JP2000278046A - 発振回路 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
な電力で大きな発振振幅を可能にする。 【解決手段】 共振子(RES)を接続するための接続
端子(K1,K2)を備えた振幅制御用減衰等化回路
(ENT)は調整自在の利得及び相互コンダクタンスの
少なくといずれか一方を有し、少なくともそのいずれか
一方の値は発振振幅に応じて制御自在である。更に、利
得及び相互コンダクタンスの少なくともそのいずれか一
方の制御値は全ての発振振幅の間にわたって減衰等化回
路(ENT)の接続端子(K1、K2)での瞬時電圧及
び瞬時電流の少なくともいずれか一方とは無関係に一定
のままである。
Description
を接続するための第1接続端子及び第2接続端子を備え
た共振子の発振振幅の振幅制御用減衰等化回路とを有す
る発振回路に関する。
うな発振回路は、特に米国電気電子学会「固体回路」誌
(IEEE“Journal of Solid−St
ate Circuit”)、 Vol.32 No.
7、1997年7月発行、の999〜1005頁に記載
されている。開示された発振回路(その図4を参照)
は、時計用水晶のために設計されており、電力消費がご
くわずかであるという点で優れている。発振器の発振振
幅は、およそ0.2±0.05ボルトの程度であるに過
ぎない。そのような発振回路では、少なくとも2ボルト
の発振振幅を有する発振回路の確実な動作は不可能であ
る。
た低減衰共振子の使用時において確実に機能するととも
に、わずかな電力消費で特に大きな発振振幅を可能にす
る発振回路を提供することにある。
く、本発明は共振子と、共振子を接続するための第1接
続端子及び第2接続端子を備えた、共振子の発振振幅の
振幅制御用減衰等化回路と、減衰等化回路は調整自在の
利得及び相互コンダクタンス、あるいは少なくともその
いずれか一方を有することと、利得及び相互コンダクタ
ンス、あるいは少なくともそのいずれか一方の値は発振
振幅に応じて制御自在であることと利得及び相互コンダ
クタンス、あるいは少なくともそのいずれか一方の制御
値は、全ての発振振幅の間にわたって衰等化回路(EN
T)の接続端子での瞬時電圧及び瞬時電流、あるいは少
なくともそのいずれか一方とは無関係であり、したがっ
て一定のままであることをその要旨とする。
基準電位との間に4つのトランジスタの直列回路が設け
られている。第1及び第2トランジスタは、それらの負
荷区間とともに供給電位用接続点と、共振子を接続した
第1接続端子との間に直列配置されている。第3及び第
4トランジスタは、この接続端子と基準電位用接続点と
の間に直列配置されている。第1及び4トランジスタの
制御端子は、共振子の第2接続端子と接続され、一方で
は少なくとも1つのピーク値検出ユニットが設けられて
いる。その入力端子は、第1接続端子に接続されている
とともに、その出力端子は、トランジスタの直列回路の
第3及び第4トランジスタ、あるいは少なくともそのい
ずれか一方の制御端子に接続されている。
1接続端子に加わる発振信号の振幅に応じて変化する信
号が印加可能である。発振振幅が増加するにつれて、第
2及び第3トランジスタ、あるいは少なくともそのいず
れか一方は、ピーク値検出ユニットの出力端子に印加さ
れる信号を介して制御される。したがって出力端子を流
れる電流は、本発明による発振回路において発振信号の
瞬時値と並んで、発振の振幅によって左右される。その
際にトランジスタは、当初に発振の振幅が小さく第2及
び第3トランジスタがまだ制御されない場合に、大きな
減衰度の(低品質の)共振子をも発振付勢できるように
するために減衰等化回路が大きな相互コンダクタンスを
有するように形成されている。その際に第1及び第4ト
ランジスタの相互コンダクタンスの値は、この種の公知
回路において匹敵するトランジスタの相互コンダクタン
スの整数倍であってもよい。発振の振幅が増加するにつ
れて、第2及び第3トランジスタ、あるいは少なくとも
そのいずれか一方は、過渡発振状態において振幅が大き
い場合の電力消費をわずかに保持するために制御され
る。
囲で変動することのある共振子を用いても、減衰のわず
かな非常に良好な共振子の場合に電力消費が上昇するこ
となく確実に機能する。
対象である。本発明の実施態様は、第1及び第2ピーク
値検出ユニットを備えている。その際に第1ピーク値検
出ユニットの入力端子は第1接続端子に接続され、そし
て第2トランジスタの付勢用出力端子はその制御端子に
接続されている。第2ピーク値検出ユニットの入力端子
は、第2接続端子に接続されており、出力端子は、第3
トランジスタの付勢のためにその制御端子に接続されて
いる。
様によれば、それぞれコンデンサ、ダイオード及び抵抗
を有する。コンデンサは、第1ピーク値検出ユニットに
おいて端子によって供給電位用接続点に接続され、そし
て他の端子によってダイオードを介し第1接続端子に接
続されている。抵抗は、ダイオード及びコンデンサに共
通の接続点と基準電位用接続点との間に接続されてい
る。第2トランジスタの制御端子は、コンデンサ及びダ
イオードに共通の接続点に接続されている。これによっ
てこの接続点での電位が、このトランジスタの付勢のた
めに用いられる。使用されるトランジスタ技術に応じ
て、この接続点での電位は、第2トランジスタを制御す
るために、第1接続端子に印加される電圧の振幅増加に
つれて上昇もしくは降下する。
デンサは端子によって基準電位用接続点に接続され、そ
して他の端子によってダイオードを介し第1接続端子に
接続されている。第3トランジスタの制御端子は、コン
デンサ及びダイオードに共通の接続点に接続されてお
り、これによってこの接続点での電位が、このトランジ
スタの付勢のために用いられる。さらに抵抗が、コンデ
ンサの充電のために、この接続点と供給電位用接続点と
の間に接続されている。使用されるトランジスタ技術に
応じて、ダイオード及びコンデンサに共通な接続点での
電位は、第3トランジスタを制御するために、第1接続
端子に印加される電圧の振幅増加につれて上昇もしくは
降下する。
第1ピーク値検出ユニットのコンデンサとの間に第3ダ
イオードを接続し、かつ第2接続端子と第2ピーク値検
出ユニットのコンデンサとの間に第4ダイオードを接続
するようになっている。第1及び第2接続端子には、通
常の発振回路において、180°位相外れであるという
ことでのみ異なる信号が印加される。ピーク値検出ユニ
ットによる第1及び第2接続端子での振幅の検出は、第
2及び第3トランジスタの一層急速な制御を可能にす
る。
ユニットの抵抗の代わりに、特にMOS技術において小
型化が実現自在である電流源、特に電流ミラーを備える
ようになっている。さらに第1及び第2トランジスタを
pチャネルFETとして形成するとともに、第3及び第
4トランジスタをnチャネルFETとして形成するよう
になっている。好適には、ピーク値検出ユニットのダイ
オードが、ゲート及びドレインの端子を接続することに
よってダイオードとして回路構成されているトランジス
タとして、特にFETとして形成されている。さらに、
ピーク値検出ユニットにおいてMOS技術のゲート酸化
物をコンデンサとして使用するようになっている。最後
に挙げた実施態様は、MOS技術においてわずかなスペ
ースですむような方法で本発明による回路を実現するこ
とができる。
に従って詳述する。なお、本実施の形態において、一般
性を限定することなく第1及び第2トランジスタに対し
pチャネルFETを使用して、第3及び第4トランジス
タに対しnチャネルFETを使用して説明されている。
当然ながら、第1及び第2トランジスタをnチャネルF
ETとして、第3及び第4トランジスタをpチャネルF
ETとして実現することも可能であり、その際にはダイ
オードのような極性依存部品及び供給電圧が極性反転さ
れる。他のトランジスタ技術において実現することもな
んら問題はない。
Tとを備えた発振回路の第1の実施の形態を示す。減衰
等化回路ENTは、第1及び第2接続端子K1、K2を
有し、これらの接続端子には共振子RESが接続されて
いる。本実施の形態においては共振子RESとして水晶
Qが用いられる。その電気的等価回路図は、コンデンサ
CQ1、インダクタンス素子LQ及び抵抗RQの直列回路に
よって表わされており、この直列回路には、コンデンサ
CQ0が並列に接続されている。水晶Qは付勢回路の第1
及び第2接続端子K1,K2間に接続され、それぞれの
コンデンサC3,C4は接続端子K1,K2と基準電位
Mとの間に接続されている。
続点及び第1接続端子K1間の第1及び第2トランジス
タT1,T2の直列回路と、第1接続端子K1及び基準
電位M用接続点間の第3及び第4トランジスタT3,T
4の直列回路とを有する。第1及び第2トランジスタT
1,T2は図示の実施例ではpチャネルMOSFETと
して、第3及び第4トランジスタT3,T4はnチャネ
ルMOSFETとして形成されている。第1及び第4ト
ランジスタT1,T4の制御端子(図示の実施の形態で
はゲート端子)は第2接続端子K2に対して接続されて
いる。
続された入力端子EK1と第2トランジスタT2のゲー
ト端子に接続された出力端子AK1とを備えた第1ピー
ク値検出ユニットSWE1を有する。第1ピーク値検出
ユニットSWE1は第1端子によって供給電位Vdd用
接続点に接続された第1コンデンサC1を有する。この
第1コンデンサC1は第1ダイオードD1を介して第1
接続端子K1に接続されている。また、第1ダイオード
D1のアノードが第1接続端子EK1と接続され、カソ
ードが第1コンデンサC1に接続されている。コンデン
サC1及びダイオードD1に共通な接続点10は出力端
子AK1に接続され、それによって第2トランジスタT
2のゲートに接続されている。接続点10と基準電位M
用接続点との間には、抵抗R1が接続されている。
された入力端子EK2を備えた第2ピーク値検出ユニッ
トSWE2と、第3トランジスタT3のゲート端子に接
続された出力端子AK2とを有する。第2ピーク値検出
ユニットSWE2は第1端子によって基準電位M用接続
点に接続された第2コンデンサC2を有する。第2コン
デンサC2は第2ダイオードD2を介して第1接続端子
K1に接続されている。第2ダイオードD2のアノード
が第2コンデンサC2に接続され、カソードが第1接続
端子EK1に接続されている。第2コンデンサC2及び
第2ダイオードD2に共通な接続点20は、出力端子A
K2に接続され、これによって第3トランジスタT3の
ゲート端子に接続されている。接続点20と供給電位V
dd用接続点との間には、第2抵抗R2が接続されてい
る。
ンサC3,C4のところで発振信号S1,S2が取り出
し自在である。これらの信号は、180°位相外れであ
ることによって異なっているとともに、コンデンサC
3,C4が共振子RES(ここでは水晶Q)を介して周
期的に充電及び放電されることによって生ずる。発振の
周波数は、共振子回路Qのパラメータによって決まる。
の過渡発振状態で、共振子RESに抵抗RQで発振エネ
ルギとして失われるエネルギを付加することである。ス
イッチオンの場合における減衰等化回路ENTの課題
は、一般に発振が実現し、かつ発振の振幅が上昇するま
での範囲で共振子RESを減衰等化することである。
ESに供給される出力電流IOUTが出力可能である。こ
の電流はコンデンサC3に印加される発振信号S2の瞬
時値によって変化する。この発振信号は第1及び第4ト
ランジスタT1,T4の付勢のために用いられる。ま
ず、第2及び第3トランジスタT2,T3及びピーク値
検出ユニットSWE1,SWE2を無視するならば、こ
の回路は従来のCMOSインバータのように作用する共
振子RESの付勢に使用される。電圧S2の瞬時値が小
さければ小さいほど、第1トランジスタT1のゲート−
ソース間電圧の値はそれだけ大きく、この第1トランジ
スタはそれだけ多く導電するが、しかし第4トランジス
タT4のゲート−ソース間電圧の値はそれだけ小さく、
この第4トランジスタはそれだけ大幅に導電を阻止す
る。電圧S2の瞬時値が上昇すると、第4トランジスタ
T4はより多く導電を開始し、第1トランジスタT1は
より大幅に導電を阻止する。それによって出力電流I
OUTは、電圧S2の瞬時値の上昇につれて低下する。第
1及び第2接続端子K1,K2間に接続された高抵抗R
3は、およそ半分の供給電圧0.5Vddへとトランジ
スタ動作点を設定するために用いられる。
ように、本発明による回路において出力電流IOUTは、
発振の振幅に、特にコンデンサC1,C2における電圧
に依存する。
ド電圧を加えたもしくは差し引いたピーク値検出ユニッ
トSWE1,SWE2の第1及び第2コンデンサC1,
C2は、まず最初にダイオード電圧を差し引いたおよそ
半分の供給電圧へ充電され、それによって第2及び第3
トランジスタT2,T3のゲート端子での電位は0.5
Vddとなる。第1接続端子K1での電位がこの値を超
えて上昇すると、電流はダイオードD1を介してコンデ
ンサC1へ流れ、出力端子AK1での電位が上昇して第
2トランジスタT2のゲート端子での電位が上昇する。
したがって、第2トランジスタT2のゲート−ソース間
電圧の値が低下し、このトランジスタは制御を開始す
る。その際にこのトランジスタはゲート端子での電位が
大きければ大きいほど、もしくは第1接続端子K1での
発振S1の振幅が大きければ大きいほど大幅に制御す
る。これにより第1ピーク値検出ユニットSWEは発振
S1の最大値を検出する。
ピーク値検出ユニットSWE2のコンデンサC2が、ダ
イオードD2を介して放電される。それによって出力端
子AK2での及び第3トランジスタT3のゲート端子で
の電位が低下する。したがって第3トランジスタT3
は、制御を開始する。このトランジスタは、そのゲート
端子での電位が小さければ小さいほどもしくは周期範囲
内での電圧S1の最小値が小さければ小さいほど、それ
だけ大幅に制御する。それによって第2ピーク値検出ユ
ニットは、発振S1の最大値を検出する。
大きいほど、すなわち中間値0.5Vdd周りでの上方
及び下方へのこの振幅の振れが強ければ強いほど、第1
ピーク値検出ユニットSWE1を介して第2トランジス
タT2のためのゲート付勢電圧がそれだけ高くなり、か
つ第2ピーク値検出ユニットSWE2を介して第3トラ
ンジスタT3のためのゲート付勢電圧がそれだけ低くな
る。飽和動作で作用するトランジスタT2,T3とは反
対に、トランジスタT1,T4は強い不飽和動作状態に
ある。この不飽和動作状態は、例えば、カスコードトラ
ンジスタT2,T3の有効チャネル幅が、トランジスタ
T1,T4に比べて大きいことにより、例えば係数3だ
け大きいことにより達成される。不飽和MOSトランジ
スタの場合には、周知のようにドレイン‐ソース間電流
及びそれによって相互コンダクタンスがゲート−ソース
間制御電圧によってのみだけでなくそのときどきのドレ
イン−ソース間電圧によっても変化する。このことは、
実施例において出力電流I OUTの相互コンダクタンス制
御のために利用される。その際には、両内部トランジス
タT2,T3の発振振幅依存の(定常的な)ソース電圧
を用いて両外部トランジスタT1,T4の相互コンダク
タンスが制御される。発振振幅の小さい場合には、その
ドレイン−ソース間電圧が相対的に大きく、それによっ
てその相互コンダクタンス及びその場合の出力電流I
OUTも相対的に大きい。発振振幅が大きくなればなるほ
ど、トランジスタT1,T4の小さくなるドレイン−ソ
ース間電圧を介してその相互コンダクタンスがそれだけ
大幅に制御される。これによって出力電流I0UTも低下
する。
路において、電圧S2の瞬時値と並んで発振の振幅にも
依存する。その際に、トランジスタT1,T4は、振幅
の小さい場合に、特にスイッチオン後に比較的大きな電
流Iout が第1接続端子K1に流れるように形成されて
いる。従って、大きな抵抗RQの場合、すなわち共振子
RESの大きな減衰の場合にも発振が得られる。トラン
ジスタT1,T2,T3,T4はこれに対応して大きく
形成されており、これに応じて大きな相互コンダクタン
スを有している。第2及び第3トランジスタT2,T3
の発振振幅の上昇及び制御の増加につれて、構成全体の
相互コンダクタンスは低下する。発振S1の振幅はトラ
ンジスタT2,T3の飽和動作において得られる一層大
きな値へと制御される。これによって、わずかな電力消
費で大きな振幅が可能である。本発明による回路の電力
消費は、わずかな減衰の良質な水晶を使用した場合に、
従来の発振回路よりも大きくなく、むしろ一層少ないも
のとなる。
の形態を示す。この発振回路が図1における発振回路と
異なる点はピーク値検出ユニットの抵抗が電流源I1,
I2として形成されていることである。
りを通って連続的に放電され、第2コンデンサC2は第
2電流源I2により連続的に充電される。電流源はピー
ク値検出の効果を無効にしないために、この充電もしく
は放電がダイオードD1,D2を介してのコンデンサC
1、C2の充電もしくは放電に対して緩やかに行われる
ように形成されている。
WE1は、第2接続端子K2及び第1コンデンサC1間
に接続された第3ダイオードD3を有する。これによ
り、第1ピーク値検出ユニットSWE1は、発振S1の
最大値と並んで発振S2の最大値をも検出する。その際
に、出力端子AK1に印加される信号はそのつどこれら
双方の最大値のうちの大きい方の値によって決まる。
2は第2接続端子K2及びコンデンサC2間に接続され
た第4ダイオードD4を有する。それによって第2ピー
ク値検出ユニットSWE2は発振S1の最小値と並ん
で、発振S2の最小値をも検出する。
ランジスタT5,T6を有する。その際に、第5トラン
ジスタT5の負荷区間は供給電位Vdd用接続点と第2
トランジスタT2のゲート端子との間に接続され、第6
トランジスタT6の負荷区間は基準電位M用接続点と第
3トランジスタT3のゲート端子との間に接続されてい
る。第5トランジスタT5のゲート端子は第3接続端子
K3に接続され、第6トランジスタT6のゲート端子は
インバータINVを介して第3接続端子K3に接続され
ている。第5及び第6トランジスタT5,T6は制御回
路用スイッチとして用いられる。
と、第5トランジスタT5が導通阻止される。次に、第
6トランジスタT6のゲートに低電位が印加される。従
って、このトランジスタが同様に導通阻止される。こう
して回路は、上記したように作用する。第3接続端子K
3に低電位が印加されると、第5トランジスタT5は導
電する。よって、第5トランジスタT5は第2トランジ
スタT2のゲートをほぼ供給電位Vddへと引き上げ
る。従って、このトランジスタは導通阻止される。第3
接続端子K3に低電位が印加される場合には、インバー
タINVの出力部に、換言すると第6トランジスタT6
のゲートに高電位が印加される。それによって第6トラ
ンジスタT6は導電し、第3トランジスタT3のゲート
は放電し、このトランジスタは導通阻止される。このよ
うに、発振回路は第3接続端子への所定電位の印加によ
って動作可能状態(トランジスタT2、T3が導通)、
もしくは動作不可能状態(トランジスタT2、T3が導
通阻止)へと移行自在である。
の実施の形態を示す。第1ピーク値検出ユニットSWE
1の電流源は電流ミラートランジスタとしてのトランジ
スタT8,T9を有する。これらのゲート端子は互いに
接続されているとともに、これらのソース端子は基準電
位M用接続点に対して接続されている。トランジスタT
8のドレイン端子はそのゲート端子に接続されている。
トランジスタT9のドレイン端子は第1ピーク値検出ユ
ニットSWE1のコンデンサに接続されている。トラン
ジスタT12は、その負荷区間とともにトランジスタT
8,T9のゲート端子と基準電位M用接続点との間に接
続され、第3接続端子で低電位の場合にトランジスタT
8,T9のゲートを放電して電流源をスイッチオフする
ために用いられる。
ミラートランジスタとしてのトランジスタT6,T7を
有する。それらのゲート端子は互いに接続されていると
ともに、それらのソース端子は基準電位用接続点に対し
て接続されている。トランジスタT6のゲート端子はト
ランジスタT11を介してそのドレイン端子に接続され
ている。トランジスタT7のドレイン端子は第2ピーク
値検出ユニットSWE2のコンデンサに対して接続され
ている。トランジスタT10はその負荷区間とともにト
ランジスタT6,T7のゲート端子と供給電位Vdd用
接続点との間に接続されている。トランジスタT10,
T11は、第3接続端子K3を介して付勢自在であり、
電流源のスイッチオンもしくはオフのために用いられ
る。第3接続端子K3で高電位の場合にはトランジスタ
T10は導電阻止し、トランジスタT11は導電する。
従って、電流はトランジスタT7の負荷区間を介してコ
ンデンサC2へ流れる。第3接続端子K3で低電位の場
合にはトランジスタT10は導電し、トランジスタT
6,T7のゲート端子をVddへと引き上げる。これに
より、これらのトランジスタは導電阻止する。さらに、
トランジスタT11は導電阻止し、よって電流源はスイ
ッチオフされている。
ードD1,D2,D3,D4はゲート及びドレイン端子
の接続によってそれぞれダイオードとして回路構成され
たトランジスタとして形成されている。さらに、コンデ
ンサC1は電界効果トランジスタとして形成されてお
り、その際に有効容量としてはトランジスタのゲート容
量が用いられる。コンデンサC2は酸化皮膜コンデンサ
構造として形成されている。
作点を調整するために、図3では第3接続端子K3を介
して付勢される2つのトランジスタT14,T15が、
第1及び第2接続端子間に接続されている。これらのト
ランジスタT14,T15は導通状態で非常に大きな負
荷区間抵抗を有するように形成されているので、非常に
小さな電流が接続端子K1,K2間に通電可能であるに
過ぎない。
ジスタT1,T2,T5,T6,T7,T10,T1
1,T14、ダイオードD1,D3及びコンデンサC1
は、pチャネルFETとして形成されている。トランジ
スタT3,T4,T6,T8,T9,T12、ダイオー
ドD2,D4はnチャネルFETとして形成されてい
る。
共振子の使用時、また低減衰共振子の使用時において確
実に機能するとともに、わずかな電力消費で特に大きな
発振振幅を可能にするという優れた効果を発揮する。
を示す電気回路図。
を示す電気回路図。
を示す電気回路図。
1〜D4…ダイオード、EK1〜EK4…入力端子、E
NT…減衰等化回路、I1,I2…電流源、INV…イ
ンバータ、K1〜K3…接続端子、LQ…インダクタン
ス素子、M…基準電位、R1〜R3,RQ…抵抗、SW
E1,SWE2…ピーク値検出ユニット、T1〜T12
…トランジスタ、Vdd…供給電位、RES…共振子、
OSZ…発振回路。
Claims (11)
- 【請求項1】 共振子(RES)と、共振子(RES)
を接続するための第1接続端子(K1)及び第2接続端
子(K2)を備えた共振子(RES)の発振振幅の振幅
制御用減衰等化回路(ENT)とを有する発振回路にお
いて、 利得及び相互コンダクタンス、あるいは少なくともその
いずれか一方の値は、発振振幅に応じて制御自在である
ことと、 利得及び相互コンダクタンス、あるいは少なくともその
いずれか一方の制御値は、全ての発振期間の間にわたっ
て実質的に、減衰等化回路(ENT)の接続端子(K
1,K2)での瞬時電圧及び瞬時電流、あるいは少なく
ともそのいずれか一方とは無関係であり、それによって
一定のままであることとを特徴とする発振回路。 - 【請求項2】 減衰等化回路(ENT)は、直列に供給
電位(Vdd)用接続点と第1接続端子(K1)との間
に接続された第1及び第2トランジスタ(T1,T2)
と、 第1接続端子(K1)と基準電位(M)用接続点との間
に直列接続された第3及び第4トランジスタ(T3,T
4)とを有し、 第1及び第4トランジスタの制御端子が、第2接続端子
(K2)に接続されており、 第1又は第2接続端子(K1,K2)に結合された入力
端子(EK1)と、第2トランジスタ(T2)又は第3
トランジスタ(T3)の制御端子に接続された出力端子
(AK1)とを備えた少なくとも1つの第1ピーク値検
出ユニット(SWE1)を有することを特徴とする請求
項1に記載の発振回路。 - 【請求項3】 第1接続端子(K1)に接続された入力
端子(EK1)と、第2トランジスタ(T2)の制御端
子に接続された出力端子(AK1)とを備えた第1ピー
ク値検出ユニット(SWE1)と、第1接続端子(K
1)に接続された入力端子(EK2)と、第3トランジ
スタ(T3)の制御端子に接続された出力端子(AK
2)とを備えた第2ピーク値検出ユニット(SWE2)
とを有することを特徴とする請求項2に記載の発振回
路。 - 【請求項4】 第1ピーク値検出ユニット(SWE1)
は、供給電位(Vdd)用接続点に接続された第1コン
デンサ(C1)を有し、該コンデンサが、第1ダイオー
ド(D1)を介して第1接続端子(K1)に接続されて
いることと、第1コンデンサ(C1)及び第1ダイオー
ド(D1)に共通な接続点が、出力端子(AK1)に接
続されているとともに、第1抵抗(R1)又は第1電流
源(I1)を介して基準電位(M)用接続点に接続され
ていることとを特徴とする請求項2又は3に記載の発振
回路。 - 【請求項5】 第2ピーク値検出ユニット(SWE2)
は、基準電位(M)用接続点に接続された第2コンデン
サ(C2)を有し、該コンデンサが、第2ダイオード
(D2)を介して第1接続端子(K1)に接続されてい
ることと、第2コンデンサ(C2)及び第2ダイオード
(D2)に共通な接続点が、出力端子(AK2)に接続
されているとともに、第2抵抗(R2)又は第2電流源
(I2)を介して供給電位(Vdd)用接続点に接続さ
れていることとを特徴とする請求項1〜4のいずれか1
項に記載の発振回路。 - 【請求項6】 第3ダイオード(D3)が、第2接続端
子(K2)と、第1ピーク値検出ユニット(SWE1)
の第1コンデンサ(C1)との間に接続されていること
を特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載の発振
回路。 - 【請求項7】 第4ダイオード(D4)が、第2接続端
子(K2)と、第2ピーク値検出ユニット(SWE2)
の第1コンデンサ(C2)との間に接続されていること
を特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の発振
回路。 - 【請求項8】 第1及び第2トランジスタ(T1,T
2)は、pチャネルMOSFETとして形成されている
ことと、第3及び第4トランジスタ(T3,T4)は、
nチャネルMOSFETとして形成されていることとを
特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の発振回
路。 - 【請求項9】 ダイオード(D1,D2,D3,D4)
は、ダイオードとして回路構成されたトランジスタとし
て形成されていることを特徴とする請求項1〜8のいず
れか1項に記載の発振回路。 - 【請求項10】 コンデンサは、MOSコンデンサとし
て形成されていることを特徴とする請求項1〜9のいず
れか1項に記載の発振回路。 - 【請求項11】 ダイオード(D1,D2,D3,D
4)は、MOSトランジスタとして形成されていること
を特徴とする請求項1〜10のいずれか1項に記載の発
振回路。
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