JP2000261353A - 相関器 - Google Patents
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Abstract
低消費電流化を実現することができる相関器を提供する
こと 【解決手段】 逆拡散符号パターンよって動作する部分
を従来方式に比べて1/2(BPSKで拡散されている
場合)の動作率とし、逆拡散符号パターンによらずに動
作する共通の全加算器と併用することにより、拡散率の
十分に大きな場合における消費電流を従来方式の約1/
2(BPSKで拡散されている場合)とする。
Description
に同期捕捉の際に用いられる相関器に関する。
テムが広く普及してきている。このような移動体通信シ
ステムで用いられる通信方式のひとつにCDMA(Co
deDivision Multiple Acces
s)がある。
たいデータごとに異なる予め定めた拡散符号によってデ
ータを拡散して送信し、受信側において送信側と同じ拡
散符号(正確には、送信側の拡散符号と複素共役な符
号)によって受信信号を拡散(いわゆる逆拡散)してデ
ータを得る。
端末局と基地局との間の同期を確立することはきわめて
重要である。また、端末局が同期捕捉の動作を開始し、
最初の基地局との同期状態を確立するためには下り方向
(基地局が送信し、端末局が受信する方向)で使用され
ている拡散符号の周期の最小公倍数に相当する時間が必
要となり、一般に膨大な時間を要する。
of Radio Industries and B
usinesses)にて標準化が進められているW−
CDMA(Wide Band CDMA)で使用され
る下り拡散符号は、長い周期の拡散符号の一部をより短
い周期の拡散符号で置き換えることにより、前述の端末
局での初期同期確立プロセスを簡易にできるように工夫
されている。
の短い周期の拡散符号でさえ、ある程度の長さ(たとえ
ば256チップ長)の相関演算を行う必要があることに
は変わりがない。
として、従来からよく知られているものに、マッチドフ
ィルタを使用する方法およびスライディング相関器を使
用する方法がある。以下に、この両方法について説明す
る。
ドフィルタの構成を示すブロック図である。
付きのシフトレジスタ10に順次入力される。シフトレ
ジスタ10の長さは1シンボル時間(通常は前述の短い
周期の拡散符号の1周期分に相当)分の入力信号を蓄積
できる。
位相点の数をnとし、シフトレジスタ10の各タップか
ら出力される信号101〜10nと逆拡散符号Cn〜C
1とは、それぞれ掛け算器21〜2nにより掛け合わさ
れて掛け算結果201〜20nとして出力され、この掛
け算結果201〜20nが加算器30により加算される
ことによって逆拡散結果300を得る。
入力信号が1サンプル分入力されるたびに1位相点に対
する逆拡散を行うため、すべての位相点に対する逆拡散
結果を高速に得られる反面、消費電流が多い。
かつI、Qで表現される複素信号として扱われることが
多いため、さらにシフトレジスタ10が高速で常時動作
する必要があるため、シフトレジスタ10で消費される
電流がきわめて大きくなってしまうことによる。
大きく、この点について図13を参照して説明する。
構成の一例を示す図である。
0の入力信号の数すなわちシフトレジスタ10のタップ
数が8の場合について示している。
の入力を加算する複数の加算器から構成され、結果とし
て逆拡散結果300を出力する。このように、加算器3
0は規模の大きな構成であり、常時高速動作しているた
め、その消費電流も大きなものとなってしまう。
法を図14に示す。
すブロック図である。
により逆拡散符号Ciが生成され、この逆拡散符号Ci
が掛け算器40により入力信号100と掛け合わされ
て、信号110を得る。さらに、加算器50とレジスタ
60とによって信号110は1シンボル時間分積算され
る。1シンボル時間分積算された時点でのレジスタ出力
130が1位相点に対する逆拡散結果130となる。こ
のため、スライディング相関器によってすべての位相点
に対する逆拡散を完了するには、拡散符号n周期分の時
間がかかってしまう。
述のマッチドフィルタを用いた相関器における問題であ
る消費電流をかなり軽減することができるものの、一方
で、上述のように、大幅に処理時間がかかってしまうと
いう問題がある。
ング相関器を複数個(マッチドフィルタと同等の逆拡散
時間を実現するためにはn個)設けることが考えられ
る。
相関器を並列に動作させることによって、すべての位相
点に対する逆拡散結果を得るための処理時間を、マッチ
ドフィルタを用いる場合と同等にまで短縮することがで
きる。
グ相関器を並列に動作させる例においては、処理時間が
短縮される代わりに消費電流が増大してしまい、マッチ
ドフィルタを用いた相関器よりは消費電流が削減できる
ものの、依然として消費電流の大きさに問題が残る。
よる「広帯域DS−CDMA用ディジタルマッチトフィ
ルタの低消費電力設計」(第11回 回路とシステム
(軽井沢)ワークショップ: on April 20
−21,1998)で述べられている方法がある。
ジタルマッチトフィルタの低消費電力設計」で提案され
た相関器の構成を示すブロック図である。
散データを保存するレジスタであり、CはレジスタFF
sからのデータに逆拡散符号を乗算する乗算器であり、
DMF出力とはこの提案のDMFすなわちディジタルマ
ッチトフィルタの出力である。
でシフトさせるのではなく、逆拡散符号の方をシフトさ
せることにより実現され、この従来例によれば、従来の
マッチドフィルタを使用する方法の欠点である消費電流
の多さを軽減することができる。
してマッチドフィルタを使用する例を説明し、第2の従
来例としてスライディング相関器について説明し、第3
の従来例としてスライディング相関器をn個設けて並列
に動作させる例について説明し、第4の従来例として入
力信号をシフトさせずに逆拡散符号の方をシフトさせる
例について説明したが、第1の従来例では消費電流の多
さに問題があり、第2の従来例の場合には処理時間がか
かるという問題がある。
れば、処理時間の問題がなく、さらに、従来のマッチド
フィルタを使用する方法よりは消費電流を低減すること
ができる。
化への流れに基づきバッテリの小型化が望まれ、また、
同一サイズのバッテリにおいても長時間使用可能とする
ため携帯電話器等の低消費電流化が望まれており、消費
電流がより少なくて済む相関器の登場が期待されてい
る。
ので、動作速度を劣化させることなく、従来よりも低消
費電流化を実現することができる相関器を提供すること
を目的とする。
ている信号を逆拡散するための相関器において、逆拡散
符号パターンよって動作する部分を従来方式に比べて1
/2(BPSKで拡散されている場合)の動作率とし、
逆拡散符号パターンによらずに動作する共通の全加算器
と併用することにより、拡散率の十分に大きな場合にお
ける消費電流を従来方式の約1/2(BPSKで拡散さ
れている場合)とすることができるものである。
を参照して説明する。
システムにおける移動局に本発明を適用する場合につい
て説明する。
適用されるCDMA移動体通信システムの一例の概要を
示すブロック図である。
局−基地局制御装置−交換局は、移動体通信システムが
提供するサービスの多様化(マルチメディア化)や、各
基地局、基地局制御装置および交換局を接続する伝送路
の効率的な利用(統計多重)の観点からATM(Asy
nchronous Transfer Mode)通
信技術等が適用されるようになってきている。
他の移動局や他の網に接続された端末装置等と通信を行
う。通信の種類は音声やデータ通信などさまざまなもの
があり得る。
よって基地局2に通信データとして送信される。基地局
2では、移動局1やその他の移動局から受信した通信デ
ータをATMセルに組み立てたり様々な処理を施した後
に基地局制御装置3に送信する。
声、画像、その他の形態のデータであろうとも、網内に
おいては基地局においてATMセル化された情報が伝送
されるのでマルチメディア化された通信形態に容易に対
応することができる。
取ったATMセルをユーザごとにルーチングし、交換局
4や自分の管理下の他の基地局へと送信する。交換局4
では、基地局制御装置3と同様に、基地局制御装置3か
ら受け取ったATMセルをユーザごとにルーチングし、
他の交換局や関門局5へと送信する。
ルの発生に応じて伝送路内を流せばよく、従来のように
あらかじめ決められたチャネル毎の伝送路を設ける必要
がないので、統計多重の効果が得られて伝送路を効率的
に利用することができる。なお、関門局5は他の網への
中継を行うために設けられたものである。
送信する際には、QPSK等の1次変調を行った後、2
次変調として符号拡散を行って送信する。本実施の形態
の相関器はたとえば移動局1に適用することができ、移
動局1ではこの相関器を用いて基地局2からの受信信号
に逆拡散を施すことによって相関を求め、同期捕捉を行
う。
側の動作を説明する図である。
においては基地局2)では、掛け算器6によって送信信
号STxに拡散符号C(t)を掛け合わせることによっ
て拡散変調を行う。
は移動局1)では、相関器7によって、Txから受信し
た信号に対して符号発生器8で発生した逆拡散符号を掛
け合わせて逆拡散を施して相関を求める。
て拡散変調を行う際には、拡散符号として2値の符号を
用いるBPSKによる拡散変調と、拡散符号として4値
の符号を用いるQPSKによる拡散変調が実用的に用い
られる。
号の取り方を説明する図であり、縦軸はQ成分、横軸は
I成分である。
に示すように、拡散符号として(1,0)および(−
1,0)の2点を用いて拡散を行う場合が多い。
調の際の符号の取り方を説明する図であり、縦軸はQ成
分、横軸はI成分である。
に示すように、拡散符号として(1,1)、(−1,
1)、(−1,−1)および(1,−1)の4点を用い
て拡散を行い、逆拡散の場合には、演算のし易さ等のた
め、図4に示すように、拡散符号を45度回転させて
(1,0)、(0,1)、(−1,0)および(0,−
1)の4点として演算する場合等がある。後に図10に
示す信号回転部42ではこの回転を行っている。
を示すブロック図である。
分のほかに、図2に示した符号発生器8に相当する逆拡
散符号発生部71も記載してある。
逆拡散はBPSKで行われているものとする。さらに、
逆拡散符号により位相をそろえた後に同相加算する拡散
チップ数をnチップとする。
号100はオーバーサンプルされておらず、基準クロッ
ク900の周波数は逆拡散チップレートと等しいとす
る。
メモリ11および全加算器80、部分加算器81〜8n
に入力される。また、基準クロック900は各ブロック
に供給される。
0に基づき、それぞれ1チップずつ位相のずれた逆拡散
符号系列701〜70nを発生するとともに、セレクタ
31に対して制御信号700を出力する。
プ分の受信信号100を蓄えており、受信信号100が
入力されるたびに、現時点の受信信号100からnチッ
プ過去の信号をFIFO出力109として出力する。
チップ分の総和を計算し、全加算結果800を出力す
る。すなわち、全加算器80は、動作開始からnチップ
までは、単純に入力信号100を累積し続け、それ以降
は、今回入力された入力信号100とFIFO出力10
9との差を、今までの累積結果に加算する。
すなわち、定常状態における全加算結果800をS
(k)とし、入力信号100をD(i)とすると、数1
で計算される。
それぞれについて設けられており、逆拡散符号発生部7
1からの1チップずつ位相のずれた逆拡散符号系列70
1〜70nのそれぞれが入力される。
100のうち、逆拡散符号系列701が”1”もしく
は”−1”のどちらか一方である場合のみを累積する。
1”の場合のみを累積するのであれば、逆拡散符号系列
701が”1”の場合において、部分加算器81は今ま
での累積値を保持するのみで、その動作を停止すること
が可能となる。
セットするタイミング信号311は制御信号700で制
御されるセレクタ31より供給される。
器81と同様である。
らの逆拡散符号発生周期を特定できる制御信号700に
より、部分加算器81〜8nに対応する部分加算結果8
01〜80nの中から計算の終了したものを選択すると
ともに、対応する部分加算器に対して内部累積値をリセ
ットするタイミング信号311〜31nを発生する。
果321は逓倍器32により−2倍される。次に、加算
器33により、この逓倍部分加算結果322とその時点
での全加算結果800との加算を行い、逆拡散結果30
0を得る。
−1}とすると、逆拡散結果300は、数2により得ら
れる。
である。
作頻度が50%(逆拡散符号の1,−1の出現確率がほ
ぼ同じであるとして)のn個の部分加算器81〜8n
と、動作頻度が100%の1つの全加算器80とによっ
て、図14で示した従来のスライディング相関器をn個
並列動作させた場合と同等の機能を実現できることか
ら、拡散率nが十分大きい条件下で消費電流をほぼ1/
2にすることができる。
成例について説明する。
構成の一例を示すブロック図である。
た全加算器80からの制御信号310を受けてリセット
信号550およびゲート信号551を生成する。
51と加算器52と記憶素子53とを有して構成され
る。
て、ゲート信号551を受けて、0もしくは図6に示し
たFIFOメモリ11からのFIFO出力109そのも
のを通過させ出力する。すなわち、初期状態において、
nチップにわたる入力信号100を累積するまでは、ゲ
ート出力550は0となるように制御される。
らゲート出力550が減算され、差分信号510が出力
される。その後、加算器52と記憶素子53(一般には
ラッチやフリップフロップが用いられる)とにより、差
分信号510が累積され、過去nチップ分の累積値であ
る全加算結果800が得られる。
号550は計算を開始する直前の1回だけ発生し、記憶
素子53を0にリセットする。また、ゲート信号551
も計算を開始してから最初のnチップ相当分だけ、ゲー
ト回路54によってゲート信号550が0となるように
出力される。
80はIIR(インフィニット インパルス レスポン
ス)形式の積分器である。この形式は、電源の瞬断や外
部雑音等による誤動作などの何らかの原因によって累積
結果にゴミが入るとそれ以降の演算結果を誤ってしまう
という欠点がある。
て以下に説明する。
構成の図7とは別の例を示すブロック図である。
部92は図4aの全加算部90と同様の構成である。以
下に、その説明を行う。
に示した全加算部90と同様に、内部に、ゲート回路と
減算器と加算器と記憶素子とを有して構成される。
ゲート回路は、制御部61からのゲート信号611また
は612を受けて、ゲート出力として、0もしくは図6
に示したFIFOメモリ11からのFIFO出力109
そのものを通過させ出力する。すなわち、初期状態にお
いて、nチップにわたる入力信号100を累積するまで
は、全加算部91または全加算部92の内部のゲート回
路のゲート出力は0となるように制御される。
減算器においては、入力信号100からゲート出力が減
算され、差分信号が出力される。その後、全加算部91
または全加算部92の内部の加算器と記憶素子とによ
り、差分信号が累積され、過去nチップ分の累積値であ
る出力910または920が得られる。
ット信号613および614によって、全加算部91と
全加算部92とが交互にリセットされることによって初
期状態に戻され、仮に累積結果が何らかの原因で誤って
も、定期的に初期状態となることから、図7に示した例
において説明した誤まりの波及は打ち切られる。
レクタ31からの制御信号310を受け、リセット信号
613によって全加算部91をリセットし、続くnチッ
プの間はゲート信号611により全加算部91に入力さ
れるFIFO出力109をマスクさせる。
出力910は有効となるので、セレクタ93により、そ
れ以降のnチップについては出力910を全加算結果8
00として選択する。
リセット信号614およびゲート信号612によって行
われる。ただし、全加算部92の動作は全加算部91に
比べてnチップ遅れたタイミングで動作させる。すなわ
ち、全加算部91の出力910が有効となった瞬間に全
加算部92はリセットされ、全加算部91の出力910
が有効であるnチップの間、全加算部92に対するFI
FO出力109はマスクされる。
と、全加算部91がリセットされ、セレクタ93は全加
算結果800として出力920を選択する。以上説明し
た手順を繰り返すことによって、図7の説明で述べた誤
りの波及は最大2nチップで打ち切ることができる。
の内部構成例について説明する。部分加算器82〜8n
の構成は部分加算器81と同様であるので、ここでは代
表して部分加算器81について説明する。
部構成の一例を示すブロック図である。
クロック900は、それぞれ、逆拡散符号701で制御
されるゲート回路66および62によって遮断または通
過させられる。
作は、逆拡散符号701が−1である(C(i)=−
1)ときにのみ信号を通過させ、逆拡散符号701が1
である(C(i)=1)ときには信号を遮断する。
とレジスタ64とで累積される。また、レジスタ64
は、図6に示したセレクタ31からのタイミング信号3
11によって制御されるリセット部65からのリセット
信号603によって、1シンボル周期ごとにリセットさ
れる。
リセットされる直前の出力信号801を取り出すことに
よって得ることができる。
た逆拡散符号発生部71からの逆拡散符号701が1で
あるときには、その動作をほとんど停止していることに
なり、約1/2の動作率となり、消費電流を低減するこ
とができる。
散がBPSKで行われている場合について説明したが、
本発明はこれに限られるものではなく、たとえば拡散/
逆拡散がQPSKで行われている場合にも適用すること
ができる。
ている場合に本発明を適用した実施の形態について説明
する。
は図6と同様であるので、図6を参照して説明する。
て計算することができる。
出力} この実施の形態は、数3の演算を実現するものである。
加算器81〜8nはC(i)≠1,1の場合に動作する
必要がある。
成は図6と同様である。ただし、図6に示した逓倍器3
2の係数が、BPSKの実施の形態では−2であったの
に対し、本実施の形態では−1となる。また、本実施の
形態では、図6に示した部分加算器81〜8nの内部構
成が、BPSKの実施の形態とは異なる。
81〜8nの内部構成について説明する。
〜8nの構成は部分加算器81と同様であるので、ここ
では代表して部分加算器81について説明する。
内部構成の一例であって、拡散/逆拡散がQPSKで行
われている場合への適用例を示すブロック図である。
作クロック900は、それぞれ、逆拡散符号701で制
御されるゲート回路41および43によって遮断または
通過させられる。
701が1,1以外である((C(i)=1,−1)、
(C(i)=−1,−1)および(C(i)=−1,
1)の3つの場合である)ときにのみ信号を通過させ、
逆拡散符号701が1,1である((C(i)=1,
1)である)ときには信号を遮断する。
符号701に応じた回転(−90、180、+90de
gree)が施され、回転結果402が出力される。そ
の後、加算器44およびレジスタ45においては、回転
結果402から回転前の信号401を引いた結果を累積
していく。
1からの信号311によって制御されるリセット部46
からのリセット信号404によって、1シンボル周期ご
とにリセットされる。
リセットされる直前の出力信号801を取り出すことに
よって得ることができる。
81は、図6に示した逆拡散符号発生部71からの逆拡
散符号701が1,1であるときには、その動作をほと
んど停止していることになり、約3/4の動作率とな
り、消費電流を低減することができる。
なく、たとえばQPSKの場合についても、全部で4状
態ある逆拡散符号の状態のうち3状態に対する部分加算
を行うことにより、回路規模は大きくなるものの、3/
4の消費電流とすることができる。
逆拡散がBPSKおよびQPSKで行われている場合に
ついて説明したが、本発明はこれに限られたものではな
い。
ーサンプルされていない場合について説明したが、オー
バーサンプルされている場合にも本発明が適用できるこ
とはいうまでもない。
われている場合の実施の形態は数2の演算式を実現する
ものであったが、本発明はこれに限らず、数3の演算を
実現するものであってもよい。これは拡散/逆拡散がQ
PSKで行われている場合も同様である。
拡散率nが十分大きく、拡散/逆拡散がBPSKで行わ
れている場合で、図14に示した従来のスライディング
相関器をn個並列動作させた場合と比較して、約1/2
の消費電流で同等の性能を実現できる。
表図である。
してマッチドフィルタを使用する例を説明し、第2の従
来例としてスライディング相関器について説明し、第3
の従来例としてスライディング相関器をn個設けて並列
に動作させる例について説明し、第4の従来例として入
力信号をシフトさせずに逆拡散符号の方をシフトさせる
例について説明したが、本発明は、図11に示すよう
に、消費電流においては、処理時間に問題のある第2の
従来例についで低減されており、処理時間においては、
最も短時間で実現されている。
化させることなく、従来よりも低消費電流化を実現する
ことができる。
DMA移動体通信システムの一例の概要を示すブロック
図である。
説明する図である。
説明する図である。
説明する図である。
説明する図である。
ック図である。
ブロック図である。
の例を示すブロック図である。
って、拡散/逆拡散がBPSKで行われている場合への
適用例を示すブロック図である。
あって、拡散/逆拡散がQPSKで行われている場合へ
の適用例を示すブロック図である。
る。
構成を示すブロック図である。
す図である。
図である。
ルマッチトフィルタの低消費電力設計」で提案された相
関器の構成を示すブロック図である。
Claims (12)
- 【請求項1】 拡散変調された信号に対する同期捕捉を
行うために、複数の同期点候補における逆拡散を逐次的
に行う相関器において、 逆拡散符号の値に基づいて相関演算を停止することが可
能であることを特徴とする相関器。 - 【請求項2】 前記相関演算を停止することを可能とす
る手段が、逆拡散符号の値としてとり得る値の中から予
め選ばれた、任意の値による逆拡散演算結果を別途演算
しておくことにより、逆拡散符号が前記選ばれた任意の
値であるときに相関演算を停止するものであることを特
徴とする請求項1に記載の相関器。 - 【請求項3】 拡散変調された信号を逆拡散し同期捕捉
を行う相関器において、 前記拡散変調がBPSKで行われており、1シンボル時
間に含まれる逆拡散位相点の数をnとし、逆拡散符号を
C(i)とし、前記拡散変調された信号をD(i)とし
たとき、 の演算式に基づいて逆拡散を行うことを特徴とする相関
器。 - 【請求項4】 前記演算式 の右辺のうち を演算する全加算器と、 前記演算式 の右辺のうち を演算する部分加算器と、 該部分加算器の出力を−2倍する逓倍器と、 前記全加算器の出力と前記逓倍器の出力とを加算する加
算器とを有することを特徴とする請求項3に記載の相関
器。 - 【請求項5】 前記全加算器が、 前記拡散変調された信号のうち今回入力された入力信号
から、前記拡散変調された信号のうちnチップ分過去に
入力された入力信号を減算し、該減算結果を、前記拡散
変調された信号の過去nチップ分の総和に加算すること
によって、最新の を演算することを特徴とする請求項4に記載の相関器。 - 【請求項6】 前記全加算器が、IIR形式であること
を特徴とする請求項4に記載の相関器。 - 【請求項7】 前記全加算器が、互いにタイミングをず
らしてリセットされる、複数のリセット付きIIR形式
加算器により構成され、該複数のリセット付きIIR形
式加算器の出力を選択することにより、全加算結果を得
ることを特徴とする請求項4に記載の相関器。 - 【請求項8】 拡散変調された信号を逆拡散し同期捕捉
を行う相関器において、 前記拡散変調がBPSKで行われており、1シンボル時
間に含まれる逆拡散位相点の数をnとし、逆拡散符号を
C(i)とし、前記拡散変調された信号をD(i)とし
たとき、 の演算式に基づいて逆拡散を行うことを特徴とする相関
器。 - 【請求項9】 前記演算式 の右辺のうち を演算する全加算器と、 前記演算式 の右辺のうち を演算する部分加算器と、 該部分加算器の出力を2倍する逓倍器と、 前記逓倍器の出力から前記全加算器の出力とを減算する
減算器とを有することを特徴とする請求項8に記載の相
関器。 - 【請求項10】 拡散変調された信号を逆拡散し同期捕
捉を行う相関器において、 前記拡散変調がQPSKで行われており、1シンボル時
間に含まれる逆拡散位相点の数をnとし、逆拡散符号を
C(i)とし、前記拡散変調された信号をD(i)とし
たとき、 の演算式に基づいて逆拡散を行うことを特徴とする相関
器。 - 【請求項11】 請求項1〜10のうちいずれか1項に
記載の相関器を備えたことを特徴とする携帯端末装置。 - 【請求項12】 請求項1〜10のうちいずれか1項に
記載の相関器を備えたことを特徴とする携帯電話機。
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