JP2000249757A - 通信システムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法、この推定方法を利用した受信機および送信機 - Google Patents

通信システムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法、この推定方法を利用した受信機および送信機

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JP2000249757A
JP2000249757A JP2000021976A JP2000021976A JP2000249757A JP 2000249757 A JP2000249757 A JP 2000249757A JP 2000021976 A JP2000021976 A JP 2000021976A JP 2000021976 A JP2000021976 A JP 2000021976A JP 2000249757 A JP2000249757 A JP 2000249757A
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David Motier
デビィッド・モティエ
Nicolas Voyer
ニコラ・ボワィエ
Damien Castelain
ダミアン・キャステラン
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MITSUBISHI ELECTRIC INF TECHNOL CENTER EUROP BV
Mitsubishi Electric Information Technology Corp
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    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
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    • G01S11/10—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using Doppler effect

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 送信機と受信機間で送信される信号を処理す
ることによって、通信システムの移動局の移動速度を推
定することを可能にする受信機の相対移動速度の推定方
法、および、この推定方法を利用した受信機と送信機を
提案する。 【解決手段】 この発明は、通信システムのチャネル３
０を介して、また搬送波によって、相互通信を行う送信
機１０と受信機２０の相対移動速度を推定する方法に関
するものである。この方法は、送信機１０と受信機２０
との間のチャネル３０内で、送信機１０によって送信さ
れた信号の振幅または出力の変化を分析し、前記の変化
から、搬送波が受けるドップラー・シフトを演繹し、そ
こから前記移動速度を演繹するものである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は無線セルラー・ネ
ットワークのような通信システムの、相互通信における
受信機の相対移動速度の推定方法、および、この推定方
法を利用した受信機と送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線セルラー・ネットワークのような通
信システムにおいて、移動中の送信機（または受信機）
は通信システムの移動局内に設置され、一方、受信機
（または送信機）は基地局に設置されている。
【０００３】このようなシステムでは、通信は無線リン
クによって行われるので、移動局は移動中に通信するこ
とができる。しかし、通信プロセスにおける移動局の移
動の結果、情報の送信に影響を及ぼすドップラー・シフ
トと呼ばれる障害が発生する。このドップラー・シフト
に起因する劣化は移動局の移動速度と直接相関する。
【０００４】基地局と移動局の双方とも、移動局の移動
速度を掌握することにより、送信パラメタを最適化し、
かつ移動局の移動による通信プロセスで用いられる信号
処理機能を調整することが可能になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このようなシステムで
は、上述のように通信プロセスにおける移動局の移動の
結果、情報の送信に影響を及ぼすドップラー・シフトと
呼ばれる障害が発生する。
【０００６】この発明の目的は、送信機と受信機間で送
信される信号を処理することによって、通信システムの
移動局の移動速度を推定することを可能にする相互通信
における受信機の相対移動速度の推定方法、および、こ
の推定方法を利用した受信機と送信機を提案することに
ある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係る通信シス
テムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方
法は、通信システムのチャネルを介して、また搬送波を
利用して、相互通信を行う送信機と受信機の相対移動の
速度を推定する方法において、送信機と受信機との間の
チャネル内での、送信機によって送信される信号の振幅
または出力の変化を分析するステップと、変化から、搬
送波が受けるドップラー・シフトを演繹し、それから相
対移動の速度を演繹するステップとを有する。
【０００８】また、分析は、チャネルの出力の変化の統
計的特性および／またはスペクタル特性を評価するステ
ップを有する。
【０００９】また、ある時点（ｎ）および所定数の遅延
（ｉ）ごとに、時点（ｎ）および時点（ｎ）に対して遅
延（ｉ）時間だけ遅延した時点（ｎ＋ｉ）に導出された
チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分散を判定するステ
ップと、自己共分散が最初にその最小値に達するまでの
遅延（ｉo）を判定するステップと、遅延（ｉo）からド
ップラー・シフト（ωd（ｎ））を演繹するステップと
を有する。
【００１０】また、自己共分散が最初にその最小値に達
するまでの遅延（ｉo（ｎ））を判定するために、ある
時点（ｎ）から、またチャネル出力のＮ個のサンプル
（Ｃ（ｎ＋ｊ）、但しｊ＝１からＮ）について、下記の
数式、
【００１１】
【数６】
【００１２】となるように遅延（ｉo（ｎ））を判定す
るステップを有する。
【００１３】また、遅延（ｉo（ｎ））を判定するため
に、チャネル出力の自己共分散のそれぞれの導関数の符
号が反対である２つの連続的な遅延を判定するステップ
と、２つの遅延からの直線補外によって遅延（ｉo）を
計算するステップとを有する。
【００１４】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））のＮ個の
サンプル列から、ゼロ値から最大値（ｉmax）まで変化
する遅延（ｉ）について各々がチャネル出力（Ｃ
（ｎ））の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），
Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）を表す所定数（ｉ max＋１）の一連の
推定値を判定するステップと、自己共分散の導関数（Ｃ
ｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉo（ｎ））〕）がゼロで
ある遅延（ｉo（ｎ））を判定するステップと、遅延
（ｉo（ｎ））からドップラー・シフト（ωd（ｎ））を
演繹するステップとを有する。
【００１５】また、列内のサンプル数Ｎは、送信機と受
信機の相対速度の推定範囲、および／または送信機と受
信機の相対加速度の推定範囲、および／または出力制御
コマンド信号の送信の規則性に基づいて調整可能であ
る。
【００１６】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕、
但しｉ＝０からｉmax）の所定数（ｉmax＋１）の推定値
は、送信機と受信機の相対速度の推定範囲、および／ま
たは送信機と受信機の相対加速度の推定範囲、および／
または出力制御コマンド信号の送信の規則性に基づいて
調整可能である。
【００１７】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）
を推定するために、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
分散の導関数（ＲC(n)〔ｉ〕）を推定するステップを有
する。
【００１８】また、遅延（ｉo（ｎ））を判定する前
に、低域フィルタで、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己
共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋
ｉ）〕）の、またはチャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
分散の導関数（Ｒ’C(n)〔ｉ〕）の（ｉmax＋１）個の
推定値をフィルタリングするステップを有する。
【００１９】また、フィルタは各遅延（ｉ）について、
下記の関係式
【００２０】
【数７】
【００２１】（但し、αは忘却係数）
【００２２】によって得られる濾波値（Ｒ’
C(n)〔ｉ〕）を送出する。
【００２３】また、忘却係数（α）は、チャネルの推定
送信ノイズ・レベルに従って、または閉ループ出力制御
プロセスに必要な信号／干渉比の評価の結果に従って調
整可能である。
【００２４】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））のサンプ
ル列内のサンプル数（Ｎ）は、忘却係数（α）によって
導出された値に基づいて調整可能である。
【００２５】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕、
ｉ＝０からｉmax）の所定数（ｉmax＋１）の推定値は、
忘却係数（α）によって導出された値に基づいて調整可
能である。
【００２６】また、遅延（ｉo）を判定するために、チ
ャネル出力の自己共分散のそれぞれの導関数の符号が反
対である２つの連続的な遅延を判定するステップと、２
つの遅延から、直線補外によって遅延（ｉo）を計算す
るステップとを有する。
【００２７】また、ドップラー・シフト（ωd（ｎ））
は、各遅延（ｉo）に対応するドップラー・シフト
（ωd）を記載した表によって判定される。
【００２８】また、ドップラー・シフト（ωd（ｎ））
は下記の形式の実験式
【００２９】
【数８】
【００３０】（但し、Ｋは例えば送信条件に応じて調整
可能である実数の集合内の定数）
【００３１】によって判定される。
【００３２】また、実験式の定数Ｋは、フィルタの忘却
係数（α）によって導出される値に基づいて調整可能で
ある。
【００３３】また、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の出力ス
ペクトル密度を判定してチャネル出力（Ｃ（ｎ））の周
波数スペクトルを求めるステップと、スペクトルの周波
数のうち、スペクトルが所定レベルを上回るレベルを有
している最大周波数（ｆo）を判定するステップと、周
波数（ｆo（ｎ））からドップラー・シフト（ω
d（ｎ））を演繹するステップとを有する。
【００３４】また、周波数スペクトルの最大周波数を除
去するステップを有する。
【００３５】また、出力制御システムを使用して受信機
が送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信することによ
って、受信機によって受信される出力が所要出力にほぼ
等しくなるように、送信機がその送信出力を指令するよ
うにした出力制御システムを搭載した通信システムの受
信機で使用される種類の、上記に記載の推定方法におい
て、下記の関係式
【００３６】
【数９】
【００３７】（但し、ｎは時間変数、ｚはｚ変換変数、
ｘは送信機（１０）によって送信された信号が受信機
（２０）によって受信される時間と、制御信号が送信機
（１０）によって受信される時間との総遅延時間）
【００３８】によって、チャネル出力（Ｃ（ｎ））を受
信出力（Ｒ（ｎ））の関数として評価するステップを有
する。
【００３９】また、出力制御システムを使用して受信機
が送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信することによ
って、受信機によって受信される出力が所要出力にほぼ
等しくなるように、送信機がその送信出力（Ｔ（ｎ））
を指令するようにした出力制御システムを搭載した通信
システムの送信機で使用される種類の、上記に記載の推
定方法において、下記の数式
【００４０】
【数１０】
【００４１】に基づいて、送信機によって送信される出
力（（Ｔ（ｎ））の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ
（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）に等しくすることによってチ
ャネル出力の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ
（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）を推定するステップを有す
る。
【００４２】また、出力制御システムを搭載していない
通信システムの受信機で使用される種類の、上記に記載
の推定方法において、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の変化
を受信機２０によって受信された出力（Ｒ（ｎ））の変
化に等しいものと推定するステップを有する。
【００４３】また、着信方向と発信方向の双方で相互通
信を行う固定局と移動局との間で利用される、上記に記
載の推定方法において、ドップラー・シフトを判定する
ために、上記に記載の推定方法を採用して、着信チャネ
ルと発信チャネルの各々のドップラー・シフトを推定す
るステップと、それによって得られたシフトを結合する
ステップとを有する。
【００４４】また、結合は、重み付き加算である。
【００４５】また、この発明に係る受信機においては、
受信機がチャネル（３１）を使用して送信機（１０）か
ら受信した出力を測定する装置（２２）と、受信した出
力を所要出力と比較し、送信機（１０）に制御信号（Ｔ
Ｃ（ｎ））を送信して、受信機により受信された出力が
所要出力にほぼ等しくなるようにその送信出力（Ｔ
（ｎ））を指令するようにした装置（２１）とを有す
る、送信機との通信を開始することが可能な通信システ
ムの受信機において、受信機は、受信された出力に関す
る情報、および制御信号からチャネルの出力を推定する
装置（２３）と、上記に記載の推定方法を利用して、か
つ装置（２３）により送出されたチャネル出力の推定値
に基づいて、ドップラー・シフト推定値信号を発する装
置（２４）をさらに有する。
【００４６】さらに、この発明に係る送信機において
は、送信機がこれと通信中の受信機から制御信号（ＲＣ
（ｎ））を受信し、かつ受信機によって受信された出力
が所要出力にほぼ等しくなるようにその送信出力を指令
する、受信機との通信を開始することが可能な通信シス
テムの送信機において、送信機は、上記に記載の推定方
法を利用して、送信機によって送信された出力に関する
信号に基づいてドップラー・シフト推定値信号を発する
装置（１３）を有する。
【００４７】
【発明の実施の形態】この発明の前述の特徴、およびそ
の他の特徴は、添付図面を参照した説明を読むことによ
ってより明解に理解されよう。
【００４８】以下の説明では、時間ｔと共に変化する数
量が用いられる。しかし、この発明の方法を実施するた
めに行われる計算は、ディジタル計算、すなわち離散数
量を用いる計算である。このように、時間ｔはタイム・
スロットと呼ばれる素時間間隔から構成されている。
【００４９】このような理由から、ディジタル時間変数
を一般的な意味で表わす場合、文字ｎが用いられ、ｎは
整数である。
【００５０】更に、以下の説明では、出力はデシベルで
表され、大文字で記述される。
【００５１】更にｚ変換も用いられる。タイム・スロッ
ト｛０，１，．．．ｎ，．．．｝中、それぞれ数値｛ｆ
（０），ｆ（１），．．．ｆ（ｎ）｝を取る信号のｚ変
換は複素数ｚの下記の関数であることに留意されたい。
【００５２】
【数１１】
【００５３】ｘのタイム・スロット遅延関数のｚ変換は
関数１／Ｚx＝Ｚ-xであることに留意されたい。
【００５４】この発明は図１に示した種類の通信システ
ムに適用することができる。このシステムは送信機１０
と、チャネル３０と、受信機２０とを有している。例え
ば、当該送信機１０は無線通信ネットワークの基地局に
設置され、受信機２０は移動局に設置され、またはその
逆のこともある。
【００５５】送信機１０は、脈動搬送波ωo（後述の[基
礎Ｉ]を参照）で、かつ指数ｎ（ｎは整数）のタイム・
スロットで信号ｓ（ｎ）を送信し、その送信出力Ｔ
（ｎ）はチャネル３０内で時間と共に変化する出力変調
Ｃ（ｎ）がなされる。このように、送信機２０は、信号
ｙ（ｎ）を受信し、その出力Ｒ（ｎ）は、全ての出力数
値がデシベルで表されるとしたとき、送信機１０によっ
て送信される出力Ｔ（ｎ）とチャネル３０内での出力変
調Ｃ（ｎ）との和によって示され、すなわち、デシベル
で表される下記の関係式によって得られる。
【００５６】
【数１２】
【００５７】以下、出力変調Ｃ（ｎ）をチャネル３０の
出力とする。この発明に基づいて、送信機１０と受信機
２０の相対移動速度の推定は、送信機１０と受信機２０
の間のチャネル内での、（デシベルで表されるか否かを
問わず）出力Ｃ（ｎ）の、または前記送信機１０によっ
て送信された信号の振幅の変化を分析するステップと、
この分析から、脈動搬送波ωoが受けるドップラー・シ
フトωd（ｎ）を演繹し、そこから前記速度を演繹する
ステップ（[基礎Ｉ]を参照）によって行われる。
【００５８】前記分析は、前記チャネル３０の出力Ｃ
（ｎ）の変化の統計的特性および／またはスペクトル特
性の評価によって行われる。
【００５９】特に、受信機２０によって受信される出力
を制御し、かつ送信機１０によって送信された信号の出
力Ｔ（ｎ）が時間と共に変化しないとの想定がなされる
システムを有していない、図１に示した通信システムの
場合、チャネルの出力Ｃ（ｎ）の変化は受信機２０によ
って受信された信号ｙ（ｎ）の受信出力Ｒ（ｎ）の変化
でもあることに留意されたい。
【００６０】この発明に基づいて、移動局の移動による
（ωd（ｎ）で示される）ドップラー・シフトの判定
は、各時点（ｎ）において、送信機１０と受信機２０の
間のチャネル３０に起因し、かつ時点（ｎ）およびこの
時点（ｎ）に対して前記遅延時間ｉだけ遅延した時点
（ｎ＋１）に導出されたチャネル出力（Ｃ（ｎ））の自
己共分散（autocovariance）を遅延ｉの関数として判定
するステップと、前記自己共分散が最初にその最小値に
達するまでの遅延ｉo（ｎ）を判定するステップと、そ
こからドップラー・シフト（ωd（ｎ））を演繹するス
テップによって行われる。
【００６１】なお、時点ｎ、および時点ｎに対して前記
遅延時間ｉだけ遅延した時点ｎ＋１に導出されたチャネ
ル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分散（autocovariance）
は、下記の方程式によって算出されることに留意された
い。
【００６２】
【数１３】
【００６３】上記の方程式で、Ｅは数学的期待値であ
り、ＲC(n)はチャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己相関関数
である。ドップラー・シフト（ωd（ｎ））は下記のよ
うな簡略化された関係式によって算出されることを示す
ことが可能であった（後述の[基礎Ｉ]を参照）。
【００６４】
【数１４】
【００６５】（但し、Ｋは理論上３．８３１７に等しい
定数である）
【００６６】以下に明らかになるように、ドップラー・
シフト（ωd（ｎ））は、例えば、定数Ｋの実験値を斟
酌することによって、または、同様に例えば各遅延ｉo
に対応するドップラー・シフトωdを示す表によって、
遅延値ｉo（ｎ）の値から演繹される。
【００６７】自己共分散（Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋
ｉ）〕）が最小または最大である遅延の判定は、自己共
分散の導関数がゼロである遅延ｉの値を探索することに
よって行われることは公知である。
【００６８】更に、時点ｎでの共分散の最初のゼロでは
ない極値の位置の判定は、自己相関関数ＲC(n)〔ｉ〕の
最初のゼロではない極値の、すなわちその下記のような
導関数がゼロである遅延ｉoの位置の判定と同じである
ことを示すことが可能であった（後述の[基礎ＩＩ]を参
照）。
【００６９】
【数１５】
【００７０】このことは下記のようにｉo（ｎ）の値を
判定することになることを示すことが可能であった（こ
れも[基礎ＩＩ]を参照）。
【００７１】
【数１６】
【００７２】例えば、最小の非ゼロの正数であり、従っ
て自己相関の導関数ＲC(n)〔ｉo（ｎ）〕がゼロとなる
遅延ｉo（ｎ）を判定するためには、連続する２つの遅
延ａとｂの自己相関の導関数が反対の符号であるよう
に、連続する２つの遅延ａとｂを判定する。
【００７３】
【数１７】
【００７４】従って連続する２つの整数は下記のように
求められる。
【００７５】
【数１８】
【００７６】（但し、ｂ＝ａ＋１）
【００７７】次に、ａとｂを判定した後、直線補間によ
ってｉo（ｎ）が計算される。すなわち、
【００７８】
【数１９】
【００７９】[基礎Ｉ]および[基礎ＩＩ]を参照すれば明
らかになるように、ここに記載している本発明の方法
は、同じ単一の伝搬遅延τを受けた１組の経路で信号が
伝搬されるという仮定に基づいている。実際には、信号
の伝搬は異なる時点に受信機に到達する多重経路によっ
て行われる。その場合、この方法は平均的なドップラー
・シフトを説明する。
【００８０】図２はこのように４つの連続的ステップに
区分されたこの発明の方法のブロック図を示している。
【００８１】ステップ４１で、ｎの時点について、チャ
ネル出力Ｃ（ｎ）のＮ個のサンプル列から、また、ゼロ
値（ｉ＝０）と所定の最大値（ｉ＝ｉmax）との間の値
を有する各遅延ｉごとに、ゴー・チャネル３１の出力Ｃ
（ｎ）の自己相関の導関数の推定値Ｒ’C(n)〔ｉ〕が計
算される。チャネル出力の自己共分散の導関数のこのよ
うな推定値は下記のように記載することができる（後述
の[基礎ＩＩ]を参照）。
【００８２】
【数２０】
【００８３】各推定値ごとに分析されたサンプル数のパ
ラメタＮがとる値は、一方では結果の適正な平均を出す
ことができるような充分な数のサンプルと、他方では前
記の結果が単一のドップラー・シフトに、すなわち移動
局のゼロ加速に対応することを考慮できるような少ない
数のサンプルとの折衷でなければならない。
【００８４】移動局の移動速度が一定である場合は、サ
ンプル数Ｎを増加する程、ステップ４１で行われる推定
の信頼性は高まる。しかし、このような推定値の計算に
誘発される遅延もまた、この遅延が１つのタイム・スロ
ットの継続期間とサンプル数Ｎの積に等しいことから、
増大する。
【００８５】一方、移動局の移動速度が可変の場合、移
動局の移動速度を計算時間中に一定であると見なすこと
ができるようにサンプル数Ｎを選択する必要がある。
【００８６】例えば、ＵＭＴＳ規格の場合、タイム・ス
ロットの構造によって０．６２５ｍｓ（ミリ秒）毎に閉
ループ出力制御信号ＴＣ（ｎ）を送出することが可能で
ある。従って、チャネル出力Ｃ（ｎ）のサンプルは０．
６２５ｍｓ毎に更新される。そこで、計算に起因する遅
延は０．６２５×Ｎｍｓである。
【００８７】実際には、移動局の移動速度は０．５秒の
期間、すなわちＵＭＴＳシステムでは約８００のタイム
・スロット中に大幅には変化しない（１０ｋｍ／時未満
の変化）ものと見なすことができる。この近似計算は列
車、車、自転車または徒歩での移動に適用することがで
きる。従って、この近似計算はＵＭＴＳに当てはめる
と、８００の連続するタイム・スロットが同じドップラ
ー・シフトを被ると想定することによって行われる。
【００８８】それにも関わらず、実際には８００のサン
プルを用いることで、瞬間的な妨害に敏感な自己共分散
の導関数が推定される。このような妨害をなくすため
に、低域フィルタを利用して推定値を平滑化する必要が
あろう（ステップ４２を参照）。
【００８９】分析シーケンスのサンプル数Ｎは例えば、
送信機１０と受信機２０の相対速度の予測範囲、および
／または送信機１０と受信機２０の相対加速度の予測範
囲に基づいて調整することができる。これは更に、出力
制御コマンド信号の送信の規則性に基づいて調整するこ
とも可能である。
【００９０】処理されるべき最大遅延の値ｉmaxは共分
散関数Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の勾配の最初
の変化を検出できる値でなければならない。
【００９１】この値の選択は、適用の文脈に従って行わ
れる。この値は例えば、送信機１０と受信機２０の相対
速度の予測範囲、および／または送信機１０と受信機２
０の相対加速度の予測範囲、および／または出力制御コ
マンド信号（ＴＣ（ｎ）の送信の規則性に基づいて調整
することができる。
【００９２】ＵＭＴＳ規格において、共分散関数の極値
に対応する遅延ｉoの間隔〔０、ｉm ax〕が存在すること
を保証するため、ｉmax＝５０時間単位に設定すること
ができる。
【００９３】ステップ４１で計算された自己共分散の導
関数Ｒ’C(n)〔ｉ〕の推定値に存在する推定ノイズをな
くすため、各遅延ｉ毎に濾波値としての太文字Ｒ
C(n)〔ｉ〕を得るための濾波ステップ４２を設けること
ができる。
【００９４】上記の濾波値太文字ＲC(n)〔ｉ〕は例えば
下記のように表すことができる。
【００９５】
【数２１】
【００９６】（但し、αは忘却係数（forgetting facto
r）である）
【００９７】標準的には、α＝０．９の場合に良好な濾
波レベルが得られる。
【００９８】忘却係数（forgetting factor）αは、送
信機１０と受信機２０との間のチャネル３０の予測ノイ
ズ送信レベルに基づいて、または閉ループ出力制御プロ
セスに必要な信号／干渉比の評価特質に基づいて調整す
ることができる。
【００９９】前記分析シーケンスでのサンプル数Ｎ、お
よびパラメタの値ｉmaxも忘却係数（α）によって導出
された値に基づいて調整可能である。
【０１００】濾波の後、忘却係数αが大きい程、遅延ｉ
に対する自己共分散の変化も大きい。濾波の後は、ドッ
プラー・シフトωd（ｎ）（すなわち移動局の移動速
度）と遅延ｉo（ｎ）との間には常に全単射(bijection)
があることを確認することができる。
【０１０１】なお、ステップ４２は任意である。
【０１０２】ステップ４３で、先行ステップ４２（また
はステップ４２がない場合はステップ４１）で計算され
た自己共分散の導関数の推定値がゼロである遅延ｉ
o（ｎ）が判定される。
【０１０３】この遅延ｉo（ｎ）の探索は、例えば既に
前述した方法で行うことができる。
【０１０４】ｉmax＋１のサンプル太文字ＲC(n)
〔０〕
から太文字ＲC(n)〔ｉmax〕が利用可能であるため、ス
テップ４３で、出現する導関数の推定値の符号が反対で
ある連続的な遅延値ａとｂが判定される。直線補間の
後、このステップ４３の終わりで、観察されたＮのサン
プル列Ｃ（ｎ）に関する自己共分散の導関数の推定値の
ゼロ状態に対応する遅延の推定値ｉo（ｎ）が送出され
る。
【０１０５】ステップ４４で、自己共分散曲線の勾配の
最初の変化に対応する遅延ｉo（ｎ）から、ｎの時点で
の観察シーケンスに対応するドップラー・シフトω
d（ｎ）の推定値が送出される。可能な方法の１つは、
可能性がある遅延と、関連するドップラー・シフト（す
なわち速度）との対応関係を示した表を利用することで
ある。可能な第２の方法は、上記の関係式の１つの形式
の実験式を利用することである。
【０１０６】
【数２２】
【０１０７】（但し、Ｋは定数である）
【０１０８】この実験式の定数Ｋは、例えばステップ４
２で用いられる前記フィルタの忘却係数αによって導出
される値に基づいて調整することができる。
【０１０９】移動局の移動速度の推定値が実際には約１
０ｋｍ／時以内となり得ることを示すことが可能であっ
た。
【０１１０】送信機１０と受信機２０の間のチャネル３
０内での、出力Ｃ（ｎ）、または前記送信機１０によっ
て送信される信号の振幅の変化の分析は、更に前記チャ
ネル３０の出力Ｃ（ｎ）の変化のスペクトル特性の評
価、または前記出力Ｃ（ｎ）の出力スペクトル密度の幅
の分析によっても可能であることに留意されたい。その
ためには、前記推定方法は、チャネル出力Ｃ（ｎ）の出
力スペクトル密度を判定して前記チャネル出力Ｃ（ｎ）
の周波数スペクトルを求めるステップと、前記スペクト
ルの周波数のうち、前記スペクトルが所定レベルを上回
るレベルを有している最高の周波数ｆoを判定するステ
ップと、該周波数ｆo（ｎ）からドップラー・シフトωd
（ｎ）を演繹するステップと、からなっている。
【０１１１】好適には、前記推定方法は前記周波数スペ
クトルの最大周波数を除去するステップからなってい
る。
【０１１２】次に、図３に示すように通信システムが受
信機によって受信された出力の閉ループ制御のためのシ
ステムを搭載している、この発明に基づく方法の１つの
可能な実施の形態を説明する。
【０１１３】図３は、受信機２０によって受信された出
力を制御するための前記システムを構成する構成要素を
示している。この制御システムは、送信機１０側に、送
信機１０の送信出力を指令するユニット１１を有し、受
信機２０側に、受信機２０によって受信された信号ｙ
（ｎ）の出力Ｒ（ｎ）と所要出力Ｒreqとを比較する比
較ユニット２１を有している。
【０１１４】このシステムの動作は次のとおりである。
送信機１０は指数ｎ（ｎは整数）のタイム・スロットで
信号ｓ（ｎ）を送信し、その送信出力Ｔ（ｎ）がゴー・
チャネル３１で時間と共に変化する出力変調Ｃ（ｎ）を
受ける。受信機２０は、このように出力Ｒ（ｎ）の信号
ｙ（ｎ）を受信する。受信機２０は、受信された信号ｙ
（ｎ）の出力Ｒ（ｎ）に基づいて、比較ユニット２１内
で所要出力Ｒreqとの比較によって制御信号ＴＣ（ｎ）
を発生し、この信号は次に戻りチャネル３２を経て送信
機１０へと送信される。戻りチャネル３２では、制御信
号ＴＣ（ｎ）は妨害を受け、その結果、送信機１０によ
って受信される信号は信号ＲＣ（ｎ）となる。
【０１１５】受信された制御信号ＲＣ（ｎ）に基づい
て、送信機１０は、その指令ユニット１１によって、受
信機２０が受信する出力Ｒ（ｎ）が誤差は別として所要
出力に等しくなるように送信出力Ｔ（ｎ）を指令する。
【０１１６】この発明の方法は送信機１０、または受信
機２０のいずれにおいても実施することができる。
【０１１７】このような実施の形態に関する機能にのみ
関して受信機２０のブロック図を示した図４を参照し
て、前記方法が受信機２０で実施される場合を説明す
る。
【０１１８】受信機２０は、送信機１０から受信した信
号ｙ（ｎ）の出力Ｒ（ｎ）と所要出力Ｒreqとを比較
し、かつ制御信号ＴＣ（ｎ）を発生するユニット２１を
含んでいる。
【０１１９】受信機２０は、受信機２０が受信する信号
ｙ（ｎ）の出力を測定し、この測定結果を受信出力信号
Ｒ（ｎ）の形式で送出するためのユニット２２を含んで
いる。前記ユニット２１は、例えば他の機能のために既
に受信機２０内に搭載されており、従って、実際にはこ
の発明の方法を実施するために重複するものではないこ
とに留意されたい。
【０１２０】受信機は更にゴー・チャネル３１（図３を
参照）内でチャネル出力Ｃ（ｎ）を推定するためのユニ
ット２３も含んでいる。
【０１２１】チャネル出力Ｃ（ｎ）はデシベル単位であ
り、受信機２０によって受信される出力と、送信機１０
によって送信される出力の差であって、これ自体もデシ
ベルで表されることに留意されたい。従って、下記が得
られる。
【０１２２】
【数２３】
【０１２３】しかし、この方程式では、受信機２０はチ
ャネル出力Ｃ（ｎ）の正確な値を掌握できないことに留
意されたい。従ってユニット２３は制御信号ＴＣ（ｎ）
に基づいて送信機１０によって送信される出力Ｔ（ｎ）
を推定することによって、チャネル出力Ｃ（ｎ）の推定
を行う。
【０１２４】簡略にするため、送信機１０によって送信
された信号ｓ（ｎ）が受信機２０によって受信される時
点と、制御信号ＲＣ（ｎ）が送信機１０によって受信さ
れる時点との間には、戻りチャネル３２によって全部で
ｘの反応遅延が誘発されるものとみなされる。このよう
に遅延ｘは計算時間、伝搬時間、同期化時間等の総計時
間である。更に、この戻りチャネル３２での誤差は誤差
列ｅ（ｎ）の形式で与えられるものとみなされる。この
ように、送信機１０によって受信された制御信号ＲＣ
（ｎ）は、受信機２０によって送信された制御信号ＴＣ
（ｎ）の関数として下記のように表記することができ
る。
【０１２５】
【数２４】
【０１２６】送信機１０において、指令ユニット１１
は、受信した制御信号ＲＣ（ｎ）から送信出力Ｔ（ｎ）
を指令する。
【０１２７】受信機２０が送信機１０の出力制御を制御
している場合は、離散値を有する制御信号ＴＣ（ｎ）
は、実際にはＱビットに亘って量子化された出力制御コ
マンド信号ＴＰＣ（ｎ）であり、これと対応するデシベ
ル数に基づいて、受信機２０は、送信機１０によって送
信された出力Ｔ（ｎ）を増減する必要があると推定し
た。そこで出力Ｔ（ｎ）の更新を定義する関係式は下記
のように表記することができる。
【０１２８】
【数２５】
【０１２９】更に、戻りチャネル３２での送信誤差ｅ
（ｎ）を無視すれば、下記が得られる。
【０１３０】
【数２６】
【０１３１】その結果、ユニット２３によって計算され
たゴー・チャネル３１の出力Ｃ（ｎ）は下記の関係式に
よって得られる。
【０１３２】
【数２７】
【０１３３】これに対して、送信機１０が送信出力全体
を制御している場合は、制御信号ＴＣ（ｎ）は、Ｑビッ
トに亘って量子化される受信時に認められる出力偏差の
単純比較の結果得られる。そこで送信機１０は、ディジ
タル伝達関数ｆ（ｚ）濾波によって、出力制御情報ＲＣ
（ｎ）を処理し、受信機２０で受信される出力レベルを
一定にするために生成されるべき出力制御信号ＴＰＣ
（ｎ）を評価する。従って、下記が得られる。
【０１３４】
【数２８】
【０１３５】次に出力制御コマンド信号ＴＰＣ（ｎ）
は、下記のように送信された出力Ｔ（ｎ）の計算式へと
積分される。
【０１３６】
【数２９】
【０１３７】受信機２０によって送出された制御信号Ｔ
Ｃ（ｎ）は遅延ｘを別にすれば、出力信号制御コマンド
信号ＴＰＣ（ｎ）に近似しているものとみなすことがで
きる。
【０１３８】
【数３０】
【０１３９】その結果、ユニット２３によって計算され
たゴー・チャネル３１のチャネル出力Ｃ（ｎ）は下記の
関係式によって得られる。
【０１４０】
【数３１】
【０１４１】受信機２０は、ユニット２３によって送出
されたチャネル出力Ｃ（ｎ）の推定値に基づいて、各々
の時点ｎごとにドップラー・シフト推定信号ωd（ｎ）
を送出するユニット２３を供給するユニット２４も有し
ている。このユニット２４は上述のようなこの発明に基
づく推定方法を実行ずる。
【０１４２】次に図５を参照して、図３に示すようにな
閉ループ出力制御システムを搭載した通信システムの送
信機１０で実行される、この発明の方法の実施の形態を
説明する。
【０１４３】送信機１０内でのドップラー・シフトの推
定は、前述の場合とは異なり、ゴー・チャネル３１によ
ってもたらされる出力Ｃ（ｎ）の掌握に基づくもので
も、受信機２０によって受信された出力に基づくもので
もない。これに対して、送信機１０はこれが送信してい
る信号の出力Ｔ（ｎ）を、出力制御の管理が何処でなさ
れていても正確に掌握する。
【０１４４】図５は、この発明の方法に関する機能のみ
に関連する送信機１０のブロック図を示している。
【０１４５】送信機は、受信機２０から受信した制御信
号ＲＣ（ｎ）に基づいて、ユニット１２に出力コマンド
信号を送出することにより、それが送信機１０によって
送信される信号ｓ（ｔ）の出力をＴ（ｎ）になるように
指令する。
【０１４６】ユニット１１と１２は図３に示したような
閉ループ出力制御システムの統合部品であり、この発明
を実施するために重複するものではないことを付記して
おく。
【０１４７】この発明の方法はユニット１３で実行さ
れ、このユニットは次にｎの時点でドップラー・シフト
信号ωd（ｎ）を送出する。
【０１４８】総合的に、受信出力を制御するシステムが
ある場合は、送信された出力Ｔ（ｎ）の自己共分散Ｃｏ
ｖ〔Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋ｉ）〕を、ゴー・チャネル３１
の出力Ｃ（ｎ）の自己共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ
＋ｉ）〕の優れた近似値であるとみなすことができるこ
とを示すことが可能であった（[基礎ＩＩＩ]を参照）。
その結果、Ｎのサンプル列があり、また遅延ｉが０とｉ
maxの間にある場合、推定値は次のように表記すること
ができる。
【０１４９】
【数３２】
【０１５０】これは図５に示したユニット１３内で実行
される機能である。次に、前述のように、前記導関数が
ゼロである最初の遅延ｉ0（ｎ）が探索され、この遅延
ｉ0（ｎ）からドップラー・シフトωd（ｎ）が演繹され
る。
【０１５１】図６は、送信機１０1と受信機２０1とから
なる固定局１００と、送信機１０2と受信機２０2とから
なる移動局２００を示している。
【０１５２】送信機１０1は、いわゆる着信方向で受信
機２０2と通信し、同様に送信機１０ 2はいわゆる発信方
向で受信機２０1と通信している。着信と発信のそれぞ
れの方向で、この発明に基づく推定方法を実行すること
ができる。このようにして推定されたドップラー・シフ
トの数値ωdm（ｎ）およびωdd（ｎ）は次に、ドップラ
ー・シフトωd（ｎ）の推定値を判定するために組合わ
される。
【０１５３】例えば、この組合わせは、重み付き加算の
形式で下記のように行われる。
【０１５４】
【数３３】
【０１５５】（但し、ωdm（ｎ）およびωdd（ｎ）はそ
れぞれ着信方向と発信方向でのドップラー・シフトの推
定値であり、α1とα2は重み係数である）
【０１５６】例えば、着信方向と発信方向でのこの発明
に基づく方法のそれぞれは同一局で実施される。
【０１５７】[基礎Ｉ]固定局（例えばセルラー・ネット
ワークの基地局）と速度Ｖで移動し、かつ下記のような
信号ｓ（ｔ）を固定局に送信している移動局との間で、
通信を行う場合を考えてみる。
【０１５８】
【数３４】
【０１５９】（但し、ｕ（ｔ）は送信される信号の振幅
であり、ω0は無線周波数搬送波の角周波数である）
【０１６０】移動局と固定局との間に位置する、例えば
家屋、橋、またはその他の障害物のような障害物の結
果、送信されたこの信号ｓ（ｔ）は異なる経路を経て伝
搬される。指数ｉのこれらの経路は、それぞれ下記を特
徴とする。 減衰αi 均一分布を辿るランダムフェイズφi 伝搬遅延τi 移動局の移動による、下記のように定義されるドップラ
ー・シフトωdi ωdi＝（２π）／λ・Ｖ・ｃｏｓ（αi） （但し、λは搬送波の波長、Ｖは移動局の移動速度、α
iは移動局の移動速度ベクトルへの経路ｉの方向の投影
角である）
【０１６１】実際に、固定局によって受信される信号ｙ
（ｔ）は、各々の方向ｉで受信される信号の合計であ
る。すなわち、
【０１６２】
【数３５】
【０１６３】実際には、各々の時点τkで、等分布方向
(equidistributed direction)から到来したとみなされ
る１組の経路が受信機に到達する。同じ伝搬遅延τkを
受けた経路の寄与をベース・バンド・モデルに集める
と、受信された信号は下記のように表される。
【０１６４】
【数３６】
【０１６５】次に、係数Ａk（ｔ）は、スペクトル表記
Ａk（ｆ）が下記の関係式で表されるレイリー分布を辿
るものと仮定する。
【０１６６】
【数３７】
【０１６７】（但し、ｆdは下記の関係式で定義される
最大ドップラー周波数である）
【０１６８】
【数３８】
【０１６９】（但し、ｆ0は送信周波数であり、νmaxは
移動局の最高速度であり、Ｃは光速である）
【０１７０】単一の組の経路が同一時点τkで到達する
ものと仮定すると、受信機でｎの時点で受信される出力
は下記のように表記される。
【０１７１】
【数３９】
【０１７２】Ｃ（ｎ）の値をデシベルでＣ（ｎ）として
表記すると、下記になる。
【０１７３】
【数４０】
【０１７４】変数Ｃ（ｎ）の自己共分散は下記の関係式
の１つによって定義される。
【０１７５】
【数４１】
【０１７６】（但し、Ｃｏｖは共分散関数であり、Ｅは
数学的期待値であり、Ｒｃはチャネル出力の自己共分散
関数である）
【０１７７】変数Ｃ（ｎ）の自己共分散は下記の形式で
表記できることが分かる。
【０１７８】
【数４２】
【０１７９】（但し、 γ＝１０／ｌｎ（１０） ωd（ｎ）＝２πｆd（ｎ） Ｔbは１ビットの継続期間 Ｊ0（ｘ）は０次のベッセル係数である）
【０１８０】また、下記の関係式が成り立つ。
【０１８１】
【数４３】
【０１８２】このように、デシベルで表されたチャネル
出力の自己共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕は
ｎの時点での移動局の移動に起因するドップラー・シフ
トω d（ｎ）の関数である。
【０１８３】関数ｚ．Φ｛ｚ，２，１｝は増大し続ける
ので、自己共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の
最小値（あるいは最大値）は、ベッセル関数ｊ0（ｘ）
の最小値（あるいは最大値）である。ベッセル関数ｊ0
（ｘ）が最小値と最大値を有する値は表に記載される。
このように変数ｘが正の値（ｘ＞０）の場合、ベッセル
関数ｊ0（ｘ）の（ｘの増加に伴う）符号の最初の変化
はｘ＝３．８３１７の値で生ずる。
【０１８４】その結果、自己共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），
Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の最初の最小値または最大値は下記の方
程式を実証する伝搬遅延ｉ0の間に出現する。
【０１８５】
【数４４】
【０１８６】[基礎ＩＩ]自己共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），
Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の導関数Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋
ｉ）〕は下記のように表される。
【０１８７】
【数４５】
【０１８８】この結果は、自己相関関数ＲC(n)〔ｉ〕が
共分散Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の最初の非ゼ
ロの極値の位置を判定するのに充分であることを示して
いる。
【０１８９】しかし、自己相関関数ＲC(n)〔ｉ〕の近似
式は下記のように表される。
【０１９０】
【数４６】
【０１９１】更に下記が判明すると、
【０１９２】
【数４７】
【０１９３】下記の関係式が得られる。
【０１９４】
【数４８】
【０１９５】最後に、下記の関係式が成り立つものと見
なすことができる。
【０１９６】
【数４９】
【０１９７】[基礎ＩＩＩ]自己共分散をｎの時点、およ
び前記遅延ｉだけ遅延したｎ＋ｉの時点で送信機によっ
て送信された出力であるとみなすと、下記の方程式が得
られる。
【０１９８】
【数５０】
【０１９９】（但し、Ｔ（ｎ）はｎの時点で送信機によ
って送信された出力である）
【０２００】送信機と受信機の通信システムでは、送信
機の送信出力Ｔ（ｎ）は受信機により受信された出力Ｒ
（ｎ）と、チャネル内の出力Ｃ（ｎ）との関数として表
すことができる。
【０２０１】
【数５１】
【０２０２】受信機によって受信される出力Ｒ（ｎ）を
制御するシステムがある場合は、出力Ｒ（ｎ）は誤差ε
（ｎ）を別にすれば所要出力Ｒreqに等しい。
【０２０３】
【数５２】
【０２０４】すなわち、
【０２０５】
【数５３】
【０２０６】となる。その結果、送信機によって送信さ
れた出力の自己共分散は下記のように表すことができ
る。
【０２０７】
【数５４】
【０２０８】これを展開して、数学的期待値の直線性を
当てはめることで、上記の方程式は下記になる。
【０２０９】
【数５５】
【０２１０】所要出力Ｒreqが一定であることが判明し
ており、また、更にＥ〔Ｃ（ｎ）〕＝Ｅ〔Ｃ（ｎ＋
ｉ）〕であり、かつＥ〔ε（ｎ）〕＝Ｅ〔ε（ｎ＋
ｉ）〕であると想定すると、下記が得られる。
【０２１１】
【数５６】
【０２１２】最後に、下記が得られる。
【０２１３】
【数５７】
【０２１４】プロセスＣ（ｎ）とε（ｎ）が独立してい
るものと簡略に仮定すると、下記が得られる。
【０２１５】
【数５８】
【０２１６】（但し、Ｃｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋
ｉ）〕はチャネル出力の自己共分散を定義するものであ
り、Ｃｏｖ〔ε（ｎ），ε（ｎ＋ｉ）〕は出力制御シス
テムによってもたらされるノイズの自己共分散を定義す
るものである）
【０２１７】最後に、Ｃｏｖ〔ε（ｎ），ε（ｎ＋
ｉ）〕の項を無視できるとみなすことができる高効率の
出力制御システムであると仮定すると、下記が得られ
る。
【０２１８】
【数５９】
【０２１９】このように、受信した出力Ｒ（ｎ）を制御
するシステムがある場合は、送信された出力Ｔ（ｎ）の
自己共分散Ｃｏｖ〔Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋ｉ）〕は、チャ
ネルによりもたららされる出力Ｃ（ｎ）の自己共分散Ｃ
ｏｖ〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕の優れた近似値である
ものとみなすことができる。
【０２２０】以上のことから、この発明に基づく推定方
法は、送信機と受信機との間のチャネル内での、送信機
によって送信される信号の振幅または出力の変化を分析
するステップと、前記変化から搬送波が受けるドップラ
ー・シフトを演繹し、そこから前記移動速度を演繹する
ステップと、を有することを特徴としている。そして、
前記分析は、好適には前記チャネルの出力の変化の統計
的特性および／またはスペクタル特性を評価するステッ
プからなっている。
【０２２１】また、この発明の別の特徴においては、前
記推定方法は、ある時点、および所定数の遅延ごとに、
前記時点、および該時点に対して前記遅延時間だけ遅延
した時点に導出されたチャネル出力の自己共分散を判定
するステップと、前記自己共分散が最初にその最小値に
達するまでの遅延を判定するステップと、前記遅延から
ドップラー・シフトを演繹するステップと、を有する。
【０２２２】また、この発明の別の特徴においては、チ
ャネル出力のＮ個のサンプル列から、チャネル出力の自
己共分散の導関数を表す所定数の一連の推定値を判定す
るステップと、前記自己共分散の前記導関数がゼロであ
る遅延を判定するステップと、該遅延からドップラー・
シフトを演繹するステップと、を有する。
【０２２３】また、この発明の別の特徴においては、チ
ャネル出力の出力スペクトル密度を判定して前記チャネ
ル出力の周波数スペクトルを求めるステップと、前記ス
ペクトルの周波数のうち、前記スペクトルが所定レベル
を上回るレベルを有している最大周波数を判定するステ
ップと、該周波数からドップラー・シフトを演繹するス
テップとを有する。
【０２２４】この発明は更に、出力制御システムを使用
して受信機が送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信す
ることによって、前記受信機によって受信される出力が
所要出力にほぼ等しくなるように、前記送信機がその送
信出力を指令するようにした出力制御システムを搭載し
た通信システムの受信機で使用される種類の、前述の推
定方法にも関するものである。その場合はこの方法は、
下記の関係式
【０２２５】
【数６０】
【０２２６】（但し、ｎは時間変数、ｚはｚ変換変数、
ｘは送信機１０によって送信された信号が受信機２０に
よって受信される時間と、制御信号が送信機１０によっ
て受信される時間との総遅延時間）によって、チャネル
出力（Ｃ（ｎ））を受信出力（Ｒ（ｎ））の関数として
評価するステップとを有している。
【０２２７】この発明は更に、出力制御システムを使用
して受信機が送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信す
ることによって、前記受信機によって受信される出力が
所要出力にほぼ等しくなるように、前記送信機がその送
信出力を指令するようにした出力制御システムを搭載し
た通信システムの送信機で使用される種類の、前述の推
定方法にも関するものである。その場合はこの方法は、
下記の関係式
【０２２８】
【数６１】
【０２２９】に基づいて、前記送信機によって送信され
る出力（（Ｔ（ｎ））の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’
〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）に等しくすることによっ
てチャネル出力の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ
（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）を推定するステップを有して
いる。
【０２３０】この発明は更に、出力制御システムを搭載
していない通信システムの受信機で使用される種類の推
定方法にも関するものである。その場合はこの方法は、
チャネル出力の変化を前記受信機によって受信された出
力の変化に等しいものと推定するステップを有してい
る。
【０２３１】この発明は更に、着信方向と発信方向の双
方で相互通信を行う固定局と移動局との間で利用され
る、前述の方法にも関するものである。その場合はこの
方法は、前記ドップラー・シフトを判定するために、前
述の方法の１つを利用して、着信チャネルと発信チャネ
ルの各々のドップラー・シフトを推定するステップと、
前記シフトを例えば重み付き加算によって結合するステ
ップとを有している。
【０２３２】この発明は更に、受信機がチャネルを使用
して送信機から受信した出力を測定する装置と、前記受
信した出力を所要出力と比較し、かつ前記送信機に制御
信号を送信して、前記受信機により受信された出力が前
記所要出力にほぼ等しくなるようにその送信出力を指令
するようにした装置とを有する、送信機との通信を開始
することが可能な通信システムの受信機に関するもので
ある。
【０２３３】この発明の別の特徴においては、前記受信
機は更に、受信された出力に関する情報、および制御信
号から前記チャネルの出力を推定する装置と、前記装置
により送出されたチャネル出力の推定値に基づいて、ド
ップラー・シフト推定値信号を発する装置をさらに有し
ている。
【０２３４】この発明は更に、送信機がこれと通信中の
受信機から制御信号を受信し、かつ前記受信機によって
受信された出力が所要出力にほぼ等しくなるようにその
送信出力を指令する、受信機との通信を開始することが
可能な通信システムの送信機に関するものである。
【０２３５】この発明の別の特徴に基づいて、前記送信
機は、前記送信機によって送信された出力に関する信号
に基づいてドップラー・シフト推定値信号を発する装置
を有している。
【０２３６】
【発明の効果】このようなことから、この発明の相互通
信における受信機の相対移動速度の推定方法において
は、送信機と受信機間で送信される信号を処理すること
によって、通信システムの移動局の移動速度を推定する
ことを可能にする。そして、移動局の移動速度を掌握す
ることにより、送信パラメタを最適化し、かつ移動局の
移動による通信プロセスで用いられる信号処理機能を調
整することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明を適用できる通信システムのブロッ
ク図である。
【図２】 この発明に基づく方法のステップを示した図
である。
【図３】 受信機によって受信される出力の閉ループ制
御のためのシステムを備えた、この発明を適用できる通
信システムのブロック図である。
【図４】 この発明に基づく方法を実施可能な受信機の
ブロック図である。
【図５】 この発明に基づく方法を実施可能な送信機の
ブロック図である。
【図６】 この発明に基づく方法を実施可能な通信シス
テムのブロック図である。
【符号の説明】
１０ 送信機、１１ 指令ユニット、２０ 受信機、２
１ 比較ユニット、３０ チャネル、３１ ゴー・チャ
ネル、３２ 戻りチャネル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ニコラ・ボワィエ フランス国、35700 レンヌ、アヴニュ ー・デ・ビュット・ド・コスケム 80 (72)発明者 ダミアン・キャステラン フランス国、35700 レンヌ、アヴニュ ー・デ・ビュット・ド・コスケム 80

Claims (27)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 通信システムのチャネルを介して、また
    搬送波を利用して、相互通信を行う送信機と受信機の相
    対移動の速度を推定する方法において、 前記送信機と前記受信機との間のチャネル内での、前記
    送信機によって送信される信号の振幅または出力の変化
    を分析するステップと、 前記変化から、搬送波が受けるドップラー・シフトを演
    繹し、それから前記相対移動の速度を演繹するステップ
    とを有することを特徴とする通信システムの相互通信に
    おける受信機の相対移動速度の推定方法。
  2. 【請求項２】 前記分析は、前記チャネルの出力の変化
    の統計的特性および／またはスペクタル特性を評価する
    ステップを有することを特徴とする請求項１に記載の通
    信システムの相互通信における受信機の相対移動速度の
    推定方法。
  3. 【請求項３】 ある時点（ｎ）および所定数の遅延
    （ｉ）ごとに、前記時点（ｎ）および該時点（ｎ）に対
    して前記遅延（ｉ）時間だけ遅延した時点（ｎ＋ｉ）に
    導出されたチャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分散を判
    定するステップと、 前記自己共分散が最初にその最小値に達するまでの遅延
    （ｉo）を判定するステップと、 前記遅延（ｉo）からドップラー・シフト（ωd（ｎ））
    を演繹するステップとを有することを特徴とする請求項
    １または２に記載の通信システムの相互通信における受
    信機の相対移動速度の推定方法。
  4. 【請求項４】 前記自己共分散が最初にその最小値に達
    するまでの遅延（ｉ o（ｎ））を判定するために、ある
    時点（ｎ）から、またチャネル出力のＮ個のサンプル
    （Ｃ（ｎ＋ｊ）、但しｊ＝１からＮ）について、下記の
    数式、 【数１】 となるように遅延（ｉo（ｎ））を判定するステップを
    有することを特徴とする請求項３に記載の通信システム
    の相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  5. 【請求項５】 遅延（ｉo（ｎ））を判定するために、
    チャネル出力の自己共分散のそれぞれの導関数の符号が
    反対である２つの連続的な遅延を判定するステップと、 前記２つの遅延からの直線補外によって前記遅延
    （ｉo）を計算するステップとを有することを特徴とす
    る請求項３または４に記載の通信システムの相互通信に
    おける受信機の相対移動速度の推定方法。
  6. 【請求項６】 チャネル出力（Ｃ（ｎ））のＮ個のサン
    プル列から、ゼロ値から最大値（ｉmax）まで変化する
    遅延（ｉ）について各々がチャネル出力（Ｃ（ｎ））の
    自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋
    ｉ）〕）を表す所定数（ｉmax＋１）の一連の推定値を
    判定するステップと、 前記自己共分散の前記導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ
    （ｎ＋ｉo（ｎ））〕）がゼロである遅延（ｉo（ｎ））
    を判定するステップと、 前記遅延（ｉo（ｎ））からドップラー・シフト（ω
    d（ｎ））を演繹するステップとを有することを特徴と
    する請求項１または２に記載の通信システムの相互通信
    における受信機の相対移動速度の推定方法。
  7. 【請求項７】 前記列内のサンプル数Ｎは、送信機と受
    信機の相対速度の推定範囲、および／または送信機と受
    信機の相対加速度の推定範囲、および／または出力制御
    コマンド信号の送信の規則性に基づいて調整可能である
    ことを特徴とする請求項６に記載の通信システムの相互
    通信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  8. 【請求項８】 チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分散
    の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕、但し
    ｉ＝０からｉmax）の所定数（ｉmax＋１）の推定値は、
    送信機と受信機の相対速度の推定範囲、および／または
    送信機と受信機の相対加速度の推定範囲、および／また
    は出力制御コマンド信号の送信の規則性に基づいて調整
    可能であることを特徴とする請求項６または７項に記載
    の通信システムの相互通信における受信機の相対移動速
    度の推定方法。
  9. 【請求項９】 前記チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
    分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）
    を推定するために、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共
    分散の導関数（ＲC(n)〔ｉ〕）を推定するステップを有
    することを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載
    の通信システムの相互通信における受信機の相対移動速
    度の推定方法。
  10. 【請求項１０】 遅延（ｉo（ｎ））を判定する前に、
    低域フィルタで、チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分
    散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）
    の、またはチャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分散の導
    関数（Ｒ’C(n)〔ｉ〕）の（ｉmax＋１）個の推定値を
    フィルタリングするステップを有することを特徴とする
    請求項６，７または８に記載の通信システムの相互通信
    における受信機の相対移動速度の推定方法。
  11. 【請求項１１】 前記フィルタは各遅延（ｉ）につい
    て、下記の関係式 【数２】 （但し、αは忘却係数）によって得られる濾波値（Ｒ’
    C(n)〔ｉ〕）を送出することを特徴とする請求項１０に
    記載の推定方法。
  12. 【請求項１２】 前記忘却係数（α）は、チャネルの推
    定送信ノイズ・レベルに従って、または閉ループ出力制
    御プロセスに必要な信号／干渉比の評価の結果に従って
    調整可能であることを特徴とする請求項１１に記載の通
    信システムの相互通信における受信機の相対移動速度の
    推定方法。
  13. 【請求項１３】 チャネル出力（Ｃ（ｎ））の前記サン
    プル列内のサンプル数（Ｎ）は、前記忘却係数（α）に
    よって導出された値に基づいて調整可能であることを特
    徴とする請求項１１または１２に記載の通信システムの
    相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  14. 【請求項１４】 チャネル出力（Ｃ（ｎ））の自己共分
    散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ（ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕、ｉ
    ＝０からｉmax）の所定数（ｉmax＋１）の推定値は、前
    記忘却係数（α）によって導出された値に基づいて調整
    可能であることを特徴とする請求項１１，１２または１
    ３に記載の通信システムの相互通信における受信機の相
    対移動速度の推定方法。
  15. 【請求項１５】 遅延（ｉo）を判定するために、チャ
    ネル出力の自己共分散のそれぞれの導関数の符号が反対
    である２つの連続的な遅延を判定するステップと、 前記２つの遅延から、直線補外によって前記遅延
    （ｉo）を計算するステップとを有することを特徴とす
    る請求項６乃至１４のいずれかに記載の通信システムの
    相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  16. 【請求項１６】 前記ドップラー・シフト（ω
    d（ｎ））は、各遅延（ｉo）に対応するドップラー・シ
    フト（ωd）を記載した表によって判定されることを特
    徴とする請求項３乃至１５のいずれかに記載の通信シス
    テムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方
    法。
  17. 【請求項１７】 前記ドップラー・シフト（ω
    d（ｎ））は下記の形式の実験式 【数３】 （但し、Ｋは例えば送信条件に応じて調整可能である実
    数の集合内の定数）によって判定されることを特徴とす
    る請求項３乃至１５のいずれかに記載の通信システムの
    相互通信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  18. 【請求項１８】 前記実験式の定数Ｋは、前記フィルタ
    の忘却係数（α）によって導出される値に基づいて調整
    可能であることを特徴とする請求項１１乃至１４のいず
    れかの従属項である場合の請求項１７に記載の通信シス
    テムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方
    法。
  19. 【請求項１９】 チャネル出力（Ｃ（ｎ））の出力スペ
    クトル密度を判定して前記チャネル出力（Ｃ（ｎ））の
    周波数スペクトルを求めるステップと、 前記スペクトルの周波数のうち、前記スペクトルが所定
    レベルを上回るレベルを有している最大周波数（ｆo）
    を判定するステップと、 前記周波数（ｆo（ｎ））からドップラー・シフト（ωd
    （ｎ））を演繹するステップとを有することを特徴とす
    る請求項２に記載の通信システムの相互通信における受
    信機の相対移動速度の推定方法。
  20. 【請求項２０】 前記周波数スペクトルの最大周波数を
    除去するステップを有することを特徴とする請求項１９
    に記載の通信システムの相互通信における受信機の相対
    移動速度の推定方法。
  21. 【請求項２１】 出力制御システムを使用して受信機が
    送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信することによっ
    て、前記受信機によって受信される出力が所要出力にほ
    ぼ等しくなるように、前記送信機がその送信出力を指令
    するようにした出力制御システムを搭載した通信システ
    ムの受信機で使用される種類の、請求項１乃至２０のい
    ずれかに記載の推定方法において、下記の関係式 【数４】 （但し、ｎは時間変数、ｚはｚ変換変数、ｘは送信機
    （１０）によって送信された信号が受信機（２０）によ
    って受信される時間と、制御信号が前記送信機（１０）
    によって受信される時間との総遅延時間）によって、チ
    ャネル出力（Ｃ（ｎ））を受信出力（Ｒ（ｎ））の関数
    として評価するステップを有することを特徴とする通信
    システムの相互通信における受信機の相対移動速度の推
    定方法。
  22. 【請求項２２】 出力制御システムを使用して受信機が
    送信機に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信することによっ
    て、前記受信機によって受信される出力が所要出力にほ
    ぼ等しくなるように、前記送信機がその送信出力（Ｔ
    （ｎ））を指令するようにした出力制御システムを搭載
    した通信システムの送信機で使用される種類の、請求項
    １乃至２０のいずれかに記載の推定方法において、 下記の数式 【数５】 に基づいて、前記送信機によって送信される前記出力
    （（Ｔ（ｎ））の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ
    （ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）に等しくすることによってチ
    ャネル出力の自己共分散の導関数（Ｃｏｖ’〔Ｃ
    （ｎ），Ｃ（ｎ＋ｉ）〕）を推定するステップを有する
    ことを特徴とする通信システムの相互通信における受信
    機の相対移動速度の推定方法。
  23. 【請求項２３】 出力制御システムを搭載していない通
    信システムの受信機で使用される種類の、請求項１乃至
    ２０のいずれかに記載の推定方法において、 チャネル出力（Ｃ（ｎ））の変化を前記受信機２０によ
    って受信された出力（Ｒ（ｎ））の変化に等しいものと
    推定するステップを有することを特徴とする通信システ
    ムの相互通信における受信機の相対移動速度の推定方
    法。
  24. 【請求項２４】 着信方向と発信方向の双方で相互通信
    を行う固定局と移動局との間で利用される、前記請求項
    のいずれかに記載の推定方法において、 前記ドップラー・シフトを判定するために、請求項１乃
    至２１のいずれかに記載の推定方法を採用して、着信チ
    ャネルと発信チャネルの各々のドップラー・シフトを推
    定するステップと、 それによって得られた前記シフトを結合するステップと
    を有することを特徴とする通信システムの相互通信にお
    ける受信機の相対移動速度の推定方法。
  25. 【請求項２５】 前記結合は、重み付き加算であること
    を特徴とする請求項２４に記載の通信システムの相互通
    信における受信機の相対移動速度の推定方法。
  26. 【請求項２６】 受信機がチャネル（３１）を使用して
    送信機（１０）から受信した出力を測定する装置（２
    ２）と、前記受信した出力を所要出力と比較し、前記送
    信機（１０）に制御信号（ＴＣ（ｎ））を送信して、前
    記受信機により受信された出力が前記所要出力にほぼ等
    しくなるようにその送信出力（Ｔ（ｎ））を指令するよ
    うにした装置（２１）とを有する、送信機との通信を開
    始することが可能な通信システムの受信機において、 前記受信機は、受信された出力に関する情報、および制
    御信号から前記チャネルの出力を推定する装置（２３）
    と、請求項１乃至２３のいずれかに記載の推定方法を利
    用して、かつ前記装置（２３）により送出されたチャネ
    ル出力の推定値に基づいて、ドップラー・シフト推定値
    信号を発する装置（２４）をさらに有することを特徴と
    する受信機。
  27. 【請求項２７】 送信機がこれと通信中の受信機から制
    御信号（ＲＣ（ｎ））を受信し、かつ前記受信機によっ
    て受信された出力が所要出力にほぼ等しくなるようにそ
    の送信出力を指令する、受信機との通信を開始すること
    が可能な通信システムの送信機において、 前記送信機は、請求項１乃至２３のいずれかに記載の推
    定方法を利用して、前記送信機によって送信された出力
    に関する信号に基づいてドップラー・シフト推定値信号
    を発する装置（１３）を有することを特徴とする送信
    機。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008048424A (ja) * 2006-08-18 2008-02-28 Fujitsu Ltd 無線伝送システム、ソース装置、無線伝送方法及びコンピュータプログラム
JP2016522398A (ja) * 2013-04-16 2016-07-28 アルカテル−ルーセント ワイヤレス・ネットワークにおけるユーザ・スピードの推定のための方法およびシステム

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
MXPA02000661A (es) * 1999-07-20 2002-08-30 Qualcomm Inc Metodo para determinar un cambio en una senal de comunicacion y mejorar la recepcion y procesamiento de la senal sps utilizando esta informacion.
JP3388215B2 (ja) * 2000-02-03 2003-03-17 日本電気株式会社 移動状態検出機能付き携帯電話機
FI118877B (fi) * 2000-06-19 2008-04-15 Valtion Teknillinen Liiketilan estimointi
EP1288675B1 (fr) * 2001-09-03 2006-12-20 STMicroelectronics N.V. Procédé et dispositif d'estimation de la vitesse de déplacement d'un terminal mobile, en particulier un téléphone mobile cellulaire
KR100830495B1 (ko) * 2001-12-29 2008-05-21 엘지전자 주식회사 도플러 천이 추정 방법 및 이를 이용한 데이터 전송 방법
US7218934B2 (en) * 2002-02-14 2007-05-15 Nokia Corporation Mobile station speed estimation
GB2388749B (en) * 2002-05-17 2005-11-16 Nec Technologies Method and system for determining movement characteristics of a mobile radio telecommunications device
US7558575B2 (en) 2003-07-24 2009-07-07 Motorola Inc. Method and apparatus for wireless communication in a high velocity environment
US20060264231A1 (en) * 2005-01-20 2006-11-23 Hong Zhang System and/or method for speed estimation in communication systems
US7541976B2 (en) * 2005-01-20 2009-06-02 New Jersey Institute Of Technology System and/or method for estimating speed of a transmitting object
US7778433B2 (en) * 2005-04-29 2010-08-17 Industrial Technology Research Institute Wireless system and method thereof for hearing
WO2007003715A1 (en) * 2005-07-04 2007-01-11 Nokia Corporation Speed detection method in communication system, receiver, network element and processor
US7529319B2 (en) 2006-04-13 2009-05-05 Mediatek Inc. Speed estimation method for telecommunication system
KR100764654B1 (ko) * 2006-07-12 2007-10-08 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 이동 거리를 측정하기 위한 장치 및방법
KR101301240B1 (ko) 2009-02-26 2013-08-28 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 속도추정 장치 및 방법
US8457050B1 (en) * 2009-09-17 2013-06-04 Sprint Communications Company L.P. Selection of wireless communication overhead messaging resources based upon present conditions
KR101984754B1 (ko) * 2012-05-08 2019-09-24 한국전자통신연구원 엘티이기반 이동통신시스템에서의 전력 제어 및 링크 적응 방법
CN104683269B (zh) * 2013-09-10 2019-06-28 马维尔国际贸易有限公司 使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移
DE102017216104A1 (de) * 2017-09-12 2019-03-14 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung eines über eine elektroakustische Anlage wiedergegebenen Pilottons mittels eines mobilen Endgeräts sowie mobiles Endgerät

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9016341D0 (en) * 1990-07-25 1990-09-12 British Telecomm Speed estimation
JPH06502291A (ja) * 1991-06-27 1994-03-10 テレフオンアクチーボラゲツト　エル　エム　エリクソン 移動局のドプラー周波数を見積る方法及び装置
CA2119699A1 (en) * 1993-08-19 1995-02-20 Keishi Matsuno Method of and apparatus for determining position of mobile object and mobile radio communication system using the same
EP0899896A1 (de) * 1997-08-27 1999-03-03 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Einrichtung zur Schätzung räumlicher Parameter von Überstragungskanälen
US6400310B1 (en) * 1998-10-22 2002-06-04 Washington University Method and apparatus for a tunable high-resolution spectral estimator
US6377813B1 (en) * 1998-12-03 2002-04-23 Nokia Corporation Forward link closed loop power control for a third generation wideband CDMA system

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008048424A (ja) * 2006-08-18 2008-02-28 Fujitsu Ltd 無線伝送システム、ソース装置、無線伝送方法及びコンピュータプログラム
JP2016522398A (ja) * 2013-04-16 2016-07-28 アルカテル−ルーセント ワイヤレス・ネットワークにおけるユーザ・スピードの推定のための方法およびシステム
US9673922B2 (en) 2013-04-16 2017-06-06 Alcatel Lucent Method and system for user speed estimation in wireless networks

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