JP2000509577A - 無線周波数ノイズ・キャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 無線周波数ノイズ・キャンセラ（１１２）を有する高速データ通信用の受信機または受信システムを開示する。無線周波数ノイズ・キャンセラ（１１２）は、データ伝送中に無線周波数ノイズを適応的に推定することにより、伝送媒体を介して受信した信号から無線周波数ノイズを除去する。一実施形態の無線周波数ノイズ・キャンセラは、フィルタ・パラメータに基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタ（２０８）と、第１の信号からノイズ・キャンセル信号を引いて第２の信号を作る減算器（２０２）と、そのとき存在する第２の信号に基づいて適応フィルタのパラメータを所定の時に修正する更新回路（２０４）とを含む。無線周波数ノイズを除去する方法も開示する。

Description

【発明の詳細な説明】 無線周波数ノイズ・キャンセラ 技術分野 本発明は、データ伝送システムに関し、より詳しくは、受信機での無線周波数 ノイズの軽減に関する。 背景技術 現在、高速データ通信用の双方向ディジタル・データ伝送システムが開発され ている。ツイスト・ペア電話回線を介した高速データ通信用として開発された標 準の１つは非対称ディジタル加入者線（ＡＤＳＬ）である。ツイスト・ペア電話 回線を介した高速データ通信用として現在提案されている別の標準は、超高速デ ィジタル加入者線（ＶＤＳＬ）である。 ＡＮＳＩ（米国規格協会）標準グループにより認定されたグループである電気 通信情報解決連合（ＡＴＩＳ）は、ＡＤＳＬを介したディジタル・データの伝送 用の離散多重トーンに基づく方式を最終的に確立した。この標準は、主として、 通常の電話回線を介したビデオ・データの伝送と高速インターネット・アクセス 用であるが、他の種々の応用にも用いられるものである。この北米標準をＡＮＳ Ｉ Ｔ１．４１３ＡＤＳＬ標準（以後、ＡＤＳＬ標準）と呼ぶ。ＡＤＳＬ標準下 での伝送速度は、ツイスト・ペア電話回線を介した最大毎秒８００万ビットの速 度での情報の伝送を可能にするものである。標準化されたシステムは、下り（ダ ウン・ストリーム）方向にそれぞれ４．３１２５ｋＨｚ幅の２５６「トーン」す なわち「サブチャンネル」を用いる離散多重トーン（ＤＭＴ）システムの使用を 定義している。電話システムでは、ダウン・ストリーム方向は中央局（一般に、 電話会社が所有する）からエンド・ユーザ（すなわち、住居またはビジネス・ユ ーザ）である遠隔地への伝送と定義される。他のシステムでは、用いられるトー ン数の種類は非常に多い。しかし、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて変 調を効果的に行うときは、使用可能なサブチャンネル（トーン）の一般的な数は ２の整数べきであり、例えば１２８，２５６，５１２，１０２４または２０４８ サブチャンネルである。 また、ＡＤＳＬ標準は、１６〜８００Ｋビット／秒の範囲のデータ速度の上り 信号の使用を定義している。上り信号は、例えば遠隔地から中央局へのアップ・ ストリーム方向の伝送に対応する。したがって、ＡＤＳＬという用語は、アップ ・ストリーム方向よりダウン・ストリーム方向のデータ伝送速度の方がかなり大 きいことからきている。これは、ビデオ・プログラミングまたはビデオ会議情報 を電話回線を介して遠隔地に伝送するシステムに特に有用である。 ダウン・ストリーム信号もアップ・ストリーム信号も同じ対の線を通る（すな わち、二重化されている）ので、何らかの方法で互いに分離しなければならない 。ＡＤＳＬ標準で用いられている二重化法は、周波数分割二重化（ＦＤＤ）すな わちエコー消去である。周波数分割二重化システムでは、アップ・ストリーム信 号とダウン・ストリーム信号とは異なる周波数帯域を占め、送信機と受信機とで フィルタにより分離される。エコー消去システムでは、アップ・ストリーム信号 とダウン・ストリーム信号とは同じ周波数帯域を占め、信号処理により分離され る。 ＡＮＳＩは、加入者線に基づく伝送システム用に別の標準を作っている。これ をＶＤＳＬ標準と呼ぶ。ＶＤＳＬ標準は、ダウン・ストリーム方向で少なくとも ２５．９６Ｍビット／秒好ましくは少なくとも５１．９２Ｍビット／秒の伝送速 度を可能にするものである。この速度を得るには、ツイスト・ペア電話回線を介 した伝送距離は、一般に、ＡＤＳＬ用に許容される距離より短くなければならな い。同様に、ディジタル・オーディオ・ビデオ委員会（ＤＡＶＩＣ）は、ファイ バー・ツー・ザ・カーブ（ＦＴＴＣ）と呼ぶ同様なシステムについて作業中であ る。「カーブ」から顧客の構内までの伝送媒体は、標準の非シールド・ツイスト ・ペア（ＵＰＴ）電話回線である。 ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ標準（以後、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣと呼ぶ）用の多数の 変調方式が提案されている。提案されたＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式の多くは、 アップ・ストリーム信号およびダウン・ストリーム信号の周波数分割二重化を用 いている。提案されている別の有望なＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ変調方式は、互いに重 ならない周期的な同期されたアップ・ストリームおよびダウン・ストリーム通信 期間を用いる。すなわち、バインダを共用する全ての線のアップ・ストリームお よびダウン・ストリーム通信期間は同期される。この方式では、同じバインダ内 の全ての超高速伝送は同期され時分割二重化されて、アップ・ストリーム通信の 伝送と重なるときはダウン・ストリーム通信は伝送されない。これを「ピンポン 」に基づくデータ伝送方式と呼ぶ。どちらの方向にもデータが伝送されない沈黙 期間により、アップ・ストリームおよびダウン・ストリーム通信期間を分離する 。例えば、２０記号スーパー・フレームでは、スーパー・フレーム内の２つのＤ ＭＴ記号は、電話回線で伝送方向を逆転させるために無音（すなわち、沈黙期間 ）である。この場合は、伝送方向の逆転は毎秒約４０００回の割合で起こる。例 えば、約１０〜２５μ秒の沈黙期間が提案されている。同期方式は、各種の変調 方式、例えば離散多重トーン変調（ＤＭＴ）などの多重搬送波送信方式や、直交 振幅変調（ＱＡＭ）や搬送波なし振幅および位相変調（ＣＡＰ）や４相位相偏移 変調（ＱＰＳＫ）や残留側波帯変調などの単一搬送波伝送方式に用いることがで きる。同期された時分割二重化方式をＤＭＴと共に用いるときは、同期ＤＭＴ（ ＳＤＭＴ）と呼ぶ。 上に述べた伝送システムに共通する特徴は、中央局（例えば、電話会社）とユ ーザ（例えば、住居）を接続する伝送媒体の少なくとも一部にツイスト・ペア電 話回線を用いることである。相互接続する伝送媒体の全ての部分からツイスト・ ペア線を除くことは難しい。中央局からユーザの住居の近くのカーブまで光ファ イバを使うことができる場合でも、カーブからユーザの家庭またはビジネス・ユ ーザまでは信号を運ぶのにツイスト・ペア電話回線が用いられる。 ツイスト・ペア電話回線の撚りによって外部の混信はいくらか防げるが、混信 はまだ存在する。伝送の周波数が高くなるに従って、撚りでは軽減されない混信 が大きくなる。そのため、ツイスト・ペア電話回線を介して高速伝送されるデー タ信号の品質は、混信により大幅に低下する。データ伝送の速度が大きくなるに 従って、問題は一層深刻になる。例えば、ＶＤＳＬ信号をツイスト・ペア電話回 線を介して伝送する場合は、混信によりＶＤＳＬ信号の品質は大幅に低下する。 測定した結果、無線周波数妨害振幅は３００ｍＶにもなるので、実際上、入来す るＶＤＳＬ信号は混信により完全に判別できなくなる。このように問題になる混 信を無線周波数ノイズと呼ぶ。 望ましくない混信は種々の信号源から来る。混信の信号源の１つはアマチュア （すなわち、ハム）無線通信者である。アマチュア無線は広範囲の周波数にわた ってかなりのパワー・スペクトルで放送する。また、アマチュア無線通信者は頻 繁に（例えば、２分毎に）放送周波数を変えることが多い。高速データ伝送では 、アマチュア無線または他の信号源が作る混信（ノイズ）により、ツイスト・ペ ア電話回線で伝送される所望のデータ信号の品質が非常に低下する。 したがって、ＡＤＳＬやＶＤＳＬなどの高周波データ伝送速度でツイスト・ペ ア電話回線を用いる場合の問題は、混信が大きな障害になって、伝送されるデー タ信号を受信機が正しく受信することができないことである。したがって、無線 周波数妨害を除去しまたは補償する方法を提供する必要がある。 発明の開示 一般的に言って、本発明は、データが実際に伝送されていないときに得られる 情報を用いてデータ伝送中に無線周波数ノイズを適応的に推定することにより、 受信信号から無線周波数ノイズを除去する方法である。一般に、伝送されたデー タは、受信機または受信システムによりこの新規な方法を用いて受信される。こ の新規な方法は、ＶＤＳＬやＡＤＳＬなどの高速データ伝送において、伝送され たデータを正しく受信するのにアマチュア無線またはその他の信号源（例えば、 ブリッジ・タップや漏話）によって生成される無線周波数ノイズ（妨害）が非常 に障害になる場合に、特に有用である。 本発明は、装置やシステムや方法など多くの方法で実現することができる。本 発明のいくつかの実施形態を以下に説明する。 第１の信号から無線周波数ノイズを除去して第２の信号を生成する無線周波数 ノイズ・キャンセラとして、本発明の一実施形態は、フィルタ・パラメータに基 づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る適応 フィルタと、第１の信号からノイズ・キャンセル信号を引いて第２の信号を作る 減算器と、そのときに存在する第２の信号に基づいて前記適応フィルタのパラメ ータを所定の時に修正する更新回路とを含む。 データ通信システムの受信機として、本発明の一実施形態は、伝送媒体に結合 された少なくとも１個の入力端子と差分信号を出力する出力端子と基準ノイズ信 号を出力する基準端子とを有する変圧器と、前記変圧器に結合された、差分信号 から無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る無線周波 数ノイズ・キャンセラと、ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る 処理回路とを含む。無線周波数ノイズ・キャンセラは、フィルタ・パラメータに 基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ・キャンセル信号を作る少 なくとも１個の適応フィルタと、差分信号からノイズ・キャンセル信号を引いて ノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、そのときに存在するノイズ・キャ ンセル差分信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータを所定の時に修正する 更新回路とを含む。 時分割多重化データ伝送を用いる同期ＤＭＴシステムでは、全てのチャンネル のデータ伝送の方向が周期的に切り替わり、各方向変更の間にデータがどちらの 方向にも伝送されない沈黙期間がある。この同期ＤＭＴシステムにおいて、本発 明の受信装置は、伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と差分信号を 出力する出力端子とコモン・モード信号を出力するコモン・モード端子とを有す る変圧器と、差分信号から無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差 分信号を作る無線周波数ノイズ・キャンセラと、ノイズ・キャンセル差分信号を 復号してデータを得る処理回路とを含む。無線周波数ノイズ・キャンセラは、フ ィルタ・パラメータに従ってコモン・モード信号を濾波することによりノイズ・ キャンセル信号を作る少なくとも１個の適応フィルタと、差分信号からノイズ・ キャンセル信号を引いてノイズ・キャンセル差分信号を作る減算器と、沈黙期間 中の一部または全てにそのときに存在するノイズ・キャンセル差分信号に基づい て前記適応フィルタのパラメータを修正する更新回路とを備える。好ましくは、 伝送媒体はツイスト・ペア電話回線である。 伝送媒体に結合することによって伝送媒体を介して伝送されるデータの受信を 妨害する無線周波数源からの無線周波数妨害を除去する方法として、本発明の一 実施形態は、差分データ信号と基準ノイズ信号とを受信し、推定ノイズ信号を作 り、差分データ信号から推定ノイズ信号を引いて無線周波数妨害を実質的に除去 したノイズ・キャンセル差分信号を作り、データ伝送の沈黙期間中に推定ノイズ 信号の推定値を更新する。 本発明の１つの利点は、妨害する無線周波数ノイズの推定が非常に正確である だけでなく適応的であることである。それは、データ伝送中であるがデータが実 際に伝送されていない所定の短い時間に推定値を更新するからである。本発明の 別の利点は、無線周波数ノイズが受信機のフロント・エンドで除去されることで ある。すなわち、無線周波数ノイズは受信機内のアナログ／ディジタル変換器を 飽和させる前に除去される。 本発明の他の態様や利点は、本発明の原理の例として示す添付の図面に関連し て以下の詳細な説明を読めば明らかになる。 図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面に関して以下の詳細な説明を読めば容易に理解できる。 図中、同じ参照番号は同じ構成要素を示す。 図１は、本発明の一実施形態の受信機システムのブロック図である。 図２は、本発明の第１の実施形態の無線周波数（ＲＦ）キャンセラのブロック 図である。 図３は、図２に示すＲＦキャンセラの更新回路および適応フィルタの詳細な実 施形態のブロック図である。 図４は、図２に示すＲＦキャンセラの更新回路および適応フィルタの一部の別 の詳細な実施形態のブロック図である。 図５は、本発明の第２の実施形態のＲＦキャンセラのブロック図である。 図６は、第３の実施形態のＲＦキャンセラのブロック図である。 発明を実施する最良のモード 本発明の実施形態を図１〜図６を参照して以下に説明する。しかし、当業者が 容易に理解するように、これらの図に関して行う詳細な説明は例示の目的であっ て、本発明はこれらの限定された実施形態を超えるものである。 本発明は、データが実際に伝送されていない短い時間に得られる情報を用いて データ伝送中に無線周波数ノイズを適応的に推定することにより、受信信号から 無線周波数ノイズを除去する方法に関する。好ましくは、データ伝送はこの新規 な手法を用いる受信機または受信システムで受信される。本発明は、ＶＤＳＬや ＡＤＳＬなどの高速データ伝送において、伝送データを正しく受信するのに無線 周波数ノイズが非常に障害になる場合に特に有用である。本発明について、いく つかの実施形態を参照して以下に詳細に説明する。 図１は、本発明の一実施形態の受信機システム１００のブロック図である。受 信機システム１００は、ツイスト・ペア線１０４に結合された変圧器１０２を含 む。一般に、ツイスト・ペア線１０４はツイスト・ペア電話回線である。変圧器 １０２は、入来するデータ信号をツイスト・ペア線１０４を介して受信する。例 えば、入来するデータ信号は任意の書式またはプロトコルでよいが、受信機シス テム１００はＡＤＳＬやＶＤＳＬで与えられる高速システムに特に適している。 また、ノイズ源１０６がツイスト・ペア線１０４の近くで動作していると仮定 する。ノイズ源１０６は無線信号を作る。したがって、ノイズ源１０６は、受信 機システム１００が受信中のデータ信号を妨害する無線信号を作るものを全て含 む。ＡＤＳＬやＶＤＳＬなどの高速データ伝送の場合、アマチュア無線ユーザは 使用する周波数範囲が重なるので、ノイズ源１０６の候補である。ノイズ源１０ ６が作る無線信号は有用な信号かも知れないが、受信機システム１００にとって は、この信号は無線周波数ノイズである。ノイズ源１０６が作る無線周波数ノイ ズは望ましくないものであるが、ツイスト・ペア線１０４に結合して入るので、 受信機システム１００はこれを受信する。無線周波数ノイズは無線周波数妨害と も呼ばれる。 変圧器１０２は、これに結合されたツイスト・ペア線１０４を有する入力側と 、差分出力信号(ν_d)１０８を出力する出力側とを含む。変圧器１０２は、コモ ン・モード信号(ν_c)１１０も出力する。コモン・モード信号(ν_c)１１０は、好 ましくは、変圧器１０２の入力側の中央タップから接地（シャーシ接地）を基準 として得る。または、コモン・モード信号(ν_c)１１０は、線１０４の１つまた は線１０４全体から接地に対して得てよい。より一般的には、コモン・モード信 号(ν_c)１１０は基準ノイズ信号である。 受信機システム１００はまた、差分信号(ν_d)１０８とコモン・モード信号(ν_c )１１０とを受ける無線周波数（ＲＦ）キャンセラ１１２を含む。これらの入力 を受け、ＲＦキャンセラ１１２は、差分信号(ν_d)１０８から望ましくないノイ ズ成分を打ち消して、その結果をノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４ として出力する。その後、濾波差分信号(ν_f)１１４はアナログ／ディジタル変 換器（ＡＤＣ）１１６に送られる。ＡＤＣ１１６は、入力するノイズ・キャンセ ル差分信号(ν_f)１１４をディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号(ν_fD)１１ ８に変換する。 次に、ディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号(ν_fD)１１８は、受信機シス テム１００内にあってその一部であるディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２ ０に送られる。ＤＳＰ１２０は、従来の方法で動作し、ディジタル差分濾波信号 (ν_fD)１１８を復号して、送信機システム（図示せず）から本来送信されたデー タ１２２を回復する。従来の復号に加えて、ＤＳＰ１２０は、ＲＦキャンセラ１ １２にフィードバックする更新制御信号１２４を作る。更新制御信号１２４は、 ＲＦキャンセラ１１２を使用可能および使用不能にして、ツイスト・ペア線１０ ４を介したデータの受信中にそのノイズ・キャンセル特性の更新を制御する。好 ましくは、ＲＦキャンセラ１１２によるノイズ・キャンセル特性は、無線周波数 ノイズの打消しを行う内部フィルタ・パラメータにより決定される。後で詳細に 説明するように、好ましくは、更新制御信号１２４は、入来するデータ信号の受 信の中断（「沈黙期間」）の間に周期的に活動状態になり、これにより、ＲＦキ ャンセラ１１２は内部濾波パラメータを更新して無線周波数ノイズの打消し効果 を上げる。この中断の間に内部濾波パラメータを更新することにより、ＲＦキャ ンセラ１１２は無線周波数ノイズの変化に迅速に適応することができる。 図２は、本発明の第１の実施形態のＲＦキャンセラ２００のブロック図である 。ＲＦキャンセラ２００は、図１のＲＦキャンセラ１１２として用いるのに適し たいくつかの実際のＲＦキャンセラのうちの１つである。 ＲＦキャンセラ２００は減算器２０２を含む。減算器２０２は、差分信号(ν_d )１０８を受け、ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)を出力する。好ましくは、減 算器２０２はアナログ減算器である。ＲＦキャンセラ２００はまた、更新回路２ ０４を含む。更新回路２０４は、ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４と更 新制御信号１２４とを受ける。更新回路２０４は、更新制御信号１２４のレベル に基づいて動作し、ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４をフィードバック 信号(ν_fb)２０６として適応フィルタ２０８にフィードバックさせ、ま たは、させない。適応フィルタ２０８は、コモン・モード信号(ν_c)１１０（よ り一般的に、基準ノイズ信号）とフィードバック信号(ν_fb)２０６とを受け、推 定ノイズ信号(ν_n)２１０を作る。推定ノイズ信号(ν_n)２１０は減算器２０２に 送られる。減算器２０２は、差分信号(ν_d)１０８から推定ノイズ信号(ν_n)２１ ０を引いて、ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４を作る。 効果的に動作するには、図２に示すＲＦキャンセラ２００は、ＲＦ源１０６に よって発生された無線周波数ノイズ（妨害）を正確に推定する必要がある。従来 は、データの受信中に無線周波数ノイズを正確に推定することができなかったの で、データの受信中に無線周波数ノイズを推定することは不可能であった。無線 周波数ノイズをデータ伝送が始まる直前に推定することはできるが、これでは正 しく動作しない。その理由は、一般的なＲＦ源１０６は周波数がかなり頻繁に（ 約２分毎に）変わるという性質を持つので、ノイズの推定を誤る可能性があるか らである。また、無線周波数ノイズに相関しかつ受信中のデータ信号に相関しな いフィルタ用の基準信号を生成することが従来の問題である。 無線周波数ノイズを正確に推定できるのは、差分信号(ν_d)がゼロのときだけ である。ノイズ・キャンセラ２００は、データ受信の中断の間に無線周波数ノイ ズを周期的に推定することにより、無線周波数ノイズを正確に推定することがで きる。この中断の間は、データを受信しない、すなわち、差分信号(ν_d)はゼロ である。したがって、データ伝送中に（すなわち、データ伝送の中断の間に）無 線周波数ノイズの推定を更新することができるので、ＲＦ源１０６が作る無線周 波数ノイズのどんな変化も推定ノイズ信号(ν_n)２１０により密接に追跡するこ とができる。また、中断の間は、データ信号は短い時間受信されない。したがっ て、基準ノイズ信号(ν_c)は、実際上、データ信号と（同様に、ノイズ・キャン セル差分信号(ν_f)１１４と）相関しない。ＶＤＳＬの場合は、更新制御信号１ ２４により適応フィルタ２０８は、ＶＤＳＬ伝送の「沈黙期間」中に、そのとき 存在する無線周波数ノイズに適応することができる。なお、「沈黙期間」は、約 １０〜２５μｓの短時間であって、同期ＤＭＴ（ＳＤＭＴ）中に毎秒約４，００ ０回起こる。この場合でも、毎秒２，０００回の割合で更新するだけで恐らく十 分と考えられる。 適応フィルタ２０８の内部パラメータの更新を中断の間に行うことができるこ とは数学的に示すことができる。数学的証明では、適応フィルタ２０８は一定複 素利得ωである。差分信号(ν_d)は、 ν_d＝ｓ＋ｋ_c・ｎ であり、基準ノイズ信号(ν_c)は、 ν_c＝ｋ_d・ｓ＋ｎ である。ただし、ｓはデータ信号、ｋ_cおよびｋ_dは結合係数、ｎは無線周波数ノ イズである。誤り信号ｅは、 ｅ＝ν_d−ω・ν_c＝（１−ω・ｋ_d）・ｓ＋（ｋ_c−ω）・ｎ （１） である。式（１）から、ωの良い設定値は、ω＝ｋ_cである。誤り信号ｅは、差 分信号(ν_d)がゼロのときのノイズ・キャンセラ２００の出力（すなわち、ノイ ズ・キャンセル差分信号(ν_f)）である。ωの最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）設 定を用いると、誤り信号ｅの平均二乗値は最小になる。全ての信号の平均値はゼ ロ（ＤＣ成分がない）でなければならない。また、ｓの分散（パワーまたはパワ ー・スペクトル密度）はＥ_sであり、ノイズｎの分散はσ²である。ωのＭＭＳＥ 設定を決定するのに用いる基本計算式は、 であり、これは、一般に、ｋ_cに等しくない。したがって、対応するＭＭＳＥは 、 である。これらの設定は、平均二乗誤差を最小にすることにより、また、多くの 既知の適応アルゴリズムにより得られるが、リンク上の伝送では、好ましくは、 ω＝ｋ_cであり、したがって、ＭＭＳＥ＝Ｅ_s(１−ｋ_cｋ_d)である。この設定にな るのは、Ｅ_s=０のときか無線周波数ノイズが非常に大きいときであるが、Ｅ_s＝ ０はデータ信号がないことに対応するので、望ましい状態ではないし、非常に 大きいノイズは全ての線で保証されるわけではなく、また、それ自身、伝送（Ｒ Ｆキャンセラでない）の観点から望ましくない。 また、平均最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いて例えばＶＤＳＬの沈黙期 間中に更新する場合、ノイズ・キャンセラ２００は、平均値ω＝ｋ_cに収束する ことを示すことができる。すなわち、ＬＭＳアルゴリズムを用いてＶＤＳＬスー パー・フレーム毎に１度（したがって、スーパー・フレーム内の沈黙期間の１つ だけを用いて）無線周波数キャンセラを更新すると仮定する。この更新時刻を時 間的にｋで指標化する。ＬＭＳアルゴリズムは（J．R．Treichler，C．R．Johns on，M．G．Larimoreの「適応フィルタの理論と設計」、John Wiley & Sons，New York，1987（以後、Treichler他、と書く）に記述されている。）、 ｅ_k＝ν_k−ω_k・ν_c,k ω_k+1＝ω_k+μ・e_k・ν_c,k であり、沈黙期問中だけ更新する場合は、平均値ω＝ｋ_cに収束する。 図３は、図２に示すＲＦキャンセラ２００の更新回路２０４と適応フィルタ２ ０８の詳細な実施形態のブロック図である。図から分かるように、減算器（例え ば、図２に示す減算器２０２）を除くと、図３に示す回路はＲＦキャンセラの詳 細な実施形態である。したがって、図３に示す回路をＲＦキャンセラ３００とし て説明する。入力として、ＲＦキャンセラ３００は、ノイズ・キャンセル差分信 号(ν_f)１１４と、コモン・モード信号(ν_c)１１０（より一般的に、基準ノイズ 信号）と、更新制御信号１２４とを受ける。 ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４は、アナログ／ディジタル変換器（ ＡＤＣ）３０２に送られてディジタル・ノイズ・キャンセル差分信号に変換され る。この信号は、更新制御信号１２４のレベルに基づいてスイッチ３０４を通過 しまたは通過しない。スイッチ３０４の出力はディジタル・フィードバック信号 ３０６であって、これは適応フィルタを実現するＲＦキャンセラ３００の残りの 回路にフィードバックされる。 コモン・モード信号(ν_c)１１０は移相器３０８に送られ、移相器３０８はコ モン・モード信号(ν_c)１１０の同相（ＩＦ）成分(ν_c-I)３１２と直交（Ｑ）成 分(ν_c-Q)３１６とを作る。一例として、移相器３０８は、コイルまたはヒル ベルト変換回路でよく、９０度の移相を誘導して直交部(ν_c-Q)３１６を作る。 また、ＲＦキャンセラ３００は第１の乗算器３１８を含み、第１の乗算器３１ ８はディジタル・フィードバック信号３０６と同相コモン・モード信号(ν_c-Q) ３１２を乗算して同相信号３２０を作る。次に、同相信号３２０は積分器３２２ に送られ、積分器３２２は同相信号３２０を積分して同相利得調整信号３２４を 出力する。次に、第２の乗算器３２６により、同相利得調整信号３２４と同相コ モン・モード信号(ν_c-I)３１２とを乗算する。第２の乗算器３２６の出力は同 相ノイズ信号３２８である。 ＲＦキャンセラ３００はまた、第３の乗算器３３０を含む。第３の乗算器３３ ０はディジタル・フィードバック信号３０６と直角コモン・モード信号(ν_c-Q) ３１６とを乗算して直交信号３２２を作る。直交信号３３２は積分器３３４に送 られ、積分器３３４は直交信号３３２を積分して直交利得調整信号３３６を出力 する。次に、第４の乗算器３３８により直交利得調整信号３３６と直交コモン・ モード信号(ν_c-Q)３１６とを乗算する。第４の乗算器３３８の出力は直交ノイ ズ信号３４０である。 さらに、ＲＦキャンセラ３００は加算器３４２を含む。加算器３４２は同相ノ イズ信号３２８と直交ノイズ信号３４０とを加算して推定ノイズ信号(ν_n)２１ ０を作る。また、上に述べたように、ＲＦキャンセラ３００は、加算器３４２の 出力である推定ノイズ信号(ν_n)２１０を差分信号(ν_d)１０８から引いてノイズ ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４を作る。得られたノイズ・キャンセル差分信 号(ν_f)１１４には、無線周波数ノイズが実質的にない。 ＲＦキャンセラ３００は２個の乗算器３２６，３３８を含むが、一般に、タッ プ付き遅延線を用いる場合はより多くの乗算器が必要である。より詳しくは、タ ップ付き遅延線を用いる場合は、移相器３０８の代わりにタップ付き遅延線を用 い、タップ付き遅延線毎に回路（前に同相および直交成分毎に設けられた）が設 けられる。 図３に示すＲＦキャンセラ３００（より一般的に、本発明のＲＦキャンセラ） は、アナログ式でも、ディジタル式でも、またはその組合わせでもよい。乗算器 ３２６，３３８は、適応フィルタの設定ωにより決定されるディジタル・プログ ラムされた利得を有するＭＤＡＣ（乗算ディジタル／アナログ変換器）で実現し てよい。ＭＤＡＣでは、１つの入力はディジタルであり、他の入力はアナログで あって、２つの入力を乗算した結果はやはりディジタルである。また、加算器３ ４２としてディジタル加算器を用いると共に、ＲＦキャンセラ３００は加算器３ ４２の前に低域フィルタを含んでよく、また、入力ノイズ・キャンセル差分信号 (ν_f)１１４にエイリアス除去フィルタを設けてよい。 図４は、図２に示すＲＦキャンセラ２００の更新回路２０４と適応フィルタ２ ０８の一部との別の詳細な実施形態のブロック図である。図から分かるように、 図４に示す回路は、図３に示すＲＦキャンセラ３００のＡＤＣ３０２，スイッチ ３０４，乗算器３１８および積分器３２２を置換することができる。したがって 、図４に示す回路をＲＦキャンセラ４００として説明する。キャンセラ４００に 必要であるが図示していない回路は、このまたは他の実施形態に説明されたもの と同じである。 ＲＦキャンセラ４００は、乗算器３２６の前のＲＦキャンセラ３００の片側（ 同相側）を実現したものである。図４に示すＲＦキャンヤラ４００は、ノイズ・ キャンセル差分信号(ν_f)１１４と、コモン・モード信号(ν_c)１１０（より一般 的に、基準ノイズ信号）と、更新制御信号１２４と、クロック信号（ＣＬＫ）４ ０２とを受ける。ＲＦキャンセラ４００は、更新制御信号１２４により制御され るスイッチ４０４を含む。スイッチ４０４の出力はゼロかまたはノイズ・キャン セル差分信号(ν_f)１１４である。スイッチ４０４の出力はアナログ・フィード バック信号４０６である。次に、アナログ乗算器４０８によりアナログ・フィー ドバック信号４０６とコモン・モード信号(ν_c)１１０とを乗算して、アナログ 同相信号４１０を作る。コンデンサ４１１はアナログ・フィードバック信号４０ ６からＤＣ信号を濾波すなわち阻止する。アナログ乗算器４０８から出力される アナログ同相信号４１０は、デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４ １２に送られる。デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４１２はアナ ログ同相信号４１０をディジタル１ビット信号４１３に変換する。 デルタ・シグマ型のアナログ／ディジタル変換器４１２は加算器／減算器４１ ４を含む。加算器／減算器４１４は、アナログ乗算器４０８から送られるアナロ グ同相信号４１０からフィードバック信号４１６を引き、調整アナログ同相信号 ４１８を作る。調整アナログ同相信号４１８はアナログ積分器４２０により積分 されて、積分アナログ信号４２２を作る。積分アナログ信号４２２は１ビットの アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）４２４に送られ、ディジタル信号４２６ として出力される。次に、ディジタル信号４２６はフリップフロップ回路４２８ のデータ入力端子（Ｄ）に入る。フリップフロップ回路４２８は、クロック信号 （ＣＬＫ）４０２をクロック端子（ＣＬＫ）に受けて、クロック信号（ＣＬＫ） ４０２に従ってディジタル信号４２６を同期させる。フリップフロップ４２８の 出力端子（Ｑ）はディジタル１ビット信号４１３を出力する。ディジタル１ビッ ト信号４１３は同相信号３２０に対応するので積分してよい。しかし、ディジタ ル１ビット信号４１３のＤＣオフセットを全て除去するため、ＲＦキャンセラ４ ００にＤＣオフセット・キャンセラ４３２を設けるのが好ましい。 ＤＣオフセット・キャンセラ４３２は、加算器／減算器４３４を含み、ディジ タル１ビット信号４１３からＤＣオフセット信号４３６を引いて調整ディジタル 信号４３８を作る。調整ディジタル信号４３８は、この場合は、２ビット幅であ る。次に、調整ディジタル信号４３８は更新制御信号１２４により制御されるス イッチ４４０に送られる。スイッチ４０４がノイズ・キャンセル差分信号(ν_f) １１４を通すときは、スイッチ４４０は調整ディジタル信号４３８をディジタル 積分器４４２に通す。この実施形態では、ディジタル積分器４４２は、カウンタ （例えば、１２ビット・カウンタ）として動作し、調整ディジタル信号４３８を 所定の時間カウントして適応フィルタ２０８用のパラメータ情報を作る。言い換 えると、ディジタル積分器４４２から出力されるパラメータ情報は、例えば同相 利得調整信号３２４に対応し、図３の乗算器３２６に送られる。 他方、スイッチ４０４がノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４を通さない ときは、スイッチ４４０は調整ディジタル信号４３８をディジタル積分器４４４ に通す。この場合は、スイッチ４４０は回復すべきデータ信号を受ける。ディジ タル積分器４４４は、カウンタ（例えば、１２ビット・カウンタ）として動作し 、調整ディジタル信号４３８を所定の時間カウントしてＤＣオフセット・キャン セラ４３２用のＤＣオフセット情報を作る。ディジタル積分器４４４のＤＣオフ セ ット情報はディジタル・レート乗算器４４６に送られ、クロック信号４０２に従 ってＤＣオフセット信号４３６のレートを決定する。このようにして、データの 受信中はＤＣオフセット・キャンセラ４３２は活動状態であって全てのＤＣオフ セットを打ち消し、更新期間中（データを受信しない）はＤＣオフセット・キャ ンセラ４３２は活動状態でない。 ＡＤＣ４１２（および恐らくＡＤＣ３１０，３１４）から出力されるディジタ ル１ビット信号４１３は、好ましくは、いわゆる符号付きＬＭＳアルゴリズムを 用いて適応的に更新を行うのに十分である。符号付きＬＭＳアルゴリズムはJ.R ．Treichler他に述べられている次の式で、 ｅ_k＝ν_k−ω_k・ν_c,k ω_k+1＝ω_k＋μ・ｅ_k・ｓｇｎ{ν_c,k} ＬＭＳと同じ設定に収束する。ただし、収束は遅い。符号付きＬＭＳアルゴリズ ムは、実際は、２度行う。１度は同相で、１度は直交相で行い、どちらの場合も 同じ誤り信号ｅを用いてよい。この１ビット符号付きＬＭＳの収束が遅いことは 、特にＶＤＳＬに基づくＳＤＭＴで毎秒４０００回もの更新を行う場合は、精度 が低いこととのトレードオフとして許容できる。主な余分のコストは乗算ＤＡＣ である。これは１２ビットＤＡＣとプログラマブル利得増幅器のカスケードとし て実現してよい（ＳＤＭＴ受信機の後の段の１０ビットＡＤＣに相当する）。 ＲＦキャンセラは、一般に、高固有値拡散と呼ばれる問題を抱えている（J．R ．Treichler他を参照のこと）。高固有値拡散は収束を遅らせ、内部信号処理の ダイナミック・レンジの必要を悪化させる。この問題をなくすには、十分な精度 、漏れを用いるか（J．M．Cioffiの「適応濾波における制限された精度効果，Sp ecial Issue of IEEE Transactions on Circuits and Systems on Adaptive Fil tering，July 1987を参照のこと）、または、小さな白色雑音を信号ν_cに故意に 加える。しかし、上に述べたＤＣオフセット・キャンセラ４３２などのＤＣオフ セット・キャンセラを用いると、漏れが過剰になる可能性がある。 図５は、本発明の第２の実施形態のＲＦキャンセラ５００のブロック図である 。図５に示すＲＦキャンセラ５００の動作は、前の実施形態で説明したＲＦキャ ンセラと同じであるが、異なる点は、図５に示す実施形態ではＲＦキャンセラ５ ０ ０は主としてディジタル領域で動作して無線周波数ノイズを推定し（すなわち、 推定ノイズ信号(ν_n)２１０）、次に、差分信号(ν_d)１０８から推定無線周波数 ノイズを除去してノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４を作ることである。 しかし、高速度データ通信においてＲＦキャンセラを用いる場合に推定無線周波 数ノイズを応答的に作るには、かなりの量の信号処理計算能力が必要である。 ＲＦキャンセラ５００は減算器５０２を含む。減算器５０２は、差分信号(ν_d )１０８を受け、これから推定ノイズ信号(ν_n)２１０を引いてノイズ・キャンセ ル差分信号(ν_f)を作る。ノイズ・キャンセル差分信号(ν_f)１１４はアナログ／ ディジタル変換器（ＡＤＣ）５０４に送られてディジタル・ノイズ・キャンセル 差分信号(ν_fD)１１８が作られる。次に、ディジタル・ノイズ・キャンセル差分 信号(ν_fD)１１８はフィードバック信号としてディジタル信号プロセッサ（ＤＳ Ｐ）５０６に送られる。また、ＲＦキャンセラ５００はコモン・モード信号(ν_c )１１０（より一般的に、基準ノイズ信号）を受ける。コモン・モード信号(ν_c) １１０はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５１０によりディジタル・コモ ン・モード信号(ν_cD)５０８に変換される。次に、ディジタル・コモン・モード 信号(ν_cD)はＤＳＰ５０６に送られる。ＤＳＰ５０６は、前の実施形態で上に述 べた操作（例えば、乗算、加算、減算、積分）を行ってディジタル・ノイズ信号 ５１２を作る。次に、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）５１４はディジタ ル・ノイズ信号５１２を推定ノイズ信号(ν_n)２１０に変換する。 図６は、本発明の第３の実施形態のＲＦキャンセラ６００のブロック図である 。ＲＦキャンセラ６００は図５に示すＲＦキャンセラ５００と同じ設計であるが 、異なる点は、減算器５０２がここではディジタル減算器６０２であり、アナロ グ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）は差分信号(ν_d)１０８を受けてディジタル減 算器６０２の前にディジタル信号に変換し、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤ Ｃ）５０４，５１４は必要ないことである。したがって、本発明のこの実施形態 は完全にディジタルの実施形態である。注目すべきことは、第３の実施形態のア ナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）６０４はより大きな信号範囲（すなわち、 より多くのビット）を支援する必要があることである。その理由は、無線周波数 ノイズは（差分信号(ν_d)１０８と共に）アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ ）６０４によりディジタル形式に変換されるからである。 上に述べたＤＣオフセット・キャンセラも、本発明の任意の異なる実施形態で 用いることができる。例えば、図５と図６とに関して、ＤＳＰ５０６はＤＣオフ セット・キャンセラの上述の動作も行う。 概念的には、無線周波数打消しによりアマチュア無線信号などの任意の数の無 線周波数ノイズを、それらが異なる周波数である限り、理論的に除去することが できる。一般に、ＲＦキャンセラは一種の漏話キャンセラであって、漏話ノイズ ・レベルを減少させることもできる。ただし、任意の所定の周波数で大幅に打ち 消されるのは主な漏話信号だけである。 実現されるものは、１つの無線信号のレベルを減少させるだけの非常に簡単な キャンセラから、多数の無線ノイズ妨害を除去する高級なキャンセラまでいろい ろある。 複雑でないＲＦキャンセラにはＲＦ妨害の周波数に重点を置くものがある。結 合係数ｋ_cが周波数の関数すなわちｋ_c＝ｋ_c(ｆ)の場合は、ω＝ｋ_c(ｆ_rf)である 。ただし、ｆ_rfは無線周波数ノイズのほぼ中心周波数である。無線周波数ノイズ がない他の周波数では、キャンセラを用いることにより信号の品質がいくらか低 下したり他のノイズが増加したりすることがある。無限長さの適応ディジタル・ フィルタであれば、ωは固定の複素定数ではなく全フィルタ応答なので、この問 題はない。しかし、完全なフィルタを避けて複雑でなくしたものは、興味が持て るし望ましい。 さらに、上に述べた実施形態はツイスト・ペア電話回線によるデータ伝送に適 しているが、本発明はツイスト・ペア電話回線で用いることに限られるものでは ない。例えば、本発明は同軸ケーブルでデータを伝送する場合にも用いられる。 この場合は、中心導体はデータ信号を運び、シールド（接地に対する）はノイズ 基準信号として動作する。 本発明の１つの利点は、妨害する無線周波数ノイズの推定が非常に正確である だけでなく適応的であることである。それは、データ伝送中であるがデータが実 際に伝送されていない所定の短い時間に推定値を更新するからである。本発明の 別の利点は、無線周波数ノイズが受信機のフロント・エンドで除去されることで ある。すなわち、無線周波数ノイズは受信機内のアナログ／ディジタル変換器を 飽和させる前に除去される。本発明は、高速データ伝送において、アマチュア無 線またはその他の信号源（例えば、ブリッジ・タップや漏話）によって作られる 無線妨害（ノイズ）が伝送中の所望のデータ信号の品質を大幅に低下させる可能 性のある場合に特に有用である。 共に譲渡された、John A．C．BinghamとPo Tongの米国特許出願番号第０８／ ５０１，２５０号、１９９５年７月１１日出願を引例としてここに挙げる。また 、Cioffi他の「ＳＤＭＴでのアナログＲＦ打消し」、米国規格協会（ＡＮＳＩ） Ｔ１Ｅ１．４／９６−０８４提案、１９９６年４月２２日を引例としてここに挙 げる。 本発明の多くの特徴と利点はこの説明から明らかであって、請求の範囲は本発 明の全ての特徴と利点をカバーするものである。更に当業者は種々の修正や変更 を容易に考えられるので、ここに図示して説明した構成と動作に本発明を制限す るのは望ましくない。したがって、全ての適当な修正と同等なものは本発明の範 囲内に入るものとする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ， ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，Ｎ Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ， ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ (72)発明者 ビンガム，ジョン，エイ. アメリカ合衆国94301 カリフォルニア州 パロ アルト，ウェブスター ストリート 2353

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第１の信号から無線周波数ノイズを除去して第２の信号を作る無線周波数 ノイズ・キャンセラであって、 フィルタ・パラメータに基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイズ ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、 前記第１の信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記第２の信号を作 る減算器と、 そのときに存在する前記第２の信号に基づいて前記適応フィルタのパラメータ を所定の時に修正する更新回路と、 を備える、無線周波数ノイズ・キャンセラ。 ２．前記無線周波数ノイズ・キャンセラはデータ通信システム内で用いられ、 前記所定の時は約５００回／秒より大きい割合で周期的に起こる、 請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 ３．前記第１の信号はデータ伝送により作られ、 前記所定の時は前記データ伝送内の沈黙期間中に起こる、 請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 ４．前記沈黙期間は前記第１の信号の部分の間に散在する、請求項３記載の無 線周波数ノイズ・キャンセラ。 ５．前記適応フィルタは前記基準ノイズ信号にある係数を乗算して前記ノイズ ・キャンセル信号の少なくとも１つの成分を決定し、前記係数は前記基準ノイズ 信号と前記第２の信号との積分された積により決定される、請求項４記載の無線 周波数ノイズ・キャンセラ。 ６．前記第１の信号はツイスト・ペア線で受信される、請求項４記載の無線周 波数ノイズ・キャンセラ。 ７．前記無線周波数ノイズ・キャンセラは、前記第１の信号に関連するＤＣオ フセットを打ち消すＤＣオフセット・キャンセラを更に備える、請求項４記載の 無線周波数ノイズ・キャンセラ。 ８．前記ＤＣオフセット・キャンセラは、データ伝送中に、前記基準ノイズ信 号と前記第１の信号との積分された積によりＤＣオフセット打消し信号のレート を決定する、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 ９．前記ＤＣオフセット打消し信号が決定されるのは、前記データ伝送中に前 記第１の信号の部分を受信したときであって前記沈黙期間中ではない、請求項８ 記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 １０．少なくとも前記適応フィルタはディジタル信号プロセッサにより実現さ れる、請求項４記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 １１．前記第１の信号は時分割二重化方式で受信され、 前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときに起こる、 請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 １２．前記第１の信号はＳＤＭＴによるＶＤＳＬまたはＡＤＳＬ書式を有し、 ツイスト・ペア線で受信され、 前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときの沈黙期間中に起こる、 請求項１記載の無線周波数ノイズ・キャンセラ。 １３．データ通信用の受信機であって、 伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と、差分信号を出力する出力 端子と、基準ノイズ信号を出力する基準端子とを有する変圧器と、 該変圧器に結合されて前記差分信号と前記基準ノイズ信号を受け、前記差分信 号からある無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作る、 無線周波数ノイズ・キャンセラであって、 フィルタ・パラメータに基づいて基準ノイズ信号を濾波することによりノイ ズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、 前記差分信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記ノイズ・キャン セル差分信号を作る減算器と、 そのときに存在する前記ノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フ ィルタのパラメータを所定の時に修正する更新回路と、 を少なくとも含む無線周波数ノイズ・キャンセラと、 前記ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路と、 を備える、データ通信用の受信機。 １４．前記基準ノイズ信号は前記変圧器からのコモン・モード信号である、請 求項１３記載のデータ通信用の受信機。 １５．前記伝送媒体はツイスト・ペア電話回線であり、 前記変圧器は前記ツイスト・ペア電話回線にそれぞれ結合された第１および第 ２の入力端子を有する、 請求項１４記載のデータ通信用の受信機。 １６．前記コモン・モード信号は前記変圧器の入力側の中央タップから得られ る、請求項１５記載のデータ通信用の受信機。 １７．前記所定の時は周期的に起こり、前記所定の時の間は前記伝送媒体でデ ータが伝送されない、請求項１３記載のデータ通信用の受信機。 １８．前記所定の時は沈黙期間中に起こり、前記沈黙期間は前記伝送媒体で伝 送されるデータのブロックの部分の間に散在する、請求項１７記載のデータ通信 用の受信機。 １９．前記適応フィルタは前記基準ノイズ信号にある係数を乗算してノイズ・ キャンセル信号の少なくとも１つの成分を決定し、前記係数は前記基準ノイズ信 号と前記差分信号との積分された積により決定される、請求項１７記載のデータ 通信用の受信機。 ２０．前記無線周波数ノイズ・キャンセラは、前記差分信号に関連するＤＣオ フセットを打ち消すＤＣオフセット・キャンセラを更に備える、請求項１７記載 のデータ通信用の受信機。 ２１．前記ＤＣオフセット・キャンセラは、データ伝送中に前記基準ノイズ信 号と前記差分信号との積分された積によりＤＣオフセット打消し信号のレートを 決定する、請求項２０記載のデータ通信用の受信機。 ２２．前記ＤＣオフセット打消し信号が決定されるのは、前記データ伝送中に 前記変圧器により前記差分信号の部分が出力されたときであって前記沈黙期間中 ではない、請求項２１記載のデータ通信用の受信機。 ２３．前記差分信号は前記伝送媒体で時分割二重方式により受信する第１およ び第２信号から形成され、 前記所定の時はデータ伝送の方向を切り換えるときに起こる、 請求項１７記載のデータ通信用の受信機。 ２４．前記適応フィルタは、 前記基準ノイズ信号にある係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号の少な くとも１つの成分を決定する第１の乗算器と、 前記差分信号と前記基準ノイズ信号とを乗算して積信号を作る第２の乗算器と 、 前記積信号を積分して前記係数を決定する積分器と、 を少なくとも含む、請求項１３記載のデータ通信用の受信機。 ２５．全てのチャンネルのデータ伝送の方向が周期的に切り換わり、各方向変 化の間にデータがどちらの方向にも伝送されない沈黙期間がある、時分割多重化 データ伝送を用いる同期ＤＭＴシステムにおいて、受信装置であって、 伝送媒体に結合された少なくとも１個の入力端子と、差分信号を出力する出力 端子と、コモン・モード信号を出力するコモン・モード端子とを有する変圧器と 、 該変圧器に結合されて前記差分信号と前記コモン・モード信号を受け、前記差 分信号からある無線周波数ノイズを打ち消してノイズ・キャンセル差分信号を作 る、無線周波数ノイズ・キャンセラであって、 フィルタ・パラメータに従って前記コモン・モード信号を濾波することによ りノイズ・キャンセル信号を作る適応フィルタと、 前記差分信号から前記ノイズ・キャンセル信号を引いて前記ノイズ・キャン セル差分信号を作る減算器と、 そのときに存在する前記ノイズ・キャンセル差分信号に基づいて前記適応フ ィルタのパラメータを前記沈黙期間の一部または全ての間に修正する更新回路と 、 を少なくとも含む無線周波数ノイズ・キャンセラと、 前記ノイズ・キャンセル差分信号を復号してデータを得る処理回路と、 を備える受信装置。 ２６．前記伝送媒体はツイスト・ペア電話回線である、請求項２５記載の受信 装置。 ２７．前記無線周波数ノイズ・キャンセラにより打ち消される前記ある無線周 波数ノイズは、その周波数を頻繁に変える無線周波数ノイズ源により作られ、 前記更新回路による前記フィルタ・パラメータの更新の頻度は十分であって、 前記適応フィルタは前記無線周波数ノイズ源の周波数のいかなる変化にも応答し て適応することができる、 請求項２６記載の受信装置。 ２８．前記適応フィルタは、 同相回路であって、 前記コモン・モード信号に同相係数を乗算して前記ノイズ・キャンセル信号 の同相成分を決定する第１の乗算器と、 前記差分信号と前記コモン・モード信号とを乗算して同相信号を作る第２の 乗算器と、 前記同相信号を積分して前記同相係数を決定する第１の積分器と、 を少なくとも含む同期回路と、 直交位相回路であって、 前記コモン・モード信号から直交位相コモン・モード信号を作る移相器と、 前記直交位相コモン・モード信号に直交位相係数を乗算して前記ノイズ・キ ャンセル信号の直交位相成分を決定する第３の乗算器と、 前記差分信号と直交位相コモン・モード信号とを乗算して直交信号を作る第 ４の乗算器と、 前記直交信号を積分して前記直交位相係数を決定する第２の積分器と、 を少なくとも含む直交位相回路と、 前記同相成分と前記直交位相成分とを加算して前記ノイズ・キャンセル信号を 得る加算器と、 を備える、請求項２７記載の受信装置。 ２９．前記受信装置は、前記差分信号に関連するＤＣオフセットを打ち消すＤ Ｃオフセット・キャンセラを更に備え、 前記ＤＣオフセット・キャンセラは、 前記同相信号および／または前記直交信号からＤＣオフセット打消し信号を引 いて調整ディジタル信号を作る減算器と、 沈黙期間でない間に前記調整ディジタル信号を積分してＤＣオフセット情報を 作る第３の積分器と、 前記ＤＣオフセット情報に基づいて前記ＤＣオフセット打消し信号を決定する レート乗算器とを少なくとも含む、 請求項２８記載の受信装置。 ３０．前記適応フィルタはディジタル信号プロセッサにより実現される、請求 項２７記載の受信装置。 ３１．伝送媒体に結合することによって該伝送媒体を介して伝送されるデータ の受信を妨害する望ましくない無線周波数源に起因する無線周波数妨害を除去す る方法であって、 （ａ）差分データ信号と基準ノイズ信号とを受信し、 （ｂ）推定ノイズ信号を作り、 （ｃ）前記差分データ信号から前記推定ノイズ信号を引いて、無線周波数妨害が 実質的に除去されたノイズ・キャンセル差分データ信号を作り、 （ｄ）データ伝送の沈黙期間中に前記推定ノイズ信号の推定値を更新する、 無線周波数妨害を除去する方法。 ３２．前記更新（ｄ）は、前記沈黙期間中に前記基準ノイズ信号と前記ノイズ ・キャンセル差分出力とに基づいて前記推定ノイズ信号を更新する、請求項３１ 記載の無線周波数妨害を除去する方法。 ３３．前記沈黙期間中は前記差分データ信号は主として無線周波数妨害からな り、 前記データ伝送中の前記沈黙期間以外の時は、前記差分データ信号はデータと 前記無線周波数ノイズからなる、 請求項３２記載の無線周波数妨害を除去する方法。 ３４．前記方法は、（ｅ）ＤＣオフセット推定値に従って前記ノイズ・キャン セル差分信号からＤＣオフセットを除去し、 前記ＤＣオフセット推定値は前記データ伝送中の前記沈黙期間以外の時に更新 される、 請求項３２記載の無線周波数妨害を除去する方法。