JP2000269749A - デジタルスイッチング増幅器 - Google Patents
デジタルスイッチング増幅器Info
- Publication number
- JP2000269749A JP2000269749A JP11069705A JP6970599A JP2000269749A JP 2000269749 A JP2000269749 A JP 2000269749A JP 11069705 A JP11069705 A JP 11069705A JP 6970599 A JP6970599 A JP 6970599A JP 2000269749 A JP2000269749 A JP 2000269749A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- low
- signal
- original signal
- switching
- analog
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ΔΣ変調信号やＰＷＭ信号などの入力デジタ
ル信号に応答して定電圧スイッチ３がスイッチングを行
い、得られた大振幅のスイッチングパルスをローパスフ
ィルタ４によってアナログ復調および高調波成分を除去
してスピーカ８へ出力することによって、アナログ原信
号を高効率に電力増幅するデジタルスイッチング増幅器
１において、スピーカ８や音源の種類などに対応可能と
する。 【解決手段】 ローパスフィルタ４を、複数のフィルタ
回路Ｆ１１，Ｆ１２，…，Ｆｎｊと、スイッＳ１１〜Ｓ
２２とを備えて構成し、電圧検出器５および電流検出器
６の検出結果からインピーダンス計測回路７が計測した
スピーカ８のインピーダンス情報や、ΔΣ変調のアルゴ
リズムなどの遮断周波数情報および音楽の種類などの入
力ソース情報に応答して、前記スイッチＳ１１〜Ｓ２２
を切換える。これによって、常に初期の周波数特性を確
保し、忠実度の高い音響再生が行える。
ル信号に応答して定電圧スイッチ３がスイッチングを行
い、得られた大振幅のスイッチングパルスをローパスフ
ィルタ４によってアナログ復調および高調波成分を除去
してスピーカ８へ出力することによって、アナログ原信
号を高効率に電力増幅するデジタルスイッチング増幅器
１において、スピーカ８や音源の種類などに対応可能と
する。 【解決手段】 ローパスフィルタ４を、複数のフィルタ
回路Ｆ１１，Ｆ１２，…，Ｆｎｊと、スイッＳ１１〜Ｓ
２２とを備えて構成し、電圧検出器５および電流検出器
６の検出結果からインピーダンス計測回路７が計測した
スピーカ８のインピーダンス情報や、ΔΣ変調のアルゴ
リズムなどの遮断周波数情報および音楽の種類などの入
力ソース情報に応答して、前記スイッチＳ１１〜Ｓ２２
を切換える。これによって、常に初期の周波数特性を確
保し、忠実度の高い音響再生が行える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、音響信号に対して
好適に実施され、該音響信号などを高効率で増幅するこ
とができるデジタルスイッチング増幅器に関する。
好適に実施され、該音響信号などを高効率で増幅するこ
とができるデジタルスイッチング増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】前記アナログの音響信号を、その有効周
波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリングすること
によって、ＰＷＭ（パルス幅変調）やΔΣ変調し、得ら
れたデジタル信号をスイッチング回路に与え、該スイッ
チング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッ
チングし、そのスイッチング出力をローパスフィルタに
よってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出力す
ることによって、前記アナログ原信号を電力増幅するよ
うにしたデジタルスイッチング増幅器が従来から用いら
れている。
波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリングすること
によって、ＰＷＭ（パルス幅変調）やΔΣ変調し、得ら
れたデジタル信号をスイッチング回路に与え、該スイッ
チング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッ
チングし、そのスイッチング出力をローパスフィルタに
よってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出力す
ることによって、前記アナログ原信号を電力増幅するよ
うにしたデジタルスイッチング増幅器が従来から用いら
れている。
【０００３】このデジタルスイッチング増幅器は、前記
スイッチング回路内の半導体電力増幅素子が、従来の増
幅器のように、線形域（不飽和域）で使用されるのでは
なく、非線形域（飽和域）で使用されるので、極めて高
効率に電力増幅を行うことができるという特徴を有して
いる。
スイッチング回路内の半導体電力増幅素子が、従来の増
幅器のように、線形域（不飽和域）で使用されるのでは
なく、非線形域（飽和域）で使用されるので、極めて高
効率に電力増幅を行うことができるという特徴を有して
いる。
【０００４】また、特にΔΣ変調によって得られる１ビ
ット信号は、積分器や加算器の係数を適宜選択すること
によって、有効周波数帯域を広くしたり、またはダイナ
ミックレンジを広くしたりするなどの、音源等に合わせ
た周波数特性を設定できるという優れた特徴を有してい
る。このため、ＣＤ（コンパクトディスク）やＤＶＤ
（デジタルビデオディスク）の新しい規格では、この１
ビット信号が採用され、間もなく製品化が始まろうとし
ている。このΔΣ変調によって得られた１ビット信号
を、デジタルスイッチング増幅器に入力してアナログ復
調するように構成すると、媒体から、その再生装置を介
して、アンプまでが全デジタル伝送となり、忠実度の高
い音響再生が可能になる。
ット信号は、積分器や加算器の係数を適宜選択すること
によって、有効周波数帯域を広くしたり、またはダイナ
ミックレンジを広くしたりするなどの、音源等に合わせ
た周波数特性を設定できるという優れた特徴を有してい
る。このため、ＣＤ（コンパクトディスク）やＤＶＤ
（デジタルビデオディスク）の新しい規格では、この１
ビット信号が採用され、間もなく製品化が始まろうとし
ている。このΔΣ変調によって得られた１ビット信号
を、デジタルスイッチング増幅器に入力してアナログ復
調するように構成すると、媒体から、その再生装置を介
して、アンプまでが全デジタル伝送となり、忠実度の高
い音響再生が可能になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、ΔΣ変
調は、前記有効周波数帯域やダイナミックレンジなどの
周波数特性を任意に設定することが可能である。しかし
ながら、前記ローパスフィルタの特性が、ΔΣ変調特性
に対してずれがあると、前記忠実度の高い音響再生は困
難である。
調は、前記有効周波数帯域やダイナミックレンジなどの
周波数特性を任意に設定することが可能である。しかし
ながら、前記ローパスフィルタの特性が、ΔΣ変調特性
に対してずれがあると、前記忠実度の高い音響再生は困
難である。
【０００６】たとえば、ΔΣ変調のアルゴリズムによっ
て決定される量子化ノイズ分布が、図５（ａ）において
参照符α１で示される特性である場合には、前記ローパ
スフィルタには、遮断周波数を２０〔ｋＨｚ〕とする参
照符β１で示すような特性が要求される。これに対し
て、前記ΔΣ変調のアルゴリズムによる量子化ノイズ分
布が、図５（ｂ）において参照符α２で示されるような
特性である場合には、前記ローパスフィルタには、遮断
周波数を１６〔ｋＨｚ〕とする参照符β２で示すような
特性が望まれる。なお、前記参照符α１，α２で示す量
子化ノイズ分布は、ΔΣ変調回路への入力信号を、１
〔ｋＨｚ〕の正弦波で、入力信号レベルを−６０〔ｄ
Ｂ〕として測定したものである。
て決定される量子化ノイズ分布が、図５（ａ）において
参照符α１で示される特性である場合には、前記ローパ
スフィルタには、遮断周波数を２０〔ｋＨｚ〕とする参
照符β１で示すような特性が要求される。これに対し
て、前記ΔΣ変調のアルゴリズムによる量子化ノイズ分
布が、図５（ｂ）において参照符α２で示されるような
特性である場合には、前記ローパスフィルタには、遮断
周波数を１６〔ｋＨｚ〕とする参照符β２で示すような
特性が望まれる。なお、前記参照符α１，α２で示す量
子化ノイズ分布は、ΔΣ変調回路への入力信号を、１
〔ｋＨｚ〕の正弦波で、入力信号レベルを−６０〔ｄ
Ｂ〕として測定したものである。
【０００７】一方、前記デジタルスイッチング増幅器は
終段に前記ローパスフィルタを有しており、そのローパ
スフィルタは、たとえば図６で示されるように、多段の
ＬＣ積分器またはＬＲＣ積分器によって構成されてい
る。この、ＬＲＣの定数に、たとえば１〔％〕の誤差が
あると、再生音響信号に、聴感上明らかな歪みが発生す
るという問題がある。
終段に前記ローパスフィルタを有しており、そのローパ
スフィルタは、たとえば図６で示されるように、多段の
ＬＣ積分器またはＬＲＣ積分器によって構成されてい
る。この、ＬＲＣの定数に、たとえば１〔％〕の誤差が
あると、再生音響信号に、聴感上明らかな歪みが発生す
るという問題がある。
【０００８】さらにまた、このようなデジタルスイッチ
ング増幅器も通常のオーディオアンプと同様に、ユーザ
は、所望する定格容量や価格などを考慮して選択を行
い、また同様に負荷であるスピーカも、定格容量や価格
などを考慮して選択を行う。このため、ローパスフィル
タの前記ＬＲＣ定数の合込みを高精度に行っても、組合
わせられるスピーカの特性によっては、前記忠実度の高
い初期の特性を発揮できないという問題がある。
ング増幅器も通常のオーディオアンプと同様に、ユーザ
は、所望する定格容量や価格などを考慮して選択を行
い、また同様に負荷であるスピーカも、定格容量や価格
などを考慮して選択を行う。このため、ローパスフィル
タの前記ＬＲＣ定数の合込みを高精度に行っても、組合
わせられるスピーカの特性によっては、前記忠実度の高
い初期の特性を発揮できないという問題がある。
【０００９】たとえば、前記スピーカによる負荷インピ
ーダンスを８〔Ω〕で設計したローパスフィルタに対し
て、設計通りの８〔Ω〕のインピーダンスのスピーカを
接続した場合には、図７（ａ）で示すように、２０〔ｋ
Ｈｚ〕の有効周波数帯域の上限まで平坦な初期の周波数
特性で音響再生を行うことができるけれども、前記イン
ピーダンスが４〔Ω〕のスピーカを接続した場合には、
図７（ｂ）で示すように、高域側が低下した特性でしか
音響再生を行うことができなくなってしまう。特に、マ
ルチウェイスピーカでは、ネットワークの影響もあっ
て、上記問題が顕著である。さらにまた、上述のような
聴感上のノイズの増加だけでなく、設計とは異なるイン
ピーダンスのスピーカを接続すると、該スピーカの破損
や、高周波の不要輻射が生じるという問題がある。
ーダンスを８〔Ω〕で設計したローパスフィルタに対し
て、設計通りの８〔Ω〕のインピーダンスのスピーカを
接続した場合には、図７（ａ）で示すように、２０〔ｋ
Ｈｚ〕の有効周波数帯域の上限まで平坦な初期の周波数
特性で音響再生を行うことができるけれども、前記イン
ピーダンスが４〔Ω〕のスピーカを接続した場合には、
図７（ｂ）で示すように、高域側が低下した特性でしか
音響再生を行うことができなくなってしまう。特に、マ
ルチウェイスピーカでは、ネットワークの影響もあっ
て、上記問題が顕著である。さらにまた、上述のような
聴感上のノイズの増加だけでなく、設計とは異なるイン
ピーダンスのスピーカを接続すると、該スピーカの破損
や、高周波の不要輻射が生じるという問題がある。
【００１０】本発明の目的は、負荷特性に適合して、忠
実度の高い電力増幅を行うことかできるデジタルスイッ
チング増幅器を提供することである。
実度の高い電力増幅を行うことかできるデジタルスイッ
チング増幅器を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るデ
ジタルスイッチング増幅器は、アナログ原信号を、該ア
ナログ原信号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数で
サンプリングして得られた入力デジタル信号に応答し
て、スイッチング回路が定電圧源からの予め定める定電
圧をスイッチングし、そのスイッチング出力をローパス
フィルタによってアナログ変換および高調波除去して負
荷へ出力し、前記アナログ原信号を高効率に電力増幅す
るようにしたデジタルスイッチング増幅器において、前
記ローパスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複数
種類設け、前記アナログ原信号を該デジタルスイッチン
グ増幅器への入力デジタル信号に変調する変調回路の遮
断周波数特性に応答して、前記ローパスフィルタの周波
数特性を選択するフィルタ切換え手段を含むことを特徴
とする。
ジタルスイッチング増幅器は、アナログ原信号を、該ア
ナログ原信号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数で
サンプリングして得られた入力デジタル信号に応答し
て、スイッチング回路が定電圧源からの予め定める定電
圧をスイッチングし、そのスイッチング出力をローパス
フィルタによってアナログ変換および高調波除去して負
荷へ出力し、前記アナログ原信号を高効率に電力増幅す
るようにしたデジタルスイッチング増幅器において、前
記ローパスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複数
種類設け、前記アナログ原信号を該デジタルスイッチン
グ増幅器への入力デジタル信号に変調する変調回路の遮
断周波数特性に応答して、前記ローパスフィルタの周波
数特性を選択するフィルタ切換え手段を含むことを特徴
とする。
【００１２】上記の構成によれば、ΔΣ変調などのアナ
ログ原信号を該デジタルスイッチング増幅器の入力デジ
タル信号に変調する変調回路において、たとえば前記Δ
Σ変調回路では、積分器や加算器の係数等のアルゴリズ
ムによって決定される遮断周波数特性に応答して、すな
わち前記図５（ａ）で示す特性と図５（ｂ）とに対応し
て、フィルタ切換え手段は、複数種類のローパスフィル
タの内、周波数特性の適応するものを選択する。
ログ原信号を該デジタルスイッチング増幅器の入力デジ
タル信号に変調する変調回路において、たとえば前記Δ
Σ変調回路では、積分器や加算器の係数等のアルゴリズ
ムによって決定される遮断周波数特性に応答して、すな
わち前記図５（ａ）で示す特性と図５（ｂ）とに対応し
て、フィルタ切換え手段は、複数種類のローパスフィル
タの内、周波数特性の適応するものを選択する。
【００１３】したがって、前記アナログ原信号を、高効
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
【００１４】また、請求項２の発明に係るデジタルスイ
ッチング増幅器は、アナログ原信号を、該アナログ原信
号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリン
グして得られた入力デジタル信号に応答して、スイッチ
ング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッチ
ングし、そのスイッチング出力をローパスフィルタによ
ってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出力し、
前記アナログ原信号を高効率に電力増幅するようにした
デジタルスイッチング増幅器において、前記ローパスフ
ィルタを、相互に異なる周波数特性で複数種類設け、前
記アナログ原信号の周波数特性に応答して、前記ローパ
スフィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手段
を含むことを特徴とする。
ッチング増幅器は、アナログ原信号を、該アナログ原信
号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリン
グして得られた入力デジタル信号に応答して、スイッチ
ング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッチ
ングし、そのスイッチング出力をローパスフィルタによ
ってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出力し、
前記アナログ原信号を高効率に電力増幅するようにした
デジタルスイッチング増幅器において、前記ローパスフ
ィルタを、相互に異なる周波数特性で複数種類設け、前
記アナログ原信号の周波数特性に応答して、前記ローパ
スフィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手段
を含むことを特徴とする。
【００１５】上記の構成によれば、フィルタ切換え手段
は、たとえば前記アナログ原信号が音響信号である場合
に、たとえば図５（ａ）で示す特性と、図５（ｂ）で示
す特性とのように、音楽の種類や楽器の種類などによっ
て決定される周波数特性に適合するローパスフィルタの
周波数特性を選択する。
は、たとえば前記アナログ原信号が音響信号である場合
に、たとえば図５（ａ）で示す特性と、図５（ｂ）で示
す特性とのように、音楽の種類や楽器の種類などによっ
て決定される周波数特性に適合するローパスフィルタの
周波数特性を選択する。
【００１６】したがって、前記アナログ原信号を、高効
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
【００１７】さらにまた、請求項３の発明に係るデジタ
ルスイッチング増幅器は、アナログ原信号を、該アナロ
グ原信号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数でサン
プリングして得られた入力デジタル信号に応答して、ス
イッチング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をス
イッチングし、そのスイッチング出力をローパスフィル
タによってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出
力し、前記アナログ原信号を高効率に電力増幅するよう
にしたデジタルスイッチング増幅器において、前記ロー
パスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複数種類設
け、前記負荷のインピーダンスに応答して、前記ローパ
スフィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手段
を含むことを特徴とする。
ルスイッチング増幅器は、アナログ原信号を、該アナロ
グ原信号の有効周波数帯域よりも充分高い周波数でサン
プリングして得られた入力デジタル信号に応答して、ス
イッチング回路が定電圧源からの予め定める定電圧をス
イッチングし、そのスイッチング出力をローパスフィル
タによってアナログ変換および高調波除去して負荷へ出
力し、前記アナログ原信号を高効率に電力増幅するよう
にしたデジタルスイッチング増幅器において、前記ロー
パスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複数種類設
け、前記負荷のインピーダンスに応答して、前記ローパ
スフィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手段
を含むことを特徴とする。
【００１８】上記の構成によれば、フィルタ切換え手段
は、負荷のインピーダンス、たとえば前記アナログ原信
号が音響信号である場合にはスピーカのインピーダンス
に対応して、これらのスピーカとローパスフィルタとを
合わせたアナログ復調特性が初期の特性となるように、
ローパスフィルタを切換える。
は、負荷のインピーダンス、たとえば前記アナログ原信
号が音響信号である場合にはスピーカのインピーダンス
に対応して、これらのスピーカとローパスフィルタとを
合わせたアナログ復調特性が初期の特性となるように、
ローパスフィルタを切換える。
【００１９】したがって、前記アナログ原信号を、高効
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
率だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカな
どの負荷へ出力することができる。
【００２０】また、請求項４の発明に係るデジタルスイ
ッチング増幅器は、負荷端に印加される電圧を検出する
電圧検出手段と、負荷電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段および電流検出手段の検出結果に応答
して前記負荷のインピーダンスを計測する計測手段とを
さらに備えることを特徴とする。
ッチング増幅器は、負荷端に印加される電圧を検出する
電圧検出手段と、負荷電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段および電流検出手段の検出結果に応答
して前記負荷のインピーダンスを計測する計測手段とを
さらに備えることを特徴とする。
【００２１】上記の構成によれば、負荷端の電圧および
負荷電流から、負荷のインピーダンスが自動的に計測さ
れるので、その負荷のインピーダンスに対応したフィル
タ特性の切換え作業をなくすことができる。
負荷電流から、負荷のインピーダンスが自動的に計測さ
れるので、その負荷のインピーダンスに対応したフィル
タ特性の切換え作業をなくすことができる。
【００２２】したがって、一部の専門的なユーザだけで
なく、広く一般のユーザが使用しても、スイッチング増
幅器および負荷の任意の組合わせ間で、初期の特性を発
揮させることができる。
なく、広く一般のユーザが使用しても、スイッチング増
幅器および負荷の任意の組合わせ間で、初期の特性を発
揮させることができる。
【００２３】さらにまた、請求項５の発明に係るデジタ
ルスイッチング増幅器では、前記アナログ原信号は音響
信号であり、前記負荷はスピーカであり、前記入力デジ
タル信号は前記アナログ原信号をΔΣ変調して得られた
低ビット信号であることを特徴とする。
ルスイッチング増幅器では、前記アナログ原信号は音響
信号であり、前記負荷はスピーカであり、前記入力デジ
タル信号は前記アナログ原信号をΔΣ変調して得られた
低ビット信号であることを特徴とする。
【００２４】上記の構成によれば、音響再生装置では、
ユーザは所望とする定格出力や価格などを考慮して製品
を選択するので、これに適応するために、スイッチング
増幅器およびスピーカのそれぞれに、複数種類の製品を
ラインアップしても、任意の製品の組合わせ間で、初期
の特性を発揮させることができる。特に、前記請求項４
の場合には、計測手段がスピーカのインピーダンスを自
動計測してフィルタ特性を選択するので、一部の専門的
なユーザだけでなく、広く一般のユーザが使用しても、
初期の特性を発揮させることができる。
ユーザは所望とする定格出力や価格などを考慮して製品
を選択するので、これに適応するために、スイッチング
増幅器およびスピーカのそれぞれに、複数種類の製品を
ラインアップしても、任意の製品の組合わせ間で、初期
の特性を発揮させることができる。特に、前記請求項４
の場合には、計測手段がスピーカのインピーダンスを自
動計測してフィルタ特性を選択するので、一部の専門的
なユーザだけでなく、広く一般のユーザが使用しても、
初期の特性を発揮させることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図４および図６に基づいて説明すれば以下のとお
りである。
図１〜図４および図６に基づいて説明すれば以下のとお
りである。
【００２６】図１は、本発明の実施の一形態のデジタル
スイッチング増幅器１の電気的構成を示すブロック図で
ある。１ビット信号源２は、アナログの音響信号をΔΣ
変調して、または１ビットの音響信号が記録された媒体
を再生して、１ビット信号「＋１」「−１」を作成し、
該デジタルスイッチング増幅器１に入力する。デジタル
スイッチング増幅器１は、大略的に、定電圧スイッチ３
と、ローパスフィルタ４と、電圧検出器５と、電流検出
器６と、インピーダンス計測回路７とを備えて構成され
る。
スイッチング増幅器１の電気的構成を示すブロック図で
ある。１ビット信号源２は、アナログの音響信号をΔΣ
変調して、または１ビットの音響信号が記録された媒体
を再生して、１ビット信号「＋１」「−１」を作成し、
該デジタルスイッチング増幅器１に入力する。デジタル
スイッチング増幅器１は、大略的に、定電圧スイッチ３
と、ローパスフィルタ４と、電圧検出器５と、電流検出
器６と、インピーダンス計測回路７とを備えて構成され
る。
【００２７】定電圧スイッチ３は、入力された前記１ビ
ット信号「＋１」「−１」に応答して、図示しない定電
圧源からの所定の定電圧＋Ｅ0 ，−Ｅ0 をスイッチング
し、得られた大振幅のパルス信号は、ローパスフィルタ
４において、アナログ音響信号に復調されるとともに、
前記スイッチングによる高調波成分が除去された後出力
され、負荷であるスピーカ８によって音響化される。
ット信号「＋１」「−１」に応答して、図示しない定電
圧源からの所定の定電圧＋Ｅ0 ，−Ｅ0 をスイッチング
し、得られた大振幅のパルス信号は、ローパスフィルタ
４において、アナログ音響信号に復調されるとともに、
前記スイッチングによる高調波成分が除去された後出力
され、負荷であるスピーカ８によって音響化される。
【００２８】注目すべきは、本発明では、ローパスフィ
ルタ４内には、複数のフィルタ回路Ｆ１１，Ｆ１２，
…，Ｆ１ｍ；Ｆ２１，Ｆ２２，…，Ｆ２ｉ；Ｆｎ１，Ｆ
ｎ２，…，Ｆｎｊ（総称するときは、以下参照符Ｆで示
す）が設けられていることである。フィルタ回路Ｆは、
複数のグループＦ１，Ｆ２，…，Ｆｎのグループに区分
されている。これらのグループＦ１〜Ｆｎは、後述する
ように、接続されるスピーカ８のインピーダンスに対応
して選択される。そして、各グループＦ１〜Ｆｎ内に、
さらにそれぞれ複数のフィルタ回路Ｆ１１，Ｆ１２，
…，Ｆ１ｍ；Ｆ２１，Ｆ２２，…，Ｆ２ｉ；Ｆｎ１，Ｆ
ｎ２，…，Ｆｎｊが設けられている。このため、ローパ
スフィルタ４内には、それらのフィルタ回路Ｆを選択す
るためのスイッチＳ１１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２（以
下、総称するときは参照符Ｓで示す）が設けられてい
る。
ルタ４内には、複数のフィルタ回路Ｆ１１，Ｆ１２，
…，Ｆ１ｍ；Ｆ２１，Ｆ２２，…，Ｆ２ｉ；Ｆｎ１，Ｆ
ｎ２，…，Ｆｎｊ（総称するときは、以下参照符Ｆで示
す）が設けられていることである。フィルタ回路Ｆは、
複数のグループＦ１，Ｆ２，…，Ｆｎのグループに区分
されている。これらのグループＦ１〜Ｆｎは、後述する
ように、接続されるスピーカ８のインピーダンスに対応
して選択される。そして、各グループＦ１〜Ｆｎ内に、
さらにそれぞれ複数のフィルタ回路Ｆ１１，Ｆ１２，
…，Ｆ１ｍ；Ｆ２１，Ｆ２２，…，Ｆ２ｉ；Ｆｎ１，Ｆ
ｎ２，…，Ｆｎｊが設けられている。このため、ローパ
スフィルタ４内には、それらのフィルタ回路Ｆを選択す
るためのスイッチＳ１１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２（以
下、総称するときは参照符Ｓで示す）が設けられてい
る。
【００２９】前記スイッチＳの切換えのために、まず前
記グループ設定がインピーダンス計測回路７によって行
われる。スピーカ８が接続される負荷端の電圧は電圧検
出器５によって検出されており、スピーカ８への負荷電
流は電流検出器６によって検出されている。前記インピ
ーダンス計測回路７は、これらの検出結果に応答して、
前記グループＦ１〜Ｆｎの切換えを行う。
記グループ設定がインピーダンス計測回路７によって行
われる。スピーカ８が接続される負荷端の電圧は電圧検
出器５によって検出されており、スピーカ８への負荷電
流は電流検出器６によって検出されている。前記インピ
ーダンス計測回路７は、これらの検出結果に応答して、
前記グループＦ１〜Ｆｎの切換えを行う。
【００３０】図２は、インピーダンス計測回路７の具体
的構成を示すブロック図である。
的構成を示すブロック図である。
【００３１】前記電圧検出器５からの負荷端電圧信号↑
Ｅ（↑はベクトルであることを表す。以下同じ）および
前記電流検出器６からの負荷電流信号↑Ｉに基づいて、
伝達関数測定部１１は、下式から伝達関数Ｈ（ｘ）を測
定する。
Ｅ（↑はベクトルであることを表す。以下同じ）および
前記電流検出器６からの負荷電流信号↑Ｉに基づいて、
伝達関数測定部１１は、下式から伝達関数Ｈ（ｘ）を測
定する。
【００３２】 ↑Ｉ＝Ｈ（ｘ）・↑Ｅ …（１） 上記式１で示すようにして求められた伝達関数Ｈ（ｘ）
において、抽出部１２は、測定に使用されたフィルタ回
路Ｆの遮断周波数ｆｃにおける伝達関数Ｈ（ｆｃ）を抽
出し、その抽出結果からインピーダンス換算部１３は、
遮断周波数ｆｃにおけるスピーカ８のインピーダンスを
求める。こうして求められたインピーダンスに対応し
て、グループ切換え制御部１４は、前記ローパスフィル
タ４内のグループＦ１〜Ｆｎを選択するためのインピー
ダンス情報を出力する。
において、抽出部１２は、測定に使用されたフィルタ回
路Ｆの遮断周波数ｆｃにおける伝達関数Ｈ（ｆｃ）を抽
出し、その抽出結果からインピーダンス換算部１３は、
遮断周波数ｆｃにおけるスピーカ８のインピーダンスを
求める。こうして求められたインピーダンスに対応し
て、グループ切換え制御部１４は、前記ローパスフィル
タ４内のグループＦ１〜Ｆｎを選択するためのインピー
ダンス情報を出力する。
【００３３】ローパスフィルタ４は、たとえば前記図６
で示されているように構成され、たとえば前記１ビット
信号「＋１」「−１」のサンプリング周波数を２．８
〔ＭＨｚ〕とし、前記遮断周波数ｆｃを２２〔ｋＨｚ〕
とし、スピーカ８のインピーダンスをそれぞれ８
〔Ω〕，６〔Ω〕，４〔Ω〕とした場合のフィルタ回路
Ｆの定数選択例を表１に示す。
で示されているように構成され、たとえば前記１ビット
信号「＋１」「−１」のサンプリング周波数を２．８
〔ＭＨｚ〕とし、前記遮断周波数ｆｃを２２〔ｋＨｚ〕
とし、スピーカ８のインピーダンスをそれぞれ８
〔Ω〕，６〔Ω〕，４〔Ω〕とした場合のフィルタ回路
Ｆの定数選択例を表１に示す。
【００３４】
【表１】
【００３５】また、本発明では、１ビット信号源２か
ら、遮断周波数情報および入力ソース情報が前記ローパ
スフィルタ４に与えられている。前記遮断周波数情報
は、１ビット信号源２内のΔΣ変調回路や、１ビット信
号を前記媒体に記録するにあたってΔΣ変調に用いられ
た変調回路の遮断周波数特性を表すものであり、ΔΣ変
調の積分器や乗算器の係数等のアルゴリズムなどによっ
て決定される。この遮断周波数情報に応答して、前記各
グループＦ１〜Ｆｎ内でのフィルタ回路Ｆの詳細な選択
が行われ、たとえば前記図５（ａ）で示す特性と図５
（ｂ）で示す特性とに対応して、ローパスフィルタ４の
特性を切換えることができる。
ら、遮断周波数情報および入力ソース情報が前記ローパ
スフィルタ４に与えられている。前記遮断周波数情報
は、１ビット信号源２内のΔΣ変調回路や、１ビット信
号を前記媒体に記録するにあたってΔΣ変調に用いられ
た変調回路の遮断周波数特性を表すものであり、ΔΣ変
調の積分器や乗算器の係数等のアルゴリズムなどによっ
て決定される。この遮断周波数情報に応答して、前記各
グループＦ１〜Ｆｎ内でのフィルタ回路Ｆの詳細な選択
が行われ、たとえば前記図５（ａ）で示す特性と図５
（ｂ）で示す特性とに対応して、ローパスフィルタ４の
特性を切換えることができる。
【００３６】前記入力ソース情報は、たとえばジャズや
クラシックなどの音楽の種類、ならびに使用されている
楽器などを表すものであり、これも前記遮断周波数情報
と同様に、周波数特性を表すものである。
クラシックなどの音楽の種類、ならびに使用されている
楽器などを表すものであり、これも前記遮断周波数情報
と同様に、周波数特性を表すものである。
【００３７】なお、ローパスフィルタ４内のフィルタ回
路Ｆの切換えは、前記インピーダンス情報と遮断周波数
情報と入力ソース情報との何れか１つまたは任意の２つ
を用いて行われても良いけれども、特にスピーカ８のイ
ンピーダンスに対応させることは、聴感上のノイズの抑
制とともに、前述のようなスピーカ８の破損や高周波の
不要輻射を抑制する点で特に有利である。
路Ｆの切換えは、前記インピーダンス情報と遮断周波数
情報と入力ソース情報との何れか１つまたは任意の２つ
を用いて行われても良いけれども、特にスピーカ８のイ
ンピーダンスに対応させることは、聴感上のノイズの抑
制とともに、前述のようなスピーカ８の破損や高周波の
不要輻射を抑制する点で特に有利である。
【００３８】また、スピーカ８のインピーダンスの検出
は、上述のような自動検出ではなく、スイッチなどによ
るユーザの設定によって行うようにしてもよい。しかし
ながら、上記のように自動検出することによって、普及
価格機を購入する専門的な知識を持たないユーザーが使
用しても、初期の特性を発揮することができ、有利であ
る。またこの場合、インピーダンスの計測は、電源投入
の検知やスピーカ８の接続検知などに応答して行われる
ようにしてもよく、または定期的に行われるようにして
もよい。前記電源投入時や、接続検知時には、１ビット
信号源２からの１ビット信号〔＋１〕が入力されていな
い場合もあるので、ダミーの信号を定電圧スイッチ３に
入力するような構成を設けていてもよい。
は、上述のような自動検出ではなく、スイッチなどによ
るユーザの設定によって行うようにしてもよい。しかし
ながら、上記のように自動検出することによって、普及
価格機を購入する専門的な知識を持たないユーザーが使
用しても、初期の特性を発揮することができ、有利であ
る。またこの場合、インピーダンスの計測は、電源投入
の検知やスピーカ８の接続検知などに応答して行われる
ようにしてもよく、または定期的に行われるようにして
もよい。前記電源投入時や、接続検知時には、１ビット
信号源２からの１ビット信号〔＋１〕が入力されていな
い場合もあるので、ダミーの信号を定電圧スイッチ３に
入力するような構成を設けていてもよい。
【００３９】図３は、前記定電圧スイッチ３の一構成例
を示す電気回路図である。この定電圧スイッチ３は、高
電圧＋Ｅ0 の電源と低電圧−Ｅ0 の電源との間に、半導
体スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、半導
体スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とが相互
に並列に配置されて構成されている。半導体スイッチン
グ素子Ｑ１１，Ｑ１２間の接続点が一方の出力端子Ｐ２
１となり、半導体スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４間の
接続点が他方の出力端子Ｐ２２となる。
を示す電気回路図である。この定電圧スイッチ３は、高
電圧＋Ｅ0 の電源と低電圧−Ｅ0 の電源との間に、半導
体スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、半導
体スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とが相互
に並列に配置されて構成されている。半導体スイッチン
グ素子Ｑ１１，Ｑ１２間の接続点が一方の出力端子Ｐ２
１となり、半導体スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４間の
接続点が他方の出力端子Ｐ２２となる。
【００４０】半導体スイッチング素子Ｑ１１の制御入力
端子Ｐ１１には、前記１ビット信号「＋１」が与えら
れ、半導体スイッチング素子Ｑ１２の制御入力端子Ｐ１
２には、前記１ビット信号「＋１」の反転信号が与えら
れる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１３の制御入力
端子Ｐ１３には、前記１ビット信号「−１」が与えら
れ、半導体スイッチング素子Ｑ１４の制御入力端子Ｐ１
４には、前記１ビット信号「−１」の反転信号が与えら
れる。
端子Ｐ１１には、前記１ビット信号「＋１」が与えら
れ、半導体スイッチング素子Ｑ１２の制御入力端子Ｐ１
２には、前記１ビット信号「＋１」の反転信号が与えら
れる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１３の制御入力
端子Ｐ１３には、前記１ビット信号「−１」が与えら
れ、半導体スイッチング素子Ｑ１４の制御入力端子Ｐ１
４には、前記１ビット信号「−１」の反転信号が与えら
れる。
【００４１】この定電圧スイッチ３の動作波形を図４で
示す。図４から明らかなように、出力端子Ｐ２１，Ｐ２
２間には、＋Ｅ0 または−Ｅ0 の電圧が印加されるだけ
でなく、両出力端子Ｐ２１，Ｐ２２間が短絡状態となる
０電圧の印加タイミングを有する３値のΔΣ変調出力と
なる。このようにして、小信号時には０電圧を印加する
期間が長くなり、電力効率の向上を図ることができる。
定電圧スイッチ３は、上記図３および図４で示す構成に
限らず、他の構成であってもよいことは言うまでもな
い。また、デジタルスイッチング増幅器１への入力デジ
タル信号も、上記の３値ΔΣ変調信号に限らず、２値Δ
Σ変調信号やＰＷＭ信号であってもよい。
示す。図４から明らかなように、出力端子Ｐ２１，Ｐ２
２間には、＋Ｅ0 または−Ｅ0 の電圧が印加されるだけ
でなく、両出力端子Ｐ２１，Ｐ２２間が短絡状態となる
０電圧の印加タイミングを有する３値のΔΣ変調出力と
なる。このようにして、小信号時には０電圧を印加する
期間が長くなり、電力効率の向上を図ることができる。
定電圧スイッチ３は、上記図３および図４で示す構成に
限らず、他の構成であってもよいことは言うまでもな
い。また、デジタルスイッチング増幅器１への入力デジ
タル信号も、上記の３値ΔΣ変調信号に限らず、２値Δ
Σ変調信号やＰＷＭ信号であってもよい。
【００４２】以上のように、本発明に従うデジタルスイ
ッチング増幅器１は、ローパスフィルタ４を、相互に異
なる周波数特性の複数のフィルタ回路Ｆで構成し、まず
スピーカ８のインピーダンスを表すインピーダンス情報
に対応して、これらのスピーカ８とローパスフィルタ４
とを合わせたアナログ復調特性が初期の特性となるよう
に、前記フィルタ回路ＦのグループＦ１〜Ｆｎを選択
し、さらにΔΣ変調回路のアルゴリズムなどによって決
定される遮断周波数特性を表す遮断周波数情報および音
楽の種類や楽器などを表す入力ソース情報に応答して、
前記グループＦ１〜Ｆｎ内で、最適なフィルタ回路Ｆを
選択するので、アナログ原信号を、高効率だけでなく、
高い忠実度で電力増幅して、スピーカ８へ出力すること
ができる。また、スピーカ８の破損や高周波の不要輻射
を抑制することもできる。
ッチング増幅器１は、ローパスフィルタ４を、相互に異
なる周波数特性の複数のフィルタ回路Ｆで構成し、まず
スピーカ８のインピーダンスを表すインピーダンス情報
に対応して、これらのスピーカ８とローパスフィルタ４
とを合わせたアナログ復調特性が初期の特性となるよう
に、前記フィルタ回路ＦのグループＦ１〜Ｆｎを選択
し、さらにΔΣ変調回路のアルゴリズムなどによって決
定される遮断周波数特性を表す遮断周波数情報および音
楽の種類や楽器などを表す入力ソース情報に応答して、
前記グループＦ１〜Ｆｎ内で、最適なフィルタ回路Ｆを
選択するので、アナログ原信号を、高効率だけでなく、
高い忠実度で電力増幅して、スピーカ８へ出力すること
ができる。また、スピーカ８の破損や高周波の不要輻射
を抑制することもできる。
【００４３】また、インピーダンス計測回路７は、前記
スピーカ８のインピーダンスを自動的に測定するので、
定格出力や価格などの異なる複数種類の製品をラインア
ップしても、一部の専門的なユーザだけでなく、広く一
般のユーザに関しても、該デジタルスイッチング増幅器
１およびスピーカ８の任意の組合わせ間で、初期の特性
を発揮させることができる。
スピーカ８のインピーダンスを自動的に測定するので、
定格出力や価格などの異なる複数種類の製品をラインア
ップしても、一部の専門的なユーザだけでなく、広く一
般のユーザに関しても、該デジタルスイッチング増幅器
１およびスピーカ８の任意の組合わせ間で、初期の特性
を発揮させることができる。
【００４４】
【発明の効果】請求項１の発明に係るデジタルスイッチ
ング増幅器は、以上のように、アナログ原信号をサンプ
リングして得られた入力デジタル信号に応答して予め定
める定電圧をスイッチングし、そのスイッチング出力を
ローパスフィルタを介して負荷へ出力するようにしたデ
ジタルスイッチング増幅器において、ΔΣ変調などのア
ナログ原信号を該デジタルスイッチング増幅器の入力デ
ジタル信号に変調する変調回路の遮断周波数特性に応答
して、複数種類のローパスフィルタの内、周波数特性の
適応するものを選択する。
ング増幅器は、以上のように、アナログ原信号をサンプ
リングして得られた入力デジタル信号に応答して予め定
める定電圧をスイッチングし、そのスイッチング出力を
ローパスフィルタを介して負荷へ出力するようにしたデ
ジタルスイッチング増幅器において、ΔΣ変調などのア
ナログ原信号を該デジタルスイッチング増幅器の入力デ
ジタル信号に変調する変調回路の遮断周波数特性に応答
して、複数種類のローパスフィルタの内、周波数特性の
適応するものを選択する。
【００４５】それゆえ、前記アナログ原信号を、高効率
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
【００４６】また、請求項２の発明に係るデジタルスイ
ッチング増幅器は、以上のように、アナログ原信号をサ
ンプリングして得られた入力デジタル信号に応答して予
め定める定電圧をスイッチングし、そのスイッチング出
力をローパスフィルタを介して負荷へ出力するようにし
たデジタルスイッチング増幅器において、音楽の種類や
楽器の種類などによって決定されるアナログ原信号の周
波数特性に応答して、複数種類のローパスフィルタの
内、周波数特性の適応するものを選択する。
ッチング増幅器は、以上のように、アナログ原信号をサ
ンプリングして得られた入力デジタル信号に応答して予
め定める定電圧をスイッチングし、そのスイッチング出
力をローパスフィルタを介して負荷へ出力するようにし
たデジタルスイッチング増幅器において、音楽の種類や
楽器の種類などによって決定されるアナログ原信号の周
波数特性に応答して、複数種類のローパスフィルタの
内、周波数特性の適応するものを選択する。
【００４７】それゆえ、前記アナログ原信号を、高効率
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
【００４８】さらにまた、請求項３の発明に係るデジタ
ルスイッチング増幅器は、以上のように、アナログ原信
号をサンプリングして得られた入力デジタル信号に応答
して予め定める定電圧をスイッチングし、そのスイッチ
ング出力をローパスフィルタを介して負荷へ出力するよ
うにしたデジタルスイッチング増幅器において、スピー
カなどの負荷のインピーダンスに対応して、これらの負
荷とローパスフィルタとを合わせたアナログ復調特性が
初期の特性となるように、複数種類のローパスフィルタ
の内、周波数特性の適応するものを選択する。
ルスイッチング増幅器は、以上のように、アナログ原信
号をサンプリングして得られた入力デジタル信号に応答
して予め定める定電圧をスイッチングし、そのスイッチ
ング出力をローパスフィルタを介して負荷へ出力するよ
うにしたデジタルスイッチング増幅器において、スピー
カなどの負荷のインピーダンスに対応して、これらの負
荷とローパスフィルタとを合わせたアナログ復調特性が
初期の特性となるように、複数種類のローパスフィルタ
の内、周波数特性の適応するものを選択する。
【００４９】それゆえ、前記アナログ原信号を、高効率
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
だけでなく、高い忠実度で電力増幅して、スピーカなど
の負荷へ出力することができる。
【００５０】また、請求項４の発明に係るデジタルスイ
ッチング増幅器は、以上のように、負荷端の電圧および
負荷電流から、負荷のインピーダンスを自動的に計測す
る。
ッチング増幅器は、以上のように、負荷端の電圧および
負荷電流から、負荷のインピーダンスを自動的に計測す
る。
【００５１】それゆえ、負荷のインピーダンスに対応し
たフィルタ特性の切換え作業をなくすことができ、一部
の専門的なユーザだけでなく、広く一般のユーザが使用
しても、スイッチング増幅器および負荷の任意の組合わ
せ間で、初期の特性を発揮させることができる。
たフィルタ特性の切換え作業をなくすことができ、一部
の専門的なユーザだけでなく、広く一般のユーザが使用
しても、スイッチング増幅器および負荷の任意の組合わ
せ間で、初期の特性を発揮させることができる。
【００５２】さらにまた、請求項５の発明に係るデジタ
ルスイッチング増幅器は、以上のように、前記アナログ
原信号を音響信号とし、前記負荷をスピーカとし、前記
入力デジタル信号をΔΣ変調による低ビット信号とす
る。
ルスイッチング増幅器は、以上のように、前記アナログ
原信号を音響信号とし、前記負荷をスピーカとし、前記
入力デジタル信号をΔΣ変調による低ビット信号とす
る。
【００５３】それゆえ、音響再生装置では、ユーザは所
望とする定格出力や価格などを考慮して製品を選択する
ので、これに適応するために、スイッチング増幅器およ
びスピーカのそれぞれに、複数種類の製品をラインアッ
プしても、任意の製品の組合わせ間で、初期の特性を発
揮させることができる。特に、前記請求項４の場合に
は、計測手段がスピーカのインピーダンスを自動計測し
てフィルタ特性を選択するので、一部の専門的なユーザ
だけでなく、広く一般のユーザが使用しても、初期の特
性を発揮させることができる。
望とする定格出力や価格などを考慮して製品を選択する
ので、これに適応するために、スイッチング増幅器およ
びスピーカのそれぞれに、複数種類の製品をラインアッ
プしても、任意の製品の組合わせ間で、初期の特性を発
揮させることができる。特に、前記請求項４の場合に
は、計測手段がスピーカのインピーダンスを自動計測し
てフィルタ特性を選択するので、一部の専門的なユーザ
だけでなく、広く一般のユーザが使用しても、初期の特
性を発揮させることができる。
【図１】本発明の実施の一形態のデジタルスイッチング
増幅器の電気的構成を示すブロック図である。
増幅器の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すデジタルスイッチング増幅器におけ
るインピーダンス計測回路の一構成例を示すブロック図
である。
るインピーダンス計測回路の一構成例を示すブロック図
である。
【図３】前記デジタルスイッチング増幅器に用いられる
定電圧スイッチの一構成例を示す電気回路図である。
定電圧スイッチの一構成例を示す電気回路図である。
【図４】図３で示す定電圧スイッチの動作を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
【図５】デジタルスイッチング増幅器の一入力信号とな
るΔΣ変調信号のアルゴリズム変化による周波数特性の
変化を示すグラフである。
るΔΣ変調信号のアルゴリズム変化による周波数特性の
変化を示すグラフである。
【図６】デジタルスイッチング増幅器に用いられるロー
パスフィルタの一構成例を示す電気回路図である。
パスフィルタの一構成例を示す電気回路図である。
【図７】従来技術のデジタルスイッチング増幅器でのス
ピーカインピーダンスずれによる周波数特性の変化を示
すグラフである。
ピーカインピーダンスずれによる周波数特性の変化を示
すグラフである。
１ デジタルスイッチング増幅器 ２ １ビット信号源 ３ 定電圧スイッチ（スイッチング回路） ４ ローパスフィルタ ５ 電圧検出器（電圧検出手段） ６ 電流検出器（電流検出手段） ７ インピーダンス計測回路（計測手段） ８ スピーカ（負荷） １１ 伝達関数測定部 １２ 抽出部 １３ インピーダンス換算部 １４ グループ切換え制御部 Ｆ１１，Ｆ１２，…，Ｆ１ｍ；Ｆ２１，Ｆ２２，…，Ｆ
２ｉ；Ｆｎ１，Ｆｎ２，…，Ｆｎｊ フィルタ回路 Ｆ１〜Ｆｎ グループ Ｓ１１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２ スイッチ（フィル
タ切換え手段）
２ｉ；Ｆｎ１，Ｆｎ２，…，Ｆｎｊ フィルタ回路 Ｆ１〜Ｆｎ グループ Ｓ１１，Ｓ１２；Ｓ２１，Ｓ２２ スイッチ（フィル
タ切換え手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J064 AA02 BA03 BB12 BB14 BC06 BC07 BC08 BC10 BC11 BC19 BC25 BD03 5J091 AA01 AA24 AA26 AA51 CA36 CA61 CA88 FA18 HA29 HA33 HA38 KA00 KA28 KA42 KA62 TA01 TA03 TA06
Claims (5)
- 【請求項１】アナログ原信号を、該アナログ原信号の有
効周波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリングして
得られた入力デジタル信号に応答して、スイッチング回
路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッチング
し、そのスイッチング出力をローパスフィルタによって
アナログ変換および高調波除去して負荷へ出力し、前記
アナログ原信号を高効率に電力増幅するようにしたデジ
タルスイッチング増幅器において、 前記ローパスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複
数種類設け、 前記アナログ原信号を該デジタルスイッチング増幅器へ
の入力デジタル信号に変調する変調回路の遮断周波数特
性に応答して、前記ローパスフィルタの周波数特性を選
択するフィルタ切換え手段を含むことを特徴とするデジ
タルスイッチング増幅器。 - 【請求項２】アナログ原信号を、該アナログ原信号の有
効周波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリングして
得られた入力デジタル信号に応答して、スイッチング回
路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッチング
し、そのスイッチング出力をローパスフィルタによって
アナログ変換および高調波除去して負荷へ出力し、前記
アナログ原信号を高効率に電力増幅するようにしたデジ
タルスイッチング増幅器において、 前記ローパスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複
数種類設け、 前記アナログ原信号の周波数特性に応答して、前記ロー
パスフィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手
段を含むことを特徴とするデジタルスイッチング増幅
器。 - 【請求項３】アナログ原信号を、該アナログ原信号の有
効周波数帯域よりも充分高い周波数でサンプリングして
得られた入力デジタル信号に応答して、スイッチング回
路が定電圧源からの予め定める定電圧をスイッチング
し、そのスイッチング出力をローパスフィルタによって
アナログ変換および高調波除去して負荷へ出力し、前記
アナログ原信号を高効率に電力増幅するようにしたデジ
タルスイッチング増幅器において、 前記ローパスフィルタを、相互に異なる周波数特性で複
数種類設け、 前記負荷のインピーダンスに応答して、前記ローパスフ
ィルタの周波数特性を選択するフィルタ切換え手段を含
むことを特徴とするデジタルスイッチング増幅器。 - 【請求項４】負荷端に印加される電圧を検出する電圧検
出手段と、負荷電流を検出する電流検出手段と、前記電
圧検出手段および電流検出手段の検出結果に応答して前
記負荷のインピーダンスを計測する計測手段とをさらに
備えることを特徴とする請求項３記載のデジタルスイッ
チング増幅器。 - 【請求項５】前記アナログ原信号は音響信号であり、前
記負荷はスピーカであり、前記入力デジタル信号は前記
アナログ原信号をΔΣ変調して得られた低ビット信号で
あることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のデ
ジタルスイッチング増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06970599A JP3348036B2 (ja) | 1999-03-16 | 1999-03-16 | デジタルスイッチング増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06970599A JP3348036B2 (ja) | 1999-03-16 | 1999-03-16 | デジタルスイッチング増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000269749A true JP2000269749A (ja) | 2000-09-29 |
| JP3348036B2 JP3348036B2 (ja) | 2002-11-20 |
Family
ID=13410536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06970599A Expired - Fee Related JP3348036B2 (ja) | 1999-03-16 | 1999-03-16 | デジタルスイッチング増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3348036B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1253711A2 (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-30 | Pioneer Corporation | Class D amplifier |
| JP2008060781A (ja) * | 2006-08-30 | 2008-03-13 | Sharp Corp | デジタルアンプ装置 |
| JP4917650B2 (ja) * | 2007-03-02 | 2012-04-18 | ボーズ・コーポレーション | 合成された正のインピーダンスを有するオーディオシステム |
| JP2015126444A (ja) * | 2013-12-26 | 2015-07-06 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 音響装置、および周波数特性調整方法 |
-
1999
- 1999-03-16 JP JP06970599A patent/JP3348036B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1253711A2 (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-30 | Pioneer Corporation | Class D amplifier |
| EP1253711A3 (en) * | 2001-03-30 | 2003-12-17 | Pioneer Corporation | Class D amplifier |
| US6897725B2 (en) | 2001-03-30 | 2005-05-24 | Pioneer Corporation | Class D amplifier |
| JP2008060781A (ja) * | 2006-08-30 | 2008-03-13 | Sharp Corp | デジタルアンプ装置 |
| JP4917650B2 (ja) * | 2007-03-02 | 2012-04-18 | ボーズ・コーポレーション | 合成された正のインピーダンスを有するオーディオシステム |
| US8224009B2 (en) | 2007-03-02 | 2012-07-17 | Bose Corporation | Audio system with synthesized positive impedance |
| JP2015126444A (ja) * | 2013-12-26 | 2015-07-06 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 音響装置、および周波数特性調整方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3348036B2 (ja) | 2002-11-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8014539B2 (en) | Method and apparatus to control output power of a digital power amplifier optimized to a headphone and a portable audio player having the same | |
| CN107276549A (zh) | 音频放大器系统 | |
| US8346542B2 (en) | Apparatus and method for widening audio signal band | |
| KR100565103B1 (ko) | 스위칭 증폭기에서의 출력 펄스 폭 변조 방법 및 그 장치 | |
| JP3348036B2 (ja) | デジタルスイッチング増幅器 | |
| JP4075167B2 (ja) | ディジタル信号再生装置及び処理装置 | |
| WO2003018722A2 (en) | Circuit and method for processing an audio signal | |
| JP6671001B2 (ja) | 音声再生装置 | |
| KR920001158B1 (ko) | 디지탈신호 재생회로장치 | |
| JP3527133B2 (ja) | １ビット信号再生装置 | |
| JP3857154B2 (ja) | パルス符号変調信号再生装置 | |
| JP3300227B2 (ja) | 符号化方法ならびに符号化装置および復号化装置 | |
| US20220302884A1 (en) | Enhancing speaker protection accuracy | |
| JP2001230672A (ja) | １ビット信号再生装置 | |
| JP3155287U (ja) | オーディオｆｍ変調アンプ | |
| JP2004266807A (ja) | アンプ装置および信号出力方法 | |
| Galo | Product Review | |
| JP2002297195A (ja) | 音声出力システム | |
| RU2102794C1 (ru) | Устройство для преобразования неэлектрических величин в электрические сигналы | |
| JPH0255412A (ja) | 低音再生装置 | |
| CN100524492C (zh) | 信号处理装置 | |
| JPS63127471A (ja) | Ｐｃｍ信号再生回路 | |
| JP2006179988A (ja) | アンプ、プログラム、およびプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体 | |
| JPH0714104A (ja) | マイクロカセットレコーダ | |
| KR19990035194A (ko) | 오디오시스템의 오디오신호 출력밸런스 검출장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080906 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080906 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090906 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090906 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100906 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110906 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120906 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |