JP2002050936A - 広帯域増幅器 - Google Patents
広帯域増幅器Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
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- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】種々の規格に対応可能な移動電話のための広帯
域増幅器を提供する。 【解決手段】本発明の増幅器は、入力増幅器段、該入力
増幅器段に縦続接続された出力増幅器段および該出力段
に接続された負荷段を含む。特に、前記負荷段は、10
より大きなQを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容
量性コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々
が含む複数の回路を備える。すべての回路にそれぞれ関
連する利得曲線のすべてが同じ最大利得値を持ち、それ
ぞれ隣接する共振周波数を持つ2つの回路に関連する利
得曲線は前記最大利得値より下のしきい値3dB以下で
オーバーラップする。これによって、出力雑音/入力雑
音比を非常に低く維持しながら、最も低い共振周波数か
ら最も高い共振周波数までのすべての周波数において動
作可能な増幅器が生成される。
域増幅器を提供する。 【解決手段】本発明の増幅器は、入力増幅器段、該入力
増幅器段に縦続接続された出力増幅器段および該出力段
に接続された負荷段を含む。特に、前記負荷段は、10
より大きなQを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容
量性コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々
が含む複数の回路を備える。すべての回路にそれぞれ関
連する利得曲線のすべてが同じ最大利得値を持ち、それ
ぞれ隣接する共振周波数を持つ2つの回路に関連する利
得曲線は前記最大利得値より下のしきい値3dB以下で
オーバーラップする。これによって、出力雑音/入力雑
音比を非常に低く維持しながら、最も低い共振周波数か
ら最も高い共振周波数までのすべての周波数において動
作可能な増幅器が生成される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、低雑音増幅器に関
し、特に無線周波数信号チューナのヘッドに使用される
低雑音増幅器に関する。
し、特に無線周波数信号チューナのヘッドに使用される
低雑音増幅器に関する。
【0002】
【従来の技術】本発明は、別々の周波数帯域で動作する
移動電話回路で使用される低雑音増幅器およびRF(無
線周波数)チューナ・ヘッドに関する。例えば、GSM
規格の受信帯域は925MHzから960MHzまでの
範囲にあり、DCS規格の受信帯域は1805MHzか
ら1880MHzまでの範囲にある。UMTS規格の受
信帯域に関連する中心周波数は2200MHzであり、
Bluetooth規格の受信帯域に関連する中心周波
数は2400MHzである。
移動電話回路で使用される低雑音増幅器およびRF(無
線周波数)チューナ・ヘッドに関する。例えば、GSM
規格の受信帯域は925MHzから960MHzまでの
範囲にあり、DCS規格の受信帯域は1805MHzか
ら1880MHzまでの範囲にある。UMTS規格の受
信帯域に関連する中心周波数は2200MHzであり、
Bluetooth規格の受信帯域に関連する中心周波
数は2400MHzである。
【0003】現在、あらかじめ定められた受信規格に従
って動作する移動電話の増幅器は、2つの縦続接続増幅
器段および所与の周波数(この場合には受信帯域の中心
周波数)において最大インピーダンスを有する1つのL
C回路(コイル/コンデンサ回路)を含む。この回路のイ
ンダクタンスは、比較的狭い利得/周波数曲線および受
信帯域における出力雑音と入力雑音との間の比率を非常
に低くする雑音特性を生成する高いQを有する。
って動作する移動電話の増幅器は、2つの縦続接続増幅
器段および所与の周波数(この場合には受信帯域の中心
周波数)において最大インピーダンスを有する1つのL
C回路(コイル/コンデンサ回路)を含む。この回路のイ
ンダクタンスは、比較的狭い利得/周波数曲線および受
信帯域における出力雑音と入力雑音との間の比率を非常
に低くする雑音特性を生成する高いQを有する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】現在、複数の伝送規格
に従って動作するセルラ移動電話(例えばDCS規格か
らBluetooth規格までのすべての規格に従って
動作することができる複数規格電話)を設計する必要性
が存在する。従って、電話の受信アンテナに接続された
低雑音増幅器段を改良する必要がある。
に従って動作するセルラ移動電話(例えばDCS規格か
らBluetooth規格までのすべての規格に従って
動作することができる複数規格電話)を設計する必要性
が存在する。従って、電話の受信アンテナに接続された
低雑音増幅器段を改良する必要がある。
【0005】第1の解決策は、移動電話が受信すべき
(種々の規格に対応する)それぞれの異なる受信周波数帯
に対して多数の低雑音増幅器を使用することである。種
々の増幅器は制御手段に関連付けられ、この制御手段が
電話によって選ばれる受信帯域に従ってアンテナから増
幅器のうちの1つに信号をスイッチする。この種の解決
策は、明らかに、全体的なサイズおよび実施の複雑性の
観点から大きな欠点を有する。
(種々の規格に対応する)それぞれの異なる受信周波数帯
に対して多数の低雑音増幅器を使用することである。種
々の増幅器は制御手段に関連付けられ、この制御手段が
電話によって選ばれる受信帯域に従ってアンテナから増
幅器のうちの1つに信号をスイッチする。この種の解決
策は、明らかに、全体的なサイズおよび実施の複雑性の
観点から大きな欠点を有する。
【0006】別の解決策の1つは、劣化した誘導負荷
(すなわち低いQを持つ誘導性コンポーネント)を使用
することからなる。これは、利得/周波数曲線を広げ、
その結果として別個の受信周波数帯域の信号を増幅する
ことができる。しかしながら、この増幅器構成の利得は
低減され、更に深刻なことに、雑音特性が悪化、すなわ
ち出力雑音と入力雑音との間の比率が高まる。この悪化
した雑音特性は、一部の伝送規格、特にUMTS規格と
互換性を持たないことが認められる。
(すなわち低いQを持つ誘導性コンポーネント)を使用
することからなる。これは、利得/周波数曲線を広げ、
その結果として別個の受信周波数帯域の信号を増幅する
ことができる。しかしながら、この増幅器構成の利得は
低減され、更に深刻なことに、雑音特性が悪化、すなわ
ち出力雑音と入力雑音との間の比率が高まる。この悪化
した雑音特性は、一部の伝送規格、特にUMTS規格と
互換性を持たないことが認められる。
【0007】本発明の目的の1つは、種々の伝送規格に
対応する周波数範囲にわたって動作し、該増幅器の使用
の範囲にわたって高い利得を持ち、同じ使用範囲におけ
る(すなわち、その範囲内で選択された周波数帯域に関
わらず)出力雑音と入力雑音の間の低い比率を有するこ
とができる広帯域低雑音増幅器を提案することである。
本発明の別の目的の1つは、集積回路形態の実施が容易
で全般的サイズが負担とならないような広帯域低雑音増
幅器を提案することである。
対応する周波数範囲にわたって動作し、該増幅器の使用
の範囲にわたって高い利得を持ち、同じ使用範囲におけ
る(すなわち、その範囲内で選択された周波数帯域に関
わらず)出力雑音と入力雑音の間の低い比率を有するこ
とができる広帯域低雑音増幅器を提案することである。
本発明の別の目的の1つは、集積回路形態の実施が容易
で全般的サイズが負担とならないような広帯域低雑音増
幅器を提案することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明が提案する増幅器
は、入力増幅器段、該入力増幅器段に縦続接続された出
力増幅器段および該出力段に接続された負荷段を含む。
本発明の一般的特徴に従えば、前記負荷段は、10より
大きなQを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容量性
コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々が含
む複数の回路を備える。全回路に関連する全ての利得曲
線のそれぞれは、所定の公差(例えば約±1dB)の範囲
内で前記共振周波数における同じ最大利得値を持つ。そ
れぞれの隣接する共振周波数を持つ2つの回路に関連す
る利得曲線のそれぞれは、前記最大利得値よりしきい値
3dB少ない位置で所定の公差(例えば約±1dB)の範
囲内でオーバーラップする。
は、入力増幅器段、該入力増幅器段に縦続接続された出
力増幅器段および該出力段に接続された負荷段を含む。
本発明の一般的特徴に従えば、前記負荷段は、10より
大きなQを持ちそれぞれ異なる共振周波数を持つ容量性
コンポーネントおよび誘導性コンポーネントを各々が含
む複数の回路を備える。全回路に関連する全ての利得曲
線のそれぞれは、所定の公差(例えば約±1dB)の範囲
内で前記共振周波数における同じ最大利得値を持つ。そ
れぞれの隣接する共振周波数を持つ2つの回路に関連す
る利得曲線のそれぞれは、前記最大利得値よりしきい値
3dB少ない位置で所定の公差(例えば約±1dB)の範
囲内でオーバーラップする。
【0009】これは、負荷段の最も低い共振周波数から
最も高い共振周波数までのすべての周波数において動作
することができる増幅器を生み出す。このようなタイプ
の構造は、共振周波数が互いに非常に近接していればカ
バーすべき周波数範囲に対して「平坦な」利得を生成す
るよう動作する。「平坦な」利得および共振周波数の近
接した間隔は、同じ最大利得値を有する各LC回路を使
用し、しきい値3dB以下で利得曲線をオーバーラップ
させて指定公差内(例えば±1dB)で最大利得値以下
にすることにより得られる。また、このような構造は雑
音特性に関して平坦な構成を生成し、そのため、カバー
すべき周波数範囲にわたって出力雑音/入力雑音比が非
常に低い値となる。
最も高い共振周波数までのすべての周波数において動作
することができる増幅器を生み出す。このようなタイプ
の構造は、共振周波数が互いに非常に近接していればカ
バーすべき周波数範囲に対して「平坦な」利得を生成す
るよう動作する。「平坦な」利得および共振周波数の近
接した間隔は、同じ最大利得値を有する各LC回路を使
用し、しきい値3dB以下で利得曲線をオーバーラップ
させて指定公差内(例えば±1dB)で最大利得値以下
にすることにより得られる。また、このような構造は雑
音特性に関して平坦な構成を生成し、そのため、カバー
すべき周波数範囲にわたって出力雑音/入力雑音比が非
常に低い値となる。
【0010】回路の数およびそれらの共振周波数は、セ
ルラ移動電話に適応することができる様々な規格に様々
な中心周波数が対応するよう(すなわち最も低い共振周
波数から最も高い共振周波数まで対応するよう)選択さ
れる。結果として、本発明に従う増幅器は広帯域増幅器
であり、それぞれ異なる受信中心周波数に関連する多数
の低雑音増幅器から構成される「多帯域」増幅器と混乱
されるべきではない。また、本発明に従った広帯域増幅
器は、2帯域または3帯域、または、更に一般的にいえ
ば、共振周波数が非常に広く間隔をあけなければならな
い複数のLC回路を含む負荷段を備える低雑音増幅器を
開示しているフランス特許出願第9911032号に記載され
ているような多帯域増幅器と区別される。
ルラ移動電話に適応することができる様々な規格に様々
な中心周波数が対応するよう(すなわち最も低い共振周
波数から最も高い共振周波数まで対応するよう)選択さ
れる。結果として、本発明に従う増幅器は広帯域増幅器
であり、それぞれ異なる受信中心周波数に関連する多数
の低雑音増幅器から構成される「多帯域」増幅器と混乱
されるべきではない。また、本発明に従った広帯域増幅
器は、2帯域または3帯域、または、更に一般的にいえ
ば、共振周波数が非常に広く間隔をあけなければならな
い複数のLC回路を含む負荷段を備える低雑音増幅器を
開示しているフランス特許出願第9911032号に記載され
ているような多帯域増幅器と区別される。
【0011】本発明に従った増幅器の負荷段のすべての
回路は並列または直列いずれの形態でも接続することが
可能である。全回路を出力増幅器段に直列に接続する場
合、全回路は、指定公差(例えば前述の±1dBの公差
に対応する±20%の公差)の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第1のインピーダンス値を持つ。更
に、2つの隣接する共振周波数に関する2つの回路は、
それぞれの共振周波数の間の中央周波数において同一の
第2のインピーダンス値を持つ。この第2のインピーダ
ンス値は、例えば±20%という指定公差の範囲内で、
前記第1のインピーダンス値の半分の値と等しい。換言
すれば、全回路が出力増幅器段と直列に接続される実施
形態では、周波数範囲全体にわたる利得曲線の平坦性お
よび2つの隣接周波数帯域のオーバーラップが上記イン
ピーダンスの観点から反映されている。
回路は並列または直列いずれの形態でも接続することが
可能である。全回路を出力増幅器段に直列に接続する場
合、全回路は、指定公差(例えば前述の±1dBの公差
に対応する±20%の公差)の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第1のインピーダンス値を持つ。更
に、2つの隣接する共振周波数に関する2つの回路は、
それぞれの共振周波数の間の中央周波数において同一の
第2のインピーダンス値を持つ。この第2のインピーダ
ンス値は、例えば±20%という指定公差の範囲内で、
前記第1のインピーダンス値の半分の値と等しい。換言
すれば、全回路が出力増幅器段と直列に接続される実施
形態では、周波数範囲全体にわたる利得曲線の平坦性お
よび2つの隣接周波数帯域のオーバーラップが上記イン
ピーダンスの観点から反映されている。
【0012】全回路を並列に接続するならば、前記第2
のインピーダンス値(すなわち中央周波数に対応する値)
は、所定公差の範囲内で、前記第1のインピーダンス値
の2倍になるであろう。しかしながら、直列接続回路に
よる実施形態は、並列接続を使用する実施形態より全般
的サイズに関して有利である。直列接続の場合、インダ
クタンスは比較的低い値を持つことができるので、シリ
コン・チップの寸法を比較的小さくすることができる。
のインピーダンス値(すなわち中央周波数に対応する値)
は、所定公差の範囲内で、前記第1のインピーダンス値
の2倍になるであろう。しかしながら、直列接続回路に
よる実施形態は、並列接続を使用する実施形態より全般
的サイズに関して有利である。直列接続の場合、インダ
クタンスは比較的低い値を持つことができるので、シリ
コン・チップの寸法を比較的小さくすることができる。
【0013】本発明に従った増幅器は単一の入力部を持
つように実施されているが、差動構造を備えて共通モー
ド阻止を可能にするように構成することも特に利益があ
る。従って、差動構造実施形態において、入力増幅器段
および出力増幅器段は、各々、一対のトランジスタを含
む。次に、負荷段が2つの全く同等の回路グループを含
み、この2つのグループの各々が出力増幅器段のそれぞ
れのトランジスタに接続される。
つように実施されているが、差動構造を備えて共通モー
ド阻止を可能にするように構成することも特に利益があ
る。従って、差動構造実施形態において、入力増幅器段
および出力増幅器段は、各々、一対のトランジスタを含
む。次に、負荷段が2つの全く同等の回路グループを含
み、この2つのグループの各々が出力増幅器段のそれぞ
れのトランジスタに接続される。
【0014】本発明は、また、上記の増幅器を備えるR
F信号受信器特にセルラ移動電話を提供する。
F信号受信器特にセルラ移動電話を提供する。
【0015】
【発明の実施の形態】図1に示すように、セルラ移動電
話TPは、適当なアンテナ結合器や分離トランス(図示
されていない)を経由して受信アンテナANTからRF
信号を受信することができるRFチューナ・ヘッドを含
む。
話TPは、適当なアンテナ結合器や分離トランス(図示
されていない)を経由して受信アンテナANTからRF
信号を受信することができるRFチューナ・ヘッドを含
む。
【0016】RF信号は、低雑音増幅器(Low-Noise Amp
lifierの頭文字を取って以下LNAと略称する場合もあ
る)に供給される。LNAの出力は、シンセサイザまた
はチューナTZIF(これらは当業界において周知の標
準的設計である)に接続される。チューナTZIFは、
帯域フィルタ、可変利得増幅器および2つの混合器を含
む2つの処理チャンネルを持つ。この2つの混合器は、
相互に90°の位相差を有する2つのローカル発振器信
号OLを位相同期ループPLLからそれぞれ受信する。
この2つのローカル発振器信号OLは、基準(同位相)チ
ャンネルIおよび直交チャンネルQ(quadrature chann
el)を定める。
lifierの頭文字を取って以下LNAと略称する場合もあ
る)に供給される。LNAの出力は、シンセサイザまた
はチューナTZIF(これらは当業界において周知の標
準的設計である)に接続される。チューナTZIFは、
帯域フィルタ、可変利得増幅器および2つの混合器を含
む2つの処理チャンネルを持つ。この2つの混合器は、
相互に90°の位相差を有する2つのローカル発振器信
号OLを位相同期ループPLLからそれぞれ受信する。
この2つのローカル発振器信号OLは、基準(同位相)チ
ャンネルIおよび直交チャンネルQ(quadrature chann
el)を定める。
【0017】ローカル発振器信号OLの周波数は、移動
電話により選ばれた受信周波数帯の公称周波数を定め
る。チューナTZIFは、アナログ−デジタル変換器段
を経由して、部分的なハードウェア化されたロジック回
路および部分的な信号プロセッサから構成されたデジタ
ル・プロセッサ段ETNに接続される。
電話により選ばれた受信周波数帯の公称周波数を定め
る。チューナTZIFは、アナログ−デジタル変換器段
を経由して、部分的なハードウェア化されたロジック回
路および部分的な信号プロセッサから構成されたデジタ
ル・プロセッサ段ETNに接続される。
【0018】ETN段の構造および機能も当業者に周知
のものである。具体的には、機能の観点から、プロセッ
サ段は、伝送チャネルのインパルス応答を推定する手段
に加えて、符号間干渉を抑制する手段(イコライザ)、お
よびチャネル復号変復調手段を含む。チャネル復号変復
調手段は、受信信号を復調し、伝送サブシステム(図1
には単純化のため図示されていない)を経由して伝送さ
れるべき信号を変調することができる。
のものである。具体的には、機能の観点から、プロセッ
サ段は、伝送チャネルのインパルス応答を推定する手段
に加えて、符号間干渉を抑制する手段(イコライザ)、お
よびチャネル復号変復調手段を含む。チャネル復号変復
調手段は、受信信号を復調し、伝送サブシステム(図1
には単純化のため図示されていない)を経由して伝送さ
れるべき信号を変調することができる。
【0019】移動電話の標準的手法によれば、自動周波
数制御手段は、パイロット信号を復調した後で、位相同
期ループPLL(例えばPLLに基準信号を提供する温
度−安定電圧制御発振器VTCXO)に制御ワードを供
給して、ローカル発振器信号OLの精度を制御する。
数制御手段は、パイロット信号を復調した後で、位相同
期ループPLL(例えばPLLに基準信号を提供する温
度−安定電圧制御発振器VTCXO)に制御ワードを供
給して、ローカル発振器信号OLの精度を制御する。
【0020】LNAは、差動実施形態の広帯域増幅器で
あり、図2を参照してその詳細を以下に記述する。
あり、図2を参照してその詳細を以下に記述する。
【0021】例えば、LNA(集積回路の形態で実施さ
れる)は、一対のバイポーラ・トランジスタT1A、T
1Bによって形成される入力増幅器段ならびに該入力段
に縦続接続された更なる2つのバイポーラ・トランジス
タT2AおよびT2Bによって形成される出力増幅器段
を基本的に含む。
れる)は、一対のバイポーラ・トランジスタT1A、T
1Bによって形成される入力増幅器段ならびに該入力段
に縦続接続された更なる2つのバイポーラ・トランジス
タT2AおよびT2Bによって形成される出力増幅器段
を基本的に含む。
【0022】更に明確に述べれば、トランジスタT2A
およびT2Bのそれぞれのエミッタが、それぞれのトラ
ンジスタT1AおよびT2Bのそれぞれのコレクタに接
続されている。トランジスタT2AおよびT2Bのそれ
ぞれのベースがダイナミック・アースへ接続され、トラ
ンジスタT2AおよびT2Bのそれぞれのコレクタが増
幅器のそれぞれの差動出力端子B2AおよびB2Bを形
成している。
およびT2Bのそれぞれのエミッタが、それぞれのトラ
ンジスタT1AおよびT2Bのそれぞれのコレクタに接
続されている。トランジスタT2AおよびT2Bのそれ
ぞれのベースがダイナミック・アースへ接続され、トラ
ンジスタT2AおよびT2Bのそれぞれのコレクタが増
幅器のそれぞれの差動出力端子B2AおよびB2Bを形
成している。
【0023】トランジスタT1AおよびT1Bのそれぞ
れのベースが、それぞれのコイルLPAおよびLPBを
経由して、増幅器のそれぞれの差動入力端子B1Aおよ
びB1Bへ接続されている。
れのベースが、それぞれのコイルLPAおよびLPBを
経由して、増幅器のそれぞれの差動入力端子B1Aおよ
びB1Bへ接続されている。
【0024】トランジスタT1AおよびT1Bのそれぞ
れのエミッタは、それぞれのコイルLAAおよびLAB
を経由して電流源SCの第1の端子に接続されている。
電流源SCの他方の端子は接地している。
れのエミッタは、それぞれのコイルLAAおよびLAB
を経由して電流源SCの第1の端子に接続されている。
電流源SCの他方の端子は接地している。
【0025】コイルLPA、LPB、LAAおよびLA
Bは、増幅器の入力インピーダンスに整合する。一層明
確に述べれば、コイルLAAおよびLABは、差動回路
の各入力のキャパシタンスに関する整合を実行する。こ
のキャパシタンスは、基本的にトランジスタT1Aおよ
びT1B各々のベース−エミッタのキャパシタンスから
構成される。コイルLPAおよびLPBは、それぞれの
トランジスタT1AおよびT1Bのベース・キャパシタ
ンスに関する整合を実行する。コイルLPAおよびLP
Bは、入力信号の経路に関連するインダクタンス並びに
接続している端子および集積回路パッケージのインダク
タンスを表している。
Bは、増幅器の入力インピーダンスに整合する。一層明
確に述べれば、コイルLAAおよびLABは、差動回路
の各入力のキャパシタンスに関する整合を実行する。こ
のキャパシタンスは、基本的にトランジスタT1Aおよ
びT1B各々のベース−エミッタのキャパシタンスから
構成される。コイルLPAおよびLPBは、それぞれの
トランジスタT1AおよびT1Bのベース・キャパシタ
ンスに関する整合を実行する。コイルLPAおよびLP
Bは、入力信号の経路に関連するインダクタンス並びに
接続している端子および集積回路パッケージのインダク
タンスを表している。
【0026】差動構成の使用は、共通モード阻止(comm
on mode rejection)を実現し、縦続接続回路は、トラ
ンジスタT2AおよびT2Bのコレクタと電源電圧Vd
dとの間に接続された負荷ETCH段のインピーダンス
から入力インピーダンスを独立させる。
on mode rejection)を実現し、縦続接続回路は、トラ
ンジスタT2AおよびT2Bのコレクタと電源電圧Vd
dとの間に接続された負荷ETCH段のインピーダンス
から入力インピーダンスを独立させる。
【0027】より具体的に説明すると、負荷ETCH段
は、いくつかの(理論的には少なくとも2つの)回路CE
AiおよびCEBiから構成される。
は、いくつかの(理論的には少なくとも2つの)回路CE
AiおよびCEBiから構成される。
【0028】CEA1‐CEAnの全ての回路は電源電
圧VddとトランジスタT2Aのコレクタとの間で直列
に接続され、CEB1‐CEBnの全ての回路は電源電
圧VddとトランジスタT2Bのコレクタとの間に直列
に接続される。
圧VddとトランジスタT2Aのコレクタとの間で直列
に接続され、CEB1‐CEBnの全ての回路は電源電
圧VddとトランジスタT2Bのコレクタとの間に直列
に接続される。
【0029】すべての回路は構造的に同一であり、この
実施形態において、回路CEBiに関して図示されてい
るように、容量性コンポーネントCiと並列する誘導性
コーポーネントLiを含むLC回路を含む。
実施形態において、回路CEBiに関して図示されてい
るように、容量性コンポーネントCiと並列する誘導性
コーポーネントLiを含むLC回路を含む。
【0030】実際、この種の回路のインピーダンスは、
全体的にリアクティブ(reactive)ではなく、コイルを
作成する金属の抵抗ではないコイルの損失すべての総和
を表す実抵抗部(real resistive part)を有する。詳
細は後述するが、各回路のコンポーネントの大きさ(di
mension)を設定するために、擬似抵抗(spurious resi
stance)が使われる。
全体的にリアクティブ(reactive)ではなく、コイルを
作成する金属の抵抗ではないコイルの損失すべての総和
を表す実抵抗部(real resistive part)を有する。詳
細は後述するが、各回路のコンポーネントの大きさ(di
mension)を設定するために、擬似抵抗(spurious resi
stance)が使われる。
【0031】それぞれの回路は、他の回路の共振周波数
とは異なる共振周波数を持ち、その共振周波数を中心と
する周波数帯の範囲内にある周波数信号を増幅する。共
振周波数Fiは、数1で表される。
とは異なる共振周波数を持ち、その共振周波数を中心と
する周波数帯の範囲内にある周波数信号を増幅する。共
振周波数Fiは、数1で表される。
【0032】
【数1】
【0033】ここで、ωiは、数2で表される。
【数2】
【0034】各誘導性コンポーネントは、10より大き
いQ(例えばQ=20)を持ち、従って、十分に狭い利得曲線
有し、雑音特性を悪化しない。
いQ(例えばQ=20)を持ち、従って、十分に狭い利得曲線
有し、雑音特性を悪化しない。
【0035】集積化された誘導性コンポーネントの雑音
特性の値は、製造技術によって定まり、数3に等しい。
特性の値は、製造技術によって定まり、数3に等しい。
【0036】
【数3】 ここで、RiはインダクタンスLiに関する擬似抵抗であ
る。
る。
【0037】図3に示すように共振周波数Fiが十分接
近して配置されて、当該周波数F1−Fnの範囲において
実質的に平坦な利得曲線が得られるように、回路のイン
ダクタンスおよびキャパシタンス値が選択される。
近して配置されて、当該周波数F1−Fnの範囲において
実質的に平坦な利得曲線が得られるように、回路のイン
ダクタンスおよびキャパシタンス値が選択される。
【0038】言い換えると、共振周波数Fiを有する回
路に関する利得曲線CGi(すなわち当該回路によって
実際に増幅される周波数の帯域)は、周波数Fiに隣接す
る共振周波数Fi+1(またはFi-1)の回路に関連する利得
曲線CGi+1(またはCGi-1)にオーバーラップする。オ
ーバーラップは、最大利得値Gmaxの下のしきい値3
dB(±1dB)以下でなされ、すべての利得曲線CGi
について同じである。
路に関する利得曲線CGi(すなわち当該回路によって
実際に増幅される周波数の帯域)は、周波数Fiに隣接す
る共振周波数Fi+1(またはFi-1)の回路に関連する利得
曲線CGi+1(またはCGi-1)にオーバーラップする。オ
ーバーラップは、最大利得値Gmaxの下のしきい値3
dB(±1dB)以下でなされ、すべての利得曲線CGi
について同じである。
【0039】従って、回路の誘導性コンポーネントのそ
れぞれについて選択されたQおよび共振周波数の近接す
る間隔が与えられれば、図3に示す利得曲線のみなら
ず、図4に示す雑音特性NFも得られる。図4におい
て、点線は、各回路にそれぞれ関連する雑音特性を示
し、入力における白色雑音に関する全体の雑音特性が対
象周波数の範囲にわたって極めて低い出力雑音になるこ
とが分かる。
れぞれについて選択されたQおよび共振周波数の近接す
る間隔が与えられれば、図3に示す利得曲線のみなら
ず、図4に示す雑音特性NFも得られる。図4におい
て、点線は、各回路にそれぞれ関連する雑音特性を示
し、入力における白色雑音に関する全体の雑音特性が対
象周波数の範囲にわたって極めて低い出力雑音になるこ
とが分かる。
【0040】インピーダンスの観点では、全ての利得曲
線が同じ最大利得値Gmaxを有し、かつ利得曲線が3
dBしきい値だけ低い位置でオーバーラップするという
事実は、全ての回路がそれぞれの共振周波数(またはそ
れぞれの共振角周波数ωi)で所定の公差の範囲内(例え
ば±20%)に(最大値である)第1のインピーダンス値
を持つという事実に反映され、さらに隣接する2つの共
振周波数に関連する2つの回路が、それら2つの共振周
波数の間の中央周波数(または中央値角周波数)で、公差
の範囲内(例えば±20%)に前記第1のインピーダン
ス値の半分に等しい同一の第2のインピーダンス値を持
つという事実に反映される。
線が同じ最大利得値Gmaxを有し、かつ利得曲線が3
dBしきい値だけ低い位置でオーバーラップするという
事実は、全ての回路がそれぞれの共振周波数(またはそ
れぞれの共振角周波数ωi)で所定の公差の範囲内(例え
ば±20%)に(最大値である)第1のインピーダンス値
を持つという事実に反映され、さらに隣接する2つの共
振周波数に関連する2つの回路が、それら2つの共振周
波数の間の中央周波数(または中央値角周波数)で、公差
の範囲内(例えば±20%)に前記第1のインピーダン
ス値の半分に等しい同一の第2のインピーダンス値を持
つという事実に反映される。
【0041】上記は、次の数4に反映される。
【数4】 ここで、Ziは、回路CEAi(またはCEBi)のイン
ピーダンスであり、Zi+1は、CEAi(またはCE
Bi)に関して隣接する共振周波数(または共振角周波
数)に関する回路のインピーダンスである。Zi(ωi)は角
周波数ωiでのインピーダンス値である。
ピーダンスであり、Zi+1は、CEAi(またはCE
Bi)に関して隣接する共振周波数(または共振角周波
数)に関する回路のインピーダンスである。Zi(ωi)は角
周波数ωiでのインピーダンス値である。
【0042】各回路のインダクタンス値Liおよびキャ
パシタンス値Ciは逐次固定される。例えば、カバーさ
れるべき全体の周波数帯の下限に対応する最も低い共振
周波数Flから固定される。
パシタンス値Ciは逐次固定される。例えば、カバーさ
れるべき全体の周波数帯の下限に対応する最も低い共振
周波数Flから固定される。
【0043】それに続いて、2つの隣接する共振周波数
に関連する2つの回路を使用して、それらの値が決定さ
れる。すなわち、角周波数ω1およびω2に対応する周波
数F 1およびF2に関連し、回路CEA1(またはCEB1)
およびCEA2(またはCEB 2)に関連する値が決定され
る。
に関連する2つの回路を使用して、それらの値が決定さ
れる。すなわち、角周波数ω1およびω2に対応する周波
数F 1およびF2に関連し、回路CEA1(またはCEB1)
およびCEA2(またはCEB 2)に関連する値が決定され
る。
【0044】角周波数ωでの回路CEA1のインピーダ
ンスZ1は、数5によって定義される。ここで、j2=-1で
ある。
ンスZ1は、数5によって定義される。ここで、j2=-1で
ある。
【数5】
【0045】角周波数ω1、ω2はそれぞれ数6から数9
によって定義される。
によって定義される。
【数6】
【数7】
【数8】
【数9】
【0046】数5および数6から、角周波数ω1でのイ
ンピーダンスZ1が数10によって定められる。
ンピーダンスZ1が数10によって定められる。
【数10】
【0047】同様に、中央値角周波数(ω1+ω2)/2にお
けるインピーダンスZ1が数11によって定められる。
けるインピーダンスZ1が数11によって定められる。
【数11】
【0048】ここで、Aは数12によって定められ、Bは
数13によって定められる。
数13によって定められる。
【数12】
【数13】
【0049】数4および数10が与えられた場合、(例
えば)Aは数14によって定められる。
えば)Aは数14によって定められる。
【数14】 これを数12に代入すると、数15が得られる。
【数15】 数15は、(ω1+ω2)/2を未知数xとする2次式である。
【0050】ここで、共振周波数F1の値を例えば2G
Hzに固定する。この値は、ω1=1.25×1010rd/sに対応
する。インダクタンス値L1も例えば2nHに固定され
る。これは、使用されるテクノロジ(2.5ミクロン厚の
アルミニウム伝導性コンポーネント、15Ohm.cmの基板
およびSiO2で形成された合金酸化物SiGe BiCMOSテク
ノロジ)を所与としてQ1=20を生成する。
Hzに固定する。この値は、ω1=1.25×1010rd/sに対応
する。インダクタンス値L1も例えば2nHに固定され
る。これは、使用されるテクノロジ(2.5ミクロン厚の
アルミニウム伝導性コンポーネント、15Ohm.cmの基板
およびSiO2で形成された合金酸化物SiGe BiCMOSテク
ノロジ)を所与としてQ1=20を生成する。
【0051】数8から、抵抗値R1が1.25オームに等
しいことが導かれる。更に、数6から、キャパシタンス
値C1は、3.2pFと等しいことが導かれる。数15を解
くと、変数Xに関して値12.710が得られ、従って、ω
2の値は12.9×109rd/sとなり、F2が2.05G
Hzとなる。次に、インダクタンス値L2が2nHに固
定され、Q2=20になる。数9から、R2=1.25オーム
が得られ、数7から、C2=3.1pFが得られる。次に、
ω1をω2に、ω2をω3にそれぞれ置き換えて前述の同じ
演算を実行することによって、周波数F2に近い周波数
F3が求められる。周波数Fn従って値LnおよびCn
が決定されるまで上記手順が繰り返される。この結果、
50MHz間隔の回路が生成される。
しいことが導かれる。更に、数6から、キャパシタンス
値C1は、3.2pFと等しいことが導かれる。数15を解
くと、変数Xに関して値12.710が得られ、従って、ω
2の値は12.9×109rd/sとなり、F2が2.05G
Hzとなる。次に、インダクタンス値L2が2nHに固
定され、Q2=20になる。数9から、R2=1.25オーム
が得られ、数7から、C2=3.1pFが得られる。次に、
ω1をω2に、ω2をω3にそれぞれ置き換えて前述の同じ
演算を実行することによって、周波数F2に近い周波数
F3が求められる。周波数Fn従って値LnおよびCn
が決定されるまで上記手順が繰り返される。この結果、
50MHz間隔の回路が生成される。
【0052】このようにして、例えば、DCS規格から
Bluetooth規格までのすべての規格をカバーす
る能力を持つ移動電話の場合、1ダースの回路CEAi
(および1ダースの回路CEBi)を必要とする。インダ
クタンス値を決定する上記計算の各々においてキャパシ
タンス値を固定することは当然可能である。しかしなが
ら、インダクタンス値を固定してキャパシタンス値を演
繹する方が好ましい。なぜならば、インダクタンス値の
固定は高いQを選択することを容易にするからである。
従って、当業者に認められることであろうが、前述の実
施形態において、すべての誘導性コンポーネントは同一
であるが、回路CEAiまたはCEB iは容量性コンポ
ーネントの値に関しては相互に異なる。材料の観点から
見て、隣接する2つの共振周波数に関連する2つの回路
がシリコン上に隣接して配置される必要はない。
Bluetooth規格までのすべての規格をカバーす
る能力を持つ移動電話の場合、1ダースの回路CEAi
(および1ダースの回路CEBi)を必要とする。インダ
クタンス値を決定する上記計算の各々においてキャパシ
タンス値を固定することは当然可能である。しかしなが
ら、インダクタンス値を固定してキャパシタンス値を演
繹する方が好ましい。なぜならば、インダクタンス値の
固定は高いQを選択することを容易にするからである。
従って、当業者に認められることであろうが、前述の実
施形態において、すべての誘導性コンポーネントは同一
であるが、回路CEAiまたはCEB iは容量性コンポ
ーネントの値に関しては相互に異なる。材料の観点から
見て、隣接する2つの共振周波数に関連する2つの回路
がシリコン上に隣接して配置される必要はない。
【図1】本発明に従ったセルラ移動電話のいくつかのコ
ンポーネント、特に本発明に従った低雑音増幅器を組み
入れたチューナ・ヘッドを示すブロック図。
ンポーネント、特に本発明に従った低雑音増幅器を組み
入れたチューナ・ヘッドを示すブロック図。
【図2】本発明に従った差動増幅器の1つの実施形態の
ブロック図。
ブロック図。
【図3】本発明に従った増幅器で得られる利得/周波数
曲線を示すグラフ図。
曲線を示すグラフ図。
【図4】本発明に従った増幅器で得られる雑音曲線を示
すグラフ図。
すグラフ図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5J091 AA01 CA62 CA77 CA78 FA00 HA02 HA29 HA33 KA00 KA02 KA05 KA13 KA32 KA44 MA04 MA08 TA03 5J092 AA01 CA62 CA77 CA78 FA00 HA02 HA29 HA33 KA00 KA02 KA05 KA13 KA32 KA44 MA04 MA08 TA03
Claims (7)
- 【請求項1】入力増幅器段と、該入力増幅器段に縦続接
続された出力増幅器段と、該出力増幅器段に接続された
負荷段とを備える増幅器であって、 前記負荷段は、10より大きなQを有する、それぞれ異
なる共振周波数を有する容量性コンポーネントおよび誘
導性コンポーネントをそれぞれ含む複数の回路を含み、 すべての前記回路に関するすべての利得曲線が前記共振
周波数で所定の公差の範囲内に同じ最大利得値を持ち、 隣接する共振周波数をそれぞれ有する2つの前記回路に
関する前記利得曲線は、しきい値3dB以下でオーバー
ラップし、所定の公差の範囲内で前記最大利得値以下に
なる増幅器。 - 【請求項2】前記公差の絶対値が約1dBである請求項
1に記載の増幅器。 - 【請求項3】すべての前記回路が前記出力増幅器段と直
列に接続され、 すべての前記回路が指定公差の範囲でそれぞれの共振周
波数において同一の第1のインピーダンス値を持ち、 2つの隣接する前記共振周波数に関する2つの前記回路
が、それぞれの前記共振周波数の間の中央周波数におい
て、指定公差の範囲内で前記第1のインピーダンス値の
半分の値と等しい同一の第2のインピーダンス値を持つ
請求項1に記載の増幅器。 - 【請求項4】前記公差が20%に等しい請求項3に記載
の増幅器。 - 【請求項5】前記回路の各々が、並列に接続された誘導
性コンポーネントおよび容量性コンポーネントを含み、
前記回路のすべての前記誘導性コンポーネントのすべて
が同等である請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の
増幅器。 - 【請求項6】該増幅器が差動構造を備え、前記入力増幅
器段および前記出力増幅器段が各々一対のトランジスタ
を含み、前記負荷段が前記出力増幅器段のそれぞれの前
記トランジスタに接続された2つの全く同等の回路グル
ープを含む請求項1乃至請求項5のいずれかに記載の増
幅器。 - 【請求項7】請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の
増幅器を含む無線周波数信号受信器特にセルラ移動電
話。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR0009126A FR2811827B1 (fr) | 2000-07-12 | 2000-07-12 | Dispositif d'amplification a faible bruit, en particulier pour un telephone mobile cellulaire |
FR0009126 | 2000-07-12 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002050936A true JP2002050936A (ja) | 2002-02-15 |
Family
ID=8852416
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001188081A Pending JP2002050936A (ja) | 2000-07-12 | 2001-06-21 | 広帯域増幅器 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6639468B2 (ja) |
EP (1) | EP1172929B1 (ja) |
JP (1) | JP2002050936A (ja) |
DE (1) | DE60122629D1 (ja) |
FR (1) | FR2811827B1 (ja) |
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US7389090B1 (en) | 2004-10-25 | 2008-06-17 | Micro Mobio, Inc. | Diplexer circuit for wireless communication devices |
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JP5161856B2 (ja) * | 2009-10-07 | 2013-03-13 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | バイアス回路 |
US8242844B2 (en) | 2010-06-28 | 2012-08-14 | Silicon Laboratories Inc. | LNA circuit for use in a low-cost receiver circuit |
US8111105B1 (en) | 2010-08-13 | 2012-02-07 | Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited | Variable gain BiCMOS amplifier |
KR101787761B1 (ko) * | 2011-08-09 | 2017-10-18 | 삼성전자주식회사 | Rf 증폭기 |
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CN115549611B (zh) * | 2022-09-02 | 2023-06-06 | 佛山臻智微芯科技有限公司 | 基于多路功率合成的集成式异相射频功率放大电路 |
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