JP2000505608A

JP2000505608A - 二重モード無線アーキテクチャ

Info

Publication number: JP2000505608A
Application number: JP9529112A
Authority: JP
Inventors: アランブラウン，デイヴィッド; ジャクソンニスベット，ジョン; マリエドワーズ，フレイザー; アンゾルゲ，クリスティアン
Original assignee: ノーザンテレコムリミテッド
Priority date: 1996-02-16
Filing date: 1997-02-14
Publication date: 2000-05-09
Also published as: GB2310342A; GB9603316D0; WO1997030523A1; US6256511B1; EP0880830A1

Abstract

(57)【要約】本発明は多重モード無線トランシーバに関する。トランシーバは、一実施例において、ディジタル及びアナログ変調フォーマットセルラ無線システムと通信するよう動作可能である。送受器は、二重モード動作に対し複雑さのレベルが最小限に抑えられるように新規の周波数プラン及びアーキテクチャを利用する。この周波数プランは、好ましくは、ディジタル及びアナログの両方の変調フォーマットトランシーバに対し要求される全ての周波数を発生させるため、単一の基準水晶発振器から得られた２台の局部発振器１ＬＯ、２ＬＯを使用する。無線アーキテクチャは、シリコン実装が容易に行えるように機能的なブロックを最大限に共通化した切替可能な二重モード動作を実現するため使用される。

Description

【発明の詳細な説明】二重モード無線アーキテクチャ発明の分野本発明は、二重モード無線アーキテクチャに係わり、特に、移動無線送受器に使用するための二重モード無線アーキテクチャに関する。発明の背景パーソナル通信ネットワークは移動無線システムを使用して広く世界的に配備されている。今でも稼働中の初期のセルラネットワークは、無線放送インタフェースのためアナログ変調フォーマットを使用する。アナログネットワークは高い使用量のエリアにおいて呼の飽和の問題を生じる。北米ＡＭＰＳシステムはこのようなアナログシステムの典型例である。上記の問題を解決するため、両方のシステムによるセルラ無線受信可能範囲（カバレッジ）が与えられる場合に、屡々アナログネットワークと直列式に動作し、ディジタル変調フォーマットを使用したより大容量の放送インタフェースプロトコルが導入される。現在稼働中のディジタル移動電話ネットワークの例は、ＰＣＳ１９００システム、ＤＣＳ１８００システム及びＧＳＭシステムであり、これらのシステムは、国家的及び超国家的な標準化無線放送インタフェースプロトコル（ＡＩＰ）である。それにも係わらず、上記のネットワークは全世界的な動作を行わない問題点がある。この問題を解決するため、ディジタルＯＳＹＳＳＥＹシステムのように衛星を介してディジタル変調フォーマットネットワークを使用する付加的なグローバル無線放送インタフェースプロトコルが導入された。また、米国の無免許ＵＰＣＳバンドのディジタルＣＴ２バージョンのような短距離コードレスネットワーク、又は、ＤＥＣＴが徐々に採用され始めている。米国又はカナダのような広大な国土の場合、ＡＭＰＳとして公知の初期に標準化されたアナログネットワークは、人口の多い北米大陸の略全域の受信可能範囲を実現している。新型のディジタルネットワークは高い使用量のエリアに配備される傾向がある。この結果として、ディジタルネットワーク受信可能範囲のエリアは、全域的なアナログネットワーク受信可能範囲の上に重なる。さらに、別の電気通信運営者は専用のプロトコルを開発し、若しくは、例えば、国家及び場合によっては国際標準機関と協力してＧＳＭプロトコルのようなプロトコルを開発しているので、種々のディジタルネットワークの放送インタフェースプロトコル標準が地域的に配備される。異なる無線通信プロトコルに対し動作可能である送受器はユーザから見ると類似していると考えるのが当たり前であるが、特に、ディジタル移動無線をアナログセルラ領域で使用することは不可能であり、その逆も同じである。その理由は、両方のタイプの送受器は、アンテナ、無線フロントエンド送信機、受信機及びベースバンド回路を含むが、両方のタイプの送受器は、互換性の無い異なる無線搬送波周波数と二重式（デュプレックス）タイミングと変調フォーマットとを備えた別の放送インタフェースプロトコルで動作するという事実に起因するためである。従って、個々のパーソナル通信システムのユーザは、完全なカバレッジのために二重ネットワークサービスを必要とすることが分かる。その結果として、ユーザは、特定加入者用ディジタルネットワークのカバレッジエリア全域で機能するだけではなく、一般的なアナログネットワークで動作する切替式交替モードを有する送受器を必要とする。移動端末ユーザが二つの通信オペレーティングシステムにアクセスを希望する配備プランが存在する可能性がある。その場合、例として列挙すると、二重モード式のＰＣＳ１９００／ＡＭＳ、ＰＣＳ／ＵＤＣＳ、ＰＣＳ／ＯＤＹＳＳＥＹ、ＤＣＳ１８００／ＧＳＭ、ＧＳＭ／ＤＥＣＴ，ＤＣＳ１８００／ＤＥＣＴ，ＪＤＣ／ハンディーフォン及びＪＤＣ／ＯＤＹＳＳＥＹ送受器が必要とされる。二重モード送受器を実現する場合の問題は、２通りの別々のアプローチによって解決できると考えられる。第１の解決法は、ピギーバック方式で、アンテナ及びマン・マシン・インタフェース（キーボード及びオーディオ）で結合された２台の別個の無線トランシーバを使用することである。第２の解決法は、ピギーバック方式で、無線トランシーバのディジタル信号処理部で結合された２台の別個の無線部を使用することである。上記の２通りのアプローチは、複雑であり、かつ、取扱が難しいという点で問題があり、回路の機能的共通性の増加した二重モード無線アーキテクチャが最も費用効果率の優れた解決法である。発明の目的本発明の目的は二重モード無線アーキテクチャを提供することである。発明の概要本発明の一面によれば、異なる周波数バンド並びに変調フォーマットで無線信号を受信、送信するよう動作可能な無線フロントエンドトランシーバが設けられ、トランシーバは各変調フォーマットの受信路及び送信路を含み、共通の受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波のベースバンドへの変換のための局部発振の必要条件は単一の周波数合成器から得られる。好ましくは、中間周波の無線周波への変換のための第１局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器から得られる。好ましくは、単一の第１局部発振器が使用され、要求された二重モード動作は二重バンド電圧制御型発振器及びプログラマブル合成器を用いて実現される。第１局部発振器は、二重バンドに適する電圧制御型発振器同調レンジを制限するため、オーバーラップチューニングを採用する。トランシーバは、単一の第２局部発振器を含んでもよく、要求された二重モード動作は、要求された局部発振入力信号を得るため第２局部発振を分周することにより実現される。２台の第１局部発振器を用いてもよく、要求された二重モード動作は、特定の第１局部発振器からの要求された各ＲＦフロントエンドを動作させることにより実現される。高周波無線システムの局部発振バンドは、中間周波を切り換えることにより重なり合うように配置され、チューニングレンジは送信と受信の間で再チューニングを回避するように制限される。好ましくは、トランシーバは動作モードを決定する手段が設けられる。或いは、スイッチ手段が動作モードを変更するため設けられてもよい。本発明の他の面によれば、機能的ブロック回路と周波数プランの組合せを含む無線トランシーバが設けられ、第１の回路において、異種の無線放送インタフェース信号が第１局部発振器でダウンコンバートされ、共通の機能的ブロックの共通サブシステムにおいて、切替式の別個の中間周波フィルタでフィルタリングされ、第２局部発振器を用いて同相及び直角位相ベースバンド信号に増幅及び変換され、第２の回路において、異種のベースバンド変調フォーマットの同相及び直角位相信号は、受信回路への共通の第１局部発振器と、位相ロックループアップコンバート変調器のプライム第２局部発振器から得られた基準とを使用する位相ロックループアップコンバート変調器として構成された機能的ブロックの共通サブシステムで夫々の異種の無線放送インタフェース信号にアップコンバートされ、周波数合成は、２台の位相ロックされた電圧制御型発振器だけが必要とされるように配置され、二つの受信側の第２局部発振周波数の逓倍関係は周波数基準に位相ロックしたプライム第２局部発振器から得られ、第１局部発振器周波数は全て同一周波数基準から得られ、送信と受信との間で再同調を回避するためチューニングレンジを制限するように、中間周波を切り換えることにより、高い周波数の無線システムの局部発振バンドは厳密に重なり合うように配置される。また、本発明は、二重バンドトランシーバを組み込む送受器を提供する。本発明の他の面によれば、異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法が提供され、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる。本発明の他の面によれば、異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法が提供され、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる。本発明の他の面によれば、異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法が提供され、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる。本発明の他の面によれば、異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法が提供され、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる。図面の簡単な説明本発明がより良く理解できるように、以下添付図面を参照して、本発明の実施例を説明する。図面中、図１は典型的な送受器の概要図であり、図２は、ＰＣＳ１９００−ＡＭＰＳ二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図３は、ＰＣＳ１９００−ＡＭＰＳ二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図であり、図４は、ＰＣＳ１９００−ＵＰＣＳ（ＣＴ２）二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図５は、ＰＣＳ１９００−ＵＰＣＳ（ＣＴ２）二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図であり、図６は、ＰＣＳ１９００−Ｏｄｙｓｓｅｙ二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図７は、ＰＣＳ１９００−Ｏｄｙｓｓｅｙ二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図であり、図８は、ＤＣＳ１８００−ＤＥＣＴ二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図９は、ＤＣＳ１８００−ＤＥＣＴ二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図であり、図１０は、ＤＣＳ１８００−ＧＳＭ二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図１１は、ＤＣＳ１８００−ＧＳＭ二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図であり、図１２は、ＧＳＭ−ＤＥＣＴ二重モード無線フロントエンドの詳細実装図であり、図１３は、ＧＳＭ−ＤＥＣＴ二重モード無線フロントエンドの周波数プランを示す図である。詳細な説明図１には、典型的なセルラ無線送受器の概略ブロック図が示されている。無線周波信号は、無線フロントエンド４に接続されたアンテナ２により受信、送信される。無線フロントエンドにおいて、送信及び受信信号は、無線周波とベースバンドとの間で変換され、これにより、ディジタル信号処理手段６は、送信信号をエンコードし、受信信号をデコードし、そこから、スピーカ７及びマイクロホン８を介して送受器との間で通信されたオーディオ信号を判定することができる。フロントエンドは、典型的に、局部発振器を用いて中間周波に混合される送信路及び受信路を有する。上記中間周波信号は、フロントエンドとの間の入力信号及び出力信号がベースバンドにあり、かつ、ディジタル信号処理の前に適宜、ディジタル・アナログ変換又はアナログ・ディジタル変換に適するように、更に処理され、混合される。図２を参照するに、ディジタルＰＣＳ１９００信号とアナログＡＭＰＳ信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の一実施例が示されている。ＰＣＳ１９００は、送受器への受信側ダウンリンクで周波数バンド１９３０乃至１９９０ＭＨｚで動作し、送受器からの送信側アップリンクで１８５０乃至１９１０ＭＨｚバンドで動作する。ＡＭＰＳは基地局から送受器への受信リンクで周波数バンド８６９乃至８９４ＭＨｚで動作し、送受器から基地局への送信リンクで８２４乃至８４９ＭＨｚで動作する。ＰＣＳ１９００送受器は、送信モード又は受信モードで動作する。ＡＭＰＳは両方のモードで同時に動作し得る。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は３個のポジションを有する。バンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＰＣＳ１９００用の入力ライン及び出力ラインに設けられ、単一のデュプレックスフィルタ２０はＡＭＰＳ信号の入力ライン及び出力ラインのため利用される。低雑音増幅器ＬＮＡ１及びＬＮＡ２は、ＰＣＳ１９００及びＡＭＰＳモードの入力側に設けられる。電力増幅器はデュアルバンドＰＡによって与えられる。ＰＣＳ１９００とＡＭＰＳのために、別個のバンドフィルタ２２及び２４がＬＮＡの出力からミキサ３０及び３２の入力までに設けられる。同様に、別個のＩＦ（中間周波）チャネルフィルタ４０及び４２が設けられる。好ましくは、これらのフィルタは、無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。これらのＳＡＷ装置は公知の如くクォーツに製造することができる。得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別のチャネル選択が実行され、その結果として、各ＲＦバンドに対し多数のチャネルが判定され得ることである。ディジタルＰＣＳ１９００信号用の受信路を参照するに、スイッチ１４が、到来ディジタルＰＣＳ１９００信号をＰＣＳ１９００受信路に向けるとき、バンド選択フィルタ２２からの信号は、２５０ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号を生成するため、受信された信号を合成された局部発振器３４からの信号と混合するミキサ３０に送られ、この信号は、別の増幅手段３６によって増幅される。ＰＣＳ１９００信号は、次に、２５０ＭＨのIFチャネルフィルタによってフィルタリングされ、フィルタリングされたＩＦ信号は、モード制御手段（図示しない）により第１のスイッチ１４と同時に動作する第２のスイッチング回路４４を通じて伝達される。モード制御手段は、信号がＰＣＳ１９００又はＡＭＰＳの何れであるかを識別し、トランシーバがどちらのモードで動作しているかを判定する。スイッチ４４から出力された受信信号は、自動利得制御ａｇｃ及び受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を備えたＩＦ増幅器４８に供給される。増幅後、信号路はスプリッタ５０を介してルーティングされ、信号はミキサのペア５２及び５４に出力され、合成された５００ＭＨｚの第２局部発振器（２ＬＯ）から切替可能分周器５６を通じて得られた直角位相２５０ＭＨｚ信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は増幅器６０及び６２によって増幅され、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給されるべき出力信号６４及び６６を生成する。アナログＡＭＰＳ無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をデュプレックスフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、合成された局部発振を用いて、ディジタルＰＣＳ１９００の場合とは異なる別の１２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、１２５ＭＨｚのフィルタ手段４２によるチャネル選択の前に、増幅手段３８によって増幅される。１２５ＭＨｚのＩＦ信号は、次に、スイッチング回路４４を介して送出される。ディジタルＰＣＳ１９００信号の場合と同様に、アナログＡＭＰＳのＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）から切替可能分周器５６を通して得られた直角位相１２５ＭＨｚ局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。カスタム受信ＩＣは、ＰＣＳ１９００及びＡＭＰＳ毎に別々にある外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。２５０ＭＨｚと１２５ＭＨｚの別個のＳＡＷ中間周波フィルタは、ＰＣＳ１９００及びＡＭＰＳのために使用される。両方のシステムに対し、ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信のため、ＰＣＳ１９００及びＡＭＰＳのベースバンド信号は、１７０ＭＨｚのＩＦをＰＣＳ１９００又はＡＭＰＳのいずれかのＲＦバンドで選択されたチャネルに効率的に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）内で共通の１７０ＭＨｚ中間周波（ＩＦ）まで上げられる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号はポート７０及び７２に入力され、ミキサ８２及び８４の直角位相変調器結合で１７０ＭＨｚの位相ロックループＩＦまでアップコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。ＰＣＳ１９００又はＡＭＰＳのいずれかの信号を含む１７０ＭＨｚのＩＦでアップコンバートされた変調は、フィルタ８６を通過し、ＰＬＬ位相検出器に供給される前に分周器８８に印加される。位相検出器への基準入力は、プライム第２局部発振器５８から分周器９０によって獲得される。チャージポンプ（ＣＨ_pump）９４は、位相検出器（ＰＨ_det）からループフィルタに給電し、その出力は二重バンドＶＣＯ９８を制御する。位相ロックループは閉じられ、前置増幅器１００の出力のサンプルをフィルタリング２６し、受信側と同じ合成された第１局部発振器３４を用いるミキサ６８を介して１７０ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートすることにより、効果的にチャネル同調される。このＩＦは、フィルタ２８によってフィルタリングされ、ループ内の90°位相シフタ８０で変調器に供給される。送信側ＰＬＬ中間周波フィルタは高波形率であることを要しない。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図２及び３から、全ての要求された局部発振周波数は、２位相ロックループを介して１３．０ＭＨｚとして与えられる２台の電圧制御型発振器から得られることが分かる。図３の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は単一の二重バンド電圧制御型発振器（ＶＣＯ）から得られる。ディジタルＰＣＳ１９００の場合の周波数バンド１６８０乃至ｌ７４０ＭＨｚ又はアナログＡＭＰＳの場合の周波数バンド９９４乃至１０１９ＭＨｚにおいて第１局部発振器ＶＣＯのバンド選択動作が使用され、４個の中間周波（ＩＦ）が結果として生じる。２個の受信ＩＦは、５００ＭＨｚのプライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係があり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、同じ周波数になり、かつ、１０ＭＨｚ基準周波数に分周することにより逓減できるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、５００ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。ＰＣＳ１９００の受信状態のため、１９３０乃至１９９０ＭＨｚバンドが、レンジ１６８０乃至１７４０ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２５０ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２５０ＭＨｚのＩＦは、５００ＭＨｚの２ＬＯから得られた２５０ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＰＣＳ１９００の送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１７０ＭＨｚのＩＦを用いて１７０ＭＨｚ信号にアップコンバートされる。１７０ＭＨｚのＩＦは、分周され、１０ＭＨｚ基準に位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯを制御する。ＡＭＰＳの受信状態のため８６９乃至８９４ＭＨｚバンドが、レンジ９９４乃至１０１９ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて１２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された１２５ＭＨｚのＩＦは、５００ＭＨｚの２ＬＯから得られた１２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＡＭＰＳ送信状態は、同相及び直角位相ベースバンド信号が、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１７０ＭＨｚのＩＦを用いて１７０ＭＨｚ信号にアップコンバートされる点で、ＰＣＳ１９００の場合と類似する。１７０ＭＨｚのＩＦは、１０ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯを制御する。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、ＰＣＳ１９００に対する１ＬＯの全体的なチューニングレンジは、送信から受信への切替が許容可能な時間で実現され得るように制限される。ＡＭＰＳの場合に、送信及び受信側の第１局部発振器が、同時に送信及び受信するＡＭＰＳ無線と同じレンジ及びチャネルで同調することが要求される。この二重モードの場合に、ＰＣＳ１９００の場合に、送信及び受信側の第１局部発振器が厳密に重なり合うように配置される。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム５００ＭＨｚの２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、２分周又は４分周に切替可能な分周器５６に与えられる合成５００ＭＨｚ信号５８を供給し、その結果として、２５０ＭＨｚ又は５００ＭＨｚの局部発振が得られる。送信路の場合に、５００ＭＨｚは分周器７８において５０分周され、１０ＭＨｚの基準を生じさせる。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３．０ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＰＣＳ１９００及びＡＭＰＳの送信又は受信モードで動作する。第１局部発振器と関連して、いずれかの通信で利用されるチャネルを検出するチャネル検出手段に応答して局部発振周波数を調節するバンド制御手段がある。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＰＣＳ１９００−ＡＭＰＳに対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａｔａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、５００ＭＨｚの固定周波数信号を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２５０、１２５及び１０ＭＨｚは、１３．０ＭＨｚ基準から獲得される。合成器の第１局部発振器は、ＰＣＳ１９００の送信及び受信用の１６８０乃至１７４０ＭＨｚ、或いは、ＡＭＰＳ送信及び受信用の９９４乃至１０１９ＭＨｚの何れかに関し単一バンドに同調する二重バンド局部発振器を有することにより二重モード動作を実行する。ＰＣＳ１９００の場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、ＡＭＰＳの場合に３０ｋＨｚチャネルに同調する。これらは、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。図４を参照するに、ディジタルセルラＰＣＳ１９００信号とディジタルコードレスＵＰＣＳ（ＣＴ２）信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の第２の実施例が示されている。ＵＰＣＳ（ＣＴ２）は、周波数バンド１９２０乃至１９３０ＭＨｚ、並びに、時分割二重式を用いる受信及び送信リンク上の同じ周波数チャネルで動作する。ＰＣＳ１９０送受器は、送信モード又は受信モードの何れかで動作し、周波数分割二重式を使用する。また、ＵＰＣＳ（ＣＴ２）は送信又は受信モードで動作するが、時分割二重式と同じ周波数チャネルを使用する。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は３通りのポジションを有する。バンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＰＣＳ信号用の入力及び出力ライン上に設けられ、一方、第２のスイッチ１０６及び単−ＲＦバンドフィルタ２０がＵＰＣＳ（ＣＴ２）信号用に利用される。低雑音増幅器ＬＮＡ１及びＬＮＡ２は、夫々入力ライン上に設けられる。電力増幅器はＰＣＳ１９００バンドを連続的にカバーする単一バンド電力増幅器ＰＡによって与えられるので、ＰＣＳ１９００送信バンドと受信バンドの間にあるＵＰＣＳ（ＣＴ２）バンドはカバーされる。ＰＣＳ１９００及びＵＰＣＳ（ＣＴ２）の場合に、別個のバンドフィルタ２２及び２４が、ＬＮＡの出力からミキサ３０及び３２の入力に設けられる。同様に、別個のＩＦチャネルフィルタ４０及び４２が設けられる。好ましくは、上記フィルタは無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。これにより得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別個のチャネル選択が行われるので、各ＲＦバンド全体で多数のチャネルが判定され得ることである。スイッチ４４から出力された受信信号を含むディジタルＰＣＳ１９００信号用の受信路は、第１の実施例で説明した通りである。モード制御手段は、信号がＰＣＳ１９００であるか、又は、ＵＰＣＳ（ＣＴ２）変調であるかを識別し、どちらのモードでトランシーバが動作しているかを判定する。ＵＰＣＳ（ＣＴ２）無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をデュプレックスフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、合成された局部発振を用いて、ディジタルＰＣＳ１９００の場合とは異なる別の１２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、１２５ＭＨｚのフィルタ手段４２によるチャネル選択の前に、増幅手段３８によって増幅される。１２５ＭＨｚのＩＦ信号は、次に、スイッチング回路４４を介して送出される。ディジタルＰＣＳ１９００信号の場合と同様に、ＵＰＣＳとＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）５８から切替可能分周器５６を通して得られた直角位相１２５ＭＨｚ局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。カスタム受信ＩＣは、ＰＣＳ１９００及びＵＰＣＳ毎に別々にある外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。２５０ＭＨｚと１２５ＭＨｚの別個のＳＡＷ中間周波フィルタは、ＰＣＳ１９００及びＵＰＣＳのために使用される。両方のシステムに対し、ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信のため、ＰＣＳ１９００及びＵＰＣＳのベースバンド信号は、１７０ＭＨｚのＩＦをＰＣＳ１９００又はＵＰＣＳ（ＣＴ２）のいずれかのＲＦバンドで選択されたチャネルに効率的に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）内で別個の１７０ＭＨｚ及び１２５ＭＨｚ中間周波（ＩＦ）まで上げられる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号はポート７０及び７２に入力され、ミキサ８２及び８４の直角位相変調器結合で１７０若しくは１２５ＭＨｚの位相ロックループＩＦまでアップコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。ＰＣＳ１９００又はＵＰＣＳのいずれかの信号を含む１７０ＭＨｚのＩＦでアップコンバートされた変調は、フィルタ８６を通過し、ＰＬＬ位相検出器に供給される前に分周器８８に印加される。位相検出器への基準入力は、プライム第２局部発振器５８から分周器９０によって獲得される。チャージポンプ（ＣＨ_pump）９４は、位相検出器（ＰＨ_det）からループフィルタに給電し、その出力は二重バンドＶＣＯ９８を制御する。位相ロックループは閉じられ、前置増幅器１００の出力のサンプルをフィルタリング２６し、受信側と同じ合成された第１局部発振器３４を用いるミキサ６８を介して１７０又は１２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートすることにより、効果的にチャネル同調される。このＩＦは、フィルタ２８によってフィルタリングされ、ループ内の９０° 位相シフタ８０で変調器に供給される。送信側ＰＬＬ中間周波フィルタは高波形率であることを要しない。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図４及び５から、全ての要求された局部発振周波数は、２位相ロックループを介して１３．０ＭＨｚとして与えられる２台の電圧制御型発振器から得られることが分かる。図５の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は単一の２重バンド電圧制御型発振器（ＶＣＯ）から得られる。ディジタルＰＣＳ１９００の場合の周波数バンド１６８０乃至１７４０ＭＨｚ又はＵＰＣＳ（ＣＴ２）の場合の周波数バンド１７９５乃至１８０５ＭＨｚにおいて第１局部発振器ＶＣＯのバンド選択動作が使用され、４個の中間周波（ＩＦ）が結果として生じる。２個の受信ＩＦは、５００ＭＨｚのプライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係があり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、１０又は１２．５ＭＨｚの基準周波数に分周することにより逓減できるように、かつ、それ自体が５００ＭＨｚのプライム第２局部発振器（２ＬＯ）から分周によって得られるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、５００ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。ＰＣＳ１９００の受信状態のため、１９３０乃至１９９０ＭＨｚバンドが、レンジ１６８０乃至１７４０ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２５０ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２５０ＭＨｚのＩＦは、５００ＭＨｚの２ＬＯから得られた２５０ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＰＣＳ１９００の送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１２５ＭＨｚのＩＦを用いて１２５ＭＨｚ信号にアップコンバートされる。１２５ＭＨｚのＩＦは、１２．５ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯを制御する。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、ＰＣＳ１９００に対する１ＬＯの全体的なチューニングレンジは、送信から受信への切替が許容可能な時間で実現され得るように制限される。ＵＰＣＳ（ＣＴ２）の場合に、ＵＰＣＳ（ＣＴ２）無線は、アップリンク及びダウンリンクに対し同一放送周波数を使用するので、送信及び受信側の第１局部発振器が、同じレンジ及びチャネルで同調することが要求される。１ＬＯは、ＰＣＳ１９００とＵＰＣＳ（ＣＴ２）の両方の要求条件をカバーする１６８０乃至１８０５ＭＨｚのチューニングレンジを有するように配置されている。この二重モードにおいて、ＰＣＳ１９００の場合に、送信及び受信側の第１局振器が厳密に重なり合うように配置される。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム５００ＭＨｚの２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、２分周又は４分周に切替可能な分周器５６に与えられる合成５００ＭＨｚ信号５８を供給し、その結果として、２５０ＭＨｚ又は１２５ＭＨｚの局部発振が得られる。送信路の場合に、５００ＭＨｚは分周器７８において５０分周され、１０ＭＨｚの基準を生じさせ、或いは、１２．５ＭＨｚ基準を生じさせるため分周器９０において４０分周される。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３．０ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＰＣＳ１９００及びＵＰＣＳ（ＣＴ２）の送信又は受信モードで動作する。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＰＣＳ１９００−ＵＰＣＳ（ＣＴ２）に対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａｔａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、５００ＭＨｚの固定周波数信号を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２５０、１２５、１２．５及び１０ＭＨｚは、１３．０ＭＨｚ基準から獲得される。合成器の第１局部発振器は、１６８０乃至１７４０ＭＨｚの送信及び受信に対するＰＣＳ要求条件、並びに、１７９５乃至１８０５ＭＨｚのＵＰＣＳ（ＣＴ２）要求条件をカバーする１６８０乃至１８０５ＭＨｚの単一バンドを同調する局部発振器を有することにより二重モード動作を実行する。ＰＣＳ１９００の場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、ＵＰＣＳ（ＣＴ２）の場合に１００ｋＨｚチャネルに同調する。これらは、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。図６を参照するに、ディジタルＰＣＳ１９００信号とディジタルＯＤＹＳＳＥＹ信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の一実施例が示されている。ＯＤＹＳＳＥＹは衛星から送受器への受信リンクで周波数バンド２４８３．５乃至２５００．０ＭＨｚで動作し、送受器から衛星への送信リンクで１７４５．５乃至１７６１．５ＭＨｚで動作する。ＰＣＳ１９００送受器は、送信モード又は受信モードで動作する。ＯＤＹＳＳＥＹは両方のモードで同時に動作し得る。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は３個のポジションを有する。バンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＰＣＳ１９００用の入力ライン及び出力ラインに設けられ、単一のデュプレックスフィルタ２０はＯＤＹＳＳＥＹ信号の入力ライン及び出力ラインのため利用される。低雑音増幅器ＬＮＡ１及びＬＮＡ２は、受信入力側に設けられる。別個のＬＮＡダウンコンバータＧａＡｓＭＭＩＣは、シリコンでは実現できないノイズ数値要求条件に適合するＯＤＹＳＳＥＹモードに設けられる。ＰＣＳ１９００とＯＤＹＳＳＥＹのために、別個のバンドフィルタ２２及び２４がＬＮＡの出力からミキサ３０及び３２の入力までに設けられる。同様に、別個のＩＦチャネルフィルタ４０及び４２が設けられる。好ましくは、これらのフィルタは、無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別のチャネル選択が実行され、その結果として、各ＲＦバンドに対し多数のチャネルが判定され得ることである。スイッチ４４からの受信信号を含むディジタルＰＣＳ１９００信号用の受信路について、第１の実施例に関する説明と同じ説明がされる。モード制御手段は、信号がＰＣＳ１９００又はＯＤＹＳＳＥＹの何れであるかを識別し、トランシーバがどちらのモードで動作しているかを判定する。ＯＤＹＳＳＥＹ無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をデュプレックスフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、付加的な合成された局部発振器からの出力を用いて、ＰＣＳ１９００の場合と同じ中心周波数を有し、ＯＤＹＳＳＥＹモードと同程度のバンド幅を有する別の２２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、２２５ＭＨｚのフィルタ手段４２によるチャネル選択の前に、増幅手段３８によって増幅される。２２５ＭＨｚのＩＦ信号は、次に、スイッチング回路４４を介して送出される。ディジタルＰＣＳ１９００信号の場合と同様に、ＯＤＹＳＳＥＹのＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）から切替可能分周器５６及び６８を通して得られた直角位相２２５ＭＨｚ局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。ＰＣＳ１９００は、外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたカスタムシリコンＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。一方、ＯＤＹＳＳＥＹは、ＬＮＡ／ダウンコンバータのための別個のカスタムＧａＡｓＭＭＩＣを使用する。両方のシステムに対し、ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信のため、ＰＣＳ１９００及びＯＤＹＳＳＥＹのベースバンド信号は、両方の場合に１３５ＭＨｚ中間周波（ＩＦ）に高められる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号は、ポート７０及び７２に入力され、１３５０ＭＨｚの合成された第２局部発振から切替可能分周器７８及び８０を通じて得られたＰＣＳ１９００及びｂＯＤＹＳＳＥＹに対する１３５ＭＨｚで２台のうちの一方の局部発振器を使用してダウンコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。１３５ＭＨｚでＰＣＳ１９００又はＯＤＹＳＳＥＹのいずれかの信号を含むアップコンバートされたＩＦは、１００で結合され、スイッチ２８６に印加され、ＩＦの要求されたバンド幅を選択するため、送信側ＩＦフィルタ組合せ２８８及び２９０に供給される。二つのＩＦの中の一方が、１８５０乃至１９１０ＭＨｚのＰＣＳ１９００の送信バンド並びに１７４５．５乃至１７６１．５ＭＨｚのＯＳＹＳＳＥＹ送信バンドにミキサ２９２又は２９４においてアップコンバートされる。夫々の信号は、電力増幅前にＲＦバンドフィルタ２２６及び２２８を通され、別個のフィルタ及びスイッチ１４を介してアンテナに供給される。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図６及び７から、全ての要求された局部発振周波数は、１３．０ＭＨｚで表された３台の合成器から得られることが分かる。図７の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は、１３．０ＭＨｚ水晶基準（図示しない）と称される２台の１ＬＯ合成器から得られる。２個の受信ＩＦは、同じ周波数になり、かつ、１３５０ＭＨｚのプライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係があり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、同じ周波数になり、かつ、分周及びミキシングによってプライム第２局部発振器の整数関数になるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、１３５０ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。ＰＣＳ１９００の受信状態のため、１９３０乃至１９９０ＭＨｚバンドが、レンジ１７０５乃至１７６５ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２２５ＭＨｚのＩＦは、１３５０ＭＨｚの２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＰＣＳ１９００の送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、１３５０ＭＨｚの２ＬＯから得られた１３５ＭＨｚの直角位相局部発振器を用いて１３５ＭＨｚＩＦにアップコンバートされる。フィルタを通された１３５ＭＨｚのＩＦは、１７１５ＭＨｚ乃至１７７５ＭＨｚのレンジをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて１８５０乃至１９１０ＭＨｚバンドにアップコンバートされる。ＯＤＹＳＳＥＹの受信状態のため２４８３．５乃至２５００．０ＭＨｚバンドが、レンジ２２５８．５乃至２２７５．０ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング付加的合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された１５ＭＨｚのＩＦは、１３５０ＭＨｚの２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＯＤＹＳＳＥＹ送信状態は、同相及び直角位相ベースバンド信号が、１３５０ＭＨｚの２ＬＯからの１３５ＭＨｚの直角位相局部発振を用いて１３５ＭＨｚ信号にアップコンバートされる点で、ＰＣＳ１９００の場合と類似する。フィルタを通された１３５ＭＨｚのＩＦは、１７４５．０乃至１７６１．５ＭＨｚのレンジをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて１６１０．０乃至１６２６．５ＭＨｚバンドにアップコンバートされる。ＯＤＹＳＳＥＹ送信側１ＬＯはＰＣＳ１９００の１ＬＯと同一の１ＬＯによって得られるように設けられる。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、ＰＣＳ１９００の送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、ＰＣＳ１９００に対する１ＬＯの全体的なチューニングレンジは、１ＬＯの送信から受信への切替が許容可能な時間で実現され得るように制限される。ＯＤＹＳＳＥＹの場合に、送信及び受信側の第１局部発振器は、８７３．５ＭＨｚの二重式間隔に起因して別々である。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム１３５０ＭＨｚの２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、３分周の分周器６８に与えられる合成１３５０ＭＨｚ信号を供給し、その結果として、２分周の分周器５６に供給される４５０ＭＨｚが得られ、直角位相２２５ＭＨｚ発振器信号をミキサ５２及び５４に与える。送信器回路と同様に、２個の送信側直角位相第２局部発振器信号は、５分周の分周器７８によりプライム１３５０ＭＨｚ２ＬＯから得られ、その結果として、２分周の分周器８０に供給される２７０ＭＨｚが得られ、直角位相１３５ＭＨｚ発振器信号をミキサ８２及び８４に与える。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３．０ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＰＣＳ１９００及びＯＤＹＳＳＥＹの送信又は受信モードで動作する。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＰＣＳ１９００−ＯＤＹＳＳＥＹ回路に対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａｔａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、１３５０ＭＨｚの固定周波数信号を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２２５及び１３５ＭＨｚは、１３．０ＭＨｚ基準から獲得される。合成器の第１局部発振器は、１７０５乃至１７７５ＭＨｚの単一バンドに同調する局部発振器を有することにより、ＰＣＳ１９００の送信及び受信用並びにＯＤＹＳＳＥＹ送信のための動作を実行する。ＰＣＳ１９００の場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、この間隔は、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。ＯＤＹＳＳＥＹ受信モードの場合に、２２７５．０ＭＨｚに同調する別個の１ＬＯ合成器が使用される。図８を参照するに、ディジタルセルラＤＣＳ１８００信号とディジタルコードレスＤＥＣＴ信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の一実施例が示されている。ＤＣＳ１８００は、送受器への受信側ダウンリンクで周波数バンド１８０５乃至１８８０ＭＨｚで動作し、送受器からの送信側アップリンクで１７１０乃至１７８５ＭＨｚバンドで動作する。ＤＥＣＴは、周波数バンド１８８１．７９２乃至１８９７．３４４ＭＨｚ、並びに、時分割二重式を用いる送受器の受信側及び送信側リンク上の同じ周波数チャネルで動作する。ＤＣＳ１８００送受器は、送信モード又は受信モードの何れかで動作し、周波数分割二重式を使用する。また、ＤＥＣＴは送信又は受信モードで動作するが、時分割二重式と同じ周波数チャネルを使用する。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は３通りのポジションを有する。バンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＤＣＳ１８００信号用の入力及び出力ライン上に設けられ、一方、第２のスイッチ３０６及び単一ＲＦバンドフィルタ２０がＤＥＣＴ信号用に利用される。低雑音増幅器ＬＮＡ１及びＬＮＡ２は、夫々入力ライン上に設けられる。電力増幅器は二重バンド電力増幅器ＰＡによって与えられる。ＤＣＳ１８００及びＤＥＣＴの場合に、別個のバンドフィルタ２２及び２４が、ＬＮＡの出力からミキサ３０及び３２の入力に設けられる。バッファ増幅器３６及び３８に続いて、別個のＩＦチャネルフィルタ４０及び４２が設けられる。好ましくは、上記フィルタは無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。これにより得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別個のチャネル選択が行われるので、各ＲＦバンド全体で多数のチャネルが判定され得ることである。ディジタルＤＣＳ１８００信号用の受信路を参照するに、スイッチ１４が、到来ディジタルＤＣＳ１８００信号をＤＣＳ１８００受信路に向けるとき、バンド選択フィルタ２２からの信号は、別の増幅手段３６によって増幅される２２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号を生成するため、受信された信号を合成された局部発振器３４からの信号と混合するミキサ３０に送られる。ＤＣＳ１８００信号は、次に、２２５ＭＨｚＧＳＭのＩＦチャネルフィルタによってフィルタリングされ（ＤＣＳ１８００変調プロトコルはＧＳＭ変調プロトコルと同一であるので、そのフィルタはＧＳＭチャネルフィルタである）、フィルタリングされたＩＦ信号は、モード制御手段（図示しない）により第１のスイッチ１４と同時に動作する第２のスイッチング回路４４を通じて伝達される。モード制御手段は、信号がＤＣＳ１８００又はＤＥＣＴ変調の何れであるかを識別し、トランシーバがどちらのモードで動作しているかを判定する。スイッチ４４から出力された受信信号は、自動利得制御ａｇｃ及び受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を備えたＩＦ増幅器４８に供給される。増幅後、信号路はスプリッタ５０を介してルーティングされ、信号はミキサのペア５２及び５４に出力され、合成された４５０ＭＨｚの第２局部発振器（２ＬＯ）から切替可能分周器５６を通じて得られた直角位相２２５ＭＨｚ信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は増幅器６０及び６２によって増幅され、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給されるべき出力信号６４及び６６を生成する。ＤＥＣＴ無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、合成された局部発振を用いて、ＤＣＳ１８００の場合とは異なる別の１１０．５９２ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、１１０．５９２ＭＨｚのフィルタ手段４２によるチャネル選択の前に、増幅手段３８によって増幅される。ＤＣＳ１８００信号の場合と同様に、ＤＥＣＴのＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）から分周器５６を通して得られた１１０．５８２ＭＨｚの直角位相局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。カスタム受信ＩＣは、ＤＣＳ１８００及びＤＥＣＴ毎に別々にある外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。２２５ＭＨｚと１１０．５９２ＭＨｚの別個のＳＡＷ中間周波フィルタは、ＤＣＳ１８００及びＤＥＣＴのために使用される。両方のシステムに対し、ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信のため、ＤＣＳ１８００及びＤＥＣＴのベースバンド信号は、ＩＦをＤＣＳ１８００又はＤＥＣＴのいずれかのＲＦバンドで選択されたチャネルに効率的に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）内で別個の１３０ＭＨｚ及び１１０．５９２ＭＨｚ中間周波（ＩＦ）まで上げられる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号はポート７０及び７２に入力され、ミキサ８２及び８４の直角位相変調器結合で１３０若しくは１１０．５９２ＭＨｚの位相ロックループＩＦまでアップコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。ＤＣＳ１８００又はＤＥＣＴのいずれかの信号を含むＩＦでアップコンバートされた変調は、フィルタ８６を通過し、ＰＬＬ位相検出器に供給される前に分周器８８に印加される。位相検出器への基準入力は、スイッチ１０８を介した二重基準発振器（図示しない）から分周器９０によって獲得される。チャージポンプ（ＣＨ_pump）９４は、位相検出器（ＰＨ_det）からループフィルタ８６に給電し、その出力は二重バンドＶＣＯ９８を制御する。位相ロックループは閉じられ、前置増幅器１００の出力のサンプルをフィルタリング２６し、受信側と同じ合成された第１局部発振３４を用いるミキサ６８を介して１３０又は１１０．５９２ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートすることにより、効果的にチャネル同調される。このＩＦは、フィルタ２８によってフィルタリングされ、ループ内の９０°位相シフタ８０で変調器に供給される。送信側ＰＬＬ中間周波フィルタは高波形率であることを必要とせず、両方のＩＦを一括して扱うように配置され得る。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図８及び９から、全ての要求された局部発振周波数は、２位相ロックループを介して１３．０若しくは１３．８２４ＭＨｚとして与えられる２台の電圧制御型発振器から得られることが分かる。図９の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は単一の二重バンド電圧制御型発振器（ＶＣＯ）から得られる。ディジタルＤＣＳ１８００の場合の周波数バンド１５８０乃至１６５５ＭＨｚ又はＤＥＣＴの場合の周波数バンド１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚにおいて二重バンドの第１局部発振器ＶＣＯのバンド選択動作が使用され、４個の中間周波（ＩＦ）が結果として生じる。２個の受信ＩＦは、４５０／４４２．３６８ＭＨｚの二重プライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係かあり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、１３又は１３．８２４ＭＨｚの基準周波数に分周することにより逓減できる周波数になるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、４５０／４４２．３６８ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。二重周波数プライム２ＬＯはＤＣＳ１８００又はＤＥＣＴのため要求され夫々１３．０又は１３．８２４ＭＨｚで示される周波数に切り換えられる。ＤＣＳ１８００の受信状態のため、１８０５乃至１８８０ＭＨｚバンドが、レンジ１５８０乃至１６５５ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２２５ＭＨｚのＩＦは、４５０ＭＨｚのＤＣＳ１８００モードのためプログラムされたとき、二重周波数２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＤＣＳ１８００の送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１３０ＭＨｚのＩＦを用いて１３０ＭＨｚ信号にアップコンバートされる。１３０ＭＨｚのＩＦは、１３ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。ＤＥＣＴの受信状態のため１８８１．７９２乃至１８９７．３４４ＭＨｚバンドが、レンジ１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて１１０．５９２ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された１１０．５９２ＭＨｚのＩＦは、４４２．３６８ＭＨｚのＤＥＣＴモードのためプログラムされたとき、二重周波数２ＬＯから得られた１１０．５９２ＭＨｚの直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＤＥＣＴ送信状態は、同相及び直角位相ベースバンド信号が、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１１０．５９２ＭＨｚのＩＦを用いて１１０．５９２ＭＨｚ信号にアップコンバートされる点で、ＤＣＳ１８００の場合と類似する。１１０．５９２ＭＨｚのＩＦは、１３．８２４ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、ＤＣＳ１８００モードにおいて、送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、１ＬＯのチューニングレンジは、送信と受信の間の１ＬＯの再同調が不要になるように制限される。ＤＥＣＴモードの場合に、ＤＥＣＴ無線は、アップリンク及びダウンリンクに対し同一放送周波数を使用するので、送信及び受信側の第１局部発振器が、同じレンジ及びチャネルに同調することが要求される。１ＬＯは、ＤＥＣＴの要求条件をカバーする１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚと、ＤＣＳ１８００をカバーする１５８０乃至１６５５ＭＨｚで２個の周波数バンドを有するように配置されている。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、２分周又は４分周に切替可能な分周器５６に与えられる合成４５０又は４４２．３６８ＭＨｚ信号５８を供給し、その結果として、２２５ＭＨｚ又は１１０．５９２ＭＨｚの局部発振が得られる。ＤＣＳ１８００の送信路の場合に、１３ＭＨｚ基準は分周器９０において１分周され、１３ＭＨｚ基準を生じさせる。ＤＥＣＴ送信路の場合、１３．８２４ＭＨｚ基準を生じさせるため、１３．８２４ＭＨＺは分周器９０において１分周される（分周器は集積回路の一部分でもよく、１分周に設定され得る）。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３．０又は１３．８２４ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＤＣＳ１８００又はＤＥＣＴモードで動作する。二重バンド第１局部発振器と関連して、いずれかの通信で利用されるチャネルを検出するチャネル検出手段に応答して局部発振周波数を調節するバンド制御手段がある。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＤＣＳ１８００−ＤＥＣＴ回路に対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａtａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、４５０及び４４２．３６８ＭＨｚの２個の周波数を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２２５、１３０及び１１０．５９２ＭＨｚは、１３．０及び１３．８２４ＭＨｚ基準から獲得される。合成型の第１局部発振器は、二重バンド、即ち、ＤＣＳ１８００用の１５８０乃至１６５５ＭＨｚ、又は、ＤＥＣＴ用の１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚに同調する二重バンド局部発振器を有することにより二重モード動作を実行する。ＤＣＳ１８００の場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、ＤＥＣＴモードの場合に１．７２８ＭＨｚ間隔のチャネルに同調する。これらは、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。図１０を参照するに、ディジタルセルラＤＣＳ１８００信号とＧＳＭ信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の一実施例が示されている。ＧＳＭは、基地局から送受器への受信側リンク上の周波数バンド９２５乃至９６０ＭＨｚ、並びに、送受器から基地局への送信側リンク上の８８０乃至９１５ＭＨｚバンドで動作する。ＤＣＳ１８００及びＧＳＭ送受器は、送信モード又は受信モードの何れかで動作する。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は４通りのポジションを有する。ＤＣＳ１８００信号用のバンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＧＳＭ用のフィルタ２０及び４０６と共に入力及び出力ラインに設けられる。低雑音増幅器ＬＮＡは、入力及び出力ライン上に夫々設けられる。電力増幅器は二重バンド電力増幅器ＰＡによって与えられる。ＤＣＳ１８００及びＧＳＭの場合に、別個のバンドフィルタ２２及び２４が、ＬＮＡの出力からミキサ３０及び３２の入力に設けられる。バッファ増幅器３６及び３８に続いて、異なるシステム信号が共通チャネルＩＦフィルタ４０に印加するため何れかの信号を選択するスイッチに供給される。好ましくは、上記フィルタは無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。これにより得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別個のチャネル選択が行われるので、各ＲＦバンド全体で多数のチャネルが判定され得ることである。ディジタルＤＣＳ１８００信号用の受信路を参照するに、スイッチ４１４が、到来ディジタルＤＣＳ１８００信号をバンドパスフィルタ１６を介してＤＣＳ１８００受信路に向け、ＬＮＡ１及びバンドフィルタ１２に向けるとき、バンド選択フィルタ２２からの信号は、別の増幅手段３６によって増幅される２２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号を生成するため、受信された信号を合成された局部発振器３４からの信号と混合するミキサ３０に送られる。ＤＣＳ１８００信号は、次に、モード制御手段（図示しない）により第１のスイッチ１４と同時に動作する第２のスイッチング回路４４により選択される。モード制御手段は、信号がＤＣＳ１８００又はＧＳＭ変調の何れであるかを識別し、トランシーバがどちらのモードで動作しているかを判定する。信号は、次に、２２５ＭＨｚのＩＦチャネルフィルタによってフィルタリングされる。ＩＦフィルタ４０から出力された受信信号は、自動利得制御ａｇｃ及び受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を備えたＩＦ増幅器４８に供給される。増幅後、信号路はスプリッタ５０を介してルーティングされ、信号はミキサのペア５２及び５４に出力され、合成された４５０ＭＨｚの第２局部発振器（２ＬＯ）から分周器５６を通じて得られた直角位相２２５ＭＨｚ信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は増幅器６０及び６２によって増幅され、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給されるべき出力信号６４及び６６を生成する。ＧＳＭ無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、合成された局部発振を用いて、ＤＣＳ１８００の場合と同じ２２５ＭＨｚの同一中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、スイッチ４４により選択され、チャネル選択フィルタ４０に供給される前に、増幅手段３８によって増幅される。ＤＣＳ１８００信号の場合と同様に、ＧＳＭのＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）から分周器５６を通して得られた２２５ＭＨｚの直角位相局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。カスタム受信ＩＣは、ＤＣＳ１８００及びＧＳＭ毎に別々にある外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信のため、ＤＣＳ１８００及びＧＳＭのベースバンド信号は、ＩＦをＤＣＳ１８００又はＧＳＭのいずれかのＲＦバンドで選択されたチャネルに効率的に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）内で１３５ＭＨｚ及び２７０ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）まで上げられる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号は、ポート７０及び７２に入力され、ミキサ８２及び８４の直角位相変調器結合で１３５若しくは２７０ＭＨｚの位相ロックループＩＦまでアップコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。ＤＣＳ１８００又はＧＳＭのいずれかの信号を含むＩＦでアップコンバートされた変調は、フィルタ８６を通過し、ＰＬＬ位相検出器に供給される前に分周器８８に印加される。位相検出器への基準入力は、プライム第２局部発振器５８から分周器９０によって獲得される。チャージポンプ（ＣＨ_pump）９４は、位相検出器（ＰＨ_det）からループフィルタ９６に給電し、その出力は二重バンドＶＣＯ９８を制御する。位相ロックルーブは閉じられ、前置増幅器１００の出力のサンプルをフィルタリング２６し、受信側と同じ合成された第１局部発振３４を用いてミキサ６８を介して１３５又は２７０ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートすることにより、効果的にチャネル同調される。このＩＦは、フィルタ２８によってフィルタリングされ、ループ内の９０°位相シフタ８０で変調器に供給される。送信側ＰＬＬ中間周波フィルタは高波形率であることを必要とせず、両方のＩＦを一括して扱うように配置され得る。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図１０及び１１から、全ての要求された局部発振周波数は、２位相ロックループを介して１３．０ＭＨｚとして与えられる２台の電圧制御型発振器から得られることが分かる。図１１の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は単一の二重バンド電圧制御型発振器（ＶＣＯ）から得られることが分かる。ＤＣＳ１８００の場合の周波数バンド１５７５乃至１６５０ＭＨｚ又はＧＳＭの場合の周波数バンド１１５０乃至１１８５ＭＨｚにおいて二重バンドの第１局部発振器ＶＣＯのバンド選択動作が使用され、３個の中間周波（ＩＦ）が結果として生じる。２個の受信ＩＦは、４５０ＭＨｚのプライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係があり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、４５ＭＨｚの基準周波数に分周することにより逓減できる周波数になるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、４５０ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。ＤＣＳ１８００の受信状態のため、１８０５乃至１８８０ＭＨｚバンドが、レンジ１５７５乃至１６５５ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２２５３のＩＦは、４５０ＭＨｚの２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＤＣＳ１８００の送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１３５ＭＨｚのＩＦを用いて１３５ＭＨｚ信号にアップコンバートされる。１３５ＭＨｚのＩＦは、４５ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。ＧＳＭ受信状態のため９２５乃至９６０ＭＨｚバンドが、レンジ１１５０乃至１１８５ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２２５ＭＨｚのＩＦは、４５０ＭＨｚの２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚの直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＧＳＭ送信状態は、同相及び直角位相ベースバンド信号が、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた２７０ＭＨｚのＩＦを用いて２７０ＭＨｚ信号にアップコンバートされる点で、ＤＣＳ１８００の場合と類似する。２７０ＭＨｚのＩＦは、４５ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、ＤＣＳ１８００モードにおいて、送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、ＤＣＳ１８００用１ＬＯのチューニングレンジは、送信から受信への切替が許容可能な時間内で行えるように制限される。ＧＳＭモードの場合に、送信及び受信側の第１局部発振器が、厳密に重なり合うように配置される。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム４５０ＭＨｚの２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、２分周の分周器５６に与えられる合成４５０ＭＨｚ信号５８を供給し、その結果として、２２５ＭＨｚの局部発振が得られる。送信路の場合に、４５０ＭＨｚは分周器９０において１０分周され、４５ＭＨｚ基準を生じさせる。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＤＣＳ１８００送信及び受信モード、又は、ＧＳＭモードで動作する。二重バンド第１局部発振器と関連して、いずれかの通信で利用されるチャネルを検出するチャネル検出手段に応答して局部発振周波数を調節するバンド制御手段がある。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＤＣＳ１８００−ＧＳＭ回路に対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａｔａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、４５０ＭＨｚの固定周波数を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２２５、２７０、１３５及び４５ＭＨｚは、１３ＭＨｚ基準から獲得される。合成型の第１局部発振器は、ＤＣＳ１８００送信及び受信用の１５７５乃至１６５５ＭＨｚ、又は、ＧＳＭ送信及び受信用の１１５０乃至１１８５ＭＨｚの単一バンドに同調する二重バンド局部発振器を有することにより二重モード動作を実行する。ＤＣＳ１８００及びＧＳＭの両方の場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、これらは、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。図１２を参照するに、ディジタルセルラＧＳＭ信号とディジタルコードレスＤＥＣＴ信号の両方の受信用の二重モード無線フロントエンドを含む本発明の一実施例が示されている。ＤＥＣＴは、周波数バンド１８８１．７９２乃至１８９７．３４４ＭＨｚ、並びに、時分割二重式を用いる送受器の受信側及び送信側リンク上の同じ周波数チャネルで動作する。ＤＣＳ１８００送受器は、送信モード又は受信モードの何れかで動作し、周波数分割二重式を使用する。また、ＤＥＣＴは送信又は受信モードで動作するが、時分割二重式と同じ周波数チャネルを使用する。このため、アンテナ１２からのスイッチ１４は３通りのポジションを有する。バンドパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１８は、ＧＳＭ信号用の入力及び出力ライン上に設けられ、一方、第２のスイッチ５０６及び単一ＲＦバンドフィルタ２０がＤＥＣＴ信号用に利用される。低雑音増幅器ＬＮＡ１及びＬＮＡ２は、夫々入力ライン上に設けられる。電力増幅器は二重バンド電力増幅器ＰＡによって与えられる。ＧＳＭ及びＤＥＣＴの場合に、別個のバンドフィルタ２２及び２４が、ＬＮＡの出力からミキサ３０及び32の入力に設けられる。バッファ増幅器３６及び３８に続いて、別個のＩＦチャネルフィルタ４０及び４２が設けられる。好ましくは、上記フィルタは無線周波表面音響波ＳＡＷ装置である。これにより得られる利点は、別個の受信バンドがＩＦにダウンコンバートされ、別個のチャネル選択が行われるので、各ＲＦバンド全体で多数のチャネルが判定され得ることである。ディジタルＧＳＭ信号用の受信路を参照するに、スイッチ１４が、到来ディジタルＧＳＭ信号をＧＳＭ受信路に向けるとき、バンド選択フィルタ２２からの信号は、別の増幅手段３６によって増幅される２２５ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号を生成するため、受信された信号を合成された局部発振器３４からの信号と混合するミキサ３０に送られる。ＧＳＭ信号は、次に、２２５ＭＨｚのＩＦチャネルフィルタによってフィルタリングされ、フィルタリングされたＩＦ信号は、モード制御手段（図示しない）により第１のスイッチ１４と同時に動作する第２のスイッチング回路４４を通じて伝達される。モード制御手段は、信号がＧＳＭ又はＤＥＣＴ変調の何れであるかを識別し、トランシーバがどちらのモードで動作しているかを判定する。スイッチ４４から出力された受信信号は、自動利得制御ａｇｃ及び受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を備えたＩＦ増幅器４８に供給される。増幅後、信号路はスプリッタ５０を介してルーティングされ、信号はミキサのペア５２及び５４に出力され、合成された４５０ＭＨｚの第２局部発振器（２ＬＯ）から切替可能分周器５６を通じて得られた直角位相２２５ＭＨｚ信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は増幅器６０及び６２によって増幅され、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給されるべき出力信号６４及び６６を生成する。ＤＥＣＴ無線信号がアンテナに現れ、その信号を受信することが決定された場合、スイッチ１４はアンテナ１２からの信号をフィルタ２０、増幅器ＬＮＡ２、フィルタ２４を経由して、ミキサ３２に供給する。ミキサ３２において、無線周波信号は、合成された局部発振を用いて、ＧＳＭの場合とは異なる別の１１０．５９２ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、１１０．５９２ＭＨｚのフィルタ手段４２によるチャネル選択の前に、増幅手段３８によって増幅される。ＧＳＭ信号の場合と同様に、ＤＥＣＴのＩＦ信号は共通ＩＦ増幅器を介して出力され、増幅と、第２局部発振器（２ＬＯ）から分周器５６を通して得られた１１０．５８２ＭＨｚの直角位相局部発振信号との混合後に、同相及び直角位相ベースバンド信号は出力６４及び６６に与えられ、アナログ・ディジタル変換器及びディジタル信号処理手段（図示しない）に供給される。カスタム受信ＩＣは、ＧＳＭ及びＤＥＣＴ毎に別々にある外部ＳＡＷイメージフィルタを備えたＬＮＡ／ダウンコンバータを使用する。２２５ＭＨｚと１１０．５９２ＭＨｚの別個のＳＡＷ中間周波フィルタは、ＧＳＭ及びＤＥＣＴのために使用される。両方のシステムに対し、ＩＦフィルタリングが単一チャネルのために配置される。送信モードのため、ＧＳＭ及びＤＥＣＴのベースバンド信号は、ＩＦをＧＳＭ又はＤＥＣＴのいずれかのＲＦバンドで選択されたチャネルに効率的に変換する位相ロックループ（ＰＬＬ）内で２７０及び１１０．５９２ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）まで上げられる。ディジタル信号処理及びディジタル・アナログ変換器（図示しない）によって得られたベースバンド信号はポート７０及び７２に入力され、ミキサ８２及び８４の直角位相変調器結合で２７０若しくは１１０．５９２ＭＨｚの位相ロックループＩＦまでアップコンバートされる前に、増幅器７４及び７６によって増幅される。ＧＳＭ又はＤＥＣＴのいずれかの信号を含むＩＦでアップコンバートされた変調は、フィルタ８６を通過し、ＰＬＬ位相検出器に供給される前に分周器８８に印加される。位相検出器への基準入力は、プライム基準発振器５８から分周器９０によって獲得される。チャージポンプ（ＣＨ_pump）９４は、位相検出器（ＰＨ_det）からループフィルタ９６に給電し、その出力は二重バンドＶＣＯ９８を制御する。位相ロックループは閉じられ、前置増幅器１００の出力のサンプルをフィルタリング２６し、受信側と同じ合成された第1局部発振３４を用いるミキサ６８を介して２７０又は１１０．５９２ＭＨzのＩＦにダウンコンバートすることにより、効果的にチャネル同調される。このＩＦは、フィルタ２８によってフィルタリングされ、ループ内の９０°位相シフタ８０で変調器に供給される。送信側ＰＬＬ中間周波フィルタは高波形率であることを必要とせず、両方のＩＦを一括して扱うように配置され得る。上記の二重モード無線に対する周波数発生又は局部発振器の要求条件に関して、図１２及び１３から、全ての要求された局部発振周波数は、２位相ロックループを介して１３．０若しくは１３．８２４ＭＨｚとして与えられる２台の電圧制御型発振器から得られることが分かる。図１３の無線周波プランを参照するに、第１局部発振信号は単一の単一の二重バンド電圧制御型発振器（ＶＣＯ）から得られることが分かる。ＧＳＭに対する周波数バンド１１５０乃至１１８５ＭＨｚ又はＤＥＣＴに対する周波数バンド１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚにおいて二重バンドの第１局部発振器ＶＣＯのバンド選択動作が使用され、４個の中間周波（ＩＦ）が結果として生じる。２個の受信ＩＦは、４５０／４４２．３６８ＭＨｚの二重プライム第２局部発振器（２ＬＯ）と逓倍の関係があり、かつ、ＳＡＷチャネルフィルタ実装のため便宜な周波数であるように設けられる。２個の送信ＩＦは、４５又は１３．８２４ＭＨｚの基準周波数への分周により逓減できる周波数になるように設けられる。二つの受信ＩＦを混合してベースバンドに逓減するため要求される直角位相信号局部発振は、４５０／４４２．３６８ＭＨｚの２ＬＯからの分周によって容易に得られる。二重周波数プライム２ＬＯはＧＳＭ又はＤＥＣＴのため要求され夫々１３．０又は１３．８２４ＭＨｚで示される周波数に切り換えられる。ＧＳＭ受信状態のため、９２５乃至９６０ＭＨｚバンドが、レンジ１１５０乃至１１８５ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて２２５ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された２２５ＭＨｚのＩＦは、４５０ＭＨｚのＧＳＭモードのためプログラムされたとき、二重周波数２ＬＯから得られた２２５ＭＨｚ直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＧＳＭ送信状態のため、同相及び直角位相ベースバンド信号は、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた２７０ＭＨｚのＩＦを用いて２７０ＭＨｚ信号にアップコンバートされる。２７０ＭＨｚのＩＦは、４５ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。ＤＥＣＴの受信状態のため１８８１．７９２乃至１８９７．３４４ＭＨｚバンドが、レンジ１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚをカバーするチャネルチューニング合成型１ＬＯを用いて１１０．５９２ＭＨｚのＩＦにダウンコンバートされる。チャネルフィルタを通された１１０．５９２ＭＨｚのＩＦは、４４２．３６８ＭＨｚのＤＥＣＴモードのためプログラムされたとき、二重周波数２ＬＯから得られた１１０．５９２ＭＨｚの直角位相局部発振を用いてベースバンド同相及び直角位相信号にダウンコンバートされる。ＤＥＣＴ送信状態は、同相及び直角位相ベースバンド信号が、ＲＦ出力からのチャネルチューニング受信局部発振でダウンコンバートすることにより位相ロックループ内で得られた１１０．５９２ＭＨｚのＩＦを用いて１１０．５９２ＭＨｚ信号にアップコンバートされる点で、ＧＳＭの場合と類似する。１１０．５９２ＭＨｚのＩＦは、１３．８２４ＭＨｚ基準に分周、位相ロックされ、この出力は、チャージポンプ及びループフィルタを介して送信ＲＦ側ＶＣＯ周波数を制御する。１ＬＯ（第１局部発振器）合成型周波数発生の特徴は、ＧＳＭモードにおいて、送信及び受信局部発振チューニングバンドが、異なる送信及び受信ＩＦを用いることにより重なるように配置される点である。このようにして、１ＬＯのチューニングレンジは、送信と受信の間の１ＬＯの再同調が不要になるように制限される。ＤＥＣＴモードの場合に、ＤＥＣＴ無線は、アップリンク及びダウンリンクに対し同一放送周波数を使用するので、送信及び受信側の第１局部発振器が、同じレンジ及びチャネルに同調することが要求される。１ＬＯは、ＤＥＣＴの要求条件をカバーする１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚと、ＧＳＭをカバーする１１５０乃至１１８５ＭＨｚで２個の周波数バンドを有するように配置されている。２台の受信側の直角位相第２局部発振器信号は、以下に説明するようにプライム２ＬＯから得られる。プライム第２局部発振器は、切替可能な２分周の分周器５６に与えられる合成４５０又は４４２．３６８ＭＨｚ信号５８を供給し、その結果として、２２５ＭＨｚ又は１１０．５９２ＭＨｚの局部発振が得られる。ＧＳＭ送信路の場合に、４５０ＭＨｚ基準は分周器９０において１０分周され、４５ＭＨｚ基準を生じさせる。ＤＥＣＴ送信路の場合、１３．８２４ＭＨｚ基準を生じさせるため、４４２．３６８ＭＨｚは分周器９０において３２分周される。局部発振器に関して、局部発振器は、制御信号によって設定された分周器を通じて処理された１３．０又は１３．８２４ＭＨｚの信号を受信し、これにより、局部発振器はＧＳＭ又はＤＥＣＴモードで動作する。二重バンド第１局部発振器と関連して、いずれかの通信で利用されるチャネルを検出するチャネル検出手段に応答して局部発振周波数を調節するバンド制御手段がある。発呼を開始する携帯電話の場合に、チャネル検出手段は、利用可能なチャネルを検出し、ＧＳＭ− ＤＥＣＴ回路に対する制御切替を適宜行うことができる。プログラマブル分周器は、データ（ｄａｔａ）、クロック（ｃｌｏｃｋ）及びイネーブル（ｅｎａｂｌｅ）コマンドの制御下で動作する。プライム第２局部発振器２ＬＯは、４５０及び４４２．３６８ＭＨｚの２個の周波数を生成し、周波数が維持されることを保証するためフィードバック路を利用する。これらの手段によって、要求された第１発振器周波数のように、要求された周波数２２５、２７０及び１１０．５９２ＭＨｚは、１３．０及び１３．８２４ＭＨｚ基準から獲得される。合成型の第１局部発振器は、二重バンド、即ち、ＧＳＭ用の１１５０乃至１１８５ＭＨｚ、又は、ＤＥＣＴ用の１７７１．２００乃至１７８６．７５２ＭＨｚに同調する二重バンド局部発振器を有することにより二重モード動作を実行する。ＧＳＭモードの場合に、１ＬＯは２００ｋＨｚ間隔のチャネルに同調し、ＤＥＣＴモードの場合に１．７２８ＭＨｚ間隔のチャネルに同調する。これらは、位相ロックループへの基準に基づくＲ／Ｑ分周器及びプログラマブル分周器によって決められる。二重モード無線アーキテクチャを実現するためには、種々の回路で周波数が別々である場合に問題が生じる。信号を歪ませる相互変調積を誘起するカップリング効果が生じる危険性がある。単一シリコン半導体基板は、相互変調積を発生させる可能性があるので適当ではない。受信フロントエンド回路を担持するチップと、送信フロントエンド回路を担持するチップと、２個の局部発振器を担持するチップとを備えた３チップ「水平方向」分割は便宜である。かかる分割は、送信中間周波が受信路を妨害しないようにするため必要である。二重周波数合成のため容易に利用可能な単一チップを使用することが可能であり、これにより、送信路及び受信路へのスプリアスクロック妨害が減少する。この複雑さが最小限の３チップ法による無線アーキテクチャは、周波数発生を簡単、かつ、容易に実現可能な状態に保つ。単純な低波形率フィルタリングは、送信ＰＬＬ中間周波に十分である。標準的なセラミックフィルタは、ＡＭＰＳ及びＯＤＹＳＳＥＹフィルタが二重式タイプである場合に、異なる動作プロトコルの送信及び受信RＦバンドを分離するため使用可能である。アンテナスイッチは、非二重式送信若しくは受信信号、又は、二重式送信及び受信の中から一つを選択するため含まれる。上記の通り、本発明の説明を中間周波の適当な選択による具体的な二重周波数／プロトコルの組に関して行ったが、上記の方法はそれ以外の二重周波数／プロトコルの状況に拡張することが可能である。本願が優先権を主張する英国特許出願第９６０３３１６．２号明細書、並びに、本明細書に添付された要約書の開示内容は、参考として本明細書に引用される。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９８年２月１８日（１９９８．２．１８）【補正内容】請求の範囲１．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するよう動作可能である二重モード無線フロントエンドトランシーバにおいて、トランシーバは各変調フォーマットのための受信路及び送信路を含み、共通の受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振２ＬＯの必要条件は単一の基準周波数合成器から得られる二重モード無線フロントエンドトランシーバ。２．中間周波を無線周波に変換する局部発振１ＬＯ（６８）の必要条件は上記単一の基準周波数合成器から得られる請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。３．単一の第１局部発振器は、無線周波を中間周波に変換するため動作可能であり、上記第１局部発振器は、入力周波数バンド及び変調フォーマットに関係した制御信号、並びに、プログラマブル分周器を組み込むフィードバックループからの信号を受信するよう配置されている請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。４．上記第１局部発振器１ＬＯは、二重バンドに適する電圧制御型発振器同調レンジを制限するため、オーバーラップチューニングを採用する請求項３記載の無線フロントエンドトランシーバ。５．上記トランシーバは、単一の第２局部発振器を含み、上記受信路において、要求されたベースバンド周波数信号は、中間周波信号を、上記第２局部発振器の出力の分周によって得られた信号とミキシングすることにより獲得される請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。６．２台の第１局部発振器は、無線周波を中間周波に変換するため動作可能であり、各第１局部発振器は単一の基準周波数合成器からの入力を受容する請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。７．上記トランシーバは、周波数バンド及び変調フォーマットを確認する手段が設けられている請求項１、２、５又は６のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバ。８．高周波の無線システムの局部発振バンドは、中間周波を切り換えることにより重なり合うように配置され、これによりチューニングレンジが制限される請求項１又は３乃至５のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバ。９．数個の回路を含み、二つの周波数バンド及び変調フォーマットに従って動作可能な二重モード無線トランシーバにおいて、共通の第１の回路で、異種の無線放送インタフェース信号が第１局部発振器でダウンコンバートされ、切替式の別個の中間周波フィルタでフィルタリングされ、増幅され、第２の局部発振器を用いて同相及び直角位相ベースバンド信号に変換され、第２の回路で、異種のベースバンド変調フォーマット同相及び直角位相信号は、受信回路に共通した第１局部発振器及び第２局部発振器から得られた基準を使用する位相ロックアップコンバート変調器として構成された共通回路内で夫々の異種の無線放送インタフェース信号にアップコンバートされ、周波数合成は、２台の位相ロックされた電圧制御型発振器だけが必要とされるように配置され、二つの受信側の第２局部発振周波数は周波数基準に位相ロックした第２局部発振器から逓倍関係が得られ、第１局部発振器周波数は全て同一周波数基準から得られ、中間周波を切り換え、これによりチューニングレンジが制限されるように、高周波数の無線システムの局部発振バンドは重なり合うように配置されている二重モード無線トランシーバ。１０．請求項１乃至９のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバを組み込む移動無線送受器。１１．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１２．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１３．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１４．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ニスベット，ジョンジャクソンカナダ国，オンタリオケイ２イー６ケイ９，ネピーン，ウィガン・ドライヴ 17 (72)発明者エドワーズ，フレイザーマリイギリス国，ハーフォードシアシーエム 23 ５エヌエル，ビショップス・ストートフォード，ウォリック・ロード 77 (72)発明者アンゾルゲ，クリスティアンドイツ連邦共和国，89081 ウルム，ヴィルヘルム―ルンゲ―シュトラーセ 11

Claims

【特許請求の範囲】１．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するよう動作可能である無線フロントエンドトランシーバにおいて、トランシーバは各変調フォーマットのための受信路及び送信路を含み、共通の受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振の必要条件は単一の周波数合成器から得られる無線フロントエンドトランシーバ。２．中間周波を無線周波に変換する局部発振の必要条件は単一の周波数合成器から得られる請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。３．単一の第１局部発振器が使用され、要求された二重モード動作は二重バンド電圧制御型発振器及びプログラマブル合成器を用いて実現される請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。４．上記第１局部発振器は、二重バンドに適する電圧制御型発振器同調レンジを制限するため、オーバーラップチューニングを採用する請求項３記載の無線フロントエンドトランシーバ。５．上記トランシーバは、単一の第２局部発振器を含み、上記要求された二重モード動作は、要求された局部発振器入力信号を得るため、上記第２局部発振器の分周により実現される請求項１、３又は４のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバ。６．２台の第１局部発振器が使用され、要求された二重モード動作は単一の信号基準周波数源を利用することにより実現される請求項１記載の無線フロントエンドトランシーバ。７．高周波の無線システムの局部発振バンドは、中間周波を切り換えることにより重なり合うように配置され、これにより再チューニングを回避するためチューニングレンジが制限される請求項１又は３乃至５のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバ。８．上記トランシーバは動作モードを判定する手段が設けられている請求項１乃至７のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバ。９．機能的なブロック回路と周波数プランの組合せを含む無線トランシーバにおいて、第１の回路で、異種の無線放送インタフェース信号が第１局部発振器でダウンコンバートされ、切替式の別個の中間周波フィルタでフィルタリングされ、増幅され、第２の局部発振器を用いて同相及び直角位相ベースバンド信号に変換され、機能的なブロックの共通サブシステムにおいて、異種のベースバンド変調フォーマット同相及び直角位相信号は、受信回路に共通した第１局部発振器及びプライム第２局部発振器から得られた基準を使用する位相ロックアップコンバート変調器として構成された機能的なブロックの共通サブシステム内で夫々の異種の無線放送インタフェース信号にアップコンバートされ、周波数合成は、２台の位相ロックされた電圧制御型発振器だけが必要とされるように配置され、二つの受信側の第２局部発振周波数は周波数基準に位相ロックしたプライム第２局部発振器から逓倍関係が得られ、第１局部発振器周波数は全て同一周波数基準から得られ、中間周波を切り換え、これにより送信と受信の間で再同調を回避すべくチューニングレンジを制限するように、高周波数の無線システムの局部発振バンドは厳密に重なり合うように配置されている無線トランシーバ。１０．請求項１乃至９のうちいずれか１項記載の無線フロントエンドトランシーバを組み込む移動無線送受器。１１．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１２．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である無線フロントエンドトランシーバを動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１３．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。１４．異なる周波数バンド及び変調フォーマットで無線信号を受信、送信するように動作可能である移動無線送受器を動作させる方法において、各変調フォーマット毎に同じ受信及び送信中間周波回路が利用され、無線周波を中間周波に変換し、中間周波をベースバンドに変換する局部発振器の必要条件は単一の周波数合成器により得られる方法。