JPH07263977A - Ｈｂｔ直結低ノイズ広帯域マイクロ波増幅器 - Google Patents
Ｈｂｔ直結低ノイズ広帯域マイクロ波増幅器Info
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- JPH07263977A JPH07263977A JP7020433A JP2043395A JPH07263977A JP H07263977 A JPH07263977 A JP H07263977A JP 7020433 A JP7020433 A JP 7020433A JP 2043395 A JP2043395 A JP 2043395A JP H07263977 A JPH07263977 A JP H07263977A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/3432—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with bipolar transistors
- H03F3/3435—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with bipolar transistors using Darlington amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
- H01L27/0605—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits made of compound material, e.g. AIIIBV
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
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- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
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-
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域上で低ノイズである増幅器を提供す
る。 【構成】 入力信号を受け取る入力と、この入力に接続
されたベース、グラウンドに接続されたエミッタ、コレ
クタを有した第１バイポーラトランジスタを含む第１増
幅段と、ベース、コレクタ、エミッタを有した少なくと
も１つの第２バイポーラトランジスタを有する第２増幅
段と、第１トランジスタのコレクタを第２トランジスタ
のベースに接続する手段と、第２トランジスタのコレク
タを第２トランジスタのベースと第１トランジスタのコ
レクタに接続する第１抵抗性フィードバック経路と、第
２トランジスタのエミッタと第１トランジスタのベース
の間に接続された第２抵抗性フィードバック経路と、第
２トランジスタのコレクタに抵抗性負荷を介して接続さ
れて広い周波数レンジにおいて低いノイズを示す増幅さ
れた出力信号を与える出力を備える広帯域低ノイズ増幅
器。
る。 【構成】 入力信号を受け取る入力と、この入力に接続
されたベース、グラウンドに接続されたエミッタ、コレ
クタを有した第１バイポーラトランジスタを含む第１増
幅段と、ベース、コレクタ、エミッタを有した少なくと
も１つの第２バイポーラトランジスタを有する第２増幅
段と、第１トランジスタのコレクタを第２トランジスタ
のベースに接続する手段と、第２トランジスタのコレク
タを第２トランジスタのベースと第１トランジスタのコ
レクタに接続する第１抵抗性フィードバック経路と、第
２トランジスタのエミッタと第１トランジスタのベース
の間に接続された第２抵抗性フィードバック経路と、第
２トランジスタのコレクタに抵抗性負荷を介して接続さ
れて広い周波数レンジにおいて低いノイズを示す増幅さ
れた出力信号を与える出力を備える広帯域低ノイズ増幅
器。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はトランジスタ増幅器、更
に言えば、共通エミッタトランジスタやフィードバック
トポロジーを有したトランジスタのダーリントン接続対
のようなバイポーラトランジスタを利用する低ノイズ広
帯域直結マイクロ波増幅器に関する。
に言えば、共通エミッタトランジスタやフィードバック
トポロジーを有したトランジスタのダーリントン接続対
のようなバイポーラトランジスタを利用する低ノイズ広
帯域直結マイクロ波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】直流からマイクロ波周波数に拡張された
幅広い周波数レンジで動作する近年の様々な電子使用に
対する必要性を満たすことが、広帯域低ノイズ直結マイ
クロ波増幅器にますます要求されつつある。いくつかの
分野は、計器用システム、無線およびセルラー電話シス
テム、パーソナル通信ネットワーク（ＰＣＮ）、高解像
度テレビ（ＨＤＴＶ）、ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）、
光学通信、およびグローバル位置（global positionin
g) 衛星（ＧＰＳ）システムを含む。これらのおよび他
の分野は共通して、０ヘルツ（つまり、ＤＣ）〜５ギガ
ヘルツに拡張されている周波数幅をカバーし得る幅広い
周波数帯域において動作する。例えば、０〜５ギガヘル
ツトランスインピーダンス（Gigahertz transimpedanc
e）増幅器は、毎秒１０ギガビット（１０Ｇ／ビット）
やそれ以上のデータ速度で動作するデジタル光学通信用
受信機に特に有用である。他の例では、マイクロ波周波
数で動作するオシロスコープの使用にとって直結マイク
ロ波増幅器は有用である。これらの及び他の分野には、
一般に、広帯域低ノイズ性能を達成し且つマイクロ波周
波数レンジへと動作し得る直結増幅器設計トポロジーと
して知られているものが必要である。従来、１００メガ
ヘルツ以下の低周波数性能は、シリコン・ＧａＡｓバイ
ポーラ型技術を用いて達成されていた。このことは、低
ノイズレベルを達成するために通常使用されるが一般に
は２００メガヘルツを越えるような周波数においてのみ
使用されるＨＥＭＴ若しくはＦＥＴ技術の使用を、本質
的に不可能なものとする。この理由は、高周波数で動作
する従来のシリコン技術の状態は拡張する周波数レンジ
においては低ノイズ性能を提供しないことに因る。しか
しながら、ＨＤＴＶのような近年および将来の分野は、
例えば４５メガヘルツ〜２．５ギガヘルツのような広帯
域周波数レンジにおける広帯域低ノイズ性能をますます
必要とする。
幅広い周波数レンジで動作する近年の様々な電子使用に
対する必要性を満たすことが、広帯域低ノイズ直結マイ
クロ波増幅器にますます要求されつつある。いくつかの
分野は、計器用システム、無線およびセルラー電話シス
テム、パーソナル通信ネットワーク（ＰＣＮ）、高解像
度テレビ（ＨＤＴＶ）、ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）、
光学通信、およびグローバル位置（global positionin
g) 衛星（ＧＰＳ）システムを含む。これらのおよび他
の分野は共通して、０ヘルツ（つまり、ＤＣ）〜５ギガ
ヘルツに拡張されている周波数幅をカバーし得る幅広い
周波数帯域において動作する。例えば、０〜５ギガヘル
ツトランスインピーダンス（Gigahertz transimpedanc
e）増幅器は、毎秒１０ギガビット（１０Ｇ／ビット）
やそれ以上のデータ速度で動作するデジタル光学通信用
受信機に特に有用である。他の例では、マイクロ波周波
数で動作するオシロスコープの使用にとって直結マイク
ロ波増幅器は有用である。これらの及び他の分野には、
一般に、広帯域低ノイズ性能を達成し且つマイクロ波周
波数レンジへと動作し得る直結増幅器設計トポロジーと
して知られているものが必要である。従来、１００メガ
ヘルツ以下の低周波数性能は、シリコン・ＧａＡｓバイ
ポーラ型技術を用いて達成されていた。このことは、低
ノイズレベルを達成するために通常使用されるが一般に
は２００メガヘルツを越えるような周波数においてのみ
使用されるＨＥＭＴ若しくはＦＥＴ技術の使用を、本質
的に不可能なものとする。この理由は、高周波数で動作
する従来のシリコン技術の状態は拡張する周波数レンジ
においては低ノイズ性能を提供しないことに因る。しか
しながら、ＨＤＴＶのような近年および将来の分野は、
例えば４５メガヘルツ〜２．５ギガヘルツのような広帯
域周波数レンジにおける広帯域低ノイズ性能をますます
必要とする。
【０００３】広帯域直結増幅器は、普通、フィードバッ
クトポロジーを用いて実施され、一般に多数のトランジ
スタ、抵抗、およびレベルシフトダイオードを含む。従
来の共通エミッタフィードバックトポロジーは一般に単
一のトランジスタを使用する。バイポーラ技術において
よく利用される広帯域直結トポロジーはダーリントンフ
ィードバック増幅器である。ダーリントンフィードバッ
ク増幅器は、より幅の広い帯域幅を実現することを一般
に可能とするような内部フィードバック特性を有したバ
イポーラトランジスタのダーリントン接続対を含む。従
来のダーリントンフィードバック増幅器は、一般に、多
数の現存のマイクロ波デバイスに対して、カットオフ周
波数の８パーセントと同じ位高いレンジをカバーするよ
うな広い周波数帯域幅を達成し得る。これらの型の広帯
域増幅器は一般に、単一および多重段で設計されてお
り、付加されるフィードバックを実現するために並列お
よび直列フィードバックレジスタを適当に調整すること
を必要とする。しかしながら、従来の広帯域増幅器はフ
ィードバック経路を利用しており、この経路は一般に付
加的な不所望のノイズを増幅出力へ導いてしまう。言い
換えれば、ダーリントン接続されたフィードバックタイ
プのような従来の広帯域増幅器は一般にそれを実現する
のにはコストが高く、ノイズの量も多い。また、これら
従来の増幅器によるアプローチでは、ソースインピーダ
ンス整合をマイクロ波デバイスに対して最適化すること
は通常行っておらず、この結果、付加的なノイズを生じ
ることになる。
クトポロジーを用いて実施され、一般に多数のトランジ
スタ、抵抗、およびレベルシフトダイオードを含む。従
来の共通エミッタフィードバックトポロジーは一般に単
一のトランジスタを使用する。バイポーラ技術において
よく利用される広帯域直結トポロジーはダーリントンフ
ィードバック増幅器である。ダーリントンフィードバッ
ク増幅器は、より幅の広い帯域幅を実現することを一般
に可能とするような内部フィードバック特性を有したバ
イポーラトランジスタのダーリントン接続対を含む。従
来のダーリントンフィードバック増幅器は、一般に、多
数の現存のマイクロ波デバイスに対して、カットオフ周
波数の８パーセントと同じ位高いレンジをカバーするよ
うな広い周波数帯域幅を達成し得る。これらの型の広帯
域増幅器は一般に、単一および多重段で設計されてお
り、付加されるフィードバックを実現するために並列お
よび直列フィードバックレジスタを適当に調整すること
を必要とする。しかしながら、従来の広帯域増幅器はフ
ィードバック経路を利用しており、この経路は一般に付
加的な不所望のノイズを増幅出力へ導いてしまう。言い
換えれば、ダーリントン接続されたフィードバックタイ
プのような従来の広帯域増幅器は一般にそれを実現する
のにはコストが高く、ノイズの量も多い。また、これら
従来の増幅器によるアプローチでは、ソースインピーダ
ンス整合をマイクロ波デバイスに対して最適化すること
は通常行っておらず、この結果、付加的なノイズを生じ
ることになる。
【０００４】故に、広帯域周波数上で動作することがで
きるが、その一方で、ノイズ干渉は最小とするようなマ
イクロ波増幅器を提供することが望まれる。また、利得
・帯域幅性能とノイズ干渉が互いに独立に調整され得る
ように設計することができる増幅器を提供することが望
まれる。更に言えば、広帯域低ノイズ直結増幅器を提供
するような方法で、また、従来のアプローチの多くに現
に存している欠点を受けないような方法で共通エミッタ
トランジスタに直接接続されているトランジスタのダー
リントン接続対を有した二段直結マイクロ波増幅器を提
供することが更に望まれる。
きるが、その一方で、ノイズ干渉は最小とするようなマ
イクロ波増幅器を提供することが望まれる。また、利得
・帯域幅性能とノイズ干渉が互いに独立に調整され得る
ように設計することができる増幅器を提供することが望
まれる。更に言えば、広帯域低ノイズ直結増幅器を提供
するような方法で、また、従来のアプローチの多くに現
に存している欠点を受けないような方法で共通エミッタ
トランジスタに直接接続されているトランジスタのダー
リントン接続対を有した二段直結マイクロ波増幅器を提
供することが更に望まれる。
【０００５】
【発明の概要】本発明の教示により、広帯域低ノイズマ
イクロ波増幅器が提供され、この増幅器は、入力信号を
受けとるための入力と、増幅された出力信号を提供す
る。この増幅された出力信号は、広帯域レンジにおいて
変更可能であるが、その一方で、最小のノイズ干渉を示
す。増幅器は、入力に接続されたベース、グラウンドに
接続されたエミッタ、コレクタを有する第１のバイポー
ラトランジスタを備えた第１増幅段を含む。第２増幅段
は、第２および第３のダーリントン接続されたバイポー
ラトランジスタを有するものとして提供される。第２お
よび第３トランジスタは各々、ベース、コレクタ、エミ
ッタを有し、第２トランジスタのエミッタは第３トラン
ジスタのベースに接続されている。第１フィードバック
抵抗を有した第１フィードバック経路が、第２および第
３トンラジスタの各コレクタと第２トランジスタのベー
スとの間に設けられている。第１トランジスタのコレク
タは第２トランジスタのベースに接続される。第２フィ
ードバック経路は、第２トランジスタのエミッタと第１
トランジスタのベースの間に接続される。第２フィード
バック経路は、ノイズ整合を最適化し、利得帯域幅調整
と交流バイアス安定化を提供するように選択されたイン
ピーダンスを備えた第２フィードバック抵抗を有する。
第２フィードバック経路は更に、誘導リアクタンス成分
を提供するようなインダクタを含んでいてもよい。代替
実施例によれば、このインダクタは入力と第１トランジ
スタのベースの間に接続され得る。
イクロ波増幅器が提供され、この増幅器は、入力信号を
受けとるための入力と、増幅された出力信号を提供す
る。この増幅された出力信号は、広帯域レンジにおいて
変更可能であるが、その一方で、最小のノイズ干渉を示
す。増幅器は、入力に接続されたベース、グラウンドに
接続されたエミッタ、コレクタを有する第１のバイポー
ラトランジスタを備えた第１増幅段を含む。第２増幅段
は、第２および第３のダーリントン接続されたバイポー
ラトランジスタを有するものとして提供される。第２お
よび第３トランジスタは各々、ベース、コレクタ、エミ
ッタを有し、第２トランジスタのエミッタは第３トラン
ジスタのベースに接続されている。第１フィードバック
抵抗を有した第１フィードバック経路が、第２および第
３トンラジスタの各コレクタと第２トランジスタのベー
スとの間に設けられている。第１トランジスタのコレク
タは第２トランジスタのベースに接続される。第２フィ
ードバック経路は、第２トランジスタのエミッタと第１
トランジスタのベースの間に接続される。第２フィード
バック経路は、ノイズ整合を最適化し、利得帯域幅調整
と交流バイアス安定化を提供するように選択されたイン
ピーダンスを備えた第２フィードバック抵抗を有する。
第２フィードバック経路は更に、誘導リアクタンス成分
を提供するようなインダクタを含んでいてもよい。代替
実施例によれば、このインダクタは入力と第１トランジ
スタのベースの間に接続され得る。
【０００６】
【実施例】図１を参照すれば、広帯域低ノイズ直結マイ
クロ波増幅器１０が本発明の好ましい実施例に従って１
つの回路形態で示されている。増幅器１０は、直結２段
増幅器トポロジーの形態とされた２個の増幅器利得段を
含む。この直結２段増幅器トポロジーは、フィードバッ
ク装置を有したバイポーラトランジスタを使用する。後
に記述されているように、本発明は、直流からマイクロ
波周波数へと拡張している広帯域周波数レンジにおい
て、近年及び将来の電子および通信システムにとって適
当な方法で低ノイズ増幅を達成することができる。更
に、増幅器１０は、第１ヘテロ接合バイポーラトランジ
スタ（ＨＢＴ）Ｑ１で形成された第１、即ち、共通エミ
ッタ増幅段を有する。トランジスタＱ１はベース１４、
コレクタ１６、エミッタ１８を有する。トランジスタＱ
１のベース１４は、増幅される入力信号を受け取るため
に入力ポート１２に接続される。トランジスタＱ１のエ
ミッタ１８は、グラウンドに直接接続され、一方、コレ
クタ１６は第２の増幅段に直接接続される。第２の増幅
段は、一対のダーリントン接続ヘテロ接合パイポーラト
ランジスタＱ２、Ｑ３で形成されたダーリントンフィー
ドバック増幅段である。トランジスタＱ２、Ｑ３は各
々、ベース２０若しくは２６、コレクタ２２若しくは２
８、エミッタ２４若しくは２０をそれぞれ有している。
トランジスタＱ２のエミッタ２４は、ダーリントン接続
増幅段を形成するため、当業者によく知られた方法でト
ランジスタＱ３のベースに直接接続されている。ダーリ
ントンフィードバック増幅段は、更に、トランジスタＱ
３のエミッタ３０とグラウンドの間に接続された直列フ
ィードバック抵抗Ｒeeを含む。バイアス抵抗Ｒb は、ト
ランジスタＱ２のエミッタ２４と直列フィードバック抵
抗Ｒeeのグラウンド端との間に接続されている。直列フ
ィードバック抵抗Ｒeeとバイアス抵抗Ｒb は、局部直列
（local series) を形成し、第２増幅段のためのフィー
ドバック経路に分路を作る。
クロ波増幅器１０が本発明の好ましい実施例に従って１
つの回路形態で示されている。増幅器１０は、直結２段
増幅器トポロジーの形態とされた２個の増幅器利得段を
含む。この直結２段増幅器トポロジーは、フィードバッ
ク装置を有したバイポーラトランジスタを使用する。後
に記述されているように、本発明は、直流からマイクロ
波周波数へと拡張している広帯域周波数レンジにおい
て、近年及び将来の電子および通信システムにとって適
当な方法で低ノイズ増幅を達成することができる。更
に、増幅器１０は、第１ヘテロ接合バイポーラトランジ
スタ（ＨＢＴ）Ｑ１で形成された第１、即ち、共通エミ
ッタ増幅段を有する。トランジスタＱ１はベース１４、
コレクタ１６、エミッタ１８を有する。トランジスタＱ
１のベース１４は、増幅される入力信号を受け取るため
に入力ポート１２に接続される。トランジスタＱ１のエ
ミッタ１８は、グラウンドに直接接続され、一方、コレ
クタ１６は第２の増幅段に直接接続される。第２の増幅
段は、一対のダーリントン接続ヘテロ接合パイポーラト
ランジスタＱ２、Ｑ３で形成されたダーリントンフィー
ドバック増幅段である。トランジスタＱ２、Ｑ３は各
々、ベース２０若しくは２６、コレクタ２２若しくは２
８、エミッタ２４若しくは２０をそれぞれ有している。
トランジスタＱ２のエミッタ２４は、ダーリントン接続
増幅段を形成するため、当業者によく知られた方法でト
ランジスタＱ３のベースに直接接続されている。ダーリ
ントンフィードバック増幅段は、更に、トランジスタＱ
３のエミッタ３０とグラウンドの間に接続された直列フ
ィードバック抵抗Ｒeeを含む。バイアス抵抗Ｒb は、ト
ランジスタＱ２のエミッタ２４と直列フィードバック抵
抗Ｒeeのグラウンド端との間に接続されている。直列フ
ィードバック抵抗Ｒeeとバイアス抵抗Ｒb は、局部直列
（local series) を形成し、第２増幅段のためのフィー
ドバック経路に分路を作る。
【０００７】ダーリントンフィードバック増幅段は、更
に、互いに直接接続されたトランジスタＱ２とＱ３のコ
レクタ２２と２８を有する。５ボルト電源Ｖccは、負荷
抵抗ＲL を介して各トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ
２２、２８に接続される。更に、トランジスタＱ２、Ｑ
３のコレクタ２２と２８はまた、出力整合抵抗Ｒo を介
して出力ポート３２にも接続されている。出力ポート３
２は、広帯域周波数上の最小のノイズを持つ入力信号に
応答して低ノイズ増幅信号を出力する。増幅器１０は、
第２増幅段のための分路フィードバック経路を形成する
ため、トランジスタＱ２、Ｑ３の共通接続されたコレク
タ２２、２８と第２トランジスタＱ２のベース２０との
間に接続された第１フィードバック抵抗Ｒf1を更に含
む。第１フィードバック抵抗Ｒf1はまた、トランジスタ
Ｑ１のコレクタ１６にも接続される。故に、トランジス
タＱ１のコレクタ１６はトラジンスタＱ２のベース２０
に直列接続される。抵抗ＲL 、ＲO とシステムインピー
ダンスによって決定される実効出力抵抗に加えて、フィ
ードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷とし
て機能する。フィードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の
実効交流負荷と第２増幅段に対するフィードバックの量
を決定することによって所望の利得帯域幅性能を達成す
るよう選択され得る。更に、第１フィードバック抵抗Ｒ
f1は、また、トランジスタＱ１をバイアスするための電
流源をも提供する。
に、互いに直接接続されたトランジスタＱ２とＱ３のコ
レクタ２２と２８を有する。５ボルト電源Ｖccは、負荷
抵抗ＲL を介して各トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタ
２２、２８に接続される。更に、トランジスタＱ２、Ｑ
３のコレクタ２２と２８はまた、出力整合抵抗Ｒo を介
して出力ポート３２にも接続されている。出力ポート３
２は、広帯域周波数上の最小のノイズを持つ入力信号に
応答して低ノイズ増幅信号を出力する。増幅器１０は、
第２増幅段のための分路フィードバック経路を形成する
ため、トランジスタＱ２、Ｑ３の共通接続されたコレク
タ２２、２８と第２トランジスタＱ２のベース２０との
間に接続された第１フィードバック抵抗Ｒf1を更に含
む。第１フィードバック抵抗Ｒf1はまた、トランジスタ
Ｑ１のコレクタ１６にも接続される。故に、トランジス
タＱ１のコレクタ１６はトラジンスタＱ２のベース２０
に直列接続される。抵抗ＲL 、ＲO とシステムインピー
ダンスによって決定される実効出力抵抗に加えて、フィ
ードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷とし
て機能する。フィードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の
実効交流負荷と第２増幅段に対するフィードバックの量
を決定することによって所望の利得帯域幅性能を達成す
るよう選択され得る。更に、第１フィードバック抵抗Ｒ
f1は、また、トランジスタＱ１をバイアスするための電
流源をも提供する。
【０００８】本発明による増幅器１０は更に、トランジ
スタＱ２のエミッタ２４とトランジスタＱ１のベース１
４の間に接続された第２フィードバック抵抗Ｒf2を有し
た第２フィードバック経路を含む。第２フィードバック
抵抗Ｒf2は、トランジスタＱ１のベース１４から入力ポ
ート１２に向かう方向を見る実効インピーダンスを決定
するよう選択されたインピーダンスを有する。それ故、
第２フィードバック抵抗Ｒf2は、実効インピーダンスを
変更して最適ノイズ整合を達成するよう調整され得る。
第２フィードバック抵抗Ｒf2はまた、システムインピー
ダンスに対する利得・帯域幅応答と入力整合を決定する
よう調整され得る。更に、ベース電流をトランジスタＱ
１に与え、且つ、直流バイアス安定度を与えることによ
り、第２フィードバック抵抗Ｒf2はトランジスタＱ１の
自己バイアスを完了する。故に、フィードバック抵抗Ｒ
f2は、ゲイン、雑音指数、入力反射減衰量性能（input
return-loss performance)の最適な組み合わせを目的と
して調整され得る。第１増幅段は、全２段増幅器１０に
対する雑音指数を決定するような低ノイズ共通エミッタ
・プリアンプ段として動作する。第２増幅段、即ち、ダ
ーリントンフィードバック増幅器段は、広帯域利得およ
び出力駆動容量（output drive capability)を与える。
ダーリントンフィードバック段の帯域幅特性は、第１お
よび第２フィードバック抵抗Ｒf1、Ｒf2を変更すること
により、増幅器１０の全雑音指数を劣化させることなく
最適化され得る。実際、第１フィードバック抵抗Ｒ
f1は、抵抗ＲL 、ＲO とほぼ５０オームのシステムイン
ピーダンスによって決定される実効出力抵抗に加えて、
第１増幅段の交流負荷として働く。第１フィードバック
抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷と、第２増幅段
に対する分路フィードバックの量を変更し、更に、電流
源を与えてトランジスタＱ１をバイアスすることによ
り、利得帯域幅性能を変更するよう調整され得る。一
方、第２フィードバック抵抗Ｒf2は、全利得、帯域幅、
雑音指数、および入力反射減衰量に影響を与えるよう選
択される。
スタＱ２のエミッタ２４とトランジスタＱ１のベース１
４の間に接続された第２フィードバック抵抗Ｒf2を有し
た第２フィードバック経路を含む。第２フィードバック
抵抗Ｒf2は、トランジスタＱ１のベース１４から入力ポ
ート１２に向かう方向を見る実効インピーダンスを決定
するよう選択されたインピーダンスを有する。それ故、
第２フィードバック抵抗Ｒf2は、実効インピーダンスを
変更して最適ノイズ整合を達成するよう調整され得る。
第２フィードバック抵抗Ｒf2はまた、システムインピー
ダンスに対する利得・帯域幅応答と入力整合を決定する
よう調整され得る。更に、ベース電流をトランジスタＱ
１に与え、且つ、直流バイアス安定度を与えることによ
り、第２フィードバック抵抗Ｒf2はトランジスタＱ１の
自己バイアスを完了する。故に、フィードバック抵抗Ｒ
f2は、ゲイン、雑音指数、入力反射減衰量性能（input
return-loss performance)の最適な組み合わせを目的と
して調整され得る。第１増幅段は、全２段増幅器１０に
対する雑音指数を決定するような低ノイズ共通エミッタ
・プリアンプ段として動作する。第２増幅段、即ち、ダ
ーリントンフィードバック増幅器段は、広帯域利得およ
び出力駆動容量（output drive capability)を与える。
ダーリントンフィードバック段の帯域幅特性は、第１お
よび第２フィードバック抵抗Ｒf1、Ｒf2を変更すること
により、増幅器１０の全雑音指数を劣化させることなく
最適化され得る。実際、第１フィードバック抵抗Ｒ
f1は、抵抗ＲL 、ＲO とほぼ５０オームのシステムイン
ピーダンスによって決定される実効出力抵抗に加えて、
第１増幅段の交流負荷として働く。第１フィードバック
抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷と、第２増幅段
に対する分路フィードバックの量を変更し、更に、電流
源を与えてトランジスタＱ１をバイアスすることによ
り、利得帯域幅性能を変更するよう調整され得る。一
方、第２フィードバック抵抗Ｒf2は、全利得、帯域幅、
雑音指数、および入力反射減衰量に影響を与えるよう選
択される。
【０００９】トランジスタＱ１のベース１４から見た最
小のノイズソースインピーダンスは、一般に、ヘテロ接
合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）Ｑ１のサイズとバ
イアスに依存するものとしてい知られている。２ギガヘ
ルツより小さな周波数にあるＨＢＴデバイスに対して、
最小のノイズソースインピーダンスは、誘導リアクタン
ス成分は無視できるほどの量しか持たない実質的に実数
である。しかしながら、より高い周波数においては、最
適ノイズソースインピーダンスの虚数誘導リアクタンス
成分がより重要となる。故に、ＨＢＴトランジスタとフ
ィードバック抵抗Ｒf1とＲf2のサイズとバイアスを適当
に選択することにより、最小のノイズソースインピーダ
ンスをシステムインピーダンスから与えられたインピー
ダンスと一致するよう選択して、現今の直結増幅器トポ
ロジーを持つ全増幅段性能を最適化することができる。
バイポーラトランジスタ増幅器に対するインピーダンス
整合特性を図示するため、図６は、大きさと角度によっ
て参照番号３６によって示されているように、ガンマオ
プトインピーダンス（gamma opt impedance)（つまり、
最適ソースインピーダンス 対 所定のＨＢＴデバイス
から最小の雑音指数を達成するのに必要とされる周波
数）を図示している。図６に描かれたインピーダンスデ
ータは、約４ｍＡのバイアス電流を有し、また、最適雑
音指数と５０オーム入力インピーダンス整合に対して選
択された２×１０μｍ2 カッド・エミッタ（quad-emitt
er)デバイスの一例によって示されたインピーダンス特
性を表す。トランジスタＱ１のベース１４から実効ソー
スインピーダンス３８Ａと３８Ｂの方を見るソースイン
ピーダンスも、フィードバック抵抗Ｒf2の２つの異なる
値に対して抵抗成分線３４に沿って示されている。実効
ソースインピーダンスは、５０オームシステムインピー
ダンスと並列に包括分路フィードバック抵抗Ｒf2の方を
見た実効インピーダンスを含む。より大きな分路フィー
ドバック抵抗Ｒf2を組み込むことにより、ソースインピ
ーダンスは大きさが増大され、最適ソースインピーダン
ス３６により近い整合を得ることができ、この結果、あ
る特定のバイアス状態においてトランジスタＱ１の最小
の雑音指数を生じる。
小のノイズソースインピーダンスは、一般に、ヘテロ接
合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）Ｑ１のサイズとバ
イアスに依存するものとしてい知られている。２ギガヘ
ルツより小さな周波数にあるＨＢＴデバイスに対して、
最小のノイズソースインピーダンスは、誘導リアクタン
ス成分は無視できるほどの量しか持たない実質的に実数
である。しかしながら、より高い周波数においては、最
適ノイズソースインピーダンスの虚数誘導リアクタンス
成分がより重要となる。故に、ＨＢＴトランジスタとフ
ィードバック抵抗Ｒf1とＲf2のサイズとバイアスを適当
に選択することにより、最小のノイズソースインピーダ
ンスをシステムインピーダンスから与えられたインピー
ダンスと一致するよう選択して、現今の直結増幅器トポ
ロジーを持つ全増幅段性能を最適化することができる。
バイポーラトランジスタ増幅器に対するインピーダンス
整合特性を図示するため、図６は、大きさと角度によっ
て参照番号３６によって示されているように、ガンマオ
プトインピーダンス（gamma opt impedance)（つまり、
最適ソースインピーダンス 対 所定のＨＢＴデバイス
から最小の雑音指数を達成するのに必要とされる周波
数）を図示している。図６に描かれたインピーダンスデ
ータは、約４ｍＡのバイアス電流を有し、また、最適雑
音指数と５０オーム入力インピーダンス整合に対して選
択された２×１０μｍ2 カッド・エミッタ（quad-emitt
er)デバイスの一例によって示されたインピーダンス特
性を表す。トランジスタＱ１のベース１４から実効ソー
スインピーダンス３８Ａと３８Ｂの方を見るソースイン
ピーダンスも、フィードバック抵抗Ｒf2の２つの異なる
値に対して抵抗成分線３４に沿って示されている。実効
ソースインピーダンスは、５０オームシステムインピー
ダンスと並列に包括分路フィードバック抵抗Ｒf2の方を
見た実効インピーダンスを含む。より大きな分路フィー
ドバック抵抗Ｒf2を組み込むことにより、ソースインピ
ーダンスは大きさが増大され、最適ソースインピーダン
ス３６により近い整合を得ることができ、この結果、あ
る特定のバイアス状態においてトランジスタＱ１の最小
の雑音指数を生じる。
【００１０】増幅器１０の一つの例にとって性能上生じ
る効果が図７にシュミレートされている。この例は、５
０オームのシステムインピーダンス、１０５オームに設
定された負荷抵抗ＲL 、１０オームに等しい出力抵抗Ｒ
O 、それぞれ５および３５０オームに設定されている抵
抗ＲeeとＲb を含む。第１フィードバック抵抗Ｒf1は７
５０オームの抵抗を有し、この例による第２フィードバ
ック抵抗Ｒf2は３００オームと１０００オームの抵抗を
有する。３００オームに等しい第２フィードバック抵抗
Ｒf2を使用した場合、ほぼ２２ｄＢの実質的に一定のゲ
イン４０Ａが、約２．３ｄＢの雑音指数４２Ａを有した
約５ギガヘルツの３ｄＢ周波数帯域幅の上で達成され
る。１０００オームに変更されたフィードバック抵抗Ｒ
f2を使用した場合、ゲイン４０Ｂが約２７ｄＢまで上昇
する。しかしながら、帯域幅は約３ギガヘルツの３ｄＢ
カットオフ周波数レンジに減少し、約２．８ｄＢの雑音
指数４２Ｂを表示する。入力反射減衰量４５Ａ、４５
Ｂ、および出力反射減衰量４３Ａ、４３Ｂもまた、それ
ぞれ３００オームと１０００オームに選択された抵抗Ｒ
f2に対して描かれている。第２フィードバック抵抗Ｒf2
のサイズにおける増加は、一般に、全増幅ゲインを増大
させ、帯域幅を低下させ、雑音指数を約０．５ｄＢだけ
減少する。所定のシステムに対してフィードバック抵抗
Ｒf1とＲf2のための適当なサイズを選択することによ
り、所望のゲイン帯域幅と最適ノイズ性能を達成させる
ことができる。例えば、第１および第２フィードバック
抵抗Ｒf1とＲf2を、上の例において、共に５００オーム
に設定して、約３０ｄＢのゲインと、ほぼ２．４ギガヘ
ルツのバンド幅と、ほぼ２．５ｄＢの雑音指数を達成す
ることもできる。他の例においては、フィードバック抵
抗Ｒf1を５００オームに設定し、フィードバック抵抗Ｒ
f2を１０００オームに設定することにより、３２ｄＢの
ゲイン、２ギガヘルツの帯域幅、２．３ｄＢの雑音指数
を達成する。最後に、第１のフィードバック抵抗Ｒf1を
２５０オームに等しくし、一方、フィードバック抵抗Ｒ
f2を３００オームに等しくして、２０ｄＢのゲイン、５
ギガヘルツの帯域幅、約２．８ｄＢの雑音指数を達成す
ることもできる。第２フィードバック抵抗Ｒf2は雑音指
数により重大な影響を有し、一方、第１フィードバック
抵抗Ｒf1は動作周波数帯域幅でより大きな影響を有する
傾向がある。
る効果が図７にシュミレートされている。この例は、５
０オームのシステムインピーダンス、１０５オームに設
定された負荷抵抗ＲL 、１０オームに等しい出力抵抗Ｒ
O 、それぞれ５および３５０オームに設定されている抵
抗ＲeeとＲb を含む。第１フィードバック抵抗Ｒf1は７
５０オームの抵抗を有し、この例による第２フィードバ
ック抵抗Ｒf2は３００オームと１０００オームの抵抗を
有する。３００オームに等しい第２フィードバック抵抗
Ｒf2を使用した場合、ほぼ２２ｄＢの実質的に一定のゲ
イン４０Ａが、約２．３ｄＢの雑音指数４２Ａを有した
約５ギガヘルツの３ｄＢ周波数帯域幅の上で達成され
る。１０００オームに変更されたフィードバック抵抗Ｒ
f2を使用した場合、ゲイン４０Ｂが約２７ｄＢまで上昇
する。しかしながら、帯域幅は約３ギガヘルツの３ｄＢ
カットオフ周波数レンジに減少し、約２．８ｄＢの雑音
指数４２Ｂを表示する。入力反射減衰量４５Ａ、４５
Ｂ、および出力反射減衰量４３Ａ、４３Ｂもまた、それ
ぞれ３００オームと１０００オームに選択された抵抗Ｒ
f2に対して描かれている。第２フィードバック抵抗Ｒf2
のサイズにおける増加は、一般に、全増幅ゲインを増大
させ、帯域幅を低下させ、雑音指数を約０．５ｄＢだけ
減少する。所定のシステムに対してフィードバック抵抗
Ｒf1とＲf2のための適当なサイズを選択することによ
り、所望のゲイン帯域幅と最適ノイズ性能を達成させる
ことができる。例えば、第１および第２フィードバック
抵抗Ｒf1とＲf2を、上の例において、共に５００オーム
に設定して、約３０ｄＢのゲインと、ほぼ２．４ギガヘ
ルツのバンド幅と、ほぼ２．５ｄＢの雑音指数を達成す
ることもできる。他の例においては、フィードバック抵
抗Ｒf1を５００オームに設定し、フィードバック抵抗Ｒ
f2を１０００オームに設定することにより、３２ｄＢの
ゲイン、２ギガヘルツの帯域幅、２．３ｄＢの雑音指数
を達成する。最後に、第１のフィードバック抵抗Ｒf1を
２５０オームに等しくし、一方、フィードバック抵抗Ｒ
f2を３００オームに等しくして、２０ｄＢのゲイン、５
ギガヘルツの帯域幅、約２．８ｄＢの雑音指数を達成す
ることもできる。第２フィードバック抵抗Ｒf2は雑音指
数により重大な影響を有し、一方、第１フィードバック
抵抗Ｒf1は動作周波数帯域幅でより大きな影響を有する
傾向がある。
【００１１】図２を特に参照すれば、本発明の代替実施
例がそこに増幅器１０’として示されている。この代替
実施例は、第２フィードバック抵抗Ｒf2と直列接続され
たインダクタＬの付加を含む。インダクタＬは、インダ
クタリラクタンス成分を提供するように選択されてお
り、これは更に、所定のシステム入力によって表示され
れる実効リラクタンス成分の更なる整合を助ける。図６
のスミス図表に戻ってみれば、虚数誘導反応成分の付加
がどのようにしてインピーダンス整合を更に強化するか
を理解するだろう。スミス図表のインピーダンス特性に
よれば、誘導リアクタンス素子はより高い周波数に増加
することを示している。約２、若しくは３ｎＨのサイズ
を有したインダクタＬの付加により、全実効インピーダ
ンスをより緊密に整合させることができる。故に、イン
ピーダンスの実数及び虚数成分を付加して、全増幅器性
能をより最適化することができる。インピーダンス整合
を強化するためのインダクタＬの使用は他の方法でも結
合され得ることに気付くべきである。例えば、インダク
タＬは、図３および図４に示されているように、入力ポ
ート１２とトランジスタＱ１のベース１４の間に接続す
ることができる。図３によれば、インダクタＬはトラン
ジスタＱ１のベース１４と直列に接続されており、故
に、第２フィードバック経路と直列に接続される。同様
に、インダクタＬは、図４に示されているように、ソー
スインピーダンスと直列に入力ポート１２に接続され得
る。図２、３、４に記述された３つ全ての代替実施例
が、トランジスタＱ１のベース１４に存在する実際のイ
ンピーダンス成分に加えて、誘導リアクタンスを提供す
る。この結果、増幅器１０’は、最適ソースインピーダ
ンスにより緊密に整合し、故に、より低いノイズを生じ
る。
例がそこに増幅器１０’として示されている。この代替
実施例は、第２フィードバック抵抗Ｒf2と直列接続され
たインダクタＬの付加を含む。インダクタＬは、インダ
クタリラクタンス成分を提供するように選択されてお
り、これは更に、所定のシステム入力によって表示され
れる実効リラクタンス成分の更なる整合を助ける。図６
のスミス図表に戻ってみれば、虚数誘導反応成分の付加
がどのようにしてインピーダンス整合を更に強化するか
を理解するだろう。スミス図表のインピーダンス特性に
よれば、誘導リアクタンス素子はより高い周波数に増加
することを示している。約２、若しくは３ｎＨのサイズ
を有したインダクタＬの付加により、全実効インピーダ
ンスをより緊密に整合させることができる。故に、イン
ピーダンスの実数及び虚数成分を付加して、全増幅器性
能をより最適化することができる。インピーダンス整合
を強化するためのインダクタＬの使用は他の方法でも結
合され得ることに気付くべきである。例えば、インダク
タＬは、図３および図４に示されているように、入力ポ
ート１２とトランジスタＱ１のベース１４の間に接続す
ることができる。図３によれば、インダクタＬはトラン
ジスタＱ１のベース１４と直列に接続されており、故
に、第２フィードバック経路と直列に接続される。同様
に、インダクタＬは、図４に示されているように、ソー
スインピーダンスと直列に入力ポート１２に接続され得
る。図２、３、４に記述された３つ全ての代替実施例
が、トランジスタＱ１のベース１４に存在する実際のイ
ンピーダンス成分に加えて、誘導リアクタンスを提供す
る。この結果、増幅器１０’は、最適ソースインピーダ
ンスにより緊密に整合し、故に、より低いノイズを生じ
る。
【００１２】図５を参照すれば、直結増幅器１０のブロ
ック図がそこに示されている。外部電源Ｖccが供給ライ
ン４８を介して増幅器１０に接続されている。バイパス
コンデンサＣは、電源ライン４８とグラウンドの間に接
続される。コンデンサＣの付加は、供給ライン４８に沿
って存在し得る高い周波数ノイズを実効的に分路して追
い出す。最後に、図８を参照すれば明らかなように、こ
こで記述された増幅器１０を含んでいるモノリシックマ
イクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）チップ５０がそこに示さ
れている。チップサイズの合計はほぼ２７０×３０５μ
ｍ2 である。よく知られた半導体技術に従って、これら
の増幅器チップを１つの３インチＧａＡｓウェーハ上に
４０，０００個ほど形成することが可能である。近年の
製造コストに従って、これをコンパクトな低コスト増幅
器１０に変換する。更に、ここに示された増幅器１０は
ＨＢＴデジタル設計を使用し、プロセスを通じて後ろ側
を含む。更に、本発明に従ってＩｎＰベース型増幅器を
使用することで、改善された帯域幅性能をも可能とする
ことができる。動作時、低ノイズ広帯域直結増幅器１０
は、所定の抵抗を有するフィードバック抵抗Ｒf1とＲf2
を有するように設計され、これは、所定のシステムに対
して最適利得帯域幅とノイズ性能を提供し得る。第１フ
ィードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷と
第２増幅段に対する分路フィードバックの量を決定し、
これに加えて、トランジスタＱ１をバイアスするため電
流源を与えることによって利得帯域性能に影響する。第
２フィードバック抵抗Ｒf2は、利得帯域幅応答とシステ
ムインピーダンスに対する入力整合をも決定し得るフィ
ードバックを与える。また、第２フィードバック抵抗Ｒ
f2は更に、トランジスタＱ１の自己バイアスを与え、ゲ
イン、雑音指数、その入力反射減衰量性能に影響する。
故に、フィードバック抵抗Ｒf1とＲf2の選択は、システ
ムインピーダンスと最適ノイズソースインピーダンスの
間で最適インピーダンス整合を提供するよう選択され
る。代替実施例における増幅器１０’によれば、インダ
クタＬの負荷により、更に、誘導リアクタンス成分を付
加することが可能にされる。この誘導リアクタンス成分
は、特により高い周波数において、インピーダンス整合
を更に強化することができる。
ック図がそこに示されている。外部電源Ｖccが供給ライ
ン４８を介して増幅器１０に接続されている。バイパス
コンデンサＣは、電源ライン４８とグラウンドの間に接
続される。コンデンサＣの付加は、供給ライン４８に沿
って存在し得る高い周波数ノイズを実効的に分路して追
い出す。最後に、図８を参照すれば明らかなように、こ
こで記述された増幅器１０を含んでいるモノリシックマ
イクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）チップ５０がそこに示さ
れている。チップサイズの合計はほぼ２７０×３０５μ
ｍ2 である。よく知られた半導体技術に従って、これら
の増幅器チップを１つの３インチＧａＡｓウェーハ上に
４０，０００個ほど形成することが可能である。近年の
製造コストに従って、これをコンパクトな低コスト増幅
器１０に変換する。更に、ここに示された増幅器１０は
ＨＢＴデジタル設計を使用し、プロセスを通じて後ろ側
を含む。更に、本発明に従ってＩｎＰベース型増幅器を
使用することで、改善された帯域幅性能をも可能とする
ことができる。動作時、低ノイズ広帯域直結増幅器１０
は、所定の抵抗を有するフィードバック抵抗Ｒf1とＲf2
を有するように設計され、これは、所定のシステムに対
して最適利得帯域幅とノイズ性能を提供し得る。第１フ
ィードバック抵抗Ｒf1は、第１増幅段の実効交流負荷と
第２増幅段に対する分路フィードバックの量を決定し、
これに加えて、トランジスタＱ１をバイアスするため電
流源を与えることによって利得帯域性能に影響する。第
２フィードバック抵抗Ｒf2は、利得帯域幅応答とシステ
ムインピーダンスに対する入力整合をも決定し得るフィ
ードバックを与える。また、第２フィードバック抵抗Ｒ
f2は更に、トランジスタＱ１の自己バイアスを与え、ゲ
イン、雑音指数、その入力反射減衰量性能に影響する。
故に、フィードバック抵抗Ｒf1とＲf2の選択は、システ
ムインピーダンスと最適ノイズソースインピーダンスの
間で最適インピーダンス整合を提供するよう選択され
る。代替実施例における増幅器１０’によれば、インダ
クタＬの負荷により、更に、誘導リアクタンス成分を付
加することが可能にされる。この誘導リアクタンス成分
は、特により高い周波数において、インピーダンス整合
を更に強化することができる。
【００１３】以上のことより、本発明によってユーザが
低ノイズ広帯域増幅器を達成できることは明らかであ
る。故に、ここに記述されている本発明はその特別な例
との関連で開示されているが、それによって請求の範囲
によって定義されたこと以外のことを意図するものでは
ない。その理由は、当業者ならば、本明細書と図面を考
察した後に本発明の範囲を逸脱することなく変更するこ
とが可能だからである。
低ノイズ広帯域増幅器を達成できることは明らかであ
る。故に、ここに記述されている本発明はその特別な例
との関連で開示されているが、それによって請求の範囲
によって定義されたこと以外のことを意図するものでは
ない。その理由は、当業者ならば、本明細書と図面を考
察した後に本発明の範囲を逸脱することなく変更するこ
とが可能だからである。
【図１】本発明の好ましい実施例による直結低ノイズマ
イクロ波増幅器を示す回路図。
イクロ波増幅器を示す回路図。
【図２】本発明の代替実施例によるインダクタを用いた
直結低ノイズマイクロ波増幅器を示す回路図。
直結低ノイズマイクロ波増幅器を示す回路図。
【図３】他の代替実施例に従って接続されたインダクタ
を有した直結低ノイズマイクロ波増幅器の一部を示す回
路図。
を有した直結低ノイズマイクロ波増幅器の一部を示す回
路図。
【図４】他の代替実施例に従って接続されたインダクタ
を有した増幅器の一部を示す回路図。
を有した増幅器の一部を示す回路図。
【図５】図１に示されたマイクロ波増幅器のバイアス実
行を示すブロック図。
行を示すブロック図。
【図６】マイクロ波増幅器にとって最適化された効率的
なインピーダンスの達成に関連したインピーダンス特性
を示すスミス図表。
なインピーダンスの達成に関連したインピーダンス特性
を示すスミス図表。
【図７】マイクロ波増幅器の一例に関して測定された性
能データのグラフ表示。
能データのグラフ表示。
【図８】ＭＭＩＣチップ上に製造された直結ノイズマイ
クロ波増幅器のチップレイアウト。
クロ波増幅器のチップレイアウト。
１０ 広帯域低ノイズ直結マイクロ波増幅器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年３月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｆ 3/347 8943−5Ｊ 3/60
Claims (18)
- 【請求項１】 入力信号を受け取る入力と、 前記入力に接続されたベース、グラウンドに接続された
エミッタ、コレクタを有した第１バイポーラトランジス
タを含む第１増幅段と、 ベース、コレクタ、エミッタを有した少なくとも１つの
第２バイポーラトランジスタを有する第２増幅段と、 前記第１トランジスタのコレクタを前記第２トランジス
タのベースに接続する手段と、 前記第２トランジスタのコレクタを前記第２トランジス
タのベースと前記第１トランジスタのコレクタに接続す
る第１抵抗性フィードバック経路と、 前記第２トランジスタのエミッタと前記第１トランジス
タのベースの間に接続された第２抵抗性フィードバック
経路と、 前記第２トランジスタのコレクタに抵抗性負荷を介して
接続されて広い周波数レンジにおいて低いノイズを示す
増幅された出力信号を与える出力と、を備えることを特
徴とする広帯域低ノイズ増幅器。 - 【請求項２】 請求項１記載の増幅器において、前記第
２増幅段は、ベース、トランジスタ、エミッタを有する
第３バイポーラトランジスタに接続された第２トランジ
スタを含む一対のダーリントン接続型バイポーラトラン
ジスタを備え、前記第２トランジスタのエミッタは前記
第３トランジスタのベースに接続されている増幅器。 - 【請求項３】 請求項１記載の増幅器において、前記第
１及び第２抵抗性フィードバック経路は各々、実効ソー
スインピーダンスを最適化し且つ広帯域低ノイズを提供
するようにして選択されたインピーダンスを有する抵抗
を備えている増幅器。 - 【請求項４】 請求項３記載の増幅器において、前記第
２フィードバック経路は更に、誘導リアクタンス成分を
与えるインダクタを備えて、実効ソースインピーダンス
を更に最適化する増幅器。 - 【請求項５】 請求項３記載の増幅器において更に、誘
導リアクタンス成分を与えるために前記第１トランジス
タのベースに接続されたインダクタを備えて、実効ソー
スインピーダンスを更に最適化する増幅器。 - 【請求項６】 請求項２記載の増幅器において、前記第
１、第２、第３トランジスタは各々、ヘテロ接合バイポ
ーラトランジスタを備える増幅器。 - 【請求項７】 請求項１記載の増幅器において、前記第
１増幅段は共通エミッタ増幅器を備える増幅器。 - 【請求項８】 請求項２記載の増幅器において更に、第
２および第３トランジスタのコレクタに負荷抵抗を介し
て接続された電源を備える増幅器。 - 【請求項９】 請求項２記載の増幅器において、前記第
２トランジスタのエミッタは更に第３抵抗を介してグラ
ウンドに接続され、前記第３トランジスタのエミッタは
第４抵抗を介してグラウンドに接続されている増幅器。 - 【請求項１０】 入力信号を受け取る入力と、 前記入力に接続されたベース、グラウンドに接続された
エミッタ、コレクタを有した第１バイポーラトランジス
タを含む共通エミッタ増幅段と、 第２および第３ダーリントン接続型バイポーラトランジ
スタを有するダーリントンフィードバック増幅段であっ
て、ここで、前記第２および第３トランジスタは各々、
ベース、コレクタ、エミッタを有し、前記第２トランジ
スタのエミッタは前記第３トランジスタのベースに接続
されており、ダーリントンフィードバック増幅段は、更
に、前記第２および第３トランジスタの各コレクタの間
で前記第２トランジスタのベースに接続された第１抵抗
を有する第１フィードバック経路を備えたダーリントン
フィードバック増幅段と、 前記第１トランジスタのコレクタを前記第２トランジス
タのベースに接続する手段と、 前記第２トランジスタのエミッタと前記第１トランジス
タのベースの間に接続された第２抵抗を有する第２フィ
ードバック経路と、 抵抗性負荷を介して前記第２および第３トランジスタの
コレクタに接続されて広い周波数レンジにおいて低ノイ
ズを示すような増幅された出力信号を与える出力と、を
備えることを特徴とする広帯域低ノイズ直結増幅器。 - 【請求項１１】 請求項１０記載の増幅器において、前
記第２フィードバック経路は更に、誘導リアクタンス成
分を与えるインダクタを備えて、実効ソースインピーダ
ンスを更に最適化する増幅器。 - 【請求項１２】 請求項１０記載の増幅器において更
に、誘導リアクタンス成分を提供するために前記第１ト
ランジスタのベースに接続されたインダクタを備えて、
実効ソースインピーダンスを更に最適化する増幅器。 - 【請求項１３】 請求項１０記載の増幅器において、前
記第１、第２、第３トランジスタは各々、ヘテロ接合バ
イポーラトランジスタを備える増幅器。 - 【請求項１４】 請求項１０記載の増幅器において更
に、前記第２および第３トランジスタのコレクタに負荷
抵抗を介して接続された電源を備える増幅器。 - 【請求項１５】 請求項１０記載の増幅器において、前
記第２トランジスタのエミッタは更にバイアス抵抗を介
してグラウンドに接続され、前記第３トランジスタのエ
ミッタは第２抵抗を介してグラウンドに接続されている
増幅器。 - 【請求項１６】 第１バイポーラトランジスタを有する
第１増幅段を第２および第３ダーリントン接続型バイポ
ーラトランジスタを有した第２増幅段に接続して２段広
帯域低ノイズ直結マイクロ波増幅器を形成する方法にお
いて、 入力ポートを第１増幅段を形成する前記第１トランジス
タのベースに接続する段階と、 前記第１トランジスタのコレクタを前記第２増幅段を形
成する第２トランジスタのベースに接続する段階と、 第１トランジスタのコレクタと第２および第３トランジ
スタのコレクタの間に第１抵抗を接続して第１フィード
バック経路を形成する段階と、 第２トランジスタのエミッタと第１トランジスタのベー
スの間に第２抵抗を接続して第２フィードバック経路を
与える段階であって、ここで、前記第１および第２抵抗
は各々、最適な利得、帯域幅、ノイズを達成するような
インピーダンスを有するように選択されている段階と、 前記第２および第３トランジスタのコレクタに出力を接
続して増幅された出力信号を与える段階と、 を備えることを特徴とする方法。 - 【請求項１７】 請求項１６記載の方法において更に、
インダクタを前記第２フィードバック経路に接続してイ
ンピーダンス整合のために誘導リアクタンス成分を与え
る方法。 - 【請求項１８】 請求項１６記載の方法において更に、
インダクタを前記第１トランジスタのベースに接続して
インピーダンス整合を強化するために誘導リアクタンス
成分を与える方法。
Applications Claiming Priority (3)
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|---|---|---|---|
| US08/194754 | 1994-02-09 | ||
| US08/194,754 US5398004A (en) | 1994-02-09 | 1994-02-09 | HBT direct-coupled low noise wideband microwave amplifier |
| US8/194754 | 1994-02-09 |
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| JP2688476B2 JP2688476B2 (ja) | 1997-12-10 |
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