JPH07106907A - 高周波帯域増幅器 - Google Patents
高周波帯域増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
-
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- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
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- H03F2200/306—Indexing scheme relating to amplifiers the loading circuit of an amplifying stage being a parallel resonance circuit
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- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＳＡＷフィルタに起因する通過帯域内のリッ
プルを小さく押えるだけでなくＮＦを悪化させない高周
波帯域増幅器を実現する。 【構成】 表面弾性波フィルタ２と、この表面弾性波フ
ィルタ２の出力を増幅するベース接地トランジスタ増幅
器８とから高周波帯域増幅器を構成する。
プルを小さく押えるだけでなくＮＦを悪化させない高周
波帯域増幅器を実現する。 【構成】 表面弾性波フィルタ２と、この表面弾性波フ
ィルタ２の出力を増幅するベース接地トランジスタ増幅
器８とから高周波帯域増幅器を構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は表面弾性波フィルタ（以
下ＳＡＷフィルタ）を用いた高周波帯域増幅器に関す
る。
下ＳＡＷフィルタ）を用いた高周波帯域増幅器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＳＡＷフィルタを用いて高周波回路を構
成する場合、ＳＡＷフィルタと信号源および負荷とのイ
ンピーダンスを整合（以下マッチング）させると通過帯
域内のリップルが大きくなって実用にはならなくなる。
そこで一般には信号源および負荷に対してインピーダン
スを不整合（以下ミスマッチング）させて回路を構成し
ている。
成する場合、ＳＡＷフィルタと信号源および負荷とのイ
ンピーダンスを整合（以下マッチング）させると通過帯
域内のリップルが大きくなって実用にはならなくなる。
そこで一般には信号源および負荷に対してインピーダン
スを不整合（以下ミスマッチング）させて回路を構成し
ている。
【０００３】インピーダンスをマッチングさせた場合と
ミスマッチングさせた場合の通過帯域内の伝送特性の比
較例を図４に示す。図４において（Ａ）はＳＡＷフィル
タの入出力インピーダンスに対して信号源および負荷の
インピーダンスをマッチングさせた場合、（Ｂ）はミス
マッチングさせた場合である。ミスマッチングの条件は
入力側ではＳＡＷフィルタの入力インピーダンスに対し
て信号源インピーダンスを４分の１に、出力側でもＳＡ
Ｗフィルタの出力インピーダンスに対して負荷インピー
ダンスを４分の１に設定している。図４からわかる通り
帯域内のリップルはインピーダンスマッチングさせた場
合に約１．２ｄＢ程度であったものが、インピーダンス
ミスマッチングさせた場合に０．４ｄＢ程度に押えられ
ることがわかる。このように通常は信号源インピーダン
スおよび負荷インピーダンスをＳＡＷフィルタの入出力
インピーダンスの数分の１に設定するのが望ましい。
ミスマッチングさせた場合の通過帯域内の伝送特性の比
較例を図４に示す。図４において（Ａ）はＳＡＷフィル
タの入出力インピーダンスに対して信号源および負荷の
インピーダンスをマッチングさせた場合、（Ｂ）はミス
マッチングさせた場合である。ミスマッチングの条件は
入力側ではＳＡＷフィルタの入力インピーダンスに対し
て信号源インピーダンスを４分の１に、出力側でもＳＡ
Ｗフィルタの出力インピーダンスに対して負荷インピー
ダンスを４分の１に設定している。図４からわかる通り
帯域内のリップルはインピーダンスマッチングさせた場
合に約１．２ｄＢ程度であったものが、インピーダンス
ミスマッチングさせた場合に０．４ｄＢ程度に押えられ
ることがわかる。このように通常は信号源インピーダン
スおよび負荷インピーダンスをＳＡＷフィルタの入出力
インピーダンスの数分の１に設定するのが望ましい。
【０００４】ところで、従来、フィルタを用いて高周波
帯域トランジスタ増幅器を構成する場合、増幅器として
はＮＦ、利得、安定度等の特性の観点からエミッタ接地
トランジスタ増幅器を用いるのが有利であると考えられ
ており、ＳＡＷフィルタを用いる場合でも例外ではなか
った。
帯域トランジスタ増幅器を構成する場合、増幅器として
はＮＦ、利得、安定度等の特性の観点からエミッタ接地
トランジスタ増幅器を用いるのが有利であると考えられ
ており、ＳＡＷフィルタを用いる場合でも例外ではなか
った。
【０００５】図５に、従来におけるＳＡＷフィルタを用
いた高周波帯域トランジスタ増幅器を示す。図５におい
て、１は信号源、２はＳＡＷフィルタ、３はエミッタ接
地トランジスタ増幅器である。ＳＡＷフィルタ２は、図
の等価回路の如く入力側および出力側のインピーダンス
がそれぞれ等価抵抗と等価容量との並列回路ＲI ，ＣI
およびＲO ，ＣO で表わすことができる。ＬI およびＬ
O はそれぞれ等価容量ＣI ，ＣO と共振させるための共
振インダクタンスである。そこでＲI と信号源抵抗ＲS
をミスマッチングさせ、ＲO と負荷をミスマッチングさ
せるのである。ところで負荷のエミッタ接地トランジス
タ増幅器３の入力インピーダンスは比較的高いため（約
１２ｋΩ）ＳＡＷフィルタ２の出力には値の小さなミス
マッチング用抵抗ＲB （約５０Ω）を挿入する。このよ
うに構成すると、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダン
ス（ＲO ＝２００Ω）に対して負荷インピーダンスは約
５０Ωとなり（トランジスタ増幅器の入力インピーダン
スは無視できる）、リップルを少なくすることができ
る。また、ＳＡＷフィルタ２の入力側でもＳＡＷフィル
タ２の入力インピーダンス（ＲI ＝３００Ω）に対して
信号源抵抗ＲS を７５Ωとしてミスマッチングさせてい
る。
いた高周波帯域トランジスタ増幅器を示す。図５におい
て、１は信号源、２はＳＡＷフィルタ、３はエミッタ接
地トランジスタ増幅器である。ＳＡＷフィルタ２は、図
の等価回路の如く入力側および出力側のインピーダンス
がそれぞれ等価抵抗と等価容量との並列回路ＲI ，ＣI
およびＲO ，ＣO で表わすことができる。ＬI およびＬ
O はそれぞれ等価容量ＣI ，ＣO と共振させるための共
振インダクタンスである。そこでＲI と信号源抵抗ＲS
をミスマッチングさせ、ＲO と負荷をミスマッチングさ
せるのである。ところで負荷のエミッタ接地トランジス
タ増幅器３の入力インピーダンスは比較的高いため（約
１２ｋΩ）ＳＡＷフィルタ２の出力には値の小さなミス
マッチング用抵抗ＲB （約５０Ω）を挿入する。このよ
うに構成すると、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダン
ス（ＲO ＝２００Ω）に対して負荷インピーダンスは約
５０Ωとなり（トランジスタ増幅器の入力インピーダン
スは無視できる）、リップルを少なくすることができ
る。また、ＳＡＷフィルタ２の入力側でもＳＡＷフィル
タ２の入力インピーダンス（ＲI ＝３００Ω）に対して
信号源抵抗ＲS を７５Ωとしてミスマッチングさせてい
る。
【０００６】ここで増幅器のＮＦについて考察する。一
般に、増幅器のＮＦは信号源インピーダンスと増幅器の
入力インピーダンスと増幅器を構成する増幅素子に個有
な等価雑音抵抗とによって決まることが理論的に裏づけ
られている。入力インピーダンスと等価雑音抵抗は使用
するトランジスタと接地形式によって決まるので、結
局、ＮＦは信号源インピーダンスによって決まると考え
てよい。そこで、エミッタ接地トランジスタ増幅器の場
合についてＮＦを見ると、図６のカーブＡの如くなる。
図６で横軸は信号源インピーダンスを表わす。なおベー
ス接地トランジスタ増幅器のＮＦはカーブＢで表わされ
る。カーブＡからわかる通りエミッタ接地トランジスタ
増幅器は増幅器の入力端（ベース）から信号源側を見た
インピーダンスが２〜３ｋΩのときに最小値（約１ｄ
Ｂ）が得られることがわかる。このインピーダンス条件
がいわゆるＮＦマッチングといわれている。この値はベ
ース接地トランジスタ増幅器でＮＦマッチングをとった
場合（カーブＢで信号源インピーダンスが１００〜２０
０Ωのとき約５．３ｄＢ）よりもはるかに小さい。
般に、増幅器のＮＦは信号源インピーダンスと増幅器の
入力インピーダンスと増幅器を構成する増幅素子に個有
な等価雑音抵抗とによって決まることが理論的に裏づけ
られている。入力インピーダンスと等価雑音抵抗は使用
するトランジスタと接地形式によって決まるので、結
局、ＮＦは信号源インピーダンスによって決まると考え
てよい。そこで、エミッタ接地トランジスタ増幅器の場
合についてＮＦを見ると、図６のカーブＡの如くなる。
図６で横軸は信号源インピーダンスを表わす。なおベー
ス接地トランジスタ増幅器のＮＦはカーブＢで表わされ
る。カーブＡからわかる通りエミッタ接地トランジスタ
増幅器は増幅器の入力端（ベース）から信号源側を見た
インピーダンスが２〜３ｋΩのときに最小値（約１ｄ
Ｂ）が得られることがわかる。このインピーダンス条件
がいわゆるＮＦマッチングといわれている。この値はベ
ース接地トランジスタ増幅器でＮＦマッチングをとった
場合（カーブＢで信号源インピーダンスが１００〜２０
０Ωのとき約５．３ｄＢ）よりもはるかに小さい。
【０００７】一方、ＳＡＷフィルタを用いる場合は、前
に述べたようにリップルの観点からトランジスタ増幅器
にはミスマッチング用小抵抗ＲB （５０Ω）が挿入され
ている。この回路条件でトランジスタ増幅器の入力端
（ベース）から信号源側を見たインピーダンスは図７で
示される如く約４０Ω（ＳＡＷフィルタの出力インピー
ダンス２００ΩとＲB ＝５０Ωの並列インピーダンス）
となる。この結果、エミッタ接地トランジスタ増幅器３
の実際のＮＦは図６のカーブＡ上のａ点付近となり（８
〜９ｄＢ）ＮＦマッチングから大きくずれて悪くなるこ
とが理解できる。つまりＳＡＷフィルタを用いた場合の
エミッタ接地トランジスタ増幅器では、通過帯域のリッ
プルを改善しようとすればＮＦマッチング条件を実現で
きずＮＦは大幅に悪化することになる。
に述べたようにリップルの観点からトランジスタ増幅器
にはミスマッチング用小抵抗ＲB （５０Ω）が挿入され
ている。この回路条件でトランジスタ増幅器の入力端
（ベース）から信号源側を見たインピーダンスは図７で
示される如く約４０Ω（ＳＡＷフィルタの出力インピー
ダンス２００ΩとＲB ＝５０Ωの並列インピーダンス）
となる。この結果、エミッタ接地トランジスタ増幅器３
の実際のＮＦは図６のカーブＡ上のａ点付近となり（８
〜９ｄＢ）ＮＦマッチングから大きくずれて悪くなるこ
とが理解できる。つまりＳＡＷフィルタを用いた場合の
エミッタ接地トランジスタ増幅器では、通過帯域のリッ
プルを改善しようとすればＮＦマッチング条件を実現で
きずＮＦは大幅に悪化することになる。
【０００８】また、従来においてはＳＡＷフィルタ２の
入力側におけるＲI とＲS のインピーダンス比と出力側
におけるＲO とＲB のインピーダンス比とをほぼ同程度
に設定しているので入力側におけるミスマッチングロス
と出力側におけるミスマッチングロスはほぼ同程度であ
る。ミスマッチングロスが存在すると一般にはＮＦを悪
化する。ところでＳＡＷフィルタは周知の通り、挿入損
失が比較的大きく（約１３ｄＢ）この損失を補う形で負
荷として増幅器が接続されいる。そのため従来例におい
てはＲS ＝７５Ω、ＲI ＝３００Ωで約２ｄＢの損失が
生じこの値はそのままＮＦの悪化に結びつく。なお、Ｓ
ＡＷフィルタの出力側においては増幅器とその増幅器に
対する信号源インピーダンス即ちＳＡＷフィルタの出力
インピーダンスの関係によってＮＦが図６で示される如
く決定され、そこにおける不整合損失がそのままの値で
ＮＦに影響されないのは前述の通りである。
入力側におけるＲI とＲS のインピーダンス比と出力側
におけるＲO とＲB のインピーダンス比とをほぼ同程度
に設定しているので入力側におけるミスマッチングロス
と出力側におけるミスマッチングロスはほぼ同程度であ
る。ミスマッチングロスが存在すると一般にはＮＦを悪
化する。ところでＳＡＷフィルタは周知の通り、挿入損
失が比較的大きく（約１３ｄＢ）この損失を補う形で負
荷として増幅器が接続されいる。そのため従来例におい
てはＲS ＝７５Ω、ＲI ＝３００Ωで約２ｄＢの損失が
生じこの値はそのままＮＦの悪化に結びつく。なお、Ｓ
ＡＷフィルタの出力側においては増幅器とその増幅器に
対する信号源インピーダンス即ちＳＡＷフィルタの出力
インピーダンスの関係によってＮＦが図６で示される如
く決定され、そこにおける不整合損失がそのままの値で
ＮＦに影響されないのは前述の通りである。
【０００９】図８は他の従来例を示す。この例では、ト
ランジスタ増幅器４は平衡形で構成されているが他の部
分は図５の構成と同じである。ＲB はミスマッチング用
の抵抗、５は定電流源、６，７はバイアス用電源であ
る。
ランジスタ増幅器４は平衡形で構成されているが他の部
分は図５の構成と同じである。ＲB はミスマッチング用
の抵抗、５は定電流源、６，７はバイアス用電源であ
る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上説明して来たよう
に、従来においては、ＳＡＷフィルタの出力側に接続さ
れる増幅器としてエミッタ接地トランジスタ増幅器を使
用していたので、通過帯域内のリップルを小さく押える
ことができてもＮＦマッチングを実現することができず
ＮＦが大幅に悪化していた。また、ＳＡＷフィルタの入
力側におけるインピーダンスのミスマッチングによるロ
スを出力側におけるインピーダンスのミスマッチングに
よるロスと同程度に大きくしていたのでＮＦを悪化して
いた。その結果、微小信号まで取扱う送受信器ではダイ
ナミックレンジが狭くなる問題があった。そこで本発明
はＳＡＷフィルタに起因する通過帯域内のリップルを小
さく押えるだけでなく、ＮＦを悪化させることのない高
周波帯域増幅器を実現することを目的とする。
に、従来においては、ＳＡＷフィルタの出力側に接続さ
れる増幅器としてエミッタ接地トランジスタ増幅器を使
用していたので、通過帯域内のリップルを小さく押える
ことができてもＮＦマッチングを実現することができず
ＮＦが大幅に悪化していた。また、ＳＡＷフィルタの入
力側におけるインピーダンスのミスマッチングによるロ
スを出力側におけるインピーダンスのミスマッチングに
よるロスと同程度に大きくしていたのでＮＦを悪化して
いた。その結果、微小信号まで取扱う送受信器ではダイ
ナミックレンジが狭くなる問題があった。そこで本発明
はＳＡＷフィルタに起因する通過帯域内のリップルを小
さく押えるだけでなく、ＮＦを悪化させることのない高
周波帯域増幅器を実現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明にかかわる高周波帯域増幅器
は、表面弾性波フィルタとこの表面弾性波フィルタの出
力を増幅するベース接地トランジスタ増幅器から構成す
ることを特徴とする。また請求項２記載の発明にかかわ
る高周波帯域増幅器は、信号源に接続された表面弾性波
フィルタとこの表面弾性波フィルタの出力信号を増幅す
る増幅器とからなり、前記信号源の内部インピーダンス
と前記表面弾性波フィルタの入力インピーダンスおよび
前記表面弾性波フィルタの出力インピーダンスと前記増
幅器の入力インピーダンスをそれぞれ不整合状態とし、
前記信号源の内部インピーダンスと前記表面弾性波フィ
ルタの入力インピーダンスの不整合に基づく不整合損失
を前記表面弾性波フィルタの出力インピーダンスと前記
増幅器の入力インピーダンスの不整合に基づく不整合損
失より小さくすることを特徴とする。
め、請求項１記載の発明にかかわる高周波帯域増幅器
は、表面弾性波フィルタとこの表面弾性波フィルタの出
力を増幅するベース接地トランジスタ増幅器から構成す
ることを特徴とする。また請求項２記載の発明にかかわ
る高周波帯域増幅器は、信号源に接続された表面弾性波
フィルタとこの表面弾性波フィルタの出力信号を増幅す
る増幅器とからなり、前記信号源の内部インピーダンス
と前記表面弾性波フィルタの入力インピーダンスおよび
前記表面弾性波フィルタの出力インピーダンスと前記増
幅器の入力インピーダンスをそれぞれ不整合状態とし、
前記信号源の内部インピーダンスと前記表面弾性波フィ
ルタの入力インピーダンスの不整合に基づく不整合損失
を前記表面弾性波フィルタの出力インピーダンスと前記
増幅器の入力インピーダンスの不整合に基づく不整合損
失より小さくすることを特徴とする。
【００１２】
【作用】請求項１記載の手段によればＳＡＷフィルタの
負荷となるベース接地トランジスタ増幅器の入力インピ
ーダンスは数１０Ωと低いため、そのままでＳＡＷフィ
ルタとはインピーダンスのミスマッチングとＮＦマッチ
ングが実現できる。又請求項２記載の発明によればＳＡ
Ｗフィルタの入力側におけるインピーダンスのミスマッ
チングロスが少ないので全体のＮＦを悪化する度合いが
少なくなる。
負荷となるベース接地トランジスタ増幅器の入力インピ
ーダンスは数１０Ωと低いため、そのままでＳＡＷフィ
ルタとはインピーダンスのミスマッチングとＮＦマッチ
ングが実現できる。又請求項２記載の発明によればＳＡ
Ｗフィルタの入力側におけるインピーダンスのミスマッ
チングロスが少ないので全体のＮＦを悪化する度合いが
少なくなる。
【００１３】
【実施例】図１に本発明の第１の実施例を示す。図１で
図５と異なる部分の構成を説明する。８はベース接地ト
ランジスタ増幅器、９は前記増幅器８の定電流源、１０
は差動増幅器、１１は前記差動増幅器１０の定電流源、
１２〜１４はバイアス電源である。ＳＡＷフィルタ２の
出力はベース接地トランジスタ増幅器８のトランジスタ
のエミッタに入力され、その出力は差動増幅器１０の一
方のトランジスタのベースに入力される。差動増幅器１
０は他方のトランジスタのベースが高周波的に接地され
ているのでベース接地トランジスタ増幅器８の出力信号
は不平衡入力される。差動増幅器１０の出力は平衡で取
り出され図示しない後段回路へ供給される。ベース接地
トランジスタ増幅器８の入力インピーダンスは約５０Ω
で、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダンス（約２００
Ω）の４分の１に設定されている。一方信号源インピー
ダンスＲS の値は１５０Ωで、ＳＡＷフィルタ２の入力
インピーダンス（約３００Ω）の２分の１に設定されて
いる。これからわかるように、ＳＡＷフィルタ２の入力
側におけるミスマッチングロスはＳＡＷフィルタ２の出
力側におけるミスマッチングロスよりも小さく設定され
ている。
図５と異なる部分の構成を説明する。８はベース接地ト
ランジスタ増幅器、９は前記増幅器８の定電流源、１０
は差動増幅器、１１は前記差動増幅器１０の定電流源、
１２〜１４はバイアス電源である。ＳＡＷフィルタ２の
出力はベース接地トランジスタ増幅器８のトランジスタ
のエミッタに入力され、その出力は差動増幅器１０の一
方のトランジスタのベースに入力される。差動増幅器１
０は他方のトランジスタのベースが高周波的に接地され
ているのでベース接地トランジスタ増幅器８の出力信号
は不平衡入力される。差動増幅器１０の出力は平衡で取
り出され図示しない後段回路へ供給される。ベース接地
トランジスタ増幅器８の入力インピーダンスは約５０Ω
で、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダンス（約２００
Ω）の４分の１に設定されている。一方信号源インピー
ダンスＲS の値は１５０Ωで、ＳＡＷフィルタ２の入力
インピーダンス（約３００Ω）の２分の１に設定されて
いる。これからわかるように、ＳＡＷフィルタ２の入力
側におけるミスマッチングロスはＳＡＷフィルタ２の出
力側におけるミスマッチングロスよりも小さく設定され
ている。
【００１４】以上の構成を従来例と比較すると、先ず、
ＳＡＷフィルタ２の負荷としての増幅器にはエミッタ接
地トランジスタ増幅器３の代りにベース接地トランジス
タ増幅器８が接続され、又インピーダンスのミスマッチ
ング用としての抵抗ＲB が省略されたことが相違してい
る。また、ＳＡＷフィルタ２の入力側におけるミスマッ
チングロスは出力側のそれよりも小さく設定されてい
る。
ＳＡＷフィルタ２の負荷としての増幅器にはエミッタ接
地トランジスタ増幅器３の代りにベース接地トランジス
タ増幅器８が接続され、又インピーダンスのミスマッチ
ング用としての抵抗ＲB が省略されたことが相違してい
る。また、ＳＡＷフィルタ２の入力側におけるミスマッ
チングロスは出力側のそれよりも小さく設定されてい
る。
【００１５】そこで、ＳＡＷフィルタ２と増幅器８との
インピーダンス関係を見ると図２の如くなる。即ち、Ｓ
ＡＷフィルタ２の負荷であるベース接地トランジスタ増
幅器８のエミッタ端における入力インピーダンスは約５
０Ωで、逆にエミッタ端からＳＡＷフィルタ２側を見た
インピーダンスは約２００Ωである。この関係を図６で
ＮＦについて考察するとベース接地トランジスタの信号
源インピーダンスが２００Ωの場合のＮＦはカーブＢ上
のｂ点となり、ＮＦは約５．３ｄＢである。つまりＳＡ
Ｗフィルタの負荷としてベース接地トランジスタ増幅器
を用いると通過帯域内のリップルを小さく押えたうえで
増幅器に対してはＮＦマッチングが実現できることにな
る。
インピーダンス関係を見ると図２の如くなる。即ち、Ｓ
ＡＷフィルタ２の負荷であるベース接地トランジスタ増
幅器８のエミッタ端における入力インピーダンスは約５
０Ωで、逆にエミッタ端からＳＡＷフィルタ２側を見た
インピーダンスは約２００Ωである。この関係を図６で
ＮＦについて考察するとベース接地トランジスタの信号
源インピーダンスが２００Ωの場合のＮＦはカーブＢ上
のｂ点となり、ＮＦは約５．３ｄＢである。つまりＳＡ
Ｗフィルタの負荷としてベース接地トランジスタ増幅器
を用いると通過帯域内のリップルを小さく押えたうえで
増幅器に対してはＮＦマッチングが実現できることにな
る。
【００１６】またインピーダンスの不整合損失によるＮ
Ｆへの影響についてみる。信号源インピーダンスはＲS
＝１５０Ω、ＳＡＷフィルタ２の入力インピーダンスは
ＲO＝３００Ωでこの結果による不整合損失は約０．５
ｄＢである。この値はそのままＳＡＷフィルタ２の挿入
損失１３ｄＢに加算され０．５ｄＢのＮＦを悪化させる
がその程度は小さい。一方ＳＡＷフィルタの出力インピ
ーダンスとベース接地トランジスタの入力インピーダン
スとのミスマッチングによっても当然損失が生じている
がこれによるＮＦへの影響は図６からわかる通りベース
接地トランジスタ増幅器に対する信号源インピーダンス
が１００〜３００Ωの広い範囲でＮＦマッチングが実現
でき必ずしも不整合損失分がＮＦの悪化へは結びつかな
い。
Ｆへの影響についてみる。信号源インピーダンスはＲS
＝１５０Ω、ＳＡＷフィルタ２の入力インピーダンスは
ＲO＝３００Ωでこの結果による不整合損失は約０．５
ｄＢである。この値はそのままＳＡＷフィルタ２の挿入
損失１３ｄＢに加算され０．５ｄＢのＮＦを悪化させる
がその程度は小さい。一方ＳＡＷフィルタの出力インピ
ーダンスとベース接地トランジスタの入力インピーダン
スとのミスマッチングによっても当然損失が生じている
がこれによるＮＦへの影響は図６からわかる通りベース
接地トランジスタ増幅器に対する信号源インピーダンス
が１００〜３００Ωの広い範囲でＮＦマッチングが実現
でき必ずしも不整合損失分がＮＦの悪化へは結びつかな
い。
【００１７】図３は本発明の第２の実施例である。図３
で１５はＳＡＷフィルタ２に対する信号源でありその内
容は信号源１６、増幅器１７，２０、タンク回路１８等
で示される。なお１９は増幅器１７のトランジスタのバ
イアス用トランジスタ、２１〜２３はバイアス電源であ
る。タンク回路１８を構成するＬ，Ｃ，ＲはＳＡＷフィ
ルタ２の入力インピーダンス（等価入力抵抗及び等価入
力容量）を含めて同調周波数の設定とＳＡＷフィルタ２
に対する信号源インピーダンスの設定ができる。またＳ
ＡＷフィルタ２の出力側の同調インダクタンスＬO1，Ｌ
O2は、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダンスとベース
接地トランジスタ増幅器８の入力インピーダンスとの関
係を設定するものであり、例えばＳＡＷフィルタ２の出
力インピーダンスが２００Ωよりもかなり大きいときに
は図の如く２つのインダクタンスＬO1，ＬO2によって適
宜タップダウンすればよい。逆にＳＡＷフィルタの出力
インピーダンスが２００Ωよりも小さい場合にはこれを
大きくするようにＬO1とＬO2の接続を変えてタップアッ
プすればよい。これは公知の技術で可能である。
で１５はＳＡＷフィルタ２に対する信号源でありその内
容は信号源１６、増幅器１７，２０、タンク回路１８等
で示される。なお１９は増幅器１７のトランジスタのバ
イアス用トランジスタ、２１〜２３はバイアス電源であ
る。タンク回路１８を構成するＬ，Ｃ，ＲはＳＡＷフィ
ルタ２の入力インピーダンス（等価入力抵抗及び等価入
力容量）を含めて同調周波数の設定とＳＡＷフィルタ２
に対する信号源インピーダンスの設定ができる。またＳ
ＡＷフィルタ２の出力側の同調インダクタンスＬO1，Ｌ
O2は、ＳＡＷフィルタ２の出力インピーダンスとベース
接地トランジスタ増幅器８の入力インピーダンスとの関
係を設定するものであり、例えばＳＡＷフィルタ２の出
力インピーダンスが２００Ωよりもかなり大きいときに
は図の如く２つのインダクタンスＬO1，ＬO2によって適
宜タップダウンすればよい。逆にＳＡＷフィルタの出力
インピーダンスが２００Ωよりも小さい場合にはこれを
大きくするようにＬO1とＬO2の接続を変えてタップアッ
プすればよい。これは公知の技術で可能である。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように本発明の高周波帯域
増幅器はＳＡＷフィルタの負荷となる増幅器としてベー
ス接地トランジスタ増幅器を接続するのみでＳＡＷフィ
ルタの出力インピーダンスとベース接地トランジスタ増
幅器の入力インピーダンスの関係が通過帯域内でのリッ
プルを小さくするのに必要なミスマッチング状態となり
且つ増幅器に対するＮＦマッチング状態を実現すること
にもなり、従来のようにエミッタ接地トランジスタ増幅
器を用いた場合よりもすぐれたＮＦ特性が得られる。ま
た、ＳＡＷフィルタとこのＳＡＷフィルタの負荷になる
増幅器との間に生ずるミスマッチングロスよりも、ＳＡ
ＷフィルタとこのＳＡＷフィルタに対する信号源側との
間に生ずるミスマッチングロスを小さく設定することに
よりＮＦを小さくすることができる。
増幅器はＳＡＷフィルタの負荷となる増幅器としてベー
ス接地トランジスタ増幅器を接続するのみでＳＡＷフィ
ルタの出力インピーダンスとベース接地トランジスタ増
幅器の入力インピーダンスの関係が通過帯域内でのリッ
プルを小さくするのに必要なミスマッチング状態となり
且つ増幅器に対するＮＦマッチング状態を実現すること
にもなり、従来のようにエミッタ接地トランジスタ増幅
器を用いた場合よりもすぐれたＮＦ特性が得られる。ま
た、ＳＡＷフィルタとこのＳＡＷフィルタの負荷になる
増幅器との間に生ずるミスマッチングロスよりも、ＳＡ
ＷフィルタとこのＳＡＷフィルタに対する信号源側との
間に生ずるミスマッチングロスを小さく設定することに
よりＮＦを小さくすることができる。
【図１】本発明の第１実施例による高周波帯域増幅器の
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明によるＳＡＷフィルタとベース接地トラ
ンジスタ増幅器との組み合せにおけるインピーダンスの
不整合状態を説明するための回路図である。
ンジスタ増幅器との組み合せにおけるインピーダンスの
不整合状態を説明するための回路図である。
【図３】本発明の第２実施例による高周波帯域増幅器の
回路図である。
回路図である。
【図４】高周波帯域増幅器の通過帯域内のリップル状態
を示す伝送特性図であり、（Ａ）はインピーダンスをマ
ッチングさせた場合、（Ｂ）はインピーダンスをミスマ
ッチングさせた場合である。
を示す伝送特性図であり、（Ａ）はインピーダンスをマ
ッチングさせた場合、（Ｂ）はインピーダンスをミスマ
ッチングさせた場合である。
【図５】ＳＡＷフィルタを用いた従来の高周波帯域増幅
器の１例を示す回路図。
器の１例を示す回路図。
【図６】エミッタ接地トランジスタ増幅器とベース接地
トランジスタ増幅器の一般的なＮＦ特性図。
トランジスタ増幅器の一般的なＮＦ特性図。
【図７】従来例におけるＳＡＷフィルタとエミッタ接地
トランジスタ増幅器との組み合せにおけるインピーダン
スの不整合状態を説明するための回路図。
トランジスタ増幅器との組み合せにおけるインピーダン
スの不整合状態を説明するための回路図。
【図８】従来の高周波帯域増幅器の他の例を示す回路
図。
図。
１ 信号源 ２ ＳＡＷフィルタ ３，４ エミッタ接地トランジスタ増幅器 ８ ベース接地トランジスタ増幅器 ＲB ミスマッチング用抵抗 ＲS 信号源インピーダンス ＬI ，ＬO 共振用インダクタンス ＲI ＳＡＷフィルタの等価入力抵抗 ＲO ＳＡＷフィルタの等価出力抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】 表面弾性波フィルタと該表面弾性波フィ
ルタの出力信号を増幅するベース接地トランジスタ増幅
器とからなることを特徴とする高周波帯域増幅器。 - 【請求項２】 信号源に接続された表面弾性波フィルタ
と該表面弾性波フィルタの出力信号を増幅する増幅器と
からなり、前記信号源の内部インピーダンスと前記表面
弾性波フィルタの入力インピーダンスおよび前記表面弾
性波フィルタの出力インピーダンスと前記増幅器の入力
インピーダンスをそれぞれ不整合状態とし、前記信号源
の内部インピーダンスと前記表面弾性波フィルタの入力
インピーダンスの不整合に基づく不整合損失を前記表面
弾性波フィルタの出力インピーダンスと前記増幅器の入
力インピーダンスの不整合に基づく不整合損失より小さ
くしたことを特徴とする高周波帯域増幅器。 - 【請求項３】 前記増幅器がベース接地トランジスタ増
幅器であることを特徴とする請求項２記載の高周波帯域
増幅器。 - 【請求項４】 前記ベース接地トランジスタ増幅の該ト
ランジスタのエミッタ端における入力インピーダンス
が、該エミッタ端から前記表面弾性波フィルタ側を見た
インピーダンスよりも小さいことを特徴とする請求項１
および３記載の高周波帯域増幅器。 - 【請求項５】 前記表面弾性波フィルタの出力側に、前
記表面弾性波フィルタの等価出力容量をキャンセルする
とともに前記表面波フィルタの出力インピーダンスを前
記ベース接地トランジスタ増幅器の入力インピーダンス
と不整合状態に設定するインダクタンスを前記増幅と直
列又は／および並列に接続したことを特徴とする高周波
帯域増幅器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5273100A JPH07106907A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 高周波帯域増幅器 |
| KR1019940025031A KR0161046B1 (ko) | 1993-10-04 | 1994-09-30 | 고주파 대역 증폭기 |
| US08/317,944 US5521554A (en) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | High-frequency band amplifier system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5273100A JPH07106907A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 高周波帯域増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07106907A true JPH07106907A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17523146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5273100A Pending JPH07106907A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 高周波帯域増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5521554A (ja) |
| JP (1) | JPH07106907A (ja) |
| KR (1) | KR0161046B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004506368A (ja) * | 2000-08-07 | 2004-02-26 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ノイズ及び入力インピーダンス整合増幅器 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2293924A1 (en) * | 1999-01-12 | 2000-07-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Fet balun transformer |
| FR2798016B1 (fr) * | 1999-08-31 | 2002-03-29 | St Microelectronics Sa | Circuit amplificateur a double bande passante et tete de reception radiofrequence |
| FR2811827B1 (fr) * | 2000-07-12 | 2002-10-11 | St Microelectronics Sa | Dispositif d'amplification a faible bruit, en particulier pour un telephone mobile cellulaire |
| US6424222B1 (en) * | 2001-03-29 | 2002-07-23 | Gct Semiconductor, Inc. | Variable gain low noise amplifier for a wireless terminal |
| CN100488045C (zh) * | 2002-04-15 | 2009-05-13 | 松下电器产业株式会社 | 高频器件和通信设备 |
| US20150038096A1 (en) * | 2012-02-29 | 2015-02-05 | Micreo Limited | Electronic gain shaper and a method for storing parameters |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6046896B2 (ja) * | 1978-05-15 | 1985-10-18 | 株式会社日立製作所 | 弾性表面波フイルタ用結合回路 |
| US4253119A (en) * | 1979-09-27 | 1981-02-24 | Zenith Radio Corporation | Interface system for surface wave integratable filter |
| US4316220A (en) * | 1980-09-24 | 1982-02-16 | Rca Corporation | IF Bandpass shaping circuits |
| DE3345496C2 (de) * | 1983-12-16 | 1986-01-30 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Selektive Verstärkerstufe |
| JPS63232511A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 表面弾性波フイルタ整合回路 |
-
1993
- 1993-10-04 JP JP5273100A patent/JPH07106907A/ja active Pending
-
1994
- 1994-09-30 KR KR1019940025031A patent/KR0161046B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1994-10-04 US US08/317,944 patent/US5521554A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004506368A (ja) * | 2000-08-07 | 2004-02-26 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ノイズ及び入力インピーダンス整合増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950013017A (ko) | 1995-05-17 |
| US5521554A (en) | 1996-05-28 |
| KR0161046B1 (ko) | 1999-03-20 |
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