KR20070061745A - 주파수 대역의 부분적인 중첩에 따른 간섭 신호를 제거하는장치 및 그 방법 - Google Patents

주파수 대역의 부분적인 중첩에 따른 간섭 신호를 제거하는장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법 및 장치에 관한 것이다.
이를 위하여 본 발명은 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈, 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누어, 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈, 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈 및 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 실행한 뒤 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈을 포함하는 간섭 신호 제거 장치를 제공한다. 또한, 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시켜서 인터폴레이션 및 필터링을 수행한 뒤, 원래 신호의 주파수로 천이시켜 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션하는 간섭 신호 제거 방법을 제공한다.
본 발명에 의하면, 인터폴레이션 필터 및 데시메이션 필터를 사용함으로써, 간섭 신호 제거 장치의 구현의 복잡도가 감소하며, 간섭 신호 제거를 느린 속도로 처리할 수 있어, 계산의 복잡도가 매우 감소하는 효과를 기대할 수 있다.
단일 반송파 간섭 신호, 간섭 신호 제거, 인터폴레이션, Interpolation, 데시메이션, Decimation, XC, 필터형-X 알고리즘

Description

주파수 대역의 부분적인 중첩에 따른 간섭 신호를 제거하는 장치 및 그 방법{Apparatus and Method for Cancellation of Partially Overlapped Crosstalk Signals}
도 1은 단일 반송파 간섭 신호에서 부분적으로 중첩되는 송신 신호와 수신 신호의 스펙트럼을 나타낸 도면,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치의 블록 구성도,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역의 신호를 이용하여 나타낸 블록 구성도,
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 나타낸 블록 구성도,
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법을 설명하기 위한 순서도,
도 6은 본 발명의 실시예에 따라, 단일 반송파 간섭 신호 제거 방법을 수행함에 있어서 발생하는 잔여 간섭 신호를 피드백시키는 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
본 발명은 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법 및 장치에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 데이터 전송을 위한 이동통신 환경에서, 송신기가 사용하는 송신 주파수 대역과 수신기가 사용하는 수신 주파수 대역이 중첩됨에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 간섭 신호 제거 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근 들어 통신 및 네트워크 기술의 발달에 따라 유무선 인터넷을 이용한 다양한 종류의 멀티미디어 서비스, 예컨대, 이메일, 채팅, 메신저, 게임, 영화 및 음악 감상 등의 서비스가 제공되고 있다. 특히, 무선 인터넷 서비스를 이용한 멀티미디어 서비스는 시간과 장소에 구애받지 않고 제공받을 수 있다는 특징으로 인하여 많은 사용자의 요구가 발생하고 있다.
이와 같은 사용자의 요구가 많아짐에 따라, 멀티미디어 서비스를 위한 컨텐츠 전송에 있어서, 높은 데이터 전송 속도가 요구되고 있으며, 이와 같은 높은 전송 속도는 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency)의 향상, 데이터 심볼의 전송률 향상 또는 신호 대역폭의 증가를 통해서 이루어질 수 있다.
여기서, 데이터의 심볼 전송률을 증가시킴으로써 전송 속도를 향상시키는 방법은 사용 가능한 대역폭이 제한되며, 이동통신 시스템을 구현함에 있어서 그 구성이 복합해진다는 문제점이 있다. 이에 따라 데이터 전송 속도를 향상시키기 위하여, 심볼 전송률을 증가시키는 방법을 항상 이용하지는 않는다.
DSL(Digital Subscriber Line) 환경에서는 듀플렉스(Duplex) 동작에 의해서, 송신(Tx: Transmit)과 수신(Rx: Receiving)에 있어서 서로 다른 주파수 대역이 사용된다. 이 때, 주파수 도메인에서 송신 스펙트럼과 수신 스펙트럼이 서로 겹치도록 함으로써, 전체 대역폭의 증가 없이 심볼 전송률을 증가할 수 있다. 이 때, 불완전한 선로의 차폐로 인한 간섭 신호를 제거해야만 한다.
종래에는 이와 같은 간섭 신호를 제거하기 위하여, 내부 대역 데이터 구동 간섭 신호 제거기(IDXC: Inband Data-driven crosstalk Canceller, 이하, 'IDXC'라 칭함) 방식이 사용되고 있다.
IDXC 방식은 부호 간에 간섭이 없는 부호 전달 속도인 나이키스트 속도(Nyquist rate)로 간섭 신호를 처리하며, 다상(多相)의 구조를 사용하여 구현되므로, 신뢰할만한 성능을 제공하며, 타이밍과 주파수 오프셋에 강한 특징이 있다.
그러나, 간섭 신호의 중첩된 대역폭이 송신 신호의 대역폭보다 작은 경우, 종래의 나이키스트 속도를 사용하는 IDXC에서는 대역이 겹치는 간섭 신호보다 더 높은 샘플링 주파수가 사용되어야 하므로, 매우 복잡한 계산 과정을 거쳐야한다.
도 1은 단일 반송파 간섭 신호에서 부분적으로 중첩되는 송신 신호와 수신 신호의 스펙트럼을 나타낸 도면이다.
도 1에서와 같이 송신 신호의 스펙트럼 및 수신 신호의 스펙트럼이 부분적으로 겹치는 것을 가정하는 경우, 간섭 신호의 스펙트럼(
Figure 112006086510640-PAT00001
)는 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112006086510640-PAT00002
(여기서,
Figure 112006086510640-PAT00003
은 DSL에서 저대역 신호의 반송파 주파수,
Figure 112006086510640-PAT00004
는 DSL에서 고대역 신호의 반송파 주파수,
Figure 112006086510640-PAT00005
은 저대역 신호의 심볼 전송률,
Figure 112006086510640-PAT00006
은 고대역 신호의 심볼 전송률)
여기서, 불완전한 선로의 차폐로 인하여 송신 신호와 수신 신호가 겹치는 대역폭에 의한 간섭 신호가 발생된다. 도 1에서는 영역 A는 주파수 도메인에서 수신 신호에 대역이 부분적으로 겹치는 간섭 신호의 스펙트럼을 나타낸다.
여기서, 송신 신호를 보호 밴드(Roll-Off Factor)가 α인 자승 근형 코사인 필터(SRCF: Square-root Raised Cosine Filter)를 사용하여 성형된 펄스라고 가정하면, 간섭 신호의 스펙트럼(f)은 수학식 2와 같은 주파수 범위에 위치한다.
Figure 112006086510640-PAT00007
여기서, 스펙트럼에서의 중첩량을 측정하기 위하여, 송신 신호의 대역폭에 의해 정규화된 송신 신호 및 수신 신호의 중심 주파수들 사이의 주파수 이격을 확인하여야 하며, 이를 위한 반송파 이격 비율(Stacing Ratio, ζ)은 수학식 3과 같이 정의된다.
Figure 112006086510640-PAT00008
여기서, 반송파 이격 비율이 1보다 작으면(ζ < 1.0), 두 개의 신호들이 주파수 도메인에서 서로 겹쳐있는 것을 의미한다.
나이키스트 속도의 IDXC는 통신을 수행함에 있어서, 간섭 신호의 제거를 위해 사용되며, 다상 구조의 인터폴레이션(Interpolation) 비율(L)은 수학식 4와 같이 정의된다.
Figure 112006086510640-PAT00009
(여기서,
Figure 112006086510640-PAT00010
는 x보다 작거나 동일한 정수 중에서 가장 큰 정수)
여기서, 간섭 신호가 N 개 심볼의 존속 시간을 가지고, 종래 최소 평균 제곱(LMS: Least Mean Square) 적응화 알고리즘이 적용된 이동통신 시스템에서의 L형 다상의 부 제거기는, 필터링을 위하여 4N 개의 MAC들을 필요로 한다. 여기서, MAC은 1 회의 곱셈과 누적(Multiplication and Accumulation)을 의미하는 단위이다. 그리고, 각 심볼 존속 시간에 대해 N 개의 복소값을 갖는 계수를 채택하여야 한다.
이에 따라서, L형 다상의 부 제거기는 초당
Figure 112006086510640-PAT00011
개의 MAC의 계산 복잡도 가 요구된다. 예로써, 심볼 전송률이 256 K보(bauds)이고, ζ= 0.83인 대칭형 DSL이 구현되어 있다고 가정하면, 80 ㎲만큼 늘어난 간섭 신호 구간에 대해 종래 IDXC는 초당 640×106 MACs보다 많은 계산 복잡도를 요구한다. 그러나, 종래의 디지털 신호 처리기를 사용하여 이와 같이 많은 계산을 수행하는 부 제거기를 실제로 구현하는 것은 어려운 문제점이 있다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 데이터 전송을 위한 이동통신 환경에서, 송신기가 사용하는 송신 주파수 대역과 수신기가 사용하는 수신 주파수 대역이 중첩됨에 따라 발생하는 간섭 신호를 인터폴레이션 필터와 데시메이션 필터를 이용하여 제거하는 간섭 신호 제거 장치 및 방법을 제공한다.
이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치로서, 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 장치에 있어서, 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈; 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누어, 입력 신호 내의 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈; 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈; 및 간섭 신호 제거 모듈의 간섭 신호 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 후 처리 모듈로부터 수신하여 데시메이션을 실행한 뒤, 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈을 포함한다.
또한, 본 발명의 제2 실시예에 따른 간섭 신호 제거 방법으로서, 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호의 제거 방법에 있어서, (a) 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계; (b) 하향 천이된 입력 신호에 인터폴레이션을 실행하여, 통과 대역 신호로 변환하는 단계; (c) 인터폴레이션된 신호를 필터링하고, 원래 신호의 주파수로 천이하는 단계; 및 (d) 인터폴레이션 및 필터링 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션한 후, (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 본 명세서에서 기재한 모듈(module)이란 용어는 특정한 기능이나 동작을 처리하는 하나의 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현할 수 있다.
도 1과 같이 송신 신호와 수신 신호가 주파수 도메인에서 부분적으로 겹치는 경우의 간섭 신호는 수신 신호의 대역폭과 비교하면 작은 통과 대역 신호이다. 따라서, 간섭 신호는 기저 대역으로 주파수 하향 천이시킴으로써, 저속으로 천이될 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치의 블록 구성도이다.
본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치(XC: crosstalk Canceller)는 전 처리 모듈(210), 간섭 신호 제거 모듈(220), 후 처리 모듈(230) 및 오류 피드백 프로세서 모듈(240)을 포함한다.
전 처리 모듈(Pre-Processor)(210)은 간섭 신호 제거 장치의 입력 신호를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시키는 부분이다. 여기서, 입력 신호를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시키는 것은 간섭 신호 제거 동작을 저속으로 처리하도록 하여, 간섭 신호 제거를 위한 계산의 복잡도를 감소시키기 위함이다. 이 때, 입력 신호 x(n)을 T라고 표시하면, 전 처리 모듈(210)에서는 T를 f o 만큼 하향 천이시키며, 이 때, f o 는 수학식 5와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00012
그리고, 주파수 변경 방법은 곱셈기(212)를 이용하여 입력 신호 T와
Figure 112006086510640-PAT00013
를 곱하여 주파수를 변경할 수 있다. 이 때, 전 처리 모듈(210)을 통과한 입력 신호는 대역만 변경되었으므로, 여전히 T라고 표시할 수 있다.
간섭 신호 제거 모듈(220)은 기저 대역과 유사한 대역으로 천이된 간섭 신호가 전 처리 모듈(210)로부터 전달되면, 종래의 간섭 신호 제거기보다 낮은 속도로 입력 신호의 간섭 신호 제거를 수행한다.
이 때, 간섭 신호의 제거를 위하여 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나누는 과정이 수행된다. 여기서, 인터폴레이션 비율을 K라고 하면, 간섭 신호 제거 모듈(220)을 통과하는 신호는
Figure 112006086510640-PAT00014
로 표시된다.
이를 위하여 간섭 신호 제거 모듈(220)은 다상의 필터 구조의 형태로 구현될 수 있다.
한편, 본 발명에 따른 간섭 신호 제거 모듈(220)에서 간섭 신호 제거를 위하여 사용되는 인터폴레이션 비율(K)는 수학식 6에 의해 결정될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00015
이에 따라, 간섭 신호 제거에 따른 계산 속도는
Figure 112006086510640-PAT00016
로 정의되는 'R' 인자에 따라 감소될 수 있다.
후 처리 모듈(230)은 간섭 신호 제거 모듈(220)의 출력을 R 인자에 의한 인터폴레이션을 사용하여 통과 대역 신호로 변환하는 부분이다. 먼저, 후 처리 모듈(230)의 입력 신호 y(n)은
Figure 112006086510640-PAT00017
로 표시되며, 이는 인터폴레이션 모듈(232)에서의 R 인자에 의한 인터폴레이션에 의해,
Figure 112006086510640-PAT00018
로 표현된다. 여기서,
Figure 112006086510640-PAT00019
는 인터폴레이션 처리 후의 중간 신호 u(n)이다.
인터폴레이션 처리된 중간 신호는 인터폴레이션 필터(234)를 통과하면서 필터링되고, 필터링된 중간 신호는 곱셈기(236)에 의해
Figure 112006086510640-PAT00020
만큼 주파수 천이된다.
이 때, 곱셈기(236)는 인터폴레이션 필터(234)의 출력인
Figure 112006086510640-PAT00021
와
Figure 112006086510640-PAT00022
를 곱함으로써, 필터링된 중간 신호를 주파수 천이시키며, 주파수 천이된 신호는 간섭 신호 제거기의 출력으로써 송출된다. 이 때에도, 곱셈기(236)를 통하여 출력되는 신호도 주파수 대역만 변경하므로, 여전히
Figure 112006086510640-PAT00023
로 표시된다.
오류 피드백 프로세서 모듈(240)은 곱셈기(242), 데시메이션 필터(244)와 데이메이션 모듈(246)을 포함하며, 후처리 모듈(230)을 통과한 잔여 간섭 신호를 간섭 신호 제거기(220)로 피드백시키는 역할을 수행한다.
곱셈기(242)는 입력되는 잔여 간섭 신호를 간섭 신호 제거 모듈(220)로 전송하기 위하여, 간섭 신호 제거 모듈(220)에서 처리하는 기저 대역과 유사한 대역으로, 잔여 간섭 신호의 주파수를 천이시키는 역할을 수행하기 위하여, 잔여 간섭 신호에
Figure 112006086510640-PAT00024
를 곱하여 주파수 대역을 변경시킨다.
그리고, 데시메이션(Decimation) 필터(244)는 주파수 대역으로 변경된 잔여 간섭 신호를 필터링한다.
이 때,
Figure 112006086510640-PAT00025
로 오류 피드백 프로세서 모듈(240)로 입력되는 잔여 간섭 신호는 곱셈기(242)와 데시메이션 필터(244)를 통과하여도, 여전히
Figure 112006086510640-PAT00026
로 표시된다.
데시메이션 모듈(246)은
Figure 112006086510640-PAT00027
로 표시되는 잔여 간섭 신호를 R 인자에 의한 데시메이션을 수행하여,
Figure 112006086510640-PAT00028
로 표시하여 간섭 신호 제거 모듈(220)의 간섭 신호 제거기로 전달한다.
여기서, 간섭 신호 경로를
Figure 112006086510640-PAT00029
, 간섭 신호 제거기의 기저 대역과 동일한 대역의 임펄스 응답을
Figure 112006086510640-PAT00030
, 인터폴레이션 필터(234)를
Figure 112006086510640-PAT00031
이라고 하면,
간섭 신호
Figure 112006086510640-PAT00032
및 간섭 신호 제거기의 출력
Figure 112006086510640-PAT00033
은 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00034
여기서, *는 컨볼루션(Convolution)을 의미하고,
Figure 112006086510640-PAT00035
은 부가 잡음이다. 여기서, 인터폴레이션 처리 후의 중간 신호인 u(n)은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00036
여기서, y(n)은 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00037
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00038
은
Figure 112006086510640-PAT00039
의 m번째 다상 부분의 임펄스 응답이며,
Figure 112006086510640-PAT00040
이고,
Figure 112006086510640-PAT00041
이다.
본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치에서 인터폴레이션 필터(234)와 데이메이션 필터(244)로 에퀴-리플(Equi-Ripple) 인터폴레이션과 데시메이션이 사용된다고 가정하면, 후 처리 모듈(230)을 통하여 출력되는 잔여 간섭 신호의 전력은 수학식 10과 같이 산출될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00042
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00043
은 입력 신호 x(n)의 전력,
Figure 112006086510640-PAT00044
은 배경 잡음 v(n)의 전력,
Figure 112006086510640-PAT00045
는 통과 대역에서의 에퀴-리플 필터의 최대 리플 크기,
Figure 112006086510640-PAT00046
는 정지 대역에서의 에퀴- 리플 필터의 최대 리플 크기이다.
이와 같이 전 처리 모듈(210), 간섭 신호 제거 모듈(220), 후 처리 모듈(230) 및 오류 피드백 프로세서 모듈(240)을 포함하여, 인터폴레이션 필터와 데시메이션 필터를 통해 잔여 간섭 신호를 반복하여 간섭 신호 제거 모듈(220)로 입력시킴으로써, 간섭 신호 제거 작업을 수행하는 간섭 신호 제거 장치는 기저 대역과 동일한 대역에서 기술될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역의 신호를 이용하여 나타낸 블록 구성도이다.
본 발명에 따른 간섭 신호 제거 장치를 기저 대역과 동일한 대역에서 기술하면, 입력 신호 T는 T', 잔여 간섭 신호 e(n)은
Figure 112006086510640-PAT00047
으로 표현된다. 여기서,
Figure 112006086510640-PAT00048
이고, 기저 대역에서의 잔여 간섭 신호
Figure 112006086510640-PAT00049
은 수학식 11과 같이 산출된다.
Figure 112006086510640-PAT00050
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00051
은 주파수 도메인 상에서 수학식 12와 같이 표현된다.
Figure 112006086510640-PAT00052
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00053
은 x의 푸리에 변환을 의미한다. 이에 따라,
Figure 112006086510640-PAT00054
은 입력 신호 x(n)의 푸리에 변환,
Figure 112006086510640-PAT00055
은 기저 대역에서의 간섭 신호 경로
Figure 112006086510640-PAT00056
의 푸리에 변환,
Figure 112006086510640-PAT00057
은 간섭 신호 제거기
Figure 112006086510640-PAT00058
의 푸리에 변환, 그리고,
Figure 112006086510640-PAT00059
은 인터폴레이션 필터
Figure 112006086510640-PAT00060
의 푸리에 변환을 의미한다.
여기서, 간섭 신호 제거기를 갱신하기 위한 오류 신호
Figure 112006086510640-PAT00061
는 R의 인자로
Figure 112006086510640-PAT00062
을 데시메이션하여 얻어진다. 이와 같은 오류 신호
Figure 112006086510640-PAT00063
은 주파수 도메인에서 수학식 13과 같이 표현된다.
Figure 112006086510640-PAT00064
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00065
는 데이메이션 필터
Figure 112006086510640-PAT00066
의 푸리에 변환이다.
여기서, 오류 신호
Figure 112006086510640-PAT00067
는
Figure 112006086510640-PAT00068
으로부터 데시메이션 필터
Figure 112006086510640-PAT00069
를 통하여 추출되므로, 종래의 최소 평균 제곱(LMS) 적응화 알고리즘을 사용하면, 신뢰할만한 컨버전스 성능을 제공할 수 없게 된다. 이와 같은 문제점은 필터형-X(Filtered-X) 알고리즘을 사용하여 해결할 수 있다. 필터형-X 알고리즘은 보조적 인 전처리 및 후처리 필터를 사용하는 것으로써, 아티피셜 카디악(Artificial Cardiac) 운용에 넓게 적용할 수 있다.
주파수 도메인에서 제1 보조 필터
Figure 112006086510640-PAT00070
과 수정된 간섭 신호 경로
Figure 112006086510640-PAT00071
는 수학식 14와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00072
여기서, 필터형-X LMS 알고리즘을 적용하기 위하여, 수정되는 입력 신호
Figure 112006086510640-PAT00073
은 수학식 15에 의해서 산출된다.
Figure 112006086510640-PAT00074
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00075
는
Figure 112006086510640-PAT00076
의 탭 크기를 의미한다.
Figure 112006086510640-PAT00077
이 역이
Figure 112006086510640-PAT00078
인 것으로 가정하면, 필터형-X 알고리즘이 적용되는 간섭 제거 장치를 구현할 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 나타낸 블록 구성도이다.
필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치는 간섭 신호 제거 모듈(410), 제1 보조 필터(420), 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈(430), 제2 보조 필터(440) 및 합산기(450)를 포함한다.
여기서, 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈(430)을
Figure 112006086510640-PAT00079
, 제2 보조 필터(440)를
Figure 112006086510640-PAT00080
이라고 하면, 전체적인 기저 대역의 간섭 신호 처리를
Figure 112006086510640-PAT00081
라고 하면,
Figure 112006086510640-PAT00082
이 된다.
간섭 신호 제거 모듈(410)은
Figure 112006086510640-PAT00083
을 수신하여 느린 속도로 입력 신호의 간섭 신호를 제거한다. 여기서, 간섭 신호의 제거 모듈(410)의 계수는 수학식 16에 의하여 산출될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00084
여기서,
Figure 112006086510640-PAT00085
이다. 이 때, 시간 n에서의 탭 오류 벡터를
Figure 112006086510640-PAT00086
이라고 정의하면,
Figure 112006086510640-PAT00087
은 수학식 17과 같이 산출된다.
Figure 112006086510640-PAT00088
Figure 112006086510640-PAT00089
이 때, 입력 신호가 랜덤 처리되는 것을 가정하면, 수학식 17은 다시 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00090
여기서, IN은 N×N 차원의 식별자 행렬이다. 그리고,
Figure 112006086510640-PAT00091
의 각 엘리먼트에 대한 특성 방정식은 수학식 19와 같다.
Figure 112006086510640-PAT00092
여기서, 적응형 파라미터
Figure 112006086510640-PAT00093
는 수학식 19에 따른 특성 방정식에서 근의 안전성을 보장하기 위하여 단위 원 내에 있도록 결정되어야 한다.
이와 같은 특성 방정식에 따른 공분산 행렬을
Figure 112006086510640-PAT00094
이라고 하면, 공분산 행렬은 수학식 20과 같이 정의된다.
Figure 112006086510640-PAT00095
그리고, 수학식 20에 따른 공분산 행렬은 다시 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00096
이에 따라서, 잔여 간섭 신호의 전력은 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006086510640-PAT00097
이상에서 언급된 수학식들을 통해서, 필터형-X 알고리즘이 적용된 간섭 제거 장치를 이용하여 기저 대역의 신호의 간섭 신호를 제거할 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 부분적으로 대역이 중첩되는 단일 반송파 간섭 신호의 제거 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
간섭 신호 제거 장치로 신호가 입력되면, 간섭 신호 제거 동작을 저속으로 처리하여 계산의 복잡도를 감소시키기 위하여, 전 처리 모듈(210)을 이용하여 입력 신호(T)를 기저 대역과 유사한 대역으로 하향 천이시킨다. 이 때, 입력 신호에
Figure 112006086510640-PAT00098
를 곱하여 주파수를 변경시킴으로써, 입력 신호를 하향 천이시킬 수 있다(S510).
그리고, 다상의 필터 구조로 구현된 간섭 신호 제거 모듈을 이용하여 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션 비율로 나눈다(S520).
그리고, 인터폴레이션을 실행하여 통과 대역 신호로 변환한다. 이 때, 인터폴레이션을 위한 인자로써, 다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값인 R 인자가 사용된다(S530).
S530 단계의 인터폴레이션에 의해 산출되는 신호는 인터폴레이션 필터(234)를 이용하여 필터링되고(S540), 필터링된 중간 신호는 곱셈기에 의해서 원래의 신호로 주파수 천이된다. 이를 위하여 S510 단계에서 곱해졌던 값의 역수인
Figure 112006086510640-PAT00099
가 곱해진다(S550).
그리고, 인터폴레이션되고, 필터링된 신호는 간섭 제거기의 출력으로 송출된다. 그리고, 이와 같은 간섭 제거 과정에서 발생한 잔여 간섭 신호는 오류 피드백 프로세서 모듈(240)에 의해 데시메이션되어 간섭 신호 제거 모듈(220)로 피드백되어 간섭 제거 과정을 다시 수행하게 된다(S560).
도 6은 본 발명의 실시예에 따라, 단일 반송파 간섭 신호 제거 방법을 수행함에 있어서 발생하는 잔여 간섭 신호를 피드백시키는 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
오류 피드백 프로세서 모듈(240)은 간섭 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 입력받으면(S610), 원래의 주파수로 천이된 중간 신호에
Figure 112006086510640-PAT00100
를 곱하여, 다시 기저 대역과 유사한 대역으로 주파수 천이시킨다(S620).
기저 대역과 유사한 대역으로 천이된 잔여 간섭 신호는 데시메이션 필터(244)를 통하여 필터링되고(S630), 데시메이션 모듈(246)에 의하여 R 인자에 의한 데시메이션이 수행된다(S640).
데시메이션이 수행된 잔여 간섭 신호는 간섭 신호 제거 모듈(220)로 피드백되고(S650), 간섭 신호 제거 모듈(220) 및 후 처리 모듈(230)에 의한 간섭 신호 제거 과정을 수행하게 된다. 즉, 도 5에 따른 S520 이후의 단계를 반복하여 수행하게 되며, 이와 같은 간섭 신호 제거 과정에서 또 다시 잔여 간섭 신호가 발생하게 되면, S560 단계 이후에 다시 S610 이후의 단계를 반복하여 수행한다(S660).
이와 같이 인터폴레이션에 의한 간섭 신호 제거 과정 및 데시메이션에 의한 잔여 간섭 신호의 피드백 과정을 수행함으로써, 송신 주파수 대역과 수신 주파수 대역에 발생되는 신호의 간섭을 제거할 수 있게 된다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 대역이 겹치는 간섭 신호의 대역폭이 송신 신호의 대역폭에 비하여 작은 경우에는, 기저 대역을 통하여 간섭 신호를 처리함으로써, 높은 샘플링 주파수를 사용할 필요가 없어지므로, 간섭 신호 제거를 위한 계산의 복잡도를 줄일 수 있다.
또한, 인터폴레이션 필터 및 데시메이션 필터를 사용함으로써, 간섭 신호 제거 장치의 구현의 복잡도가 감소하며, 간섭 신호 제거를 느린 속도로 처리할 수 있어, 계산의 복잡도가 매우 감소하는 효과를 기대할 수 있다.

Claims (14)

  1. 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 장치에 있어서,
    상기 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 전 처리 모듈(Pre-Processor);
    상기 하향 천이된 입력 신호를 인터폴레이션(Interpolation) 비율로 나누어, 상기 입력 신호 내의 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거 모듈;
    상기 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 통과 대역 신호로 변환하는 후 처리 모듈; 및
    상기 간섭 신호 제거 모듈의 간섭 신호 제거 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 상기 후 처리 모듈로부터 수신하여 데시메이션(Decimation)을 실행한 뒤, 상기 간섭 신호 제거 모듈로 피드백시키는 오류 피드백 프로세서 모듈
    을 포함하는 간섭 신호 제거 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 후 처리 모듈은,
    상기 간섭 신호 제거 모듈의 출력을 수신하여 인터폴레이션하는 인터폴레이션 모듈;
    상기 인터폴레이션 처리된 신호를 필터링하는 인터폴레이션 필터; 및
    상기 필터링된 중간 신호를 상기 통과 대역 신호로 변환하는 곱셈기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 인터폴레이션 모듈은,
    다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 상기 인터폴레이션을 위한 인자로 이용하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 오류 피드백 프로세서 모듈은,
    상기 잔여 간섭 신호를 상기 기저 대역과 유사한 대역으로 주파수 천이시키는 곱셈기;
    상기 곱셈기로부터 수신되는 주파수 변경된 잔여 간섭 신호를 데시메이션하기 위하여 필터링하는 데시메이션 필터; 및
    상기 데시메이션 필터로부터 필터링된 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 수행하여, 상기 간섭 신호 제거 모듈로 전달하는 데시메이션 모듈
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 후 처리 모듈에서 인터폴레이션된 신호를 필터링하고, 상기 오류 피드백 프로세서 모듈에서 데시메이션된 신호를 필터링하는 제1 보조 필터;
    상기 기저 대역과 유사한 대역의 간섭 신호를 처리하는 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈; 및
    상기 기저 대역 간섭 신호 처리 모듈에서 처리된 간섭 신호를 필터링하는 제2 보조 필터
    를 추가로 포함하는 필터형-X 알고리즘을 사용하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2 보조 필터는 상기 제1 보조 필터와 역의 관계를 가지는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 장치.
  7. 이동통신 시스템에서 송신 주파수와 수신 주파수의 중첩에 따라 발생하는 간섭 신호의 제거 방법에 있어서,
    (a) 상기 간섭 신호가 포함된 입력 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계;
    (b) 상기 하향 천이된 입력 신호에 인터폴레이션(Interpolation)을 실행하여, 통과 대역 신호로 변환하는 단계;
    (c) 상기 인터폴레이션된 신호를 필터링하고, 원래 신호의 주파수로 천이하 는 단계; 및
    (d) 상기 인터폴레이션 및 필터링 과정에서 발생된 잔여 간섭 신호를 데시메이션(Decimation)한 후, 상기 (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계
    를 포함하는 간섭 신호 제거 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 단계 (d)는,
    (d1) 상기 잔여 간섭 신호를 기저 대역으로 하향 천이시키는 단계;
    (d2) 데시메이션 필터를 이용하여, 상기 주파수 천이된 잔여 간섭 신호를 필터링하는 단계;
    (d3) 상기 필터링된 잔여 간섭 신호의 데시메이션을 실행하는 단계; 및
    (d4) 상기 (b) 단계 이후의 과정을 반복하는 단계
    를 포함하는 간섭 신호 제거 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 단계 (a)는,
    상기 입력 신호에
    Figure 112006086510640-PAT00101
    (여기서,
    Figure 112006086510640-PAT00102
    Figure 112006086510640-PAT00103
    은 저대역 신호의 반송파 주파수,
    Figure 112006086510640-PAT00104
    는 고대역 신호의 반송파 주파수)
    를 곱하여, 상기 입력 신호를 f 0 만큼 하향 천이시키는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 단계 (c)는,
    상기 필터링된 인터폴레이션 신호에
    Figure 112006086510640-PAT00105
    를 곱하여, 원래 신호의 주파수로 천이시키는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 단계 (b)는,
    다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 인자로 사용하여, 상기 인터폴레이션을 실행하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
  12. 제7항에 있어서,
    전처리 필터 및 후처리 필터를 포함하는 필터형-X 알고리즘을 이용하여, 상기 인터폴레이션된 신호 및 상기 데시메이션된 신호를 필터링하는 단계; 및
    상기 필터형-X 알고리즘을 이용하여, 상기 간섭 신호를 필터링하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 단계 (d1)은,
    상기 잔여 간섭 신호에
    Figure 112006086510640-PAT00106
    를 곱하여, 상기 잔여 간섭 신호를 f 0 만큼 하향 천이시키는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 단계 (d3)는,
    다상 구조의 인터폴레이션 비율(L)을 간섭 신호 제거를 위해 사용되는 인터폴레이션 비율(K)로 나눈 값(R)을 인자로 사용하여, 상기 데시메이션을 실행하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
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