例えば、カバーさ
れるべき全体の周波数帯の下限に対応する最も低い共振
周波数Ｆlから固定される。
【００４３】それに続いて、２つの隣接する共振周波数
に関連する２つの回路を使用して、それらの値が決定さ
れる。すなわち、角周波数ω1およびω2に対応する周波
数Ｆ 1およびＦ2に関連し、回路ＣＥＡ1(またはＣＥＢ1)
およびＣＥＡ2(またはＣＥＢ 2)に関連する値が決定され
る。
に関連する２つの回路を使用して、それらの値が決定さ
れる。すなわち、角周波数ω1およびω2に対応する周波
数Ｆ 1およびＦ2に関連し、回路ＣＥＡ1(またはＣＥＢ1)
およびＣＥＡ2(またはＣＥＢ 2)に関連する値が決定され
る。
【００４４】角周波数ωでの回路ＣＥＡ1のインピーダ
ンスＺ1は、数５によって定義される。ここで、j2=-1で
ある。
ンスＺ1は、数５によって定義される。ここで、j2=-1で
ある。
【数５】
【００４５】角周波数ω1、ω2はそれぞれ数６から数９
によって定義される。
によって定義される。
【数６】
【数７】
【数８】
【数９】
【００４６】数５および数６から、角周波数ω1でのイ
ンピーダンスＺ1が数１０によって定められる。
ンピーダンスＺ1が数１０によって定められる。
【数１０】
【００４７】同様に、中央値角周波数(ω1+ω2)/2にお
けるインピーダンスZ1が数１１によって定められる。
けるインピーダンスZ1が数１１によって定められる。
【数１１】
【００４８】ここで、Aは数１２によって定められ、Bは
数１３によって定められる。
数１３によって定められる。
【数１２】
【数１３】
【００４９】数４および数１０が与えられた場合、(例
えば)Ａは数１４によって定められる。
えば)Ａは数１４によって定められる。
【数１４】 これを数１２に代入すると、数１５が得られる。
【数１５】 数１５は、(ω1+ω2)/2を未知数xとする２次式である。
【００５０】ここで、共振周波数Ｆ1の値を例えば２Ｇ
Ｈｚに固定する。この値は、ω1=1.25×1010rd/sに対応
する。インダクタンス値Ｌ1も例えば２ｎＨに固定され
る。これは、使用されるテクノロジ(２.５ミクロン厚の
アルミニウム伝導性コンポーネント、１５Ohm.cmの基板
およびＳｉＯ2で形成された合金酸化物SiGe BiCMOSテク
ノロジ)を所与としてQ1=20を生成する。
Ｈｚに固定する。この値は、ω1=1.25×1010rd/sに対応
する。インダクタンス値Ｌ1も例えば２ｎＨに固定され
る。これは、使用されるテクノロジ(２.５ミクロン厚の
アルミニウム伝導性コンポーネント、１５Ohm.cmの基板
およびＳｉＯ2で形成された合金酸化物SiGe BiCMOSテク
ノロジ)を所与としてQ1=20を生成する。
【００５１】数８から、抵抗値Ｒ1が１.２５オームに等
しいことが導かれる。更に、数６から、キャパシタンス
値Ｃ1は、３.２pFと等しいことが導かれる。数１５を解
くと、変数Xに関して値１２.７10が得られ、従って、ω
2の値は１２．９×１０９rd/sとなり、Ｆ2が２.０５Ｇ
Ｈｚとなる。次に、インダクタンス値Ｌ2が２ｎＨに固
定され、Q2=２０になる。数９から、R2=１．２５オーム
が得られ、数７から、C2=３．１pFが得られる。次に、
ω1をω2に、ω2をω3にそれぞれ置き換えて前述の同じ
演算を実行することによって、周波数Ｆ2に近い周波数
Ｆ3が求められる。周波数Ｆｎ従って値ＬｎおよびＣｎ
が決定されるまで上記手順が繰り返される。この結果、
５０ＭＨｚ間隔の回路が生成される。
しいことが導かれる。更に、数６から、キャパシタンス
値Ｃ1は、３.２pFと等しいことが導かれる。数１５を解
くと、変数Xに関して値１２.７10が得られ、従って、ω
2の値は１２．９×１０９rd/sとなり、Ｆ2が２.０５Ｇ
Ｈｚとなる。次に、インダクタンス値Ｌ2が２ｎＨに固
定され、Q2=２０になる。数９から、R2=１．２５オーム
が得られ、数７から、C2=３．１pFが得られる。次に、
ω1をω2に、ω2をω3にそれぞれ置き換えて前述の同じ
演算を実行することによって、周波数Ｆ2に近い周波数
Ｆ3が求められる。周波数Ｆｎ従って値ＬｎおよびＣｎ
が決定されるまで上記手順が繰り返される。この結果、
５０ＭＨｚ間隔の回路が生成される。
【００５２】このようにして、例えば、ＤＣＳ規格から
Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格までのすべての規格をカバーす
る能力を持つ移動電話の場合、１ダースの回路ＣＥＡｉ
(および１ダースの回路ＣＥＢｉ)を必要とする。インダ
クタンス値を決定する上記計算の各々においてキャパシ
タンス値を固定することは当然可能である。しかしなが
ら、インダクタンス値を固定してキャパシタンス値を演
繹する方が好ましい。なぜならば、インダクタンス値の
固定は高いＱを選択することを容易にするからである。
従って、当業者に認められることであろうが、前述の実
施形態において、すべての誘導性コンポーネントは同一
であるが、回路ＣＥＡｉまたはＣＥＢ ｉは容量性コンポ
ーネントの値に関しては相互に異なる。材料の観点から
見て、隣接する２つの共振周波数に関連する２つの回路
がシリコン上に隣接して配置される必要はない。
Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格までのすべての規格をカバーす
る能力を持つ移動電話の場合、１ダースの回路ＣＥＡｉ
(および１ダースの回路ＣＥＢｉ)を必要とする。インダ
クタンス値を決定する上記計算の各々においてキャパシ
タンス値を固定することは当然可能である。しかしなが
ら、インダクタンス値を固定してキャパシタンス値を演
繹する方が好ましい。なぜならば、インダクタンス値の
固定は高いＱを選択することを容易にするからである。
従って、当業者に認められることであろうが、前述の実
施形態において、すべての誘導性コンポーネントは同一
であるが、回路ＣＥＡｉまたはＣＥＢ ｉは容量性コンポ
ーネントの値に関しては相互に異なる。材料の観点から
見て、隣接する２つの共振周波数に関連する２つの回路
がシリコン上に隣接して配置される必要はない。
【図１】本発明に従ったセルラ移動電話のいくつかのコ
ンポーネント、特に本発明に従った低雑音増幅器を組み
入れたチューナ・ヘッドを示すブロック図。
ンポーネント、特に本発明に従った低雑音増幅器を組み
入れたチューナ・ヘッドを示すブロック図。
【図２】本発明に従った差動増幅器の１つの実施形態の
ブロック図。
ブロック図。
【図３】本発明に従った増幅器で得られる利得／周波数
曲線を示すグラフ図。
曲線を示すグラフ図。
【図４】本発明に従った増幅器で得られる雑音曲線を示
すグラフ図。
すグラフ図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J091 AA01 CA62 CA77 CA78 FA00 HA02 HA29 HA33 KA00 KA02 KA05 KA13 KA32 KA44 MA04 MA08 TA03 5J092 AA01 CA62 CA77 CA78 FA00 HA02 HA29 HA33 KA00 KA02 KA05 KA13 KA32 KA44 MA04 MA08 TA03
Claims (7)
- 【請求項１】入力増幅器段と、該入力増幅器段に縦続接
続された出力増幅器段と、該出力増幅器段に接続された
負荷段とを備える増幅器であって、 前記負荷段は、１０より大きなＱを有する、それぞれ異
なる共振周波数を有する容量性コンポーネントおよび誘
導性コンポーネントをそれぞれ含む複数の回路を含み、 すべての前記回路に関するすべての利得曲線が前記共振
周波数で所定の公差の範囲内に同じ最大利得値を持ち、 隣接する共振周波数をそれぞれ有する２つの前記回路に
関する前記利得曲線は、しきい値３ｄＢ以下でオーバー
ラップし、所定の公差の範囲内で前記最大利得値以下に
なる増幅器。 - 【請求項２】前記公差の絶対値が約１ｄＢである請求項
１に記載の増幅器。 - 【請求項３】すべての前記回路が前記出力増幅器段と直
列に接続され、 すべての前記回路が指定公差の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第１のインピーダンス値を持ち、 ２つの隣接する前記共振周波数に関する２つの前記回路
が、それぞれの前記共振周波数の間の中央周波数におい
て、指定公差の範囲内で前記第１のインピーダンス値の
半分の値と等しい同一の第２のインピーダンス値を持つ
請求項１に記載の増幅器。 - 【請求項４】前記公差が２０％に等しい請求項３に記載
の増幅器。 - 【請求項５】前記回路の各々が、並列に接続された誘導
性コンポーネントおよび容量性コンポーネントを含み、
前記回路のすべての前記誘導性コンポーネントのすべて
が同等である請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
増幅器。 - 【請求項６】該増幅器が差動構造を備え、前記入力増幅
器段および前記出力増幅器段が各々一対のトランジスタ
を含み、前記負荷段が前記出力増幅器段のそれぞれの前
記トランジスタに接続された２つの全く同等の回路グル
ープを含む請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の増
幅器。 - 【請求項７】請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の
増幅器を含む無線周波数信号受信器特にセルラ移動電
話。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0009126A FR2811827B1 (fr) | 2000-07-12 | 2000-07-12 | Dispositif d'amplification a faible bruit, en particulier pour un telephone mobile cellulaire |
| FR0009126 | 2000-07-12 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002050936A true JP2002050936A (ja) | 2002-02-15 |
Family
ID=8852416
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001188081A Pending JP2002050936A (ja) | 2000-07-12 | 2001-06-21 | 広帯域増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6639468B2 (ja) |
| EP (1) | EP1172929B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002050936A (ja) |
| DE (1) | DE60122629D1 (ja) |
| FR (1) | FR2811827B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004343373A (ja) * | 2003-05-15 | 2004-12-02 | Nec Electronics Corp | アクティブインダクタンス回路及び差動アンプ回路 |
| JP2008505579A (ja) * | 2004-07-06 | 2008-02-21 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 無線受信機フロントエンド、及び入力信号を周波数変換する方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6774718B2 (en) * | 2002-07-19 | 2004-08-10 | Micro Mobio Inc. | Power amplifier module for wireless communication devices |
| DE10239813B4 (de) * | 2002-08-29 | 2005-09-29 | Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale | Elektronische Schaltung mit verbesserter Stromstabilisierung |
| US20040127172A1 (en) * | 2002-12-27 | 2004-07-01 | Agere Systems Inc. | Phase-error suppressor and a method of suppressing phase-error |
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| US7286013B2 (en) * | 2003-09-18 | 2007-10-23 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte Ltd | Coupled-inductance differential amplifier |
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