JP2000346968A - 加速電源装置 - Google Patents
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E30/00—Energy generation of nuclear origin
- Y02E30/10—Nuclear fusion reactors
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Abstract
(57)【要約】
【課題】負荷電圧の落込みおよびオーバーシュートを著
しく改善することができる加速電源装置を得る。 【解決手段】サイリスタ整流器１１、直流フィルタ１
２，１３、インバータ３１、変圧器３２と、ダイオード
整流器３３とから構成された加速電源装置において、負
荷が正常状態であってイオン源６への電力供給が停止さ
れ、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期
間、前記サイリスタ整流器１１に与える位相制御信号は
該イオン源６への電力供給が停止される直前の値に保持
し、かつ該位相制御信号の値を前記イオン源６への電力
供給が再開始される時の初期値とする、操作回路７、電
圧設定器８１、分圧器２、加算器８２、アナログスイッ
チ９１、電圧制御調整器８３、位相制御回路８４からな
る位相制御信号調整手段を備えたもの。
しく改善することができる加速電源装置を得る。 【解決手段】サイリスタ整流器１１、直流フィルタ１
２，１３、インバータ３１、変圧器３２と、ダイオード
整流器３３とから構成された加速電源装置において、負
荷が正常状態であってイオン源６への電力供給が停止さ
れ、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期
間、前記サイリスタ整流器１１に与える位相制御信号は
該イオン源６への電力供給が停止される直前の値に保持
し、かつ該位相制御信号の値を前記イオン源６への電力
供給が再開始される時の初期値とする、操作回路７、電
圧設定器８１、分圧器２、加算器８２、アナログスイッ
チ９１、電圧制御調整器８３、位相制御回路８４からな
る位相制御信号調整手段を備えたもの。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、核融合装置の中性
粒子入射装置などに用いられる加速電源装置に関する。
粒子入射装置などに用いられる加速電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】中性粒子入射装置用加速電源装置は、プ
ラズマ化された気体中のイオン、例えば水素イオンを加
速し、これを途中で中性化した粒子を他のプラズマ等に
入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置であ
る。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となること
があり、加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断
する機能を有することが必要となる。
ラズマ化された気体中のイオン、例えば水素イオンを加
速し、これを途中で中性化した粒子を他のプラズマ等に
入射するためのイオン加速用の高電圧直流電源装置であ
る。負荷であるイオン源はしばしば短絡状態となること
があり、加速電源装置は、短絡を検出して高速にしゃ断
する機能を有することが必要となる。
【０００３】従来のこの種の加速電源装置の一例として
は図８に示すように構成されたものがある。サイリスタ
整流器１１は図示しない交流電源に変圧器を介して接続
され、交流を直流に変換する複数のサイリスタがブリッ
ジ接続されている。自励式インバータ３１は、ＧＴＯあ
るいはＩＧＢＴなどの自励式半導体素子が複数個ブリッ
ジ接続され、サイリスタ整流器１１により整流された直
流を交流に変換するものである。直流リアクトル１２と
平滑コンデンサ１３は、サイリスタ整流器１１とインバ
ータ３１の間に、それぞれ直列と、並列に接続され、直
流フィルタを構成している。
は図８に示すように構成されたものがある。サイリスタ
整流器１１は図示しない交流電源に変圧器を介して接続
され、交流を直流に変換する複数のサイリスタがブリッ
ジ接続されている。自励式インバータ３１は、ＧＴＯあ
るいはＩＧＢＴなどの自励式半導体素子が複数個ブリッ
ジ接続され、サイリスタ整流器１１により整流された直
流を交流に変換するものである。直流リアクトル１２と
平滑コンデンサ１３は、サイリスタ整流器１１とインバ
ータ３１の間に、それぞれ直列と、並列に接続され、直
流フィルタを構成している。
【０００４】変圧器３２は、インバータ３１の出力であ
る交流電圧を昇圧するものであり、ダイオード整流器３
３は昇圧変圧器３２の二次側に接続され、変圧器３２に
より昇圧された交流電圧を整流し、この直流電圧をダイ
オード整流器３３に並列に接続された平滑コンデンサ３
４を介して負荷であるイオン源６に印加するものであ
る。
る交流電圧を昇圧するものであり、ダイオード整流器３
３は昇圧変圧器３２の二次側に接続され、変圧器３２に
より昇圧された交流電圧を整流し、この直流電圧をダイ
オード整流器３３に並列に接続された平滑コンデンサ３
４を介して負荷であるイオン源６に印加するものであ
る。
【０００５】以上述べた構成は、主回路であるが、次に
制御装置の構成について説明する。分圧器２は、抵抗器
２１，２２からなり、平滑用コンデンサ１３の両端電圧
即ち、インバータ３１の入力電圧を検出するものであ
る。分圧器４は、抵抗器４１，４２からなり、平滑コン
デンサ３４の両端電圧即ち、イオン源６の入力電圧を検
出するものである。
制御装置の構成について説明する。分圧器２は、抵抗器
２１，２２からなり、平滑用コンデンサ１３の両端電圧
即ち、インバータ３１の入力電圧を検出するものであ
る。分圧器４は、抵抗器４１，４２からなり、平滑コン
デンサ３４の両端電圧即ち、イオン源６の入力電圧を検
出するものである。
【０００６】過電流検出回路５１は、イオン源６と抵抗
器４２の間に挿入され、イオン源６に流れる直流電流を
検出する直流電流変流器５により検出された直流電流を
入力し、この入力直流電流が過電流状態すなわちイオン
源６が短絡状態となったとき、過電流検出信号５１ｓを
出力する。ワンショット回路５２は、該過電流検出信号
５１ｓを入力し、この入力が任意の期間延長したとき出
力信号５２ｓを発生する。
器４２の間に挿入され、イオン源６に流れる直流電流を
検出する直流電流変流器５により検出された直流電流を
入力し、この入力直流電流が過電流状態すなわちイオン
源６が短絡状態となったとき、過電流検出信号５１ｓを
出力する。ワンショット回路５２は、該過電流検出信号
５１ｓを入力し、この入力が任意の期間延長したとき出
力信号５２ｓを発生する。
【０００７】操作回路７は、装置全体の運転信号７ｓを
発生する。
発生する。
【０００８】運転信号７ｓが“０”の場合はサイリスタ
整流器１１用の電圧制御調整器８３中の比例ゲイン８３
１および積分ゲイン８３２は“０”にセットされ、また
位相制御回路８４からのサイリスタ整流器１１へのゲー
ト信号はブロックされる。
整流器１１用の電圧制御調整器８３中の比例ゲイン８３
１および積分ゲイン８３２は“０”にセットされ、また
位相制御回路８４からのサイリスタ整流器１１へのゲー
ト信号はブロックされる。
【０００９】ＡＮＤ回路７１は、ワンショット回路の出
力信号５２ｓと運転信号７ｓが共に存在したとき、出力
信号７１ｓを出力する。
力信号５２ｓと運転信号７ｓが共に存在したとき、出力
信号７１ｓを出力する。
【００１０】インバータ３１の電圧制御調整器８６への
リセットのため、およびパルス変調回路８７へのゲート
ブロックのため、ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓを発
生する。即ちＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”の場合
は電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積分
ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回
路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロック
される。
リセットのため、およびパルス変調回路８７へのゲート
ブロックのため、ＡＮＤ回路７１の出力信号７１ｓを発
生する。即ちＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”の場合
は電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積分
ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調回
路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロック
される。
【００１１】ＡＮＤ回路出力信号７１ｓは運転信号７ｓ
が“１”の場合ワンショット回路出力信号５２ｓに等し
い。
が“１”の場合ワンショット回路出力信号５２ｓに等し
い。
【００１２】電圧設定器８１はサイリスタ整流器１１お
よびインバータ３１の出力電圧を設定するものであり、
その電圧設定値８１ｓは図示の極性で加算器８２の一方
の入力端子へ入力される。加算器８２の他方の入力端子
には分圧器２により検出されたインバータ入力電圧２ｓ
が図示の極性で入力される。
よびインバータ３１の出力電圧を設定するものであり、
その電圧設定値８１ｓは図示の極性で加算器８２の一方
の入力端子へ入力される。加算器８２の他方の入力端子
には分圧器２により検出されたインバータ入力電圧２ｓ
が図示の極性で入力される。
【００１３】電圧制御調整器８３は、比例ゲイン８３１
と積分ゲイン８３２が並列に接続され、この出力側に加
算器８３３が接続され、電圧設定値８１ｓとインバータ
入力電圧２ｓの偏差を増幅し位相制御信号８３ｓを発生
する。位相制御回路８４は、位相制御信号８３ｓと運転
信号７ｓを入力し、サイリスタ整流器１１の出力電圧を
制御するための位相制御信号を出力する。
と積分ゲイン８３２が並列に接続され、この出力側に加
算器８３３が接続され、電圧設定値８１ｓとインバータ
入力電圧２ｓの偏差を増幅し位相制御信号８３ｓを発生
する。位相制御回路８４は、位相制御信号８３ｓと運転
信号７ｓを入力し、サイリスタ整流器１１の出力電圧を
制御するための位相制御信号を出力する。
【００１４】加算器８５の一方の入力端子には、分圧器
８で分圧された負荷電圧４ｓが図示の極性で入力され、
加算器８５の他方の入力端子には、電圧設定器８１の電
圧設定値８１ｓが図示の極性で入力され、電圧設定値８
１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が出力される。
８で分圧された負荷電圧４ｓが図示の極性で入力され、
加算器８５の他方の入力端子には、電圧設定器８１の電
圧設定値８１ｓが図示の極性で入力され、電圧設定値８
１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が出力される。
【００１５】電圧制御調整器８６は、比例ゲイン８６１
と積分ゲイン８６２が並列に接続され、この出力側に加
算器８６３が接続され、加算器８５からの出力である電
圧設定値８１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が増幅され、かつ
位相制御信号８３ｓを発生する。
と積分ゲイン８６２が並列に接続され、この出力側に加
算器８６３が接続され、加算器８５からの出力である電
圧設定値８１ｓと負荷電圧４ｓの偏差が増幅され、かつ
位相制御信号８３ｓを発生する。
【００１６】パルス変調回路８７は、ＡＮＤ回路７１の
出力信号７１ｓと電圧制御調整器８６からの変調信号８
６ｓを入力し、インバータ３１の出力電圧を制御するパ
ルス変調信号８７ｓを出力する。
出力信号７１ｓと電圧制御調整器８６からの変調信号８
６ｓを入力し、インバータ３１の出力電圧を制御するパ
ルス変調信号８７ｓを出力する。
【００１７】ここで、電圧制御系がサイリスタ整流器１
１およびインバータ３１の２種類があるのは以下の理由
による。加速電源装置の定格は具体的には電圧が１００
ｋＶ〜５００ｋＶで電流が１００Ａ程度であり電圧リプ
ルが２％以下を要求される。負荷であるイオン源６はし
ばしば短絡を発生するが、イオン源６の電極確保のた
め、イオン源６へ流入するエネルギーを５０ジュール以
下にする必要がある。
１およびインバータ３１の２種類があるのは以下の理由
による。加速電源装置の定格は具体的には電圧が１００
ｋＶ〜５００ｋＶで電流が１００Ａ程度であり電圧リプ
ルが２％以下を要求される。負荷であるイオン源６はし
ばしば短絡を発生するが、イオン源６の電極確保のた
め、イオン源６へ流入するエネルギーを５０ジュール以
下にする必要がある。
【００１８】図８に示す方式は上記を実現する方式の一
つであり、サイリスタ整流器１１で交流より交換された
直流電力を直流リアクトル１２、平滑用コンデンサ１３
とで平滑化された直流電圧（具体例としては３ｋＶ）を
インバータ３１により交流電圧に変換し、変圧器３２に
より１００ｋＶ〜５００ｋＶに昇圧し、ダイオード整流
器３３により再び直流に変換、平滑コンデンサ３４によ
りリプルを低減している。インバータ３１の周波数が比
較的高いので、直流リアクトルは省略している。直流電
流変流器５、過電流検出回路５１によりイオン源６の短
絡を検出しインバータ３１を高速にゲートブロックし、
イオン源６への流入エネルギーを低減している。
つであり、サイリスタ整流器１１で交流より交換された
直流電力を直流リアクトル１２、平滑用コンデンサ１３
とで平滑化された直流電圧（具体例としては３ｋＶ）を
インバータ３１により交流電圧に変換し、変圧器３２に
より１００ｋＶ〜５００ｋＶに昇圧し、ダイオード整流
器３３により再び直流に変換、平滑コンデンサ３４によ
りリプルを低減している。インバータ３１の周波数が比
較的高いので、直流リアクトルは省略している。直流電
流変流器５、過電流検出回路５１によりイオン源６の短
絡を検出しインバータ３１を高速にゲートブロックし、
イオン源６への流入エネルギーを低減している。
【００１９】この「電圧リプルが２％以下」と「流入エ
ネルギーを５０ジュール以下」の仕様は相反する要求で
あり、これを実現するためインバータ３１の周波数は可
能な限り上げる（具体例としては１ｋＨｚ）と共に、コ
ンデンサ３４の静電容量は可能な限り小さくしている。
ネルギーを５０ジュール以下」の仕様は相反する要求で
あり、これを実現するためインバータ３１の周波数は可
能な限り上げる（具体例としては１ｋＨｚ）と共に、コ
ンデンサ３４の静電容量は可能な限り小さくしている。
【００２０】また、負荷給電時の電圧落込みを５％以下
にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデ
ンサ１３を設けると共に、リプル低減のため直流リアク
トル１２を設け平滑コンデンサ１３の両端電圧が一定と
なるように、サイリスタ整流器１１を定電圧制御してい
る。
にすることが望まれるので、比較的大容量の平滑コンデ
ンサ１３を設けると共に、リプル低減のため直流リアク
トル１２を設け平滑コンデンサ１３の両端電圧が一定と
なるように、サイリスタ整流器１１を定電圧制御してい
る。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】このように構成された
従来の加速電源装置においては、次のような問題点が存
在する。この問題点について図８と、従来の実施形態の
動作説明図である図９を用いて説明する。
従来の加速電源装置においては、次のような問題点が存
在する。この問題点について図８と、従来の実施形態の
動作説明図である図９を用いて説明する。
【００２２】図９に示す時刻ｔ1 までは定常状態にあ
り、インバータ入力電圧２ｓはＶｄ1、負荷電圧４ｓは
Ｖｏ1 であり、電圧設定値８１ｓに等しい値となってい
る。時刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、パ
ルス幅Ｔ1 の過電流検出信号５１ｓが得られ、インバー
タ３１をゲートブロックすることにより過電流状態はす
ぐに復帰するので、このパルス幅Ｔ1 の過電流検出信号
５１ｓをワンショット回路５２により、負荷であるイオ
ン源６の絶縁が回復する時間まで期間をＴ2 （具体例と
しては１０ｍｓ以上）まで延長し、このＴ2 の期間、Ａ
ＮＤ回路出力信号７１ｓの信号“０”によりインバータ
用の電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積
分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調
回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロッ
クされる。
り、インバータ入力電圧２ｓはＶｄ1、負荷電圧４ｓは
Ｖｏ1 であり、電圧設定値８１ｓに等しい値となってい
る。時刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、パ
ルス幅Ｔ1 の過電流検出信号５１ｓが得られ、インバー
タ３１をゲートブロックすることにより過電流状態はす
ぐに復帰するので、このパルス幅Ｔ1 の過電流検出信号
５１ｓをワンショット回路５２により、負荷であるイオ
ン源６の絶縁が回復する時間まで期間をＴ2 （具体例と
しては１０ｍｓ以上）まで延長し、このＴ2 の期間、Ａ
ＮＤ回路出力信号７１ｓの信号“０”によりインバータ
用の電圧制御調整器８６中の比例ゲイン８６１および積
分ゲイン８６２は“０”にセットされ、またパルス変調
回路８７からのインバータ３１へのゲート信号はブロッ
クされる。
【００２３】一方、サイリスタ整流器１１の電圧制御調
整器８３に対しては比例ゲイン８３１および積分ゲイン
８３２を“０”にセットする作業は行わない。何故なら
直流リアクトル１２、平滑コンデンサ１３の時定数が大
きく再立ち上げまでの時間が大きいからである（具体例
として２００ｍｓ以上）。
整器８３に対しては比例ゲイン８３１および積分ゲイン
８３２を“０”にセットする作業は行わない。何故なら
直流リアクトル１２、平滑コンデンサ１３の時定数が大
きく再立ち上げまでの時間が大きいからである（具体例
として２００ｍｓ以上）。
【００２４】インバータ３１へのゲート信号をブロック
することにより、直流リアクトル１２に蓄えられたエネ
ルギーにより、図９に示すとおりインバータ入力電圧２
ｓはＶｄ1 よりＶｄ2 へ上昇する。
することにより、直流リアクトル１２に蓄えられたエネ
ルギーにより、図９に示すとおりインバータ入力電圧２
ｓはＶｄ1 よりＶｄ2 へ上昇する。
【００２５】それに伴い位相制御信号８３ｓは、定常状
態レベルＥｃ1 より低下したレベルＥｃ2 となり、時刻
ｔ2 に至るとついには電圧を最小限に制御すべく飽和値
“０”までに達し、Ｔ2 の期間継続する。時刻ｔ3 の時
点になりワンショット回路出力信号５２ｓが“１”にな
ると再びインバータ３１は運転状態となり、イオン源６
へ給電するため時刻ｔ4 になると、図示するようにイン
バータ入力電圧２ｓはＶｄ3 へ低下する。
態レベルＥｃ1 より低下したレベルＥｃ2 となり、時刻
ｔ2 に至るとついには電圧を最小限に制御すべく飽和値
“０”までに達し、Ｔ2 の期間継続する。時刻ｔ3 の時
点になりワンショット回路出力信号５２ｓが“１”にな
ると再びインバータ３１は運転状態となり、イオン源６
へ給電するため時刻ｔ4 になると、図示するようにイン
バータ入力電圧２ｓはＶｄ3 へ低下する。
【００２６】それと同時に電圧制御調整器８３はインバ
ータ入力電圧２ｓが電圧設定値８１ｓより低いと判断
し、位相制御信号８３ｓはＥＣ3 まで上昇する。それに
伴い時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２ｓはＶｄ4 へ
上昇し、位相制御信号８３ｓはＥＣ4 へ低下し以後時刻
ｔ6 になり再び定常状態のＥＣ1 の値となる。
ータ入力電圧２ｓが電圧設定値８１ｓより低いと判断
し、位相制御信号８３ｓはＥＣ3 まで上昇する。それに
伴い時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２ｓはＶｄ4 へ
上昇し、位相制御信号８３ｓはＥＣ4 へ低下し以後時刻
ｔ6 になり再び定常状態のＥＣ1 の値となる。
【００２７】一方、パルス変調信号８６ｓは時刻ｔ3 に
なるとＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となり、イン
バータ３１のゲートブロックも解除される（ゲートデブ
ロックと言う）ため、負荷電圧４ｓが電圧設定値８１ｓ
になるべく急速に立ち上がり飽和のレベルのＥｉ3 まで
立ち上がりその後時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２
ｓはＶｄ4 へ上昇するので、Ｅｉ4 へ低下し時刻ｔ6 以
降定常状態のＥｉ4 へ復帰する。
なるとＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となり、イン
バータ３１のゲートブロックも解除される（ゲートデブ
ロックと言う）ため、負荷電圧４ｓが電圧設定値８１ｓ
になるべく急速に立ち上がり飽和のレベルのＥｉ3 まで
立ち上がりその後時刻ｔ5 に至りインバータ入力電圧２
ｓはＶｄ4 へ上昇するので、Ｅｉ4 へ低下し時刻ｔ6 以
降定常状態のＥｉ4 へ復帰する。
【００２８】負荷電圧４ｓの挙動は次のようになる。時
刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、コンデン
サ３４の静電容量は前述したように可能な限り小さく選
定されるのでその電荷は急速に放電し、またインバータ
３１も瞬時にゲートブロックされるので、図示するよう
に時刻ｔ1 からｔ3 までの電圧Ｖｏ2 は殆ど“０”とな
る。
刻ｔ1 になりイオン源６に短絡が発生すると、コンデン
サ３４の静電容量は前述したように可能な限り小さく選
定されるのでその電荷は急速に放電し、またインバータ
３１も瞬時にゲートブロックされるので、図示するよう
に時刻ｔ1 からｔ3 までの電圧Ｖｏ2 は殆ど“０”とな
る。
【００２９】時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓ
が“１”になると、電圧制御の閉ループが構成され、前
述したようにパルス変調信号８６ｓは負荷電圧４ｓが電
圧設定値８１ｓになるべく急速に立ち上がり飽和レベル
のＥｉ3 まで立ち上がるので（具体例として積分ゲイン
Ｔ2 相当であり数１０ｍｓ）、図示するようにほぼイン
バータ入力電圧２ｓと同様の波形となり、時刻ｔ4 でＶ
ｏ3 のように落込み時刻ｔ5 でＶｏ4 のようにオーバー
シュートし、その後時刻ｔ6 以降定常値のＶｏ 1 に落着
く。
が“１”になると、電圧制御の閉ループが構成され、前
述したようにパルス変調信号８６ｓは負荷電圧４ｓが電
圧設定値８１ｓになるべく急速に立ち上がり飽和レベル
のＥｉ3 まで立ち上がるので（具体例として積分ゲイン
Ｔ2 相当であり数１０ｍｓ）、図示するようにほぼイン
バータ入力電圧２ｓと同様の波形となり、時刻ｔ4 でＶ
ｏ3 のように落込み時刻ｔ5 でＶｏ4 のようにオーバー
シュートし、その後時刻ｔ6 以降定常値のＶｏ 1 に落着
く。
【００３０】以上は便宜上イオン源６に短絡が発生した
場合について説明したが、他の原因に起因する緊急停止
・再運転の場合も同様のことが言える。
場合について説明したが、他の原因に起因する緊急停止
・再運転の場合も同様のことが言える。
【００３１】以上、説明したように、従来の加速電源装
置では、イオン源６に短絡が発生後、インバータ３１を
ゲートブロックすると、イオン源６の絶縁が回復後再運
転したときの電圧落込みおよび電圧オーバーシュートが
１０％以上ある。
置では、イオン源６に短絡が発生後、インバータ３１を
ゲートブロックすると、イオン源６の絶縁が回復後再運
転したときの電圧落込みおよび電圧オーバーシュートが
１０％以上ある。
【００３２】このようなことから、従来イオン加速の安
定な運転のため、この負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを極力少なくすることが要望されていた。
定な運転のため、この負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを極力少なくすることが要望されていた。
【００３３】本発明の目的は、前述の欠点を解決するた
めになされたもので、負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを著しく改善することができる加速電源装置の
制御方法を提供することにある。
めになされたもので、負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを著しく改善することができる加速電源装置の
制御方法を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１に対応する発明は、交流電源の交流を直流
に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器
により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該
直流を交流に変換するインバータと、前記インバータに
より得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変
圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給する
ダイオード整流器とから構成された加速電源装置におい
て、前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が
停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるま
での期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号
は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、
かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開
始される時の初期値とする位相制御信号調整手段を備え
たことを特徴とする加速電源装置である。
に、請求項１に対応する発明は、交流電源の交流を直流
に変換するサイリスタ整流器と、前記サイリスタ整流器
により得られる直流を直流フィルタを介して入力し、該
直流を交流に変換するインバータと、前記インバータに
より得られる交流を変圧する変圧器と、前記変圧器で変
圧された交流を整流し、この直流出力を負荷に供給する
ダイオード整流器とから構成された加速電源装置におい
て、前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が
停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるま
での期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号
は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、
かつ該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開
始される時の初期値とする位相制御信号調整手段を備え
たことを特徴とする加速電源装置である。
【００３５】請求項１に対応する発明によれば、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転す
るまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持
し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止
直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバシュートを防止することができる。前
記目的を達成するために、請求項２に対応する発明は、
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、
前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィル
タを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータ
と、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧
器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流
出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成され
た加速電源装置において、前記負荷が短絡等の事故に伴
い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への
電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリス
タ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直
前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の
再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えた
ことを特徴とする加速電源装置である。
正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転す
るまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持
し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止
直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバシュートを防止することができる。前
記目的を達成するために、請求項２に対応する発明は、
交流電源の交流を直流に変換するサイリスタ整流器と、
前記サイリスタ整流器により得られる直流を直流フィル
タを介して入力し、該直流を交流に変換するインバータ
と、前記インバータにより得られる交流を変圧する変圧
器と、前記変圧器で変圧された交流を整流し、この直流
出力を負荷に供給するダイオード整流器とから構成され
た加速電源装置において、前記負荷が短絡等の事故に伴
い該負荷への電力供給を停止させ、その後前記負荷への
電力供給を行って再運転するまでの期間、前記サイリス
タ整流器に与える位相制御信号は該負荷が短絡される直
前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値を前記負荷の
再運転時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えた
ことを特徴とする加速電源装置である。
【００３６】請求項２に対応する発明によれば、負荷が
短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、そ
の後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期
間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時
の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いるこ
とにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを防止することができる。
短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、そ
の後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期
間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時
の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いるこ
とにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを防止することができる。
【００３７】前記目的を達成するために、請求項３に対
応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、前記負荷が正
常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再
び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サ
イリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力
供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信
号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期
値とする位相制御信号調整手段と、前記負荷への電力供
給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始され
るまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号
は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、
かつ該パルス変調信号の値を前記負荷への電力供給が再
開始される時の初期値とするパルス変調信号調整手段と
を備えたことを特徴とする加速電源装置である。
応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、前記負荷が正
常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ再
び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、前記サ
イリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷への電力
供給が停止される直前の値に保持し、かつ該位相制御信
号の値を前記負荷への電力供給が再開始される時の初期
値とする位相制御信号調整手段と、前記負荷への電力供
給が停止され、かつ再び該負荷への電力供給が開始され
るまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号
は該負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、
かつ該パルス変調信号の値を前記負荷への電力供給が再
開始される時の初期値とするパルス変調信号調整手段と
を備えたことを特徴とする加速電源装置である。
【００３８】請求項３に対応する発明によれば、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００３９】前記目的を達成するために、請求項４に対
応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、前記負荷が短
絡されたとき、該負荷への電力供給を停止させ、その後
前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、
前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が
短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値
を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整
手段と、前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力
供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って
再運転するまでの期間、前記インバータに与えるパルス
変調信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ
該パルス変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値と
するパルス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とす
る加速電源装置である。
応する発明は、交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、前記負荷が短
絡されたとき、該負荷への電力供給を停止させ、その後
前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期間、
前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該負荷が
短絡される直前の値に保持し、かつ該位相制御信号の値
を前記負荷の再運転時の初期値とする位相制御信号調整
手段と、前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力
供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行って
再運転するまでの期間、前記インバータに与えるパルス
変調信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ
該パルス変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値と
するパルス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とす
る加速電源装置である。
【００４０】請求項４に対応する発明によれば、負荷短
絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換
器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の
値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の
位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値と
して短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷
電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することが
できる。
絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換
器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の
値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の
位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値と
して短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷
電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することが
できる。
【００４１】前記目的を達成するために、請求項５に対
応する発明は、前記直流フィルタとしてコンデンサが含
まれ、かつ前記交流電源と前記サイリスタ整流器の間が
電気的に接続される配線回路のインピーダンスの大きさ
によって、該コンデンサが過充電される場合には、前記
位相制御信号調整手段に前記サイリスタ整流器をゲート
ブロックする機能手段を付加したことを特徴とする請求
項１〜４のいずれか一つに記載の加速電源装置である。
応する発明は、前記直流フィルタとしてコンデンサが含
まれ、かつ前記交流電源と前記サイリスタ整流器の間が
電気的に接続される配線回路のインピーダンスの大きさ
によって、該コンデンサが過充電される場合には、前記
位相制御信号調整手段に前記サイリスタ整流器をゲート
ブロックする機能手段を付加したことを特徴とする請求
項１〜４のいずれか一つに記載の加速電源装置である。
【００４２】請求項５に対応する発明によれば、請求項
１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フ
ィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐこ
とができる。
１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フ
ィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐこ
とができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。
図面を参照して説明する。
【００４４】＜第１の実施形態：請求項１に対応＞ （構成）図１は本発明の第１の実施形態を説明するため
の概略構成図であり、図８の加算器８２と電圧制御調整
器８３の間に、アナログスイッチ９１を接続し、ＡＮＤ
回路７１の出力信号７１ｓが“１”のとき閉路し、また
出力信号７１ｓが“０”のとき開路するように構成され
ている。この点以外は、図８と同一構成であるので、同
一部分には同一符号を付しその説明を省略する。
の概略構成図であり、図８の加算器８２と電圧制御調整
器８３の間に、アナログスイッチ９１を接続し、ＡＮＤ
回路７１の出力信号７１ｓが“１”のとき閉路し、また
出力信号７１ｓが“０”のとき開路するように構成され
ている。この点以外は、図８と同一構成であるので、同
一部分には同一符号を付しその説明を省略する。
【００４５】図１の実施形態において、位相制御信号調
整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、
電圧制御調整器８３、位相制御回路８４からなり、これ
により、負荷であるイオン源６が正常状態であって該負
荷６への電力供給が停止後再運転するまでの期間、サイ
リスタ整流器１１の位相制御信号を保持し再運転時の位
相制御信号の初期値として電力供給停止直前の値を用い
ることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオー
バシュートを防止することができる。
整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、
電圧制御調整器８３、位相制御回路８４からなり、これ
により、負荷であるイオン源６が正常状態であって該負
荷６への電力供給が停止後再運転するまでの期間、サイ
リスタ整流器１１の位相制御信号を保持し再運転時の位
相制御信号の初期値として電力供給停止直前の値を用い
ることにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオー
バシュートを防止することができる。
【００４６】（作用）このように構成された第１の実施
形態の動作について図２を参照して説明する。
形態の動作について図２を参照して説明する。
【００４７】時刻ｔ1 で操作回路７から停止信号７ｓが
出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ3 となるまでの期
間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開信号が出力される
場合は、次のような動作となる。停止信号７ｓが出力さ
れると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、ア
ナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８
３の入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を
保持する。
出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ3 となるまでの期
間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開信号が出力される
場合は、次のような動作となる。停止信号７ｓが出力さ
れると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、ア
ナログスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８
３の入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を
保持する。
【００４８】即ち、期間Ｔ3 の位相制御信号８３ｓはＥ
ｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。
ｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。
【００４９】時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓ
が“１”となるので、インバータ３１がゲートデブロッ
クされイオン源６へ給電されるため、インバータ入力電
圧２ｓはＶｄ2 より徐々に低下し、時刻ｔ4 になるとＶ
ｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図９に比べはるか
に少ない。
が“１”となるので、インバータ３１がゲートデブロッ
クされイオン源６へ給電されるため、インバータ入力電
圧２ｓはＶｄ2 より徐々に低下し、時刻ｔ4 になるとＶ
ｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図９に比べはるか
に少ない。
【００５０】なぜならば、位相制御信号８３ｓの時刻ｔ
3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ 2 ）になっているか
らである。従って、図示するようにその後の位相制御信
号（８３ｓ）の変動も少ない。また、インバータ入力電
圧２ｓの変動も少なくなる。
3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ 2 ）になっているか
らである。従って、図示するようにその後の位相制御信
号（８３ｓ）の変動も少ない。また、インバータ入力電
圧２ｓの変動も少なくなる。
【００５１】パルス変調信号８６ｓの挙動は、時刻ｔ3
インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて
小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダ
ーシュートはない。
インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて
小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダ
ーシュートはない。
【００５２】従って、負荷電圧４ｓも図示するように落
込み、オーバーシュートは発生しない。
込み、オーバーシュートは発生しない。
【００５３】＜第２の実施形態：請求項２に対応＞ （構成）本発明の第２の実施形態の概略構成図は図１と
同じであり、異なる点は前述の位相制御信号調整手段が
イオン源９が短絡に伴い該イオン源９への電力供給を停
止させ、その後イオン源９への電力供給を行って再運転
するまでの期間Ｔ2 、サイリスタ整流器１１に与える位
相制御信号は該イオン源９が短絡される直前の値に保持
し、かつ該位相制御信号の値をイオン源９の再運転時の
初期値とするようになっている点である。
同じであり、異なる点は前述の位相制御信号調整手段が
イオン源９が短絡に伴い該イオン源９への電力供給を停
止させ、その後イオン源９への電力供給を行って再運転
するまでの期間Ｔ2 、サイリスタ整流器１１に与える位
相制御信号は該イオン源９が短絡される直前の値に保持
し、かつ該位相制御信号の値をイオン源９の再運転時の
初期値とするようになっている点である。
【００５４】（作用）このように構成された第２の実施
形態の動作について図３を参照して説明する。
形態の動作について図３を参照して説明する。
【００５５】時刻ｔ1 でイオン源６に短絡が発生する
と、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、アナロ
グスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８３の
入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を保持
する。
と、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“０”となり、アナロ
グスイッチ９１は開となるので、電圧制御調整器８３の
入力は“０”となり、積分ゲイン８３２はその値を保持
する。
【００５６】即ち、期間Ｔ2 の位相制御信号８３ｓはＥ
ｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。時刻ｔ 3 になりＡＮＤ回路
出力信号７１ｓが“１”となると、インバータ３１がゲ
ートデブロックされイオン源６へ給電されるため、イン
バータ入力電圧２ｓはＶｄ2より徐々に低下し、時刻ｔ
4 になるとＶｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図７
に比べはるかに少ない。
ｃ2 でＥｃ1 に全く等しい。時刻ｔ 3 になりＡＮＤ回路
出力信号７１ｓが“１”となると、インバータ３１がゲ
ートデブロックされイオン源６へ給電されるため、イン
バータ入力電圧２ｓはＶｄ2より徐々に低下し、時刻ｔ
4 になるとＶｄ3 へ低下するが、その低下の度合は図７
に比べはるかに少ない。
【００５７】なぜならば、位相制御信号８３ｓの時刻ｔ
3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ 2 ）になっているか
らである。従って、図示するようにその後の位相制御信
号８３ｓの変動も少ない。また、インバータ入力電圧２
ｓの変動も少なくなる。
3 における初期値がＥｃ1 （＝Ｅｃ 2 ）になっているか
らである。従って、図示するようにその後の位相制御信
号８３ｓの変動も少ない。また、インバータ入力電圧２
ｓの変動も少なくなる。
【００５８】パルス変調信号８６ｓの挙動は、時刻ｔ3
インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて
小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダ
ーシュートはない。
インバータ入力電圧２ｓの落込みＶｄ3 の度合が極めて
小なので、図９に示すようなオーバーシュート、アンダ
ーシュートはない。
【００５９】従って、負荷電圧４ｓも図示するように落
込み、オーバーシュートは発生しない。
込み、オーバーシュートは発生しない。
【００６０】＜第３の実施形態：請求項３に対応＞ （構成）図４は第３の実施形態の概略構成を示す図であ
り、図１の実施形態において、加算器８５と電圧制御器
８６の間に、アナログスイッチ９２をさらに設け、アナ
ログスイッチ９２は９１と同様ＡＮＤ回路７１の出力信
号７１ｓが“１”の時閉で、“０”の時開となるように
なっている。この点以外の構成は、図１と同一であり、
同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
り、図１の実施形態において、加算器８５と電圧制御器
８６の間に、アナログスイッチ９２をさらに設け、アナ
ログスイッチ９２は９１と同様ＡＮＤ回路７１の出力信
号７１ｓが“１”の時閉で、“０”の時開となるように
なっている。この点以外の構成は、図１と同一であり、
同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００６１】図４の実施形態において、位相制御信号調
整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、
電圧制御調整器８３、位相制御回路８４、アナログスイ
ッチ９１からなっている。また、図４の実施形態におい
て、パルス変調信号調整手段は、直流電流変流器５、過
電流検出回路５１、ワンショット回路５２、操作回路
７、ＡＮＤ回路７１、電圧設定器８１、加算器８５、電
圧制御調整器８６、パルス変調回路８７、アナログスイ
ッチ９２からなっていてる。
整手段は、操作回路７、電圧設定器８１、加算器８２、
電圧制御調整器８３、位相制御回路８４、アナログスイ
ッチ９１からなっている。また、図４の実施形態におい
て、パルス変調信号調整手段は、直流電流変流器５、過
電流検出回路５１、ワンショット回路５２、操作回路
７、ＡＮＤ回路７１、電圧設定器８１、加算器８５、電
圧制御調整器８６、パルス変調回路８７、アナログスイ
ッチ９２からなっていてる。
【００６２】第３の実施形態は、位相制御信号調整手段
及びパルス変調信号調整手段を備えているので、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
及びパルス変調信号調整手段を備えているので、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００６３】（作用）このように構成された第３の実施
形態の動作について、図４の概略構成図と図５のタイム
チャートを参照して説明する。時刻ｔ1 で操作回路７か
ら停止信号７ｓが出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ
3 となるまでの期間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開
信号が出力される場合は、次のような動作となる。停止
信号７ｓが出力されると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが
“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、
電圧制御調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲイン
８３２はその値を保持する。
形態の動作について、図４の概略構成図と図５のタイム
チャートを参照して説明する。時刻ｔ1 で操作回路７か
ら停止信号７ｓが出力され、この停止信号７ｓが時刻ｔ
3 となるまでの期間Ｔ3 出力され、時刻ｔ3 で運転再開
信号が出力される場合は、次のような動作となる。停止
信号７ｓが出力されると、ＡＮＤ回路出力信号７１ｓが
“０”となり、アナログスイッチ９１は開となるので、
電圧制御調整器８３の入力は“０”となり、積分ゲイン
８３２はその値を保持する。
【００６４】即ち、期間Ｔ3 のパルス変調信号８６ｓの
レベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等しい。時刻ｔ3 になりＡ
ＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となるとインバータ３
１がゲートデブロックされ、イオン源６へ給電されるが
パルス変調信号８６ｓとして時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を
用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図２に示す
負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上が
りが得られる。
レベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等しい。時刻ｔ3 になりＡ
ＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”となるとインバータ３
１がゲートデブロックされ、イオン源６へ給電されるが
パルス変調信号８６ｓとして時刻ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を
用いるので、図１の実施形態の効果に加え、図２に示す
負荷電圧より高速（具体例では１０ｍｓ以下）の立上が
りが得られる。
【００６５】＜第４の実施形態：請求項４に対応＞ （構成）第４の実施形態の概略構成は図４と同じであ
り、異なる点は、負荷が短絡されたとき、該負荷への電
力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行っ
て再運転するまでの期間、サイリスタ整流器に与える位
相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、か
つ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値と
し、また負荷が短絡等に伴い該負荷への電力供給を停止
させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転する
までの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は
該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス変
調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするように
構成されている点である。この点以外の構成は、図１と
同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明を
省略する。
り、異なる点は、負荷が短絡されたとき、該負荷への電
力供給を停止させ、その後前記負荷への電力供給を行っ
て再運転するまでの期間、サイリスタ整流器に与える位
相制御信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、か
つ該位相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値と
し、また負荷が短絡等に伴い該負荷への電力供給を停止
させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転する
までの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号は
該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス変
調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするように
構成されている点である。この点以外の構成は、図１と
同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明を
省略する。
【００６６】（作用）このように構成された第４の実施
形態の動作について図６を参照して説明する。時刻ｔ1
でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号
７１ｓが“０”となりアナログスイッチ９１は開となる
ので、電圧制御調整器８６の入力は“０”となり、積分
ゲイン８６２はその値を保持する。即ち、期間Ｔ2 のパ
ルス変調信号８６ｓのレベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等し
い。時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”
となるとインバータ３１がゲートデブロックされ、イオ
ン源６へ給電されるがパルス変調信号８６ｓとして時刻
ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効
果に加え、図３に示す負荷電圧より高速（具体例では１
０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
形態の動作について図６を参照して説明する。時刻ｔ1
でイオン源６に短絡が発生すると、ＡＮＤ回路出力信号
７１ｓが“０”となりアナログスイッチ９１は開となる
ので、電圧制御調整器８６の入力は“０”となり、積分
ゲイン８６２はその値を保持する。即ち、期間Ｔ2 のパ
ルス変調信号８６ｓのレベルＥｉ2 はＥｉ1 に全く等し
い。時刻ｔ3 になりＡＮＤ回路出力信号７１ｓが“１”
となるとインバータ３１がゲートデブロックされ、イオ
ン源６へ給電されるがパルス変調信号８６ｓとして時刻
ｔ1 直前の値Ｅｉ1 を用いるので、図１の実施形態の効
果に加え、図３に示す負荷電圧より高速（具体例では１
０ｍｓ以下）の立上がりが得られる。
【００６７】＜第５の実施形態：請求項５に対応＞以上
述べた第５の実施形態は、サイリスタ整流器１１用の図
示しない変圧器（サイリスタ整流器１１とこれに接続さ
れる図示しない交流電源の間に接続される変圧器）のイ
ンピーダンスが比較的小さい場合、即ち全負荷時のサイ
リスタ整流器１１のそれぞれの必要な制御遅れ角に差が
無い場合の、例えば図６のＴ2 の期間サイリスタ整流器
１１のゲートブロックが不要の場合についてである。
述べた第５の実施形態は、サイリスタ整流器１１用の図
示しない変圧器（サイリスタ整流器１１とこれに接続さ
れる図示しない交流電源の間に接続される変圧器）のイ
ンピーダンスが比較的小さい場合、即ち全負荷時のサイ
リスタ整流器１１のそれぞれの必要な制御遅れ角に差が
無い場合の、例えば図６のＴ2 の期間サイリスタ整流器
１１のゲートブロックが不要の場合についてである。
【００６８】ところが、サイリスタ整流器１１用の図示
しない変圧器のインピーダンスが比較的大きい場合は必
要な全負荷時の制御遅れ角が無負荷時のそれそれよりも
小となり、時刻ｔ1 以降コンデンサ１３が過充電される
ので、Ｔ2 の期間サイリスタ整流器１１をゲートブロッ
クした方が良く、この場合の構成を図７の概略構成図に
示している。即ち、図４において、位相制御回路８４の
入力信号の一つとして操作回路７の出力信号７ｓが入力
されているのを止め、この代わりとしてＡＮＤ回路７１
の出力信号７１ｓが入力されるようにしたものである。
しない変圧器のインピーダンスが比較的大きい場合は必
要な全負荷時の制御遅れ角が無負荷時のそれそれよりも
小となり、時刻ｔ1 以降コンデンサ１３が過充電される
ので、Ｔ2 の期間サイリスタ整流器１１をゲートブロッ
クした方が良く、この場合の構成を図７の概略構成図に
示している。即ち、図４において、位相制御回路８４の
入力信号の一つとして操作回路７の出力信号７ｓが入力
されているのを止め、この代わりとしてＡＮＤ回路７１
の出力信号７１ｓが入力されるようにしたものである。
【００６９】図７にＴ2 の期間サイリスタ整流器１１を
ゲートブロックする本発明の第５の実施形態を示す。図
４と異なる点は位相制御回路８４の一方の入力信号とし
て操作回路７の出力信号７ｓではなくＡＮＤ回路７１の
出力信号７１ｓが入力されている点にある。
ゲートブロックする本発明の第５の実施形態を示す。図
４と異なる点は位相制御回路８４の一方の入力信号とし
て操作回路７の出力信号７ｓではなくＡＮＤ回路７１の
出力信号７１ｓが入力されている点にある。
【００７０】図７の構成は、図１の実施形態にも適用し
ても、第５の実施形態と同様な作用効果が得られる。
ても、第５の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【００７１】
【発明の効果】以上述べた本発明によれば、以下のよう
な作用効果が得られる加速電源装置を提供することがで
きる。
な作用効果が得られる加速電源装置を提供することがで
きる。
【００７２】請求項１に対応する発明によれば、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転す
るまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持
し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止
直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバシュートを防止することができる。
正常状態であって該負荷への電力供給が停止後再運転す
るまでの期間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持
し再運転時の位相制御信号の初期値として電力供給停止
直前の値を用いることにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバシュートを防止することができる。
【００７３】請求項２に対応する発明によれば、負荷が
短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、そ
の後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期
間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時
の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いるこ
とにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを防止することができる。
短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停止させ、そ
の後前記負荷への電力供給を行って再運転するまでの期
間、サイリスタ整流器の位相制御信号を保持し再運転時
の位相制御信号の初期値として短絡直前の値を用いるこ
とにより、再運転時の負荷電圧の落込みおよびオーバー
シュートを防止することができる。
【００７４】請求項３に対応する発明によれば、負荷が
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
正常状態であって該負荷への電力供給が停止され、かつ
再び該負荷への電力供給が開始されるまでの期間、サイ
リスタ変換器の位相制御信号、及びインバータのパルス
変調信号それぞれの値を保持し再運転時の位相制御信号
およびパルス変調信号それぞれの初期値として負荷の停
止直前の値を用いるとにより、再運転時の負荷電圧の落
込みおよびオーバーシュートを防止することができる。
【００７５】請求項４に対応する発明によれば、負荷短
絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換
器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の
値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の
位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値と
して短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷
電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することが
できる。
絡を検出後再運転するまでの任意の期間サイリスタ変換
器の位相制御信号、及びインバータの電圧制御調整器の
値即ちパルス変調信号それぞれの値を保持し再運転時の
位相制御信号およびパルス変調信号それぞれの初期値と
して短絡直前の値を用いることにより、再運転時の負荷
電圧の落込みおよびオーバーシュートを防止することが
できる。
【００７６】請求項５に対応する発明によれば、請求項
１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フ
ィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐこ
とができる。
１〜４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、直流フ
ィルタを構成するコンデンサが過充電されるのを防ぐこ
とができる。
【図１】本発明の加速電源装置の第１の実施形態を説明
するための概略構成図。
するための概略構成図。
【図２】第１の実施形態の動作を説明するための図。
【図３】第２の実施形態の動作を説明するための図。
【図４】本発明の加速電源装置の第３の実施形態を説明
するための概略構成図。
するための概略構成図。
【図５】第３の実施形態の動作を説明するための図。
【図６】第４の実施形態の動作を説明するための図。
【図７】本発明の加速電源装置の第５の実施形態を説明
するための概略構成図。
するための概略構成図。
【図８】従来の加速電源装置の一例を示す概略構成図。
【図９】図８の動作を説明するための図。
【符号の説明】 ２…分圧器 ４…分圧器 ５…直流電流変流器 ６…負荷例えばイオン源 ７…操作回路 ８…分圧器 １１…サイリスタ整流器 １２…直流リアクトル １３…平滑コンデンサ ３１…自励式インバータ ３２…昇圧変圧器 ３３…ダイオード整流器 ３４…平滑コンデンサ ５１…過電流検出回路 ５２…ワンショット回路 ７１…ＡＮＤ回路 ８１…電圧設定器 ８２…加算器 ８３…電圧制御調整器 ８４…位相制御回路 ８５…加算器 ８６…電圧制御調整器 ８７…パルス変調回路 ９１…アナログスイッチ ９２…アナログスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大森 憲一郎 茨城県那珂郡東海村白方字白根２番地の４ 日本原子力研究所東海研究所内 (72)発明者 比嘉 修 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中工場内
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、 前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止
され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの
期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該
負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ
該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始さ
れる時の初期値とする位相制御信号調整手段を備えたこ
とを特徴とする加速電源装置。 - 【請求項２】 交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、 前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停
止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転す
るまでの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御
信号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位
相制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位
相制御信号調整手段を備えたことを特徴とする加速電源
装置。 - 【請求項３】 交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、 前記負荷が正常状態であって該負荷への電力供給が停止
され、かつ再び該負荷への電力供給が開始されるまでの
期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信号は該
負荷への電力供給が停止される直前の値に保持し、かつ
該位相制御信号の値を前記負荷への電力供給が再開始さ
れる時の初期値とする位相制御信号調整手段と、 前記負荷への電力供給が停止され、かつ再び該負荷への
電力供給が開始されるまでの期間、前記インバータに与
えるパルス変調信号は該負荷への電力供給が停止される
直前の値に保持し、かつ該パルス変調信号の値を前記負
荷への電力供給が再開始される時の初期値とするパルス
変調信号調整手段と、 を備えたことを特徴とする加速電源装置。 - 【請求項４】 交流電源の交流を直流に変換するサイリ
スタ整流器と、前記サイリスタ整流器により得られる直
流を直流フィルタを介して入力し、該直流を交流に変換
するインバータと、前記インバータにより得られる交流
を変圧する変圧器と、前記変圧器で変圧された交流を整
流し、この直流出力を負荷に供給するダイオード整流器
とから構成された加速電源装置において、 前記負荷が短絡されたとき、該負荷への電力供給を停止
させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転する
までの期間、前記サイリスタ整流器に与える位相制御信
号は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該位相
制御信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とする位相
制御信号調整手段と、 前記負荷が短絡等の事故に伴い該負荷への電力供給を停
止させ、その後前記負荷への電力供給を行って再運転す
るまでの期間、前記インバータに与えるパルス変調信号
は該負荷が短絡される直前の値に保持し、かつ該パルス
変調信号の値を前記負荷の再運転時の初期値とするパル
ス変調信号調整手段とを備えたことを特徴とする加速電
源装置。 - 【請求項５】 前記直流フィルタとしてコンデンサが含
まれ、かつ前記交流電源と前記サイリスタ整流器の間が
電気的に接続される配線回路のインピーダンスの大きさ
によって、該コンデンサが過充電される場合には、前記
位相制御信号調整手段に前記サイリスタ整流器をゲート
ブロックする機能手段を付加したことを特徴とする請求
項１〜４のいずれか一つに記載の加速電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15929599A JP3948591B2 (ja) | 1999-06-07 | 1999-06-07 | 加速電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15929599A JP3948591B2 (ja) | 1999-06-07 | 1999-06-07 | 加速電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000346968A true JP2000346968A (ja) | 2000-12-15 |
| JP3948591B2 JP3948591B2 (ja) | 2007-07-25 |
Family
ID=15690682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15929599A Expired - Lifetime JP3948591B2 (ja) | 1999-06-07 | 1999-06-07 | 加速電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3948591B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010137394A1 (ja) * | 2009-05-27 | 2010-12-02 | サンケン電気株式会社 | スイッチング装置及びその制御方法 |
| JP2011134632A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-07-07 | Toshiba Corp | イオン粒子電源 |
| JP5557407B1 (ja) * | 2012-09-05 | 2014-07-23 | 株式会社京三製作所 | 直流電源装置、直流電源装置の制御方法 |
-
1999
- 1999-06-07 JP JP15929599A patent/JP3948591B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010137394A1 (ja) * | 2009-05-27 | 2010-12-02 | サンケン電気株式会社 | スイッチング装置及びその制御方法 |
| JP2010279122A (ja) * | 2009-05-27 | 2010-12-09 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング装置及びその制御方法 |
| JP2011134632A (ja) * | 2009-12-25 | 2011-07-07 | Toshiba Corp | イオン粒子電源 |
| JP5557407B1 (ja) * | 2012-09-05 | 2014-07-23 | 株式会社京三製作所 | 直流電源装置、直流電源装置の制御方法 |
| KR101519319B1 (ko) | 2012-09-05 | 2015-05-11 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 직류전원장치, 직류전원장치의 제어방법 |
| US9160240B2 (en) | 2012-09-05 | 2015-10-13 | Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. | DC power supply device, and control method for DC power supply device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3948591B2 (ja) | 2007-07-25 |
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