JP2000269762A - 電流制御回路、それを用いた利得可変増幅回路および光ディスク再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】光ディスク再生装置において、電流制御回路の
制御電圧入力が基準電位よりも小さい範囲と大きい範囲
とでｇｍアンプの利得制御感度を略等しく設定すること
が可能になり、後段回路の設計を容易にし、使い勝手を
向上させる。 【解決手段】光学式のピックアップ１１の出力信号を増
幅するヘッドアンプ１２と、ヘッドアンプの出力信号を
増幅し、所定の一定の振幅を有する信号を出力するよう
に自動的に制御される利得可変ＲＦアンプ２０とを具備
し、利得可変ＲＦアンプは、制御電圧入力が基準電位よ
りも小さい範囲と大きい範囲とで異なる関数に応じて電
流出力が変化する電流制御回路３０と、電流制御回路の
電流出力により増幅用のトランジスタのコレクタ電流が
制御されることによってｇｍが変化し、制御電圧が基準
電位よりも小さい範囲と大きい範囲とで利得の制御感度
が略等しいｇｍアンプ２１とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電流制御回路、そ
れを用いた利得可変増幅回路および光ディスク再生装置
に係り、特に差動増幅トランジスタのコレクタ電流が制
御されることによって相互コンダクタンスｇｍが変化す
るｇｍアンプに制御電流を供給するための電流制御回路
に関するもので、例えばオーディオ用のコンパクト・デ
ィスク（ＣＤ）プレーヤ装置、コンピュータ・システム
用のＣＤ−ＲＯＭ駆動装置などに使用される。

【０００２】

【従来の技術】コンパクトディスクなどの光学的に記録
再生可能な光ディスクに記録された情報データを光学式
ピックアップにより読み取って再生する光ディスク再生
装置においては、再生対象となる光ディスクの製造上の
ばらつきによる物理的なばらつき（反射膜の反射率、変
調度など）により、再生信号の振幅がばらつく。

【０００３】この対策として再生信号の振幅調整機能を
持たせた光ディスク再生装置の従来例を図１０に概略的
に示す。

【０００４】図１０において、光学式のピックアップ６
１は、半導体レーザーや光電変換素子などを内蔵してお
り、モータにより回転駆動される光ディスクに記録され
ているディジタル記録信号を読み取り、高周波（ＲＦ、
例えば１〜４０ＭＨｚ）のアナログ信号を発生する。

【０００５】上記ピックアップ６１から出力するＲＦ信
号は、ヘッドアンプ６２により加算増幅される。上記ヘ
ッドアンプ６２の出力信号は自動利得制御（ＡＧＣ）ル
ープにより制御される利得可変ＲＦアンプ６３により増
幅されるとともに、後段での信号処理に適した所定の一
定の振幅となるように自動的に調整される。

【０００６】上記利得可変ＲＦアンプ６３の出力信号
は、デジタルサーボプロセッサ（ＤＳＰ）６４に入力す
る。このＤＳＰ６４は、前記利得可変ＲＦアンプ６３の
出力信号の振幅を予め設定された調整目標となる所定の
信号振幅基準値と比較し、その差分に応じて利得可変Ｒ
Ｆアンプ６３の利得を制御し、利得可変ＲＦアンプ６３
の利得を制御してその出力信号の振幅が一定になるよう
に制御する振幅調整用の制御ループを形成している。

【０００７】なお、前記利得可変ＲＦアンプ６３の出力
信号は二値化回路（データスライス回路）６５に送ら
れ、所定のスライスレベルを基準にして“Ｈ”、“Ｌ”
の二値信号に変換される。この二値信号は位相同期ルー
プ（ＰＬＬ）回路６６に入力し、二値信号に同期したク
ロック信号が生成される。デジタル信号処理回路６７
は、前記クロック信号および二値信号が入力し、復調・
エラー訂正などを行い、前記光ディスクに記録されてい
る情報データを再生する。

【０００８】なお、図示しないが、前記ピックアップ６
１を光ディスクの半径方向に沿ってスライディングさせ
るめのスライディング・アクチュエータ、前記光ディス
クを所定の回転速度で回転駆動させるためのディスクモ
ータなどのほか、各種のサーボ制御回路を制御するため
のシステムコントローラー用のマイコンなどが設けられ
ている。

【０００９】前記ピックアップ６１の出力信号に含まれ
る交流成分（情報データに対応する）の振幅は、光ディ
スクの反射膜の反射率（ディスク表面の傷、汚れなどに
依存する）、変調度の双方に影響を受ける。

【００１０】再生対象となる光ディスクの反射率が低
く、変調度が低い場合には、光学式ピックアップ６１の
出力信号の交流成分の振幅は小さい。この際、振幅調整
用のフィードバック制御ループは上記交流成分の振幅を
所定の設定値に制御しようとして前記利得可変ＲＦアン
プ６３の利得を大きくする。

【００１１】この場合、前記二値化回路６５において正
しく二値化を行うためには、利得可変ＲＦアンプ６３の
出力信号の振幅が適切な振幅になっていなければなら
ず、一般には、利得可変ＲＦアンプ６３の出力信号があ
る所定の振幅の時に最適なスライスレベルの制御が行わ
れるように設計される。

【００１２】図１１は、図１０中の利得可変ＲＦアンプ
６３の構成の一例を示している。

【００１３】図１１において、ｇｍアンプ７１は、増幅
用のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が制御され
ることによって相互コンダクタンスｇｍが変化する。

【００１４】バイポーラ型の演算増幅回路７２は、上記
ｇｍアンプ７１の出力信号が入力する反転入力端子
（−）と出力端子との間に帰還抵抗７３が接続され、非
反転入力端子（＋）は基準電位ＶR0に接続されている。

【００１５】電流制御回路７４は、差動対をなすトラン
ジスタＱ71、Ｑ72のうちの一方Ｑ71のベースが適当な基
準電位ＶREF にバイアスされ、他方Ｑ72のベースに前記
ＤＳＰ６４から制御電圧入力端子７５を介して制御電圧
ＲＦGCが入力し、この制御電圧ＲＦGCのレベルに応じて
出力電流のレベルが制御され、この出力電流は前記ｇｍ
アンプ７１の差動増幅用トランジスタのコレクタ電流を
制御するように構成されている。

【００１６】この電流制御回路７４において、電源電位
ＶCCが与えられるＶCCノードと差動対をなすＰＮＰトラ
ンジスタＱ71、Ｑ72の各エミッタとの間に対応して第１
の定電流源Ｉ71、第２の定電流源Ｉ72が接続され、上記
各エミッタ間に利得調整用の抵抗７６が接続されてい
る。

【００１７】上記ＰＮＰトランジスタＱ72のコレクタは
接地電位ＧＮＤに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ71の
コレクタは、コレクタ・ベース相互が接続されたＮＰＮ
トランジスタＱ73のコレクタ・エミッタ間を介してＧＮ
Ｄに接続されている。このＮＰＮトランジスタＱ73のベ
ース、エミッタに対応してＮＰＮトランジスタＱ74のベ
ース、エミッタが接続（カレントミラー接続）されてお
り、このＮＰＮトランジスタＱ74のコレクタがｇｍアン
プ７１の利得制御入力ノードに接続されている。

【００１８】さらに、ＶCCノードとＮＰＮトランジスタ
Ｑ73のコレクタとの間には、ＮＰＮトランジスタＱ73に
一定のコレクタ電流を供給するための第３の定電流源Ｉ
73が接続されている。

【００１９】そして、前記差動対をなすＰＮＰトランジ
スタＱ71、Ｑ72の各ベースに対応して基準電位ＶREF 、
制御電圧ＲＦGCが与えられる。これにより、制御電圧Ｒ
ＦGCに応じてＰＮＰトランジスタＱ72のコレクタ電流ひ
いてはＮＰＮトランジスタＱ73のコレクタ電流が制御さ
れる。

【００２０】即ち、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よ
りも大きくなると、差動対トランジスタＱ71、Ｑ72のう
ちの一方のＰＮＰトランジスタＱ72の電流が減少し、他
方のＰＮＰトランジスタＱ71の電流が増大する。

【００２１】これに対して、制御電圧ＲＦGCが基準電位
ＶREF よりも小さくなると、差動対トランジスタＱ71、
Ｑ72のうちの一方のＰＮＰトランジスタＱ72の電流が増
大し、他方のＰＮＰトランジスタＱ71の電流が減少す
る。この場合、制御電圧ＲＦGCが低くなり過ぎて差動対
トランジスタＱ71、Ｑ72のうちの他方のＰＮＰトランジ
スタＱ71がオフになっても、ＮＰＮトランジスタＱ73に
は第３の定電流源Ｉ73から一定のコレクタ電流が流れ込
む。

【００２２】そして、上記ＮＰＮトランジスタＱ73にカ
レントミラー接続されているＮＰＮトランジスタＱ74の
コレクタ電流がｇｍアンプ７１のコレクタ電流の大きさ
を制御する。

【００２３】図１２（ａ）および（ｂ）は、図１１の電
流制御回路７４の制御電圧ＲＦGC入力に対する出力電流
特性の一例および制御電圧ＲＦGC入力に対する図１１中
のｇｍアンプ７１の利得（対数値表示）特性の一例を示
している。

【００２４】図１２（ａ）に示す特性において、制御電
圧ＲＦGCが基準電位ＶREF （例えば１．６５Ｖ）の時の
出力電流が１５０μＡ（ＩREF ）である場合、制御電圧
ＲＦGCが０Ｖの時の出力電流は５０μＡ（ＩREF より１
００μＡ小さい）であり、制御電圧ＲＦGCが３．３Ｖの
時の出力電流は２５０μＡ（ＩREF より１００μＡ大き
い）である。つまり、電流制御回路７４の制御電圧ＲＦ
GCの変化に対して電流出力が直線的に変化しており、制
御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも小さい範囲と大き
い範囲とで変化の傾斜が等しい。

【００２５】一方、図１２（ｂ）に示す特性において、
制御電圧ＲＦGCが１．６５Ｖの時の利得を０ｄＢで表わ
すと、制御電圧ＲＦGCが０Ｖの時の利得は、２０ｌｏｇ
（５０／１５０）で概ね−１０ｄＢ、制御電圧ＲＦGCが
３．３Ｖの時の利得は、２０ｌｏｇ（２５０／１５０）
で概ね＋４．４ｄＢである。つまり、電流制御回路７４
の制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも小さい範囲と
大きい範囲とでそれぞれ直線的にｇｍアンプ７１の利得
が変化しているが、ｇｍアンプ７１の利得変化の傾斜
（制御感度）に着目すると、制御電圧ＲＦGCが基準電位
ＶREF よりも小さい範囲と大きい範囲とで制御感度が異
なる。

【００２６】換言すると、図１１に示した利得可変ＲＦ
アンプは、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF の上下に等
しく１．６５Ｖ変化した場合、基準電位ＶREF の上下で
利得変化幅が不均衡になるので、後段回路の設計が困難
になり、その使い勝手が悪い。

【００２７】また、図１１中のｇｍアンプ７１の出力電
流は、演算増幅回路７２の反転入力端子（−）と出力端
子との間の帰還抵抗７３を駆動する役割を有するが、ｇ
ｍアンプ７１の利得が必要以上に低下した時には帰還抵
抗７３を駆動するためのレベルが不足するという問題が
ある。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
光ディスク再生装置に使用される利得可変ＲＦアンプ
は、ｇｍアンプ利得制御用の電流制御回路の制御電圧Ｒ
ＦGC入力が基準電位ＶREFよりも小さい範囲と大きい範
囲とでｇｍアンプの利得制御感度が異なり、制御電圧Ｒ
ＦGCが基準電位ＶREF の上下に等しく変化した場合でも
利得変化幅が不均衡になるので、後段回路の設計が困難
になり、使い勝手が悪いという問題があった。

【００２９】また、前記ｇｍアンプの利得が必要以上に
低下した時には、後段の演算増幅回路の入出力端子間に
接続されている帰還抵抗を駆動するレベルが不足すると
いう問題があった。

【００３０】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、制御電圧ＲＦGC入力が基準電位ＶREF よりも
小さい範囲と大きい範囲とで異なるように制御感度を任
意に設定することが可能になる電流制御回路を提供する
ことを目的とする。

【００３１】また、本発明は、電流制御回路の制御電圧
ＲＦGC入力が基準電位ＶREF よりも小さい範囲と大きい
範囲とでｇｍアンプの利得制御感度を略等しく設定する
ことが可能になり、後段回路の設計が容易になり、使い
勝手が向上する利得可変増幅回路およびそれを用いた光
ディスク再生装置を提供することを目的とする。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の電流制御
回路は、制御電圧入力が基準電位よりも小さい範囲と大
きい範囲とで異なる関数に応じて電流出力が変化するこ
とを特徴とする。

【００３３】本発明の第２の電流制御回路は、前記第１
の電流制御回路において、前記制御電圧入力が基準電位
よりも小さい範囲と大きい範囲とで電流出力がそれぞれ
直線的に変化していることを特徴とする。

【００３４】本発明の第３の電流制御回路は、基準電位
および制御電圧入力が対応してベースに入力する差動対
をなす第１のトランジスタおよび第２のトランジスタ
と、前記差動対をなすトランジスタのうちの一方のトラ
ンジスタから第１の電流が流れる第３のトランジスタ
と、前記制御電圧入力を前記基準電位と比較し、制御電
圧入力が基準電位よりも小さい範囲または大きい範囲の
いずれか一方の範囲において制御電圧入力に応じて前記
第３のトランジスタに第２の電流を追加して流す電流補
正回路とを具備することを特徴とする。

【００３５】本発明の第４の電流制御回路は、ベースに
基準電位が与えられるＰＮＰ型の第１のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタと差動対をなし、コレクタ
は接地ノードに接続され、ベースに制御電圧が入力する
ＰＮＰ型の第２のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのコレクタと接地ノードとの間にコレクタ・エミッ
タ間が接続され、コレクタ・ベース相互が接続されたＮ
ＰＮ型の第３のトランジスタと、第１の定電流源と接地
ノードとの間にエミッタ・コレクタ間が接続され、ベー
スが前記第２のトランジスタのベースに接続されたＰＮ
Ｐ型の第４のトランジスタと、第２の定電流源と接地ノ
ードとの間にエミッタ・コレクタ間が接続されたＰＮＰ
型の第５のトランジスタと、第３の定電流源と接地ノー
ドとの間にエミッタ・コレクタ間が接続され、エミッタ
が前記第５のトランジスタのベースに接続され、ベース
に前記基準電位が与えられたＰＮＰ型の第６のトランジ
スタと、前記第５のトランジスタのエミッタと前記第３
のトランジスタのコレクタとの間にエミッタ・コレクタ
間が接続され、ベースが前記第４のトランジスタのエミ
ッタに接続されたＰＮＰ型の第７のトランジスタと、前
記第３のトランジスタに対してカレントミラー接続され
た少なくとも１個の電流出力用のＮＰＮ型の第８のトラ
ンジスタとを具備することを特徴とする。

【００３６】本発明の第１の利得可変増幅回路は、第１
乃至第４のいずれか１つの電流制御回路と、前記電流制
御回路の電流出力により増幅用のトランジスタのコレク
タ電流が制御されることによって相互コンダクタンスｇ
ｍが変化し、前記電流制御回路の制御電圧が基準電位よ
りも小さい範囲と大きい範囲とで利得の制御感度が略等
しいｇｍアンプとを具備することを特徴とする。

【００３７】本発明の第２の利得可変増幅回路は、前記
第１の利得可変増幅回路において、前記ｇｍアンプの出
力信号が反転入力端子（−）に入力し、非反転入力端子
（＋）は基準電位に接続されたバイポーラ型の演算増幅
回路と、前記演算増幅回路の反転入力端子（−）と出力
端子との間に接続された帰還抵抗とをさらに具備するこ
とを特徴とする。

【００３８】本発明の光ディスク再生装置は、光ディス
クに記録された情報データを読み取り、情報データに応
じた高周波信号を発生する光学式のピックアップと、前
記ピックアップの出力信号を増幅するヘッドアンプと、
前記ヘッドアンプの出力信号が入力し、これを増幅して
出力する信号が所定の振幅となるように自動的に制御さ
れる利得可変アンプとを具備し、前記利得可変アンプと
して前記第２の利得可変増幅回路が用いられることを特
徴とする。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００４０】＜電流制御回路、利得可変アンプ、光ディ
スク再生装置の第１の実施の形態＞図１は、本発明の第
１の実施の形態に係る電流制御回路を含む利得可変アン
プを用いた光ディスク再生装置を示している。

【００４１】図１において、光学式のピックアップ１１
は、光学的記録再生可能な光ディスク（例えばＣＤ）が
モータにより回転駆動される際に光ディスクから情報デ
ータを読み取り、情報データに応じた電気信号を発生
し、例えば４組のＲＦ信号として出力するものである。

【００４２】ヘッドアンプ１２は、前記ピックアップ１
１から出力する４組のＲＦ信号を抵抗網１２１により加
算（合成）し、演算増幅回路１２２により一定の利得で
増幅するとともに波形等化処理を行うものである。

【００４３】利得可変ＲＦアンプ２０は、上記ヘッドア
ンプ１２の出力信号を利得制御信号電圧ＲＦGCに応じた
利得で増幅するものであり、ｇｍアンプおよびこのｇｍ
アンプに流れる電流を制御する電流制御回路３０などを
有している。

【００４４】ＤＳＰ１３は、利得可変ＲＦアンプ２０の
出力信号の振幅を予め設定された調整目標となる所定の
信号振幅基準値と比較し、その差分に応じて利得可変Ｒ
Ｆアンプ２０の利得を制御し、その出力信号の振幅を所
定の基準値（例えば１．５Ｖp-p ）に近付けるように制
御するものである。

【００４５】このＤＳＰ１３の一例は、利得可変ＲＦア
ンプ２０の出力信号の上側のピーク値と下側のピーク値
とを検波し、それぞれの検波結果の差分値を算出し、前
記利得可変ＲＦアンプ２０の出力信号の振幅情報を生成
する振幅検出回路１４と、前記振幅検出回路１４の出力
信号を予め設定された所定の信号振幅基準値と比較し、
その差に応じた利得制御信号電圧ＲＦGCを生成して利得
可変ＲＦアンプ２０に供給する振幅調整回路１５とを具
備し、利得可変ＲＦアンプ２０の出力信号の振幅を所定
の基準値に近付けるように制御する振幅調整用のフィー
ドバック制御ループを形成している。

【００４６】上記振幅調整回路１５の一例は、入力信号
（振幅検出回路出力信号）をアナログ／デジタル変換し
て振幅情報レジスタに蓄積し、この振幅情報レジスタの
蓄積データと予め基準振幅情報レジスタに設定されてい
る基準振幅データとの差をとり、係数を乗算した後に調
整信号レジスタに一旦蓄積する。そして、上記調整信号
レジスタのデータをパルス幅変調し、その搬送波成分を
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）により除去して利得制御信
号電圧ＲＦGCを生成する。

【００４７】なお、１６は前記利得可変ＲＦアンプ２０
の出力信号が入力し、それを所定のスライスレベルを基
準にして“Ｈ”、“Ｌ”の二値信号に変換する二値化回
路である。１７は上記二値化回路１６の出力信号（二値
信号）が入力し、それに同期したクロック信号を生成す
るＰＬＬ回路である。１８は上記ＰＬＬ回路１７の出力
信号（クロック信号）および前記二値化回路１６の出力
信号（二値信号）が入力し、復調・エラー訂正などを行
い、光ディスクに記録されている情報データを再生する
デジタル信号処理回路である。

【００４８】次に、上記構成の光ディスク再生装置の動
作の概要について説明する。

【００４９】回転駆動される光ディスクに記録されてい
る情報データを読み取るピックアップ１１の出力信号に
は、情報データに対応する交流成分が含まれている。上
記ピックアップ１１の出力信号はヘッドアンプ１２に入
力し、後段での信号処理に適した波形となるように波形
等化が行われるとともに一定の利得で増幅されるが、上
記ヘッドアンプ１２の出力信号は、光ディスクの特性の
ばらつきなどにより振幅にばらつきが存在する。

【００５０】上記ヘッドアンプ１２の出力信号は利得可
変ＲＦアンプ２０に入力し、この利得可変ＲＦアンプ２
０では、ＤＳＰ１３を用いた振幅調整用の制御ループの
利得制御信号電圧ＲＦGCに応じた可変利得で入力信号が
増幅され、出力信号の振幅が所定の基準値に近付くよう
に制御される。

【００５１】これにより、再生対象となる光ディスクの
特性のばらつきによるピックアップ出力信号振幅のばら
つきだけでなく、ピックアップ１１の経時変化、ピック
アップ用半導体レーザーの発光量変化などに起因するピ
ックアップ出力信号振幅の変動も検出することが可能に
なり、これらの変動に対して利得可変ＲＦアンプ２０の
出力信号の振幅調整を行うことが可能になる。従って、
二値化回路１６、ＰＬＬ回路１７、デジタル信号処理回
路１８により、情報データを正しく再生することが可能
になる。

【００５２】なお、前記ヘッドアンプ１２は、省略され
る場合もある。

【００５３】図２は、図１中の利得可変ＲＦアンプ２０
の一具体例を示している。

【００５４】この利得可変ＲＦアンプは、図１１を参照
して前述した従来例の利得可変ＲＦアンプと比べて、電
流制御回路３０の構成の一部が異なり、その他は同じで
ある。

【００５５】即ち、図２において、２１はバイポーラ型
のｇｍアンプ、２２は上記ｇｍアンプ２１の出力信号が
反転入力端子（−）に入力し、非反転入力端子（＋）は
基準電位ＶR0に接続されたバイポーラ型の演算増幅回
路、２３は上記演算増幅回路の反転入力端子（−）と出
力端子との間に接続された帰還抵抗、３０は制御電圧Ｒ
ＦGC入力のレベルに応じて前記ｇｍアンプ２１の増幅用
トランジスタのコレクタ電流を制御するバイポーラ型の
電流制御回路である。

【００５６】図２中の電流制御回路３０は、差動対をな
すトランジスタＱ１、Ｑ２のうちの一方Ｑ１のベースが
適当な基準電位ＶREF にバイアスされ、他方Ｑ２のベー
スに制御電圧ＲＦGCが入力し、この制御電圧ＲＦGCのレ
ベルに応じて電流出力の大きさが制御され、この電流出
力に応じて前記ｇｍアンプ２１の増幅用トランジスタＱ
１７のコレクタ電流を制御するように構成されており、
その一例は図示の通りである。

【００５７】即ち、図２中の電流制御回路３０におい
て、電源電位ＶCCが与えられるＶCCノードと差動対をな
すＰＮＰトランジスタＱ１、Ｑ２の各エミッタとの間に
対応して定電流源Ｉ１、定電流源Ｉ２が接続され、上記
各エミッタ間に利得調整用の抵抗Ｒ１が接続されてい
る。

【００５８】上記ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタは
ＧＮＤに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ
は、コレクタ・ベース相互が接続されたＮＰＮトランジ
スタＱ３のコレクタ・エミッタ間および抵抗Ｒ２を介し
てＧＮＤに接続されている。さらに、ＶCCノードとＧＮ
Ｄとの間には、定電流源Ｉ３およびＰＮＰトランジスタ
Ｑ４のエミッタ・コレクタ間が直列に接続されており、
同様に、定電流源Ｉ４およびＰＮＰトランジスタＱ５の
エミッタ・コレクタ間が直列に接続されており、同様
に、定電流源Ｉ５およびＰＮＰトランジスタＱ６のエミ
ッタ・コレクタ間が直列に接続されている。

【００５９】上記ＰＮＰトランジスタＱ６のエミッタは
前記ＰＮＰトランジスタＱ５のベースに接続されてお
り、このＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタと前記ＮＰ
ＮトランジスタＱ３のコレクタとの間に、抵抗Ｒ３およ
びＰＮＰトランジスタＱ７のエミッタ・コレクタ間が直
列に接続されており、このＰＮＰトランジスタＱ７のベ
ースに前記ＰＮＰトランジスタＱ４のエミッタが接続さ
れている。なお、上記抵抗Ｒ３の値は、前記抵抗Ｒ１の
値の例えば２倍に設定されている。

【００６０】そして、前記差動対をなすＰＮＰトランジ
スタＱ１、Ｑ２の各ベースに対応して基準電位ＶREF お
よび図１中のＤＳＰ１３から制御電圧入力端子３１を介
して入力する制御電圧ＲＦGCが与えられ、前記ＰＮＰト
ランジスタＱ６、Ｑ４の各ベースに対応して前記基準電
位ＶREF および前記制御電圧ＲＦGCが与えられる。

【００６１】前記ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ・
ベース間に抵抗Ｒ４が接続されており、上記ＮＰＮトラ
ンジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ４を介してＮＰＮトラン
ジスタＱ８のベースおよびＮＰＮトランジスタＱ９のベ
ースに接続されている。

【００６２】上記ＮＰＮトランジスタＱ８のエミッタは
抵抗Ｒ５を介してＧＮＤに接続され、前記ＮＰＮトラン
ジスタＱ９のエミッタは抵抗Ｒ６を介してＧＮＤに接続
されている。つまり、上記ＮＰＮトランジスタＱ８およ
びＱ９は、前記ＮＰＮトランジスタＱ３に対してカレン
トミラー接続されている。

【００６３】上記ＮＰＮトランジスタＱ８およびＱ９の
各コレクタは、制御電流出力ノードとなっており、前記
ｇｍアンプ２１の制御入力ノードに接続されている。

【００６４】次に、上記構成の電流制御回路３０の動作
を説明する。

【００６５】制御電圧ＲＦGC入力が基準電位ＶREF より
も大きくなると、差動対トランジスタＱ１、Ｑ２のうち
の一方のＰＮＰトランジスタＱ２の電流が減少し、他方
のＰＮＰトランジスタＱ１の電流が増大する。そして、
制御電圧ＲＦGC入力が基準電位ＶREF よりも大きい範囲
では、前記ＰＮＰトランジスタＱ４、Ｑ６のうちの一方
のトランジスタＱ４がオフになり、これによりトランジ
スタＱ７もオフになる。

【００６６】これに対して、制御電圧ＲＦGC入力が基準
電位ＶREF よりも小さくなると、差動対トランジスタＱ
１、Ｑ２のうちの一方のＰＮＰトランジスタＱ２の電流
が増大し、他方のＰＮＰトランジスタＱ１の電流が減少
する。そして、制御電圧ＲＦGC入力が基準電位ＶREF よ
りも小さい範囲では、前記ＰＮＰトランジスタＱ４、Ｑ
６のうちの一方のトランジスタＱ４には制御電圧ＲＦGC
に応じて電流が流れ、これによりトランジスタＱ７にも
電流が流れるようになり、このトランジスタＱ７の電流
がＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタに流れ込む。

【００６７】この結果、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶRE
F よりも小さい範囲における制御電圧ＲＦGCの変化に対
するＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ電流の変化量
は、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも大きい範囲
における制御電圧ＲＦGCの変化に対するＮＰＮトランジ
スタＱ３のコレクタ電流の変化量に比べて少なくなる。

【００６８】なお、制御電圧ＲＦGCが低くなり過ぎて差
動対トランジスタＱ１、Ｑ２のうちの他方のＰＮＰトラ
ンジスタＱ１がオフになっても、定電流源Ｉ４から前記
抵抗Ｒ３およびＮＰＮトランジスタＱ７を介して、制御
電圧ＲＦGCに応じた電流がＮＰＮトランジスタＱ３に流
れ込む。

【００６９】そして、上記ＮＰＮトランジスタＱ３の電
流に応じてＮＰＮトランジスタＱ８およびＱ９の電流が
制御され、これにより、前記ｇｍアンプ２１のＮＰＮト
ランジスタＱ１７のコレクタ電流の大きさが制御され
る。

【００７０】一方、図２中のｇｍアンプ２１は、増幅用
のトランジスタのコレクタ電流が制御されることによっ
て相互コンダクタンスｇｍが変化するように構成されて
おり、その一例は図示の通りである。

【００７１】即ち、図２中のｇｍアンプ２１において、
ＶCCノードとＧＮＤとの間には、電流源Ｉ６およびダイ
オードＤ１が直列に接続されている。そして、上記電流
源Ｉ６とダイオードＤ１のアノードとの共通接続ノード
がＮＰＮトランジスタＱ１１、Ｑ１２およびＱ１９の各
ベースに接続されている。これら、各トランジスタＱ１
１、Ｑ１２、Ｑ１９のコレクタはＶCCノードに接続され
ている。

【００７２】第１の差動対をなすＮＰＮトランジスタＱ
１３およびＱ１４は、それぞれのベースが対応して信号
入力ノードＳINおよび信号出力ノードＳOUTに接続され
ており、エミッタ共通接続点と接地ノードとの間に定電
流源Ｉ７が接続されている。

【００７３】上記差動対トランジスタＱ１３およびＱ１
４のうちの一方のトランジスタＱ１３のコレクタはトラ
ンジスタＱ１1のエミッタに接続されており、他方のト
ランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ１２のエ
ミッタに接続されている。

【００７４】一方、ベース・コレクタ相互が接続された
ＰＮＰトランジスタＱ１５は、エミッタが抵抗Ｒ１３を
介してＶCCノードに接続されている。そして、前記ＰＮ
ＰトランジスタＱ１５のベースにＰＮＰトランジスタＱ
１６のベースが接続され、そのエミッタとＶCCノードと
の間に抵抗Ｒ１４が接続されている。

【００７５】互いにエミッタが接続されて、第２の差動
対をなすＮＰＮトランジスタＱ１７およびＱ１８は、そ
れぞれのベースが対応して前記トランジスタＱ１３、Ｑ
１４のコレクタに接続されており、一方のトランジスタ
Ｑ１７のコレクタはトランジスタＱ１６のコレクタに接
続されており、他方のトランジスタＱ１８のコレクタは
トランジスタＱ１９のコレクタに接続されている。

【００７６】そして、トランジスタＱ１５のコレクタ
は、前記電流制御回路３０のトランジスタＱ８のコレク
タに接続され、前記第２の差動対をなすＮＰＮトランジ
スタＱ１７およびＱ１８のエミッタ共通接続ノードは、
前記電流制御回路３０のトランジスタＱ９のコレクタに
接続されている。

【００７７】上記構成のｇｍアンプ２１では、利得制御
入力ノードの制御入力に応じて、ＰＮＰトランジスタＱ
１５の電流の大きさ、ひいては、第２の差動対をなすＮ
ＰＮトランジスタＱ１７、Ｑ１８のコレクタ電流の大き
さが制御される。

【００７８】従って、信号入力ノードＳINに入力するＲ
Ｆ信号は、利得制御入力端子ＧINの制御入力に応じて増
幅利得が制御され、前記トランジスタＱ１７のコレクタ
（信号出力ノードＳOUT ）から出力するようになる。

【００７９】図３（ａ）は、図２中の電流制御回路３０
の制御電圧ＲＦGC入力に対する出力電流特性の一例を示
しており、図３（ｂ）は、図２中の電流制御回路３０の
制御電圧ＲＦGC入力に対するｇｍアンプ２１の利得（対
数値表示）特性の一例を示している。

【００８０】図３（ａ）に示す特性において、制御電圧
ＲＦGCが１．６５Ｖ（基準電位ＶREF ）の時の出力電流
ＩREF が３２０μＡである場合、制御電圧ＲＦGCが０Ｖ
の時の出力電流は１７０μＡ（ＩREF より１５０μＡ小
さい）であり、制御電圧ＲＦGCが３．３Ｖの時の出力電
流は６２０μＡ（ＩREF より３００μＡ大きい）であ
る。つまり、制御電圧ＲＦGCの変化に対して制御電圧Ｒ
ＦGCが基準電位ＶREF よりも小さい範囲と大きい範囲と
でそれぞれ直線的に変化しているが、制御感度に着目す
ると、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも小さい範
囲と大きい範囲とで変化の傾斜が異なる。

【００８１】一方、図３（ｂ）に示す特性において、制
御電圧ＲＦGCが１．６５Ｖの時の利得を０ｄＢで表わす
と、制御電圧ＲＦGCが０Ｖの時の利得は、２０ｌｏｇ
（１７０／３２０）＝−５．５ｄＢ、制御電圧ＲＦGCが
３．３Ｖの時の利得は、２０ｌｏｇ（６２０／３２０）
＝＋５．７Ｂである。つまり、制御電圧ＲＦGCが基準電
位ＶREF よりも小さい範囲と大きい範囲とでそれぞれ直
線的に変化しており、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF
よりも小さい範囲と大きい範囲とで制御感度が略等し
い。

【００８２】換言すると、図２中の電流制御回路３０の
制御電圧ＲＦGC入力が基準電位ＶREF の上下に等しく
１．６５Ｖ変化した場合、基準電位ＶREF の上下で図１
中の利得可変ＲＦアンプ２０の利得変化幅がほぼ均衡す
るので、後段回路の設計が容易になり、ＤＳＰ１３の動
作が安定し、利得可変ＲＦアンプ２０の使い勝手が向上
する。

【００８３】また、前記ｇｍアンプ２１の出力電流は、
図２中の演算増幅回路２２の反転入力端子（−）と出力
端子との間の帰還抵抗２３を駆動する役割を有するが、
上記第１の実施の形態によれば前記ｇｍアンプ２１の利
得が必要以上に低下しなくなり、前記帰還抵抗２３を駆
動するためのレベルが不足するおそれはなくなる。

【００８４】なお、前記ｇｍアンプ２１および電流制御
回路３０は、前記第１の実施の形態で示した構成に限ら
ず、各種の変形が可能である。

【００８５】また、前記第１の実施の形態の電流制御回
路３０は、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも大き
い範囲での制御特性の傾斜を変化させずに、基準電位Ｖ
REFよりも小さい範囲で制御特性の傾斜を小さくするよ
うに構成したが、これとは逆に、制御電圧ＲＦGCが基準
電位ＶREF よりも小さい範囲での制御特性の傾斜を変化
させずに、基準電位ＶREF よりも大きい範囲で制御特性
の傾斜を大きくするように構成しても、図３（ａ）に示
す特性を得ることができる。

【００８６】また、本発明は、光ディスクとして通常の
ＣＤのほかに書き換え可能なＣＤ（ＣＤ−ＲＷ）を再生
可能な光ディスク再生装置にも適用可能である。この場
合には、通常のＣＤとＣＤ−ＲＷとで特性が異なること
に対応して、通常のＣＤ再生モード／ＣＤ−ＲＷ再生モ
ードに応じてヘッドアンプ１２からの信号レベルに対す
る補正を切り換えるためのレベル補正切換回路を利得可
変ＲＦアンプ２０の入力側に挿入すればよい。

【００８７】＜光ディスク再生装置の他の例＞さらに、
本発明は、特願平７−２７１１９１号の出願（特開平９
−１１５１４２号公報）により提案されている「光ディ
スク再生装置」にも適用可能である。

【００８８】この「光ディスク再生装置」は、図４に示
すように、ディスクに記録された情報データを読み取
り、情報データに応じた電気信号を発生する光学式のピ
ックアップ４１と、このピックアップ４１の出力信号を
一定の利得で増幅する利得固定型の第１の増幅回路４２
と、この第１の増幅回路４２の出力信号の直流成分を遮
断して出力するフィルタ回路４３と、このフィルタ回路
４３の出力信号を利得制御信号に応じた利得で増幅する
利得可変型の第２の増幅回路４４と、前記第１の増幅回
路４２の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路４５
と、この振幅検出回路４５の出力信号を予め設定された
所定の信号振幅基準値と比較し、その差に応じた利得制
御信号を生成して前記第２の増幅回路４４に供給する振
幅調整回路４６とを具備することを特徴とする。

【００８９】ここで、前記振幅調整用の制御ループによ
り利得制御信号電圧が供給される利得可変型の第２の増
幅回路４４に対して前記第１の実施の形態と同様に実施
することが可能である。

【００９０】なお、前記第１の実施の形態の電流制御回
路では、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF よりも小さい
範囲と大きい範囲とで出力電流の直線的な変化の傾斜が
異なるように構成したが、これに限らず、本発明に係る
電流制御回路は、制御電圧ＲＦGCが基準電位ＶREF より
も小さい範囲と大きい範囲とで異なる関数に応じて変化
させるように構成することを特徴とするものである。

【００９１】＜電流制御回路の第２の実施の形態＞前記
第１の実施の形態の電流制御回路では、制御電圧の変化
範囲内の１つの基準電位ＶREF を変節点として制御特性
の傾斜を変化させるように構成したが、本発明の電流制
御回路は、制御電圧の変化範囲内の複数の相異なる基準
電位を変節点として各区間の出力電流の変化特性が相異
なる関数にしたがうように構成することも可能であり、
その一例について図５を参照して説明する。

【００９２】図５に示す電流制御回路は、３個の相異な
る基準電位Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を生成するための抵抗分圧
回路５１と、前記３個の基準電位Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 が対
応してベースに供給され、各コレクタがＧＮＤに接続さ
れた３個のＰＮＰトランジスタＱ51、Ｑ52、Ｑ53と、上
記３個のＰＮＰトランジスタＱ51、Ｑ52、Ｑ53の各エミ
ッタとＶCCノードとの間に対応して接続された定電流源
Ｉ51、Ｉ52、Ｉ53と、前記３個のＰＮＰトランジスタＱ
51、Ｑ52、Ｑ53の各エミッタに対応して抵抗Ｒ51、Ｒ5
2、Ｒ53を介して各エミッタが接続され、各コレクタが
電流出力ノード５２に共通に接続され、各ベースが信号
入力ノード５０に共通に接続された３個の出力用のＰＮ
ＰトランジスタＱ54、Ｑ55、Ｑ56とからなる。

【００９３】上記構成において、トランジスタ（Ｑ51、
Ｑ54）、（Ｑ52、Ｑ55）、（Ｑ53、Ｑ56）はそれぞれ差
動対をなし、それぞれ対応してベース電圧の高低関係に
応じていずれか一方がオン状態、他方がオフ状態にな
る。

【００９４】（ａ）信号入力ノード５０の制御電圧入力
Ｖinが基準電位Ｖ3 より低い時には、３個の出力用トラ
ンジスタＱ54、Ｑ55、Ｑ56がそれぞれオン状態になり、
それぞれの電流が加算されて電流出力ノード５２から出
力する。

【００９５】（ｂ）制御電圧入力Ｖinが、基準電位Ｖ3
より高く、基準電位Ｖ2 より低い時には、１個の出力用
トランジスタＱ56がオフ状態、２個の出力用トランジス
タＱ54、Ｑ55がそれぞれオン状態になり、それぞれの電
流が加算されて電流出力ノード５２から出力する。

【００９６】（ｃ）制御電圧入力Ｖinが、基準電位Ｖ2
より高く、基準電位Ｖ1 より低い時には、２個の出力用
トランジスタＱ55、Ｑ56がそれぞれオフ状態、１個の出
力用トランジスタＱ54がオン状態になり、その電流が電
流出力ノード５２から出力する。

【００９７】ここで、図５の電流制御回路において、定
電流源Ｉ51、Ｉ52、Ｉ53の電流を略等しく、抵抗Ｒ51、
Ｒ52、Ｒ53の値をＲ51＞Ｒ52＞Ｒ53に設定した場合、信
号入力ノード５０の制御電圧入力Ｖinの変化に対する電
流出力ノード５２の出力電流Ｉout の変化の特性を図６
（ａ）に示す。

【００９８】また、図５の電流制御回路において、定電
流源Ｉ51、Ｉ52、Ｉ53の電流を略等しく、抵抗Ｒ51、Ｒ
52、Ｒ53の値をＲ51＜Ｒ52＜Ｒ53に設定した場合、信号
入力ノード５０の制御電圧入力Ｖinの変化に対する電流
出力ノード５２の出力電流Ｉout の変化の特性を図６
（ｂ）に示す。

【００９９】＜本発明の応用例に係るＲＦイコライズ用
フィルタ＞なお、本発明の電流制御回路は、前記光ディ
スク再生装置の利得可変ＲＦアンプに適用する場合に限
らず、その他、例えばＣＤ−Ｒ再生装置のＲＦイコライ
ズ用フィルタに適用することも可能である。

【０１００】近年のＣＤ−Ｒ装置の普及に伴い、ブラン
クディスクが供給されるようになり、ＣＤ−Ｒライター
とブランクディスクとの組み合わせによっては、低品位
のディスクが作成されるおそれがでてきた。また、ＣＤ
−ＲＯＭドライブ装置の高速化につれて、低倍速再生で
はエラーレートの問題がなかったディスクでも、高倍速
再生ではエラーレートが問題になる程度に悪化すること
が多々発生するようになった。

【０１０１】この原因の１つとして、高倍速再生になる
ほど、ディスク再生信号（ＲＦ信号）のジッターが少な
いこと求められるが、実際は種々の要因で十分には要求
を満足できなくなる。そこで、最近は、ＲＦイコライズ
用フィルタを用い、ＲＦ信号に含まれる第３Ｔ周波数を
ブーストしてＲＦ信号のジッターを改善することが行わ
れる。

【０１０２】図７は、本発明の電流制御回路および利得
可変ＲＦアンプを適用したＲＦイコライズ用フィルタの
構成の一例を示している。

【０１０３】信号入力ノード６０に入力するＲＦ信号
は、第１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）６１に入力する
とともに、利得調整回路６２を経てＨＰＦ（ハイパスフ
ィルタ）６３に入力し、これらの第１のＬＰＦ６１およ
びＨＰＦ６３の各出力信号は加算回路６４により加算
（合成）される。この加算回路６４の出力信号は、第２
のＬＰＦ６５を経て信号出力ノード６６から出力する。

【０１０４】上記第１のＬＰＦ６１は、第１の利得可変
ＲＦアンプと、その出力ノードとＧＮＤとの間に接続さ
れたバイパス用コンデンサＣ１とからなる。

【０１０５】前記ＨＰＦ６３は、前記利得調整回路６２
の出力側の信号経路に挿入された結合用のコンデンサＣ
２と、ＧＮＤに入力ノードが接続され、前記結合用コン
デンサＣ２の出力側の信号経路に出力ノードが接続され
た第２の利得可変ＲＦアンプとからなる。

【０１０６】前記第２のＬＰＦ６５は、第３の利得可変
ＲＦアンプと、その出力ノードとＧＮＤとの間に接続さ
れたバイパス用コンデンサＣ３とからなる。

【０１０７】上記各利得可変ＲＦアンプは、それぞれ前
記第１の実施の形態で説明したようなｇｍアンプと電流
制御回路からなるが、本例では、各利得可変ＲＦアンプ
のｇｍアンプ６６１〜６６３を１個の電流制御回路６７
の電流出力により共通に制御するように構成されてい
る。

【０１０８】図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ
対応して図７中の第１のＬＰＦ、ＨＰＦ、第２のＬＰＦ
の周波数特性の一例を示している。

【０１０９】図９は、図７のＲＦイコライズ用フィルタ
の周波数特性の一例および各フィルタ６１、６３、６５
の利得可変ＲＦアンプのｇｍアンプ６６１〜６６３のｇ
ｍの増減により遮断周波数が変化する様子を示してい
る。

【０１１０】即ち、各フィルタ６１、６３、６５の利得
可変ＲＦアンプにおけるｇｍアンプ６６１〜６６３の利
得を制御して各フィルタ６１、６３、６５の周波数特性
を制御することにより、ＲＦイコライズ用フィルタ全体
の周波数特性を制御することが可能になる。この場合、
ＲＦイコライズ用フィルタ全体の周波数特性の平坦部分
の先端付近（肩部）の特性は、前記ＨＰＦ６３に直列に
挿入されている利得調整回路６２の利得調整により制御
可能である。

【０１１１】

【発明の効果】上述したように本発明によれば、制御電
圧入力が基準電位よりも小さい範囲と大きい範囲とで異
なるように制御感度を任意に設定することが可能になる
電流制御回路を提供することができる。

【０１１２】また、本発明によれば、電流制御回路の制
御電圧入力が基準電位よりも小さい範囲と大きい範囲と
でｇｍアンプの利得制御感度を略等しく設定することが
可能になり、後段回路の設計が容易になり、使い勝手が
向上する利得可変増幅回路およびそれを用いた光ディス
ク再生装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電流制御回
路、利得可変ＲＦアンプおよび光ディスク再生装置を示
すブロック図。

【図２】図１中の利得可変ＲＦアンプの一具体例を示す
回路図。

【図３】図２中の電流制御回路の制御電圧入力に対する
出力電流特性の一例および制御電圧入力に対するｇｍア
ンプの利得（対数値表示）特性の一例を示す図。

【図４】本発明を適用可能な光ディスク再生装置の他の
例を示すブロック図。

【図５】本発明の第２の実施の形態に係る電流制御回路
を示す回路図。

【図６】図５の電流制御回路における信号入力ノードの
制御電圧入力の変化に対する電流出力ノードの出力電流
の変化の特性の相異なる例を示す特性図。

【図７】本発明の応用例に係るＲＦイコライズ用フィル
タの一例を示す回路図。

【図８】図７中の第１のＬＰＦ、ＨＰＦ、第２のＬＰＦ
の周波数特性の一例を示す図。

【図９】図７のＲＦイコライズ用フィルタの周波数特性
の一例および第１のＬＰＦ、ＨＰＦ、第２のＬＰＦの利
得可変ＲＦアンプにおけるｇｍアンプのｇｍの増減によ
り遮断周波数が変化する様子を示す図。

【図１０】従来の光ディスク再生装置の一例を概略的に
示すブロック図。

【図１１】図１０中の利得可変ＲＦアンプの構成の一例
を示す回路図。

【図１２】図１１中の電流制御回路の制御電圧入力に対
する出力電流特性の一例および制御電圧入力に対する図
１１中のｇｍアンプの利得特性の一例を示す図。

【符号の説明】

１１…光学式ピックアップ、 １２…ヘッドアンプ、 １３…ＤＳＰ、 １４…振幅検出回路、 １５…振幅調整回路、 １６…二値化回路（データスライス回路）、 １７…ＰＬＬ回路、 １８…デジタル信号処理回路、 ２０…利得可変ＲＦアンプ、 ２１…ｇｍアンプ、 ２２…演算増幅回路、 ２３…帰還抵抗、 ３０…電流制御回路、 ３１…制御電圧入力ノード。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 芳賀 博之 東京都港区新橋３丁目３番９号 東芝エ ー・ブイ・イー株式会社内 Ｆターム(参考） 5D044 BC03 CC04 FG01 FG04 FG05 5J092 AA02 AA43 AA56 CA11 CA14 FA17 GR09 HA08 HA25 HA44 KA09 KA33 KA42 MA13 SA01 SA05 TA01 TA02 UL02 VL03 VL05 VL07 VM09 VM18 5J100 AA03 AA11 AA20 BB01 BB07 BB22 BC05 BC08 CA01 CA05 CA19 CA31 FA05 FA06 JA02 KA05 LA02 LA09 QA01 QA03 QA09 SA04 SA06

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御電圧入力が基準電位よりも小さい範
   囲と大きい範囲とで異なる関数に応じて電流出力が変化
   することを特徴とする電流制御回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電流制御回路において、 前記制御電圧入力が基準電位よりも小さい範囲と大きい
   範囲とで電流出力がそれぞれ直線的に変化していること
   を特徴とする電流制御回路。
3. 【請求項３】 基準電位および制御電圧入力が対応して
   ベースに入力する差動対をなす第１のトランジスタおよ
   び第２のトランジスタと、 前記差動対をなすトランジスタのうちの一方のトランジ
   スタから第１の電流が流れる第３のトランジスタと、 前記制御電圧入力を前記基準電位と比較し、制御電圧入
   力が基準電位よりも小さい範囲または大きい範囲のいず
   れか一方の範囲で制御電圧入力に応じて前記第３のトラ
   ンジスタに第２の電流を追加して流す電流補正回路とを
   具備することを特徴とする電流制御回路。
4. 【請求項４】 ベースに基準電位が与えられるＰＮＰ型
   の第１のトランジスタと、 前記第１のトランジスタと差動対をなし、コレクタは接
   地ノードに接続され、ベースに制御電圧が入力するＰＮ
   Ｐ型の第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタのコレクタと接地ノードとの間
   にコレクタ・エミッタ間が接続され、コレクタ・ベース
   相互が接続されたＮＰＮ型の第３のトランジスタと、 第１の定電流源と接地ノードとの間にエミッタ・コレク
   タ間が接続され、ベースが前記第２のトランジスタのベ
   ースに接続されたＰＮＰ型の第４のトランジスタと、 第２の定電流源と接地ノードとの間にエミッタ・コレク
   タ間が接続されたＰＮＰ型の第５のトランジスタと、 第３の定電流源と接地ノードとの間にエミッタ・コレク
   タ間が接続され、エミッタが前記第５のトランジスタの
   ベースに接続され、ベースに前記基準電位が与えられた
   ＰＮＰ型の第６のトランジスタと、 前記第５のトランジスタのエミッタと前記第３のトラン
   ジスタのコレクタとの間にエミッタ・コレクタ間が接続
   され、ベースが前記第４のトランジスタのエミッタに接
   続されたＰＮＰ型の第７のトランジスタと、 前記第３のトランジスタに対してカレントミラー接続さ
   れた少なくとも１個の電流出力用のＮＰＮ型の第８のト
   ランジスタとを具備することを特徴とする電流制御回
   路。
5. 【請求項５】 制御電圧入力の変化範囲内の複数の相異
   なる基準電位を変節点として各区間の出力電流の変化特
   性が相異なる関数にしたがうことを特徴とする電流制御
   回路。
6. 【請求項６】 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の
   電流制御回路と、 前記電流制御回路の電流出力により増幅用のトランジス
   タのコレクタ電流が制御されることによって相互コンダ
   クタンスｇｍが変化し、前記電流制御回路の制御電圧が
   基準電位よりも小さい範囲と大きい範囲とで利得の制御
   感度が略等しいｇｍアンプとを具備することを特徴とす
   る利得可変増幅回路。
7. 【請求項７】 請求項６記載の利得可変増幅回路におい
   て、 前記ｇｍアンプの出力信号が反転入力端子（−）に入力
   し、非反転入力端子（＋）は基準電位に接続されたバイ
   ポーラ型の演算増幅回路と、前記演算増幅回路の反転入
   力端子（−）と出力端子との間に接続された帰還抵抗と
   をさらに具備することを特徴とする利得可変増幅回路。
8. 【請求項８】 光ディスクに記録された情報データを読
   み取り、情報データに応じた高周波信号を発生する光学
   式のピックアップと、 前記ピックアップの出力信号を増幅するヘッドアンプ
   と、 前記ヘッドアンプの出力信号が入力し、これを増幅して
   出力する信号が所定の振幅となるように自動的に制御さ
   れる利得可変アンプとを具備し、前記利得可変アンプと
   して請求項７記載の利得可変増幅回路が用いられること
   を特徴とする光ディスク再生装置。
9. 【請求項９】 光ディスクに記録された情報データを読
   み取る光学式のピックアップにより発生された高周波信
   号の信号経路に挿入されるイコライズ用フィルタであっ
   て、 前記信号経路の高周波信号がそれぞれ入力する第１のロ
   ーパスフィルタおよびハイパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタおよびハイパスフィルタの
   各出力信号が入力する加算回路と、 前記加算回路の出力信号が入力する第２のローパスフィ
   ルタとを具備し、前記第１のローパスフィルタの一部、
   前記ハイパスフィルタの一部および第２のローパスフィ
   ルタの一部にそれぞれ利得可変増幅回路が用いられてお
   り、 各利得可変増幅回路は、前記請求項１乃至４のいずれか
   １項に記載の電流制御回路と、前記第１のローパスフィ
   ルタ、ハイパスフィルタおよび第２のローパスフィルタ
   にそれぞれ対応して設けられ、前記電流制御回路の電流
   出力により増幅用のトランジスタのコレクタ電流が制御
   されることによって相互コンダクタンスｇｍが変化する
   ｇｍアンプとを具備することを特徴とする光ディスク再
   生装置。
10. 【請求項１０】 請求項９記載の光ディスク再生装置に
    おいて、 前記電流制御回路は、前記各利得可変増幅回路のｇｍア
    ンプに対して共通に設けられていることを特徴とする光
    ディスク再生装置。