CN114665897B - 一种抑制单音和直流的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种抑制单音和直流的方法及装置，属于无线通信接收方法领域。本发明将现有实系数的IIR陷波滤波器转换为复系数的陷波滤波器，且复系数的陷波滤波器的两个目标频点一个根据待消除的单音频点动态设置调整，另一个是频率为零的直流频点。因此复系数的陷波滤波器既能够滤除单音信号，也能够滤除直流信号。此外本发明的单音目标频点的频率和幅度可以根据待消除单音信号对应设置，且只会消除零频率点一侧的信号，从而避免滤除有用信号，保证接收端信号的准确性。

Description

一种抑制单音和直流的方法及装置

技术领域

本发明涉及一种抑制单音和直流的方法及装置，属于无线通信接收方法领域。

背景技术

在无线通信的接收端，本振信号常常会发生泄漏，导致泄漏的本振信号从低噪声放大的输出端、滤波器的输出端和天线端反射回来，或者泄漏的本振信号由天线接收端进入混频器的射频口。上述泄漏的本振信号和本振端口进入的本振信号相混频，且二者的差拍频率为0，形成直流信号。这些直流信号会叠加在基带信号上，对基带信号产生干扰，因此被称为直流偏置。直流偏置往往比射频前端的噪声还要大，造成接收端的信噪比变差，此外较大的直流偏置会导致混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。

另一方面，由于发送端的器件质量参差不齐，可能某些器件存在老化问题；或者由于外界环境温度的影响，同样会产生直流偏置。发送端的直流偏置会叠加在基带信号中，通过射频载波发送至接收端，而接收端的本振频率往往和发送端的本振频率不一致，导致发送端的直流信号由于频率偏移变成单音信号。

如图2所示，由于以上因素导致单音和直流同时出现在基带信号中，对接收端的同步和频偏估计造成严重影响，产生系统无法正常运转的结果。现有的解决方法是对接收端的信号进行陷波处理，由于现有实系数的陷波器为两路输入，会同时在关于频率零点左右对称的两个频点上进行陷波，因此在实际处理过程中，现有实系数的陷波器在消除待消除单音信号的同时，还会消除部分有用信号，造成接收端信号损失，对无线通信效果造成影响。此外现有实系数的陷波器无法在消除单音信号的同时，对频率为零的直流信号进行滤波处理。

发明内容

本发明的目的在于提供一种抑制单音和直流的方法及装置，用于解决现有陷波器滤除单音信号的同时会造成有用信号损失以及无法滤除直流信号的问题。

为了实现上述目的，本发明提供了一种抑制单音和直流的方法，包括如下步骤：

1)根据接收到的无线信号的单音频点确定IIR滤波器传递函数的两组实系数，一组为分子实系数，一组为分母实系数；

2)基于IIR滤波器构建映射滤波器，所述映射滤波器为复系数的N阶滤波器，该映射滤波器传递函数的输出与当前时刻的输入、距当前时刻最近的前N个时刻的输入、距当前时刻最近的前N个时刻的输出以及对应的复系数有关，N大于等于2；当前时刻的输入和前N个时刻的输入的复系数为分子复系数，前N个时刻的输出的复系数为分母复系数；复系数与所述的两组实系数有关，复系数的确定过程如下；

a.确定归一化后的单音频点并作为单音目标频点，将零频率点作为直流目标频点，根据单音目标频点和直流目标频点计算映射滤波器的中心频率和带宽；

b.根据映射滤波器的中心频率和带宽构建第一中间多项式和第二中间多项式，对第一中间多项式进行n次方计算，对第二中间多项式进行N-n次方计算，将两者的计算结果相乘，并根据相乘结果和两组实系数分别构建分子多项式和分母多项式，其中分子多项式中的复系数即为分子复系数，分母多项式中的复系数为分母复系数。

本发明的有益效果是：将现有实系数的IIR陷波滤波器转换为复系数的陷波滤波器，复系数的陷波滤波器的两个目标频点一个根据待消除的单音频点动态设置调整，另一个是频率为零的直流频点。因此复系数的陷波滤波器既能够滤除单音信号，也能够滤除直流信号。此外本发明的单音目标频点的频率和幅度可以根据待消除单音信号对应设置，且只会消除零频率点一侧的信号，从而避免滤除有用信号，保证接收端信号的准确性。

进一步地，在上述抑制单音和直流的方法中，当N为2时，步骤2)中映射滤波器的传递函数为：

y(n)＝B′₀*x(n)+B′₁*x(n-1)+B′₂*x(n-2)-A′₁*y(n-1)-A′₂*y(n-2)

其中，x(n)代表传递函数当前输入值，y(n)代表传递函数当前输出值，x(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输入值，x(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输入值；y(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输出值，y(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输出值；B′₀、B′₁和B′₂为分子复系数，A′₁和A′₂为分母复系数。

进一步地，在上述抑制单音和直流的方法中，所述步骤b中构建的分母多项式O_A和分子多项式O_B分别为：

O_A＝A₀×Den²+A₁×Den×Num+A₂×Num²

O_B＝B₀×Den²+B₁×Den×Num+B₂×Num²

其中Num为第一中间多项式，Den为第二中间多项式，A₀、A₁和A₂为IIR滤波器的分母实系数，B₀、B₁和B₂为IIR滤波器的分子实系数。

进一步地，在上述抑制单音和直流的方法中，构建的第一中间多项式Num和第二中间多项式Den为：

其中，α'和β'为映射滤波器的系数因子，α'和β'与映射滤波器的中心频率和带宽有关。

进一步地，在上述抑制单音和直流的方法中，映射滤波器的系数因子与映射滤波器的中心频率和带宽的关系为：

其中，w_c为映射滤波器的中心频率，B_w为映射滤波器的带宽。

进一步地，在上述抑制单音和直流的方法中，分母多项式O_A中z^-i项的系数对应分母复系数A'_i，i＝1和2；分子多项式O_B中z^-j项的复数对应分子复系数B'_j，j＝0、1和2。

本发明还提供了一种抑制单音和直流的装置，所述装置安装在通信系统的接收端，且采用了上述抑制单音和直流的方法，故此处不再赘述。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为OFDM系统基带信号中单音信号和直流信号示意图；

图3为原型滤波器和直流和单音抑制滤波器的频谱对比图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明了，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

首先介绍原型陷波器的滤波器系数生成原理：

构建一个无限冲激响应IIR陷波器作为原型滤波器，用于完成对正弦信号的干扰消除。假定该陷波滤波器要消除的单音信号的原型正弦信号s(t)的频率为f₀，则该正弦信号可以表示为：

s(t)＝A sin(2πf₀t+φ₀)

式中A为振幅，φ₀为初始随机相位。在无线通信系统中，由于本振器件自身问题产生的待消除的单音信号s(t)'由如下单谱线形式来表示：

s(t)＇＝A exp(j×(2πf₀t+φ₀))

原型滤波器的陷波衰减幅度假定为A Pass，单位为dB，则有：

G_b＝10^-APass/20默认原型陷波器的陷波带宽BW为-3dB位置的频谱宽度，则BW∈(0,1)。

原型陷波器的归一化频点ω₀可通过如下公式计算：

ω₀＝2π×f₀/F_s

其中F_s为归一化采样频率。

根据得到的陷波衰减幅度BW、G_b和归一化频点ω₀，通过下列公式求出滤波器系数因子α、β和Gain。

再根据α、β和Gain通过下列公式求出原型滤波器的分子实系数A₀、A₁和A₂，以及分母实系数B₀、B₁和B₂：

基于上述原理可以根据待消除单音信号频率构建原型滤波器，并得到原型滤波器的分子实系数和分母实系数。在此基础上同样根据待消除单音信号频率，设计与原型滤波器对应的映射滤波器，区别在于映射滤波器的系数为复系数，且映射滤波器的目标频点一个为单音信号的频点，另一个为用于消除直流信号的零频率点。

方法实施例：

如图1所示，本发明的一种抑制单音和直流的方法包括如下步骤：

1)根据待消除单音信号频率确定原型滤波器传递函数的分子实系数和分母实系数。

2)根据实系数的原型滤波器设计一个复系数的二阶映射滤波器，该映射滤波器不仅能消除直流信号，还能同时抑制单谱线的单音信号。设映射滤波器的传递函数为：

y(n)＝B′₀×x(n)+B′₁×x(n-1)+B′₂×x(n-2)-A′₁×y(n-1)-A′₂×y(n-2)

其中x(n)代表传递函数当前输入值，y(n)代表传递函数当前输出值，x(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输入值，x(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输入值；y(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输出值，y(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输出值。那么只要求得分子复系数B′₀、B′₁和B′₂，以及分母复系数A′₁和A′₂，就能确定映射滤波器。

3)根据待消除单音信号频率计算得到映射滤波器的两个系数因子。

映射滤波器滤除的待消除单音信号形式沿用原型滤波器的待消除单音信号，即为s(t)＇＝Aexp(j*(2πf₀t+φ₀))。

对待消除单音信号频率f₀进行归一化计算得到归一化的单音频点f_c，f_c＝2×f₀/F_s，F_s为归一化采样频率。直流频点的频率为0，设两个目标频点f₁和f₂分别表示目标单音频点和目标直流频点，则有：

可以根据f₁和f₂计算映射滤波器的中心频率w_c和带宽B_w：

再根据映射滤波器的中心频率w_c和带宽B_w，通过如下公式计算映射滤波器的系数因子α'和β'：

4)根据映射滤波器的系数因子α'和β'计算第一中间多项式Num和第二中间多项式Den。

首先根据如下公式计算N_ap(0)和N_ap(1)，以及D_ap(0)和D_ap(1)：

其中[·]^*为取复共轭计算。

再根据N_ap(0)和N_ap(1)生成第一中间多项式Num，根据D_ap(0)和D_ap(1)生成第二中间多项式Den：

5)根据第一中间多项式和第二中间多项式确定分子复系数和分母复系数。

a)设置计数变量n，并令n＝0。

b)对第二中间多项式Den进行2-n次方多项式相乘计算，对第一中间多项式Num进行n次方多项式相乘计算，得到两个临时多项式p₁和p₂。将临时多项式p₁和p₂的乘积与对应分子实系数相乘生成新的中间多项式r_B(n)；将临时多项式p₁和p₂的乘积与对应分母实系数相乘生成新的中间多项式r_A(n)，即：

c)令n＝n+1，若n≤2，则重复步骤b)；否则进行步骤d)。

d)相加与n有关的所有r_B(n)得到分子多项式O_B；相加与n有关的所有r_A(n)得到分母多项式O_A，即：

e)分母多项式O_A中z^-i项的系数对应分母复系数A'_i，i＝1和2；分子多项式O_B中z^-j项的复数对应分子复系数B'_j，j＝0、1和2，由此确定分子复系数B′₀、B′₁和B′₂，以及分母复系数A′₁和A′₂。

6)根据确定复系数后的映射滤波器的传递函数对输入信号x(n)进行单音信号和直流信号的消除。单音信号的陷波处理的幅度大小根据衰减幅度Apass和带宽BW来调整。

仿真验证：

建立仿真环境验证本发明的陷波效果，如图2所示为数字基带信号中单音和直流信号示意图，设归一化频点f_c为-0.15，陷波衰减幅度APass为66dB，陷波带宽BW为5.08×10^-6，生成原型陷波滤波器和本发明的抑制单音和直流的陷波滤波器的频谱图。如图3所示，浅色线代表原型滤波器，深色线代表抑制单音和直流的陷波滤波器。根据两种滤波器的对比可知，本发明的滤波器既能抑制单音信号，也能抑制直流信号，而且单音信号的移植强度达到50dB以上，满足抑制需求。

作为其他实施例，本发明还能够通过删去一个目标频点，对应简化映射滤波器的分子复系数和分母复系数，来实现单独滤除单音信号功能或者单独滤除直流信号功能。

此外，可以改变构建的复系数的映射滤波器的阶数，设复系数的映射滤波器的阶数为N(N为大于等于2的正整数，实际上阶数N过大时对滤波效果的提升很小，反而还需要大量计算，因此通常N取2、3和4)，则映射滤波器的传递函数需要对应改变形式。传递函数的输出y(n)与距当前时刻最近的前N个时刻的输出和对应分母复系数相关；传递函数的输出y(n)还与距当前时刻最近的前N个时刻的输入和对应分子复系数相关。可以得出，阶数越大，对应传递函数中需要确定的复系数的数量就越多，因此需要对复系数的确定过程也进行改变。在步骤b)计算临时多项式p₁和p₂时，对第二中间多项式Den进行N-n次方多项式相乘计算，对第一中间多项式Num进行n次方多项式相乘计算。在步骤c)判断时，判断内容为n≤N。在步骤e)分母多项式O_A中z^-i项的系数对应分母复系数A'_i，i为1到N的整数；分子多项式O_B中z^-j项的复数对应分子复系数B'_j，j为0到N的整数，由此确定分子复系数B′₀～B′_N，以及分母复系数A′₁～A′_N，进而确定映射滤波器的传递函数。

装置实施例：

本发明还提供了一种抑制单音和直流的装置，该装置安装在通信系统的接收端，且该装置对接收信号抑制单音和直流的具体方法及原理已经在上述方法实施例中阐述清楚，故不再赘述。

Claims (4)

1.一种抑制单音和直流的方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)根据接收到的无线信号的单音频点确定IIR滤波器传递函数的两组实系数，一组为分子实系数，一组为分母实系数；

2)基于IIR滤波器构建映射滤波器，所述映射滤波器为复系数的N阶滤波器，该映射滤波器传递函数的输出与当前时刻的输入、距当前时刻最近的前N个时刻的输入、距当前时刻最近的前N个时刻的输出以及对应的复系数有关，N大于等于2；当前时刻的输入和前N个时刻的输入的复系数为分子复系数，前N个时刻的输出的复系数为分母复系数；复系数与所述的两组实系数有关，复系数的确定过程如下：

a.确定归一化后的单音频点并作为单音目标频点，将零频率点作为直流目标频点，根据单音目标频点和直流目标频点计算映射滤波器的中心频率和带宽；

b.根据映射滤波器的中心频率和带宽构建第一中间多项式和第二中间多项式，对第一中间多项式进行n次方计算，对第二中间多项式进行N-n次方计算，将两者的计算结果相乘，并根据相乘结果和两组实系数分别构建分子多项式和分母多项式，其中分子多项式中的复系数即为分子复系数，分母多项式中的复系数为分母复系数；

构建的第一中间多项式Num和第二中间多项式Den为：

其中，α'和β'为映射滤波器的系数因子，α'和β'与映射滤波器的中心频率和带宽有关；

所述映射滤波器的系数因子与所述映射滤波器的中心频率和带宽的关系为：

其中，w_c为映射滤波器的中心频率，B_w为映射滤波器的带宽；

当N为2时，所述步骤b中构建的分母多项式O_A和分子多项式O_B分别为：

O_A＝A₀×Den²+A₁×Den×Num+A₂×Num²

O_B＝B₀×Den²+B₁×Den×Num+B₂×Num²

其中Num为第一中间多项式，Den为第二中间多项式，A₀、A₁和A₂为IIR滤波器的分母实系数，B₀、B₁和B₂为IIR滤波器的分子实系数。

2.根据权利要求1所述的抑制单音和直流的方法，其特征在于，当N为2时，步骤2)中映射滤波器的传递函数为：

y(n)＝B′₀*x(n)+B′₁*x(n-1)+B′₂*x(n-2)-A′₁*y(n-1)-A′₂*y(n-2)

其中，x(n)代表传递函数当前输入值，y(n)代表传递函数当前输出值，x(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输入值，x(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输入值；y(n-1)代表距当前时刻最近的前一个时刻的传递函数输出值，y(n-2)代表距当前时刻最近的前两个时刻的传递函数输出值；B′₀、B′₁和B′₂为分子复系数，A′₁和A′₂为分母复系数。

3.根据权利要求1所述的抑制单音和直流的方法，其特征在于，分母多项式O_A中z^-i项的系数对应分母复系数A'_i，i＝1和2；分子多项式O_B中z^-j项的复数对应分子复系数B'_j，j＝0、1和2。

4.一种抑制单音和直流的装置，其特征在于，所述装置安装在通信系统的接收端，且采用了权利要求1-3任一项所述的抑制单音和直流的方法。