JP2000501255A

JP2000501255A - 対数極座標信号処理を使用する受信機内フィルタ動作

Info

Publication number: JP2000501255A
Application number: JP9519643A
Authority: JP
Inventors: ソデルクビスト，ジャン，エリク
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1995-11-22
Filing date: 1996-11-15
Publication date: 2000-02-02
Also published as: US5914990A; CN1147100C; EP0864216A1; AU7714596A; EE03790B1; CN1207846A; DE69632477D1; HK1017538A1; BR9611762A; EP0864216B1; EE9800162A; WO1997019541A1

Abstract

(57)【要約】振幅信号（ｒ_in）及び角信号（ＰＨＩ_in）であるディジタル化対数極座標信号を処理する対数極座標ディジタル・フィルタは、対数極座標信号を、同相信号（Ｉ_in）及び直角位相信号（Ｑ_in）を含む変換された線形デカルト座標信号に変換する第１変換器を有する。第１変換器に結合された線形デカルト座標ディジタル・フィルタは、変換された線形デカルト座標信号からフィルタされた線形デカルト座標信号を発生する。第１変換器はｒ_inの線形化を適合させかつアナログ回路に導入された利得誤りを補償することがあり、アナログ回路が供給する信号からディジタル化対数極座標信号が導出される。他の特徴では、第２変換器がまた設けられて、フィルタされたデカルト座標信号を、フィルタされた振幅信号（ｒ_filt）及びフィルタされた角信号（ＰＨＩ_filt）を含むフィルタされた対数極座標信号に変換する。

Description

【発明の詳細な説明】対数極座標信号処理を使用する受信機内フィルタ動作背景本発明は、無線周波数信号をフィルタする動作（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）、特に対数極座標（ｌｏｇ−ｐｏｌａｒ）書式で供給される無線周波数信号をフィルタするディジタル技術に関する。移動電話におけるように、電気通信技術では、任意の無線信号を一連続の複合（複素）ベクトルとして表することが常に可能であることは、知られている。それゆえ、無線信号をデカルト座標（Ｉ，Ｑ）形式又は極座標（ＲＳＳ，ＰＨＩ）形式で表現することができ、ここにＲＳＳは受信信号強度であり、及びＰＨＩはそのべクトルの位相角を表す。いわゆる「対数極座標形式」を上述の２つの形式の代わりとして有利に使用できることも、また知られている。図１は、従来の対数極座標受信機のブロック図である。無線信号は、アンテナ１０１に受信されかつ増幅器１０３に供給される。増幅された信号は、次いで、混合器１０５に供給され、ここでこの信号は局部発振器１０７によって発生された信号と混合されて、適当な中間周波数を有する信号（「Ｉ．Ｆ．信号」）を生じる。次いで、Ｉ．Ｆ．信号は帯域通過フィルタに供給されるが、このフィルタの目的は所定中心周波数に中心を置いた帯域幅の範囲内に存在する周波数のみを通過させることである。増幅器１１１によって更に増幅された後、アナログＩ．Ｆ．信号１１３は、対数極座標ディジタイザ（ｌｏｇｐｏｌａｒｄｉｇｉｔｉｚｅｒ）１２７に供給される。対数極座標ディジタイザ１２７の第１脚内で、アナログＩ．Ｆ．信号１１３は対数増幅器１１５によって増幅され、次いで、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１１７によってディジタル形式に変換される。Ａ／Ｄ変換器１１７の各出力は、特定の時刻の受信信号強度（ｒｓｓ１１９）の対数を表す。対数極座標ディジタイザ１７の他の脚内で、アナログＩ．Ｆ．信号１１３は位相ディジタイザ１２１に供給され、このディジタイザはディジタル信号ＰＨＩ１２３を発生し、この信号は供給されたアナログＩ．Ｆ．信号１１３の位相を表す。極座標ディジタイザ１２７によって発生されるディジタル信号ｒｓｓ１１９及びＰＨＩ１２３は、次いで、復調器１２５に供給され、この復調器は既知のディジタル技術を使用してこれらの信号を処理して復調信号を発生する。帯域通過フィルタ１０９の性能は、規定されたチャネル内の全ての周波数に応答しかつこのチャネルの外にある全ての周波数を排除する（すなわち、これらに応答しない）程度を決定すると云う理由から、重要である。図２は、帯域通過フィルタ１０９の周波数特性のグラフである。図２は、帯域通過フィルタ１０９の周波数特性のグラフである。帯域通過フィルタ１０９は、入力信号のうちのｆ_CE _NTER Ａからｆ_CENTERＢの範囲に存在する周波数成分のみを通過させるように設計される。例示の例では、ｆ_CENTERは、受信機回路にとって所望のＩ．F．であるように設計される。従来の受信機では、帯域通過フィルタ１０９は、アナログ構成要素から全面的に構成されている。このことが、組み立てられている間の構成要素の不完全性及び変動ばかりでなくこれらの構成要素のエージングの結果起こる変動のためにいくつのかの問題を導入する。例えば、図２を参照すると、このフィルタの帯域幅Ａ＋Ｂが広過ぎることがある。この結果、隣接チャネルからの信号を変調器へ通過させる。或は、このフィルタの帯域幅Ａ＋Ｂが狭過ぎることがある。この結果、所望信号の部分が除去されるために所望チャネルにおいて性能の損失をきたす。また、中心周波数f_CENTERが正しくなく、それであるからＡ］Ｂが起こり得る。この場合、所望信号の部分が除去され、隣接チャネルの部分が導入されることになる。要約本発明の１態様によれば、上述の及び他の目的は、対数的に基準化された（ｓｃａｌｅｄ）振幅信号（ｒ_in）及び角信号（ＰＨＩ_in）を含むディジタル化対数座標信号を処理することで達成される。１実施例では、対数極座標ディジタル・フィルタは対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に変換する第１変換手段を有し、この場合には、変換された線形デカルト座標信号は同相信号（Ｉ_in ）及び直角位相信号（Ｑ_in）を含む。対数極座標ディジタル・フィルタは、ここでは、線形デカルト座標ディジタルフィルタと称するディジタル・フィルタを含み、このフィルタは第１変換手段に結合されて、変換された線形デカルト座標信号からフィルタされた線形デカルト座標信号を発生する。線形デカルト信号は、同相信号及び直角位相信号を含む。本発明の他の態様では、対数極座標ディジタル・フィルタは、アナログ信号を発生するアナログ回路、及びこのアナログ信号からディジタル化対数極座標信号を発生する対数極座標ディジタイザを更に含む。第１変換手段は、次の等式に従って、変換された線形デカルト座標信号を発生する。及びここに、ｂ_in及びｏｆｆｓｅｔ_inは校正定数である。これらの校正定数は、対数極座標ディジタイザの特性の線形化を適合させかつアナログ回路に導入された利得誤りを補償するために使用されてよい。アナログ回路は、例えば、アナログ帯域通過フィルタ、及びこのアナログ帯域通過フィルタからフィルタされた信号を受けるように結合されたアナログ増幅器を含む。本発明の他の態様では、線形デカルト座標フィルタがアナログ回路の仕様外れ（ｏｕｔ−ｏｆ−ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）動作を補償する。本発明のなお他の態様では、対数極座標ディジタル・フィルタが更に第２変換手段を含み、この変換手段は線形デカルト座標ディジタル・フィルタに結合されて、フィルタされた線形デカルト座標信号をフィルタされた対数極座標信号に変換し、フィルタされた対数極座標信号はフィルタされた振幅信号（ｒ_filt）及びフィルタされた角信号（ＰＨＩ_filt）を含む。対数極座標ディジタル・フィルタは、フィルタされた対数極座標信号を更に処理する第３手段をなお更に含むことがある。この場合、第２変換手段は、次の等式に従って、フィルタされた対数極座標信号を発生することがある。及び PHI_filt = arg(I_filt＋jQ_filt) 及びｏｆｆｓｅｔ_outは定数であって、これらはフィルタされた対数極座標信号に第３手段の範囲要件及び分解能要件を満足させるように選択されてよい。本発明の他の実施例では、第１変換手段が次の等式に従って、変換された線形デカルト座標信号を発生する。及びここに、ｂ_in及びｏｆｆｓｅｔ_inは校正定数であって、これらは線形化を対数極座標ディジタイザの特性に適合させかつアナログ回路に導入された利得誤りを補償するために使用されてよく、ｔは電流サンプルのタイム・スタンプであり、及びｆ_corrはアナログ回路の非対称周波数特性を補正する周波数定数である。また、第２手段は、次の等式に従って、フィルタされた対数極座標信号を発生する。及び PHI_filt = (arg(I_filt＋jQ_filt)-2πf_corrt)modulo 2π 定数であって、これらはフィルタされた対数極座標信号に第３手段の範囲要件及び分解能要件を満足させるように選択されてよい。定数ｆ_corrは、狂って中心を定められたアナログ・フィルタ特性を補償するように線形デカルト座標フィルタを周波数上で移動させるように選択されてよい。図面の簡単な説明本発明の目的及び利点は、添付図面と関連した次の詳細な説明を読むことによって理解されるであろう。これらの図面において、図１は従来の対数極座標受信機のブロック図である。図２は帯域通過フィルタの周波数特性のグラフである。図３は本発明の１態様による模範的対数極座標受信機のブロック図である。図４は本発明による数極座標ディジタル・フィルタの模範的実施例のブロック図である。詳細な説明本発明の種々の特徴をこれらの図面を参照していまから説明するが、これらの図面において同様の部品は同じ符号で以て識別されている。図３は、本発明の１態様による模範的対数極座標受信機のブロック図である。アンテナ１０１、増幅器１０３及び１１１、混合器１０５、局部発振器１０７、対数増幅器１１５、Ａ／Ｄ変換器１１７、位相ディジタイザ１２１、及び復調器１２５は、図１に関して上に説明されたのと同じ動作をし、それであるから追加説明は必要でない。好適実施例では、対数極座標ディジタイザ１２７は、Ｐ・デント（Ｐ．Ｄｅｎｔ）に発行された米国特許第５，０４８，０５９号に更に詳細に説明されているものであり、この特許は列挙することによってその内容が本明細書に組み入れられている。帯域通過フィルタ３０１の機能は、上に説明された帯域通過フィルタ１０９のそれと同じである。しかしながら、本発明の１態様によれば、帯域通過フィルタ３０１は帯域通過フィルタ１０９のそれと同じ厳しい標準規格の下で動作することを要しないが、それは対数極座標ディジタル・フィルタ３０３の追加が理由であり、このフィルタはディジタル化対数極座標信号をフィルタするためにディジタル技術を利用する手段を意味する。対数極座標ディジタル・フィルタ３０３の係数は好適にはロード可能であり、それであるから、次のために異なる組（ｓｅｔ）を使用してよい。１）受信機のアナログ部分の異なるフィルタ特性を補償する。例えば、もし帯域通過フィルタ３０１の帯域幅（Ａ＋Ｂ、図２参照）が広過ぎるならば、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３の係数を、帯域通過フィルタ３０１に後続するとき、所望帯域幅を生じる狭い帯域幅を生じるように選択するべきである。同様に、もし帯域通過フィルタ３０１の帯域幅（Ａ＋Ｂ、図２参照）が狭過ぎるならば、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３の係数を、帯域通過フィルタ３０１に後続するとき、所望帯域幅を生じる広い帯域幅生じるように選択するべきである。２）対称でない帯域通過フィルタ３０１、すなわち、その中心周波数（ｆ_CE _NTER 、図２参照）が所望中間周波数（Ｉ．Ｆ．）上に実際にないこのフィルタを補償する。３）応用の総合要件を満足するように回路の合計フィルタ特性を調節する。上に説明した補償及び調節を行う技術を下に更に詳細に説明する。見受けられるのは、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３が対数極座標形式にある信号を処理することを要求されることである。本発明の他の態様によれば、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３は、この能力を有する。対数極座標ディジタル・フィルタ３０３の模範的実施例を図４を参照していまから説明する。模範的対数極座標ディジタル・フィルタ３０３内で、処理しようとする対数極座標信号（すなわち、ディジタル信号ｒ_in１１９及びＰＨＩ_in１２３）が信号を対数極座標形式からデカルト座標形式に変換する手段に供給される。対数極座標・デカルト座標変換器４０１として図４に描かれたこのような手段は、例えば、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）又は他のアードウェア回路として、或はこれに代りプログラマブル装置上で実行するソフトウェアとして具体化される。どちらの場合でも、対数極座標・デカルト座標変換器４０１は、対数極座標信号ｒ_in １１９及びＰＨＩ_in１２３から線形デカルト座標形式入力信号Ｉ_in４０３及びＱ_in ４０５を発生するために、一般に、次の等式に従って動作する。ここに、ｂ_in及びｏｆｆｓｅｔ_inは校正定数であって、これらは線形化を対数極座標ディジタイザ１２７の特性へ適合させかつ無線のアナログ部分内の不完全性及び変動のために起こることがある利得誤りとオフセット誤りを補償するために使用されてよい。１実施例では、信号ｒ_in１1９は１０ビット・サンプル（０から１０２３までの範囲内で値を表することができる）を含み、及びＰＨＩ_in１２３は０から２５５までの範囲内で８ビットサンプルを含む。上の等式（１）及び（２）は、位相値がラジアンで表されることを想定するから、ＰＨＩ_in１２３の８ビット表示を適応させるために、これらの等式を次のように僅かに修正しなければならない。ここに１実施例では、定数ｂ_in及びｏｆｆｓｅｔ_inは、好適には、対数極座標・デカルト座標変換器４０１内のレジスタに記憶され、それであるから、これらはソフトウェア・ロード可能である。注意するのは、ｒ’_inは固定小数点演算によって等式（３）から計算されてよいことである。しかしながら、浮動小数点演算が利用されるとき、本発明の他の態様によれば、ｒ’_inの値の決定が次の技術によってより効率的に行われると云１てよい。まず、注意することは、浮動小数点演算では、各値は形式、すなわち、仮数＊２^指数で表される。したがって、等式（４）は、線形値ｒ’_inを決定する次の等式を導く。は、ｘ=ｆｒａｃ（（ｒ_in＋（−ｏｆｆｓｅｔ_in））＊（−ｌｏｇ₂ｂ_in））としかつ関数２^-Xに対してチェビシェフ（Ｔｓｃｈｅｂｙｓｃｈｅｆｆ）展開を適用することによって計算されてよい、すなわち、 P(x) = C₇*x⁷＋…＋C₁*x¹＋C₀*X⁰ (6) 係数Ｃ₇，Ｃ₆，…，Ｃ₁，Ｃ₀は、チェビシェフ展開内の多項係数であり、かつｒ_in の値の期待される範囲に対して良好な結果を持たらすように選択されるべきである。８つの項が示されているが、多項式内の項の数は所与の応用に要求される精確性のレベルに依存する。対数極座標・デカルト座標変換器４０１の動作がｂ_in及びｏｆｆｓｅｔ_inに対して選択される値に依存することは、判る。本発明のなお他の態様では、これらの値は、次のように無線動特性（ｒａｄｉｏｄｙｎａｍｉｃｓ）の関数として選択されてよい。すなわち、まず、変数ｒ’_inが信号ｒ_in１１９の関数として書き込まれる。ｒ’_inをデシベル（ｄＢ）で表すと、次を得る。 r_dB(r_in) = 20*(r_in-offset_in)*log₁₀b_in (8) 両辺の導関数を取りかつ変数を再配列すると、ｂ_in及びｌｏｇ₂ｂ_inに対する次式を得る。この値を、周知の技術を使用して、生産中に測定を行うことによって各無線ユニット毎に経験的に決定してよい。ｂ_in（かつ、したがって、その上ｌｏｂ₂ｂ_in）に対して適当な値を決定したならば、ｏｆｆｓｅｔ_inに対する相当する値を次のように決定することができる。このように、好適実施例では、−ｌｏｇ²ｂ_in及び−ｏｆｆｓｅｔ_inに対する値が所与の対数極座標・デカルト座標変換器４０１に対して決定され、かつこれらの値は対数極座標・デカルト座標変換器４０１内に配置されたメモリ手段内にプログラムされる。対数極座標・デカルト座標変換器４０１の動作中、等式（５）は、−ｌｏｇ₂ｂ_in及び−ｏｆｆｓｅｔ_inの先に記憶された値から及び信号ｒ_i _n １１９の入力値からｒ_inに対する値を決定するために使用される。位相の余弦及び正弦（等式（ｌ′）及び（２’）参照）は、周知の表引き技術に従って決定してよい。しかしながら、他の実施例では、位相の余弦は、関数ｃｏｓ（ｐｉ＊ｘ）のチェビシェフ展開を位相の適当な正規化に応用することによって計算される。数学的に、 cos(2*π*PHI_in/256) = -cos(π*(PHI_in-128)/128) 及び多項式 P(x) = C₅*x¹⁰＋C₄*x⁸＋…＋C₀*x⁰ が（（ＰＨＩ_in−１２８）／１２８））に適用される。虚部の計算は全面的にアナログである。すなわち、ｓｉｎ（ｐｉ＊ｘ）は、次の多項式によって近似される。 P(x) = x(K₄*x⁸＋K₃*x⁶＋…＋K₀*x⁰) 多項式の係数は、入力値の期待する範囲に対して良好な近似を提供するように決定されるべきである。この判定基準を満足する係数を選択する技術は、技術的に周知である。また、ＰＨＩ_inが０、６４、又は１６２（すなわち、零余弦値又は零正弦値を有するはずであるが、しかし多項式が計算されるとき非零値を発生する角）に等しいとき、対数極座標・デカルト座標変換器４０１は、多項式を評価するステップを飛び越してよく、その代わりに零についての精確な答を単に使用してよい。図４に戻って参照すると、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３は、以後、この明細書を通して線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７と称されるディジタル・フィルタを更に含み、このディジタル・フィルタは対数極座標・デカルト座標変換器４０１によって発生されるＩ_in信号４０３及びＱ_in信号４０５を受け、かつフィルタされた信号Ｉ_filt４０９及びＱ_filt４１１を発生する。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７は、受信機の要件を満たすディジタル・フィルタのいずれかの型式（例えば、無限長インパルス応答（ＦＩＲ）又は無限長インパルス応答（ＩＩＲ））であってよい。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の１態様は、信号Ｉ_in４０３及びＱ_in４０５が別々に処理されるように、このフィルタが２つの独立のフィルタ経路を有することである。線形デカルト座標ディジタル・フィルタを設計する技術は、技術上周知であり、特定用途向け（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｐｅｃｉｆｉｃ）である。したがって、線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の更に詳細な説明は、本発明の範囲を越える。本発明の１態様では、線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の係数はロード可能であり、かつ係数の異なる組を無線のアナログ部品の仕様フィルタ特性外れを補償するために使用してよい。用語「仕様動作外れ（ｏｕｔ−ｏｆ−ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｐｅｒａｔｉｏｎ）」は、意図する動作に従わない実際動作を意味するために、ここでは、使用される。この明細書の背景部分で説明されたように、たとえ２つの異なるアナログ回路が同じ公称構成要素で以て組み立てられても、組み立てられている間の構成要素の不完全性及び変動ばかりでなく、構成要素のエージングの結果として起こる変動が回路に動作中異なる特性の徴候を表させることになる。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７が提供することのできる補償の１例は、帯域通過フィルタ３０１の帯域幅が広過ぎると判る場合によって例示される。この場合、狭い帯域幅を有する帯域通過フィルタに影響するように線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の係数を選択してよく、それであるからフィルタする動作の和合計が仕様の要件を満足する。同様に、もし帯域通過フィルタ３０１の帯域幅が狭過ぎると判るならば、広い帯域幅を有する帯域通過フィルタに影響するように線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の係数を選択してよい。各場合に、直列接続されたフィルタの正味影響は、そうでないならばアナログ帯域通過フィルタ３０１だけによって遂行されるであろう所望フィルタ動作を生じるべきである。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の係数は、その合計フィルタ特性を、意図した応用（この場合、受信機）の合計フィルタ特性を満足するように、調節するために更に選択されることがある。この場合、係数は、アナログ帯域通過フィルタ３０１の実際性能だけでなく、線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の出力から導出される信号を受けるフィルタの性能もまた考慮して選択される。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７の係数をソフトウェア・ロード可能にするために、係数の異なる組が異なる応用に対して使用されてよい。例えば、1つの組が高隣接チャネル排除を要求する応用に対してロードされるのに対して、他の組はもし隣接チャネル干渉が存在しないならば利用される。線形デカルト座標ディジタル・フィルタ４０７によって発生されるフィルタされた信号Ｉ_filt４０９及びＱ_filt４１１は、或る実施例では、更に処理されるために受信機内の他の構成要素に直接供給されることがある。しかしながら、例示の実施例では、これらの信号にとって、これらを受信機内の他の構成要素に供給することがきる前に、まず対数極座標形式に戻し変換される必要がある。したがって、対数極座標ディジタル・フィルタ３０３は、デカルト座標形式を対数極座標形式に変換する手段を更に含む。このような手段は、代わりに、ＡＳＩＣとして又は変換プログラム上で実行する汎用プロセッサとして構成されることを含むいくつかの異なる方法で構成されてよい。変換手段は、図４にデカルト座標・対数極座標変換器４１３として表され、この変換器はフィルタされた信号Ｉ_in４０９及びＱ_in４１１を受け、かつフィルタされた信号ｒ_filt４４５及びＰＨＩ_filt ４４７を発生する。フィルタされた位相信号ＰＨＩ_filt４１７は、次の等式に従って決定されてよい。 PHI_filt = arg(I_filt＋jQ_filt) (11) ここに、ａｒｇ（）は複素数の偏角である。フィルタされた振幅信号はまた、周知の線形・対数極座標変換アルゴリズムに従って決定されてよい。しかしながら、本発明の他の態様によれば、デカルト座標・対数極座標変換器４１３は、フィルタされた信号Ｉ_filt４０９及びＱ_filt４１１を対数極座標形式に変換するだけでなく、フィルタされた信号Ｉ_filt４１５及びＱ_filt４１７を基準化（ｓｃａｌｅ）することもまたあり、ぞれであるから、これらの信号は後続する信号処理（例えば、ヴィタビ（Ｖｉｔｒｂｉ）等化器）に適した分解能及び範囲を有する。この基準化（ｓｃａｌｉｎｇ）は、フィルタされた信号ｒ_filt４１５を次の等式に従って調節することによって達成されることがある。ｂ_out及びｏｆｆｓｅｔ_outは定数であって、これらをソフトウェア・ダウンロード動作によっておそらくデカルト座標・対数極座標変換器４１３内へロードすることができる。本発明のなお他の態様によれば、デカルト座標・対数極座標変換器４１３は、フィルタされた信号Ｉ_filt４０９及びＱ_filt４１１が好適には浮動小数点書式で表されると云う事実を利用することによって、フィルタされた信号を効率的に変換しかつ基準化するように設計される。それは、次の等式（１２）から導かれる。見受けられるのは、好適実施例では、Ｉ_filt及びＱ_filtが浮動小数点で表され、それであるから I_filt*I_filt+Q_filt*Q_filt = m*2^指数 (14) となることである。ここに、ｍは１／２≦ｍ＜１の範囲内の仮数であり、かつ指数は整数値として表される。したがって、次が導かれる。 log₂(I_filt*I_filt＋Q_filt*Q_filt) = log₂(m*2^exponent) = log₂ｍ＋指数 (15) 好適実施例では、ｌｏｇ₂ｍはＰ（２＊（１−ｍ））によって近似され、ここに、 P(x) = C₁₀*x¹⁰＋…＋C₁*x¹＋C₀*x⁰ 係数Ｃ₁₀，…，Ｃ₁，Ｃ₀は、多項式展開を入力値の期待される範囲に対して良好な近似を与えるように最適化する既知の技術に従って選択するべきである。Ｋに対する値は、ｂ_outについて等式（１２）を次のように解くことによって、式（１３）内で使用されるように選択してよい。等式（１６）から次が導かれる。定数Ｋをいま次のように計算することができる。Ｋに対する値を決定したならば、ｏｆｆｓｅｔ_outに対する値を次のように計算することができる。好適実施例では、定数Ｋ及びｏｆｆｓｅｔ_outは、デカルト座標・対数極座標変換器４１３内へソフトウェア・ロード可能である。本発明の他の態様では、フィルタされた信号ＰＨＩ_filt４１７がフィルタされた信号Ｉ_filt４０９及びＱ_filt４１１から、まず、これらの値を、Ｉ_filt及びＱ_filt の両方が正であると共にＱ_filtがＩ_filt以下である場合へ減少させることによって、発生される。次いで、比Ｑ_filt／Ｉ_filtが関数ａｒｃｔａｎ（ｘ）の多項式近似への入力として供給され、これによって、ＰＨＩ_filt及びＱ_filtを所望範囲内に持たらすために行われた減少を法とするＰＨＩ_filtに対する値を生じる。したがって、ＰＨＩ_filtに対する値を、精確なフィルタされた信号ＰＨＩ_fi _lt ４１７を生じるように調節しなければならない。使用される多項式近似は、好適には次数７のものである。アナログ帯域通過フィルタ３０１（及び（又は）応用に応じて存在するかもしれないいずれか他のフィルタ）の特性の変動を補償するために対数極座標ディジタル・フィルタ３０３を利用するとき、これらのアナログ・フィルタが対称でないことが明らかになる。すなわち、フィルタする実際の中心周波数は、所望中心周波数でない。本発明の他の態様によれば、この問題は、対数極座標・デカルト座標変換器４０１内及びデカルト座標・対数極座標変換器４１３内に意図的な周波数オフセットを導入することによって補正される。更に特に、この場合、対数極座標・デカルト座標変換器４０１は、次の関係に従ってその変換を遂行するように設計される。すなわち、及びここに、ｒ_in、ｏｆｆｓｅｔ_in、ｂ_in、及びＰＨＩ_inは、上に説明されたのと同じである（ただし、ＰＨＩ_inはラジアンで表されると想定される）。同様に、デカルト座標・対数極座標変換器４１３は、次の関係に従ってその変換を遂行するように設計される。 r_filt = K*log₂(I² _filt＋Q² _filt)＋offset_out (22) 及び PHI_filt = (arg(I_filt＋jQ_filt)-2πf_corrt)modulo 2π (23) この場合、先に説明されたものと動作上ただ異なるのは補償係数、２πｆ_corrｔの導入であり、ここに、ｆ_corrは補正周波数であり、及びｔは電流サンプルのタイム・スタンプである。ｆ_corrに対する適当な値は、そのシステムがその現場（ｆｉｅｌｄ）でその後使用されるとき使用されることになるのと同じ帯域幅及び同じ中心周波数を有する信号を対数極座標ディジタル・フィルタ３０３に供給することによって経験的に決定されてよい。次いで、出力信号ｒ_filtを最大にするようにパラメータｆ_co _rr が調節される。本発明が特定実施例を参照して説明された。しかしながら、上に説明した好適実施例の形式以外の特殊形式で本発明を実施することが可能であることは、その技術の熟練者に容易に明らかである。これは、本発明の精神に反することなく行われると云ってよい。例えば、例示の実施例で、対数極座標信号は受信信号強度成分及び位相成分を有する受信無線信号であった。しかしながら、本発明は、この実施例に限定されるのではなく、むしろ対数極座標信号のいずれの型式も、すなわち、振幅信号及び角信号を含む信号であると共に、振幅信号が対数的に基準化されている信号をフィルタするのに応用されると云ってよい。それゆえ、好適実施例は、単に解説のためであって、かついかなるようにしても限定的に考えるべきではない。本発明の範囲は、先の説明ではなく添付の請求の範囲によって与えられ、かつ請求の範囲に入る全ての変形実施例及び等価実施例は本発明の範囲に包含されることを意図する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．対数的に基準化された振幅信号（ｒ_in）と角信号（ＰＨＩ_in）とを含むディジタル化対数極座標信号を処理する対数極座標ディジタル・フィルタであって、前記対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に変換する第１変換手段であって、前記変換された線形デカルト座標信号が同相信号（Ｉ_in）と直角位相信号（Ｑ_in）とを含む前記第１変換手段と、前記変換された線形デカルト座標信号からフィルタされた線形デカルト座標信号を発生するために、前記第１手段に結合された線形デカルト座標ディジタル・フィルタとを包含する対数極座標ディジタル・フィルタ。２．請求項１記載の対数極座標ディジタル・フィルタであって、アナログ信号を発生するアナログ回路と、前記アナログ信号からディジタル化対数極座標信号を発生する対数極座標ディジタイザとを更に包含し、前記第１変換手段が、次の等式に従って、前記変換された線形デカルト座標信号を発生し、及びここに、ｂ_inとｏｆｆｓｅｔ_inとは校正定数である対数極座標ディジタル・フィルタ。３．請求項２記載の対数極座標ディジタル・フィルタにおいて、前記校正定数ｂ_inとｏｆｆｓｅｔ_inとが、前記対数極座標ディジタイザの特性にｒ_inの線形化を適合させ、かつ前記アナログ回路に導入された利得誤りを補償するように選択される対数極座。４．請求項２記載の対数極座標ディジタル・フィルタにおいて、前記アナログ回路がアナログ帯域通過フィルタと、前記アナログ帯域通過フィルタからフィルタされた信号を受けるように結合されたアナログ増幅器とを含む対数極座標ディジタル・フィルタ。５．請求項２記載の対数極座標ディジタル・フィルタにおいて、前記線形デカルト座標ディジタル・フィルタが前記アナログ回路の仕様外れ動作を補償する対数極座標ディジタル・フィルタ。６．請求項１記載の対数極座標ディジタル・フィルタであって、前記フィルタされた線形デカルト座標信号をフィルタされた対数極座標信号に変換するために、前記線形デカルト座標ディジタル・フィルタに結合された第２変換手段であって、前記フィルタされた対数極座標信号がフィルタされた振幅信号（ｒ_filt）とフィルタされた角信号（ＰＨＩ_filt）とを含む前記第２手段を更に包含する対数極座標ディジタル・フィルタ。７．請求項６記載の対数極座標ディジタル・フィルタであって、前記フィルタされた対数極座標信号を更に処理する第３手段を更に包含し、前記第２変換手段が、次の等式に従って、前記フィルタされた対数極座標信号を発生し、及び PHI_filt = arg (I_filt+jQ_filt) 数である対数極座標ディジタル・フィルタ。８．請求項７記載の対数極座標ディジタル・フィルタにおいて、前記校正定数ｂ_outとｏｆｆｓｅｔ_outとが前記フィルタされた対数極座標信号に前記第３手段の範囲要件と分解能要件とを満足させるように選択される対数極座標ディジタル・フィルタ。９．請求項７記載の対数極座標ディジタル・フィルタであって、アナログ信号を発生するアナログ回路と、前記アナログ信号から前記ディジタル化対数極座標信号を発生する対数座標ディジタイザとを更に包含し、前記第１変換手段が、次の等式に従って、前記変換された線形デカルト座標信号を発生し、及びここに、ｂ_inとｏｆｆｓｅｔ_inとは前記アナログ回路に導入された利得誤りを補償するために使用される校正定数であり、ｔは電流サンプルのタイム・スタンプであり、及びf_corrは前記アナログ回路の非対称動作を補正する周波数定数であり、及び、更に、前記第２変換手段が、次の等式に従って、前記フィルタされた対数極座標信号を発生し、及び PHI_filt = (arg(I_filt＋jQ_filt)-2πf_corrt)modulo2π ィルタされた対数極座標信号に前記第３手段の範囲要件と分解能要件とを満足させる定数である対数極座標ディジタル・フィルタ。 10．対数的に基準化された振幅信号（ｒ_in）と角信号（ＰＨＩ−_in）とを含むディジタル化対数極座標信号を処理する方法であって、前記対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に変換するステップであって、前記変換された線形デカルト座標信号が同相信号（Ｉ_in）と直角位相信号（Ｑ_in）とを含む前記対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に前記変換するステップと、前記変換された線形デカルト座標信号からフィルタされた線形デカルト座標信号を発生するステップとを包含する方法。 11．請求項１０記載の方法であって、アナログ信号を発生するためにアナログ回路を使用するステップと、前記アナログ信号からディジタル化対数極座標信号を発生するステップとを更に包含し、前記対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に前記変換するステップが次の等式に従っており、及びここに、ｂ_inとｏｆｆｓｅｔ_inとは校正定数である方法。 12．請求項１１記載の方法において、前記校正定数b_inとｏｆｆｓｅｔ_inとが、前記アナログ信号を発生するために前記ディジタル化対数極座標信号を前記発生するステップの特性にｒ_inの線形化を適合させ、かつ前記アナログ回路に導入された利得誤りを補償するように選択される方法。 13．請求項１１記載の方法において、前記アナログ信号を発生するために前記アナログ回路を前記使用するステップが受信信号をフィルタするためにアナログ帯域通過フィルタを使用するステップと、前記フィルタされた受信信号から前記アナログ信号を発生するためにアナログ増幅器を使用するステップとを含む方法。 14．請求項１１記載の方法において、前記変換された線形デカルト座標信号から前記フィルタされた線形デカルト座標信号を前記発生するステップが前記アナログ回路の仕様外れ動作を補償することを含む方法。 15．請求項１０記載の方法であって、前記フィルタされた線形デカルト座標信号をフィルタされた対数極座標信号に変換するステップであって、前記フィルタされた対数極座標信号がフィルタされた振幅信号（ｒ_filt）とフィルタされた角信号（ＰＨＩ_filt）とを含む前記フィルタされた線形デカルト座標信号をフィルタされた対数極座標信号に前記変換するステップを更に包含する方法。 16．請求項１５記載の方法であって、前記フィルタされた対数極座標信号を更に処理する手段を使用するステップを更に包含し、前記フィルタされた対数極座標信号を前記発生するステップが次の等式に従って遂行され、及び PHI_filt = arg(I_filt＋jQ_filt) 数である方法。 17．請求項１６記載の方法において、前記校正定数b_outとｏｆｆｓｅｔ_outとが前記フィルタされた対数極座標信号に前記更に処理する手段の範囲要件と分解能要件とを満足させるように選択される方法。 18．請求項１６記載の方法であって、アナログ信号を発生するためにアナログ回路を使用するステップと、前記アナログ信号からディジタル化対数極座標信号を発生するステップとを更に包含し、前記対数極座標信号を変換された線形デカルト座標信号に前記変換するステップが次の等式に従って遂行され、及びここに、ｂ_inとｏｆｆｓｅｔ_inとは前記アナログ回路に導入された利得誤りを補償するために使用される校正定数であり、ｔは電流サンプルのタイム・スタンプであり、及びf_corrは前記アナログ回路の非対称動作を補正する周波数定数であり、及び、更に、前記フィルタされた線形デカルト座標信号をフィルタされた対数極座標信号に前記変換するステップが次の等式に従って遂行され、及び PHI_filt = (arg(I_filt＋jQ_filt)-2πf_corrt)modulo 2π ィルタされた対数極座標信号に前記更に処理する手段の範囲要件と分解能要件とを満足させる定数である方法。