CN104169740A

CN104169740A - 用于检测声学信号的设备以及所属的方法

Info

Publication number: CN104169740A
Application number: CN201280060973.3A
Authority: CN
Inventors: M·卡尔
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2011-12-13
Filing date: 2012-11-26
Publication date: 2014-11-26
Anticipated expiration: 2032-11-26
Also published as: EP2791700A1; DE102011088346A1; EP2791700B1; CN104169740B; DE102011088346B4; WO2013087402A1

Abstract

本发明公开一种用于检测声源的声学信号的设备，所述设备具有时间离散化的转换进入的连续的信号的采样设备，其中，所述设备具有延迟线模块和具有滤波特性的一个或多个计算机构，所述延迟线模块从所述采样设备接收采样值并且设计用于同时提供不仅施加在其输入上的采样值r_i以及提供至少一个经延迟的采样值(I)。所述计算机构分别具有起系数生成器作用的开关机构、加法器/减法器以及可借助所述采样时钟i控制的结果存储器，所述开关机构设计用于根据采样时钟i控制，是否取反由所述延迟线模块提供的值r_i和/或(I)或者可选地与到目前为止的计算结果y_IhD(i-1)或者y_QhD(i-1)直接或者通过右移产生的部分相加或者从所述部分减去所述值。此外，采样频率F与滤波器频率f_h的关系优选依照关系：F＝4·f_h·(1；2；3；4；...)±15％。此外，提供一种所属的方法。

Description

用于检测声学信号的设备以及所属的方法

技术领域

本发明涉及用于在车辆的周围环境检测时检测声学信号、尤其超声脉冲的设备以及方法。本发明尤其在由自身车辆和/或由车辆的周围环境中的另一个地点发射的并且可选地在车辆的周围环境中的物体上反射的声学信号的检测中得到应用。此外提供具有驾驶员辅助系统的机动车，所述驾驶员辅助系统具有根据本发明的设备。

背景技术

现在为了车辆的声学周围环境检测，通常使用进行脉冲式测量的超声系统，在所述超声系统中发射0.3毫秒左右的短的信号脉冲并且根据所述脉冲在周围环境的物体上的反射波的渡越时间借助声速确定与所述物体的间距。在声源、接收器和/或可选地在传播路径中存在的反射体彼此相对运动时，由于多普勒偏移，所接收的信号的频率相对于由声源发出的信号的频率发生变化。

借助适合的频率分析方法、例如脉内法(Intrapulsverfahren)或者脉冲模式法(Pulsmusterverfahren)能够容易地探测到所接收的信号相比所发射的信号的变化，如例如由于多普勒偏移发生所述变化。除间距以外，也能够探测到运动趋势以及波形差异并且因此探测到物体差异，由此略微减小由于不连续的工作方式引起的盲时(Blindzeit)。在EP 2144069A2中说明了一种脉冲模式频率分析方法，而在WO 2011009786 A1中说明了脉内频率分析方法。

众所周知，可选择(a)在时域中或者(b)在频域中确定包含在正弦形信号或者合成信号(Signalgemischen)中的特征——例如多普勒偏移等，如以下进一步描述的那样。

正弦形信号的特征数据的确定

(a)在时域中

未受干扰的正弦形信号能够通过以下公式描述：

如果可以由所述信号确定显著的参量——如过零

τ_{p} |_{\lim_{x &RightArrow; + 0} (r (τ_{p} + x) - r (τ_{p} - x)) > 0}, τ_{n} |_{\lim_{x &RightArrow; + 0} (r (τ_{n} + x) - r (τ_{n} - x)) < 0}

和峰、即转折点τ_max(τ_max)、τ_min(τ_min)，则具有平均值A₀的未知的正弦形信号的信号周期的1/2至3/4的时间足够确定表征所述信号的参量。对此见图1。因此，为了确定f或者τ，将以下：

\begin{matrix} A_{0} = \frac{r_{\max} (τ_{\max}) + r_{\min} (τ_{\min})}{2} \\ A_{1} = \frac{r_{\max} (τ_{\max}) - r_{\min} (τ_{\min})}{2} \end{matrix} - - - (2)

应用到以下线性方程上：

通过使用关于位置信息r(τ_x)和梯度信息的估计器还可以进一步缩短用于确定正弦函数的特征参量的时间。在无平均值的正弦信号中，最大的梯度位于零点处。众所周知，过零本身已经相应于有关观察时刻的相位信息如果从此处出发借助理想的梯度估计器追踪信号变化，则在此可以在未受干扰的信号的情况下已经在周期持续时间的仅仅数角度之后特别容易地计算出仍未确定的特征参量f和A₁。通常由此得出，在估计的开始时越多的特征参量A₀、f和A₁已经已知，则越快速地实现仍未确定的特征参量的确定。因此，在无干扰的正弦信号的情况下在时域中最大需要周期持续时间的3/4来计算所有参量。

然而，对此对于高的精确度而言需要相应高的采样频率F》f，最好甚至需要时间连续的信号处理。加性干扰或者加性噪声越大，则必须越长时间地通过多次在多个连续的信号周期中确定的特征参量上的求平均来抑制噪声的影响。

将来，要求高的系统必须能够根据其信号频率相互分离同时到达的信号，如回波。这借助在时域中的信号分析难以实现。

b)在频域中

在频域中，借助滤波器确定周期性的正弦信号的特征，而通过求平均来获得直流分量A₀。

用于周期性信号的滤波器的最重要的特征是滤波器频率f_h、带宽B和相位相关性。待检查的周期性信号的频率f越与滤波器的滤波器频率f_h相似，这样的滤波器相比于其他滤波器频率f_h的滤波器越强烈地振荡。带宽B＝f_o-f_u描述了在围绕滤波器频率f_h的哪个频率范围f_u≤f_h＜f_o中允许信号频率f振荡，而不明显降低(例如小于3dB的减小)振荡的强度，即滤波器的偏斜振幅(Auslenkungsamplitude)。在给定信号振幅A₁时，带宽B越小，振荡的强度越大。所述特征也通过参数“品质”Q＝f_h/B概括。

待检查的信号的相位与用于观察的测量系统的相位无关的滤波器称作非相干滤波器，因为其不具有相位相关性。相反，相位相关的滤波器称作相干滤波器。如果在相干滤波器的情况下待检查的信号的相位相对于测量系统的相位旋转90°，则所述滤波器的振荡状态从谐振中的最大偏斜变化到静止；反之亦然。

然而，滤波器的带宽越小，至滤波器起振的持续时间越长。所述现象也可以称作频率探测的不精确。

为了能够借助滤波器可靠地探测频率，应等待一段时间直至到达滤波器的起振状态，其通常持续多于一个周期。因此，相比于时域中的参数确定，该时间通常大得多。在此，当在一组(Bank)具有相互稍微错开的滤波器频率f_h的滤波器的振荡强度中已经分析处理梯度时，可以减少用于确定特征参量f和A₁所需的时间，这与时域中的梯度方法相似。

此外，尤其可以通过模拟信号的时间离散的采样确定多普勒偏移。在此，模拟信号数字化的优点在于，在采样和量化这些信号之后没有加入其他的信号干扰。模拟的信号处理相反遭受参数波动并且受到随着每一个处理级不断增加的干扰。

因此，将来在要求高的系统中处理经采样的、数字化的信号。容易地借助滤波器实现时间离散的信号的所述处理。

对于随后的处理大多重要的是，几乎实时地提供所获得的关于当前振幅的信息，这对复杂的卷积计算并且对傅立叶变换——例如短时FFT是不利的，因为它们分别逐批地(即不连续的)处理一组采样值。原理上已知的是，例如由发明人的论文题目“Power-Line-Systeme”(Karl，Matthias所著的《der Nachrichtenübertragung üiber elektrischeEnergieverteilnetze auf der Grundlage Normen》，Fortschr.-Ber.VDI Reihe 10 Nr.500，Düsseldorf，VDI出版社，1997年(ISBN3-18-350010-8))已知，高效的滤波器几乎连续地根据以下的构建法则(Bildungsgesetz)工作：

\begin{matrix} y_{i} = | \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{N} (e^{j 2 πf / F \cdot (i - k)} \cdot r_{(i - k)}) | \\ = | \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{N} (\cos (2 πf / F \cdot (i - k)) \cdot r_{(i - k)} + j \cdot \sin (2 πf / F \cdot (i - k)) \cdot r_{(i - k)}) | \\ | \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{N} (a_{(i - k)} \cdot r_{(i - k)} + j \cdot b_{(i - k)} \cdot r_{(i - k)}) | \end{matrix}4 - - - (4)

这样的滤波器的缺点是，它们需要多个乘法累加运算(英语：Multiply&Accumulate-Operations)(MAC)，其中，采样值r_i＝r(i·F^-1)≈r(τ)与系数a和b相乘并且随后相加到一起。这些系数通常是值域[-1，...，+1]中的小数。为了计算输出值y_i，在每一个滤波器中根据(4)在每一个时刻i可支配的时间段F^-1中除求模以外必须进行2N+2次MAC运算。因此，为了实现所述复杂的计算通常需要特定的计算机内核——所谓的信号处理器。

此外，为了最优的信号分析大多需要大量的滤波器。在表1中针对不同的滤波器频率f_h列出，在相对速度为最大±60km/h时在哪个频带能再次发现经多普勒偏移的信号以及在用于探测多普勒偏移的相应的中间频率下在最优地非相干解调经脉冲持续时间调制的信号的情况下需要多少滤波器。

表1

因此，在中间频率为48kHz并且脉冲持续时间为6ms时需要57个滤波器，以便借助一组具有相互错开的滤波器频率f_h的滤波器最优地分析处理在43.3至52.7的频率范围中期望的信号。为了继续该示例，在并行的N_滤波器＝57个这种滤波器运行在采样频率F＝192kHz时，在通常情况下在条件N_α·F^-1＝T_P(其中，T_P＝6ms)下需要MAC频率为F·N_滤波器·2·N_α＝F·N_滤波器·2·T_P·F≈25GHz，仅仅用于在有关振幅变化过程和多普勒偏移的仅仅一个中间频率上分析进行接收的传感器的信号。

在图2中示出例如三个不同脉冲持续时间的序列。针对这些脉冲持续时间的每一个，在该示例中根据先前所描述的最优滤波的情况下的表必须实现相应数量的滤波器。在此，针对带宽匹配的具有相互错开的滤波器频率f_h的这样的一组滤波器称作滤波器组。如果例如在中间频率为48kHz时在±60km/h范围中分析如以上示图中示出的经脉冲持续时间调制的信号的多普勒偏移，则对于具有脉冲持续时间为0.17ms的回波分量需要仅仅一个滤波器，而对于脉冲持续时间为1ms的其他回波分量需要另外的9个滤波器，而对于具有脉冲持续时间为6ms的其他回波分量需要另外的57个滤波器，即仅仅对于围绕中间频率f_c＝48kHz的信号分析总共需要67个滤波器。如果在替代的示例中甚至示例性地涉及三进制信号(Signal)，其中，在三个中间频率f_c＝48kHz和f_c＝24kHz以及f_c＝16kHz上分别寻找一种如以上时序图中示出的脉冲模式，则根据表需要另外的35个滤波器来围绕f_c＝24kHz进行信号分析并且需要另外的23个滤波器来围绕f_c＝16kHz来进行信号分析、即总共125个滤波器并行地运行。

已知，在相干解调中滤波器的数量加倍。

因此，总而言之，对于当今的现有技术，根据以上所讨论的需求，信号的高效的滤波非常昂贵并且以合理的耗费几乎不能实现。

发明内容

实现一种用于检测声学信号的设备以及一种所属的根据独立权利要求1和10所述的方法。

根据本发明，用于在车辆的周围环境探测时检测声源的声学信号、尤其超声脉冲的设备包括用于将进入的连续信号转换成时间离散的信号的采样设备，其中，所述设备具有跟随所述采样设备的延迟线(英语：“delayline”)模块，所述延迟线模块从采样设备接收采样值并且设置用于同时提供不仅施加在其输入端上的采样值r_i而且提供至少一个经延迟的采样值此外，所述设备具有一个或者多个跟随延迟线模块的计算机构，所述一个或者多个计算机构配有滤波特性并且能够相互并行地工作。在此，每一个计算机构具有构造为系数生成器的开关机构，所述开关机构设置用于根据采样时钟i控制：是忽略由延迟线模块提供的值r_i和/或还是可选地将所述值与到目前为止的计算结果y_IhD(i-1)或y_QhD(i-1)相加或者从所述计算结果减去所述值。此外，每一个计算机构具有由开关机构控制的加法机构/减法机构以及可借助采样时钟i控制的结果存储器，所述结果存储器设置用于提供由所述加法机构/减法机构更新的结果作为用于继续处理的新的计算结果y_Ihαi或y_Qhαi。

在根据本发明的用于检测声学信号的方法中使用根据本发明的设备，其中，进入的连续的信号r(t)通过以采样周期F^-1(其中，t＝i·F^-1)的采样被转换成时间离散化的信号r_i并且被数字滤波，其中，通常通过以下步骤中的一个或者多个的组合取代与应用到相位角上的角函数的值相应的理想的系数相乘：

-当前的采样值r_i的变型或者采样值的通过右移而由此获得的部分 ...的变型与代表到目前为止的滤波器结果的存储值y_IhD(i-1)或y_QhD(i-1)的相加或相减；

-借助逆运算去除所述相应的变型的分量，即借助经延迟的采样值或者经延迟的采样值的通过右移而由此获得的部分 ...与代表到目前为止的滤波器结果的存储值y_IhD(i-1)或y_QhD(i-1)的相减或相加；

-对此补充地可选择附加地，当前采样值r_i的或者所述当前采样值的通过右移而由此获得的部分...的与先前的变型不同的另一个变型与代表到目前为止的滤波器结果存储值y_IhD(i-1)或y_QhD(i-1)的相加或相减以及所述相应的另一个变型的分量借助逆运算的相应去除、即借助经延迟的采样值或者经延迟的采样值的通过右移而由此获得的部分 ...与代表到目前为止的滤波器结果的存储值y_IhD(i-1)或y_QhD(i-1)的相减或相加。

此外，示出用于实现近似的系数特征的适合的电路架构以及用于分析处理滤波器结果的方法。

因此，借助本发明有利地实现用于成本有效地分析声学信号、尤其是经采样的超声信号r(r)的信号处理架构，其优选好地适合以下信号：所述信号的信号频率处在围绕中间频率f_c的大多小于±15％的相对窄的带中。所提供的架构不仅可以有利地用于超声信号而且可以有利地用于其他的声学信号的分析、例如由“自然发生的”功能引起的自身声和/或其他声和/或由其他方式合成的声学测量信号。因为借助系数a和b在通常没有普遍的通用的乘法硬件的情况下实施MAC运算，所以根据本发明的电路尤其是成本有效的。

此外，本发明所基于的构思在于，减少信号处理任务，其方式是固定采样频率与中间频率的关系，从而使处理变得特别简单。相反有利的是，通过多普勒偏移发生的信号变化处于围绕声源的发出的信号频率的大多小于±10％的频率偏差的带中。这借助滤波器来实施，是因为这与借助不连续的方法(例如快速傅立叶变换(缩写：FFT))的处理相比能够实时地连续地提供准确的传播时间结果，这对于定位系统是特别重要的。

下面，在公式(5)中根据示例阐明，如何能够容易地实现非相干滤波器。

\begin{matrix} y_{i} = | \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{N} (e^{j 2 πf / F \cdot (i - k)} \cdot r_{(i - k)}) |_{f / F = 1 / 4} \\ = | \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{N} (e^{jπ / 2 \cdot (i - k)} \cdot r_{(i - k)}) | \\ = | \frac{1}{N + 1} \cdot (Σ_{k = 0}^{N} (\cos (π / 2 \cdot (i - k)) \cdot r_{(i - k)}) + j \cdot Σ_{k = 0}^{N} (\sin (π / 2 \cdot (i - k)) \cdot r_{(i - k)})) |_{n = i - k} \\ = | \frac{1}{N + 1} \cdot (Σ_{n = i}^{i - N} (\cos (π / 2 \cdot n) \cdot r_{n}) + j \cdot Σ_{n = i}^{i - N} (\sin (π / 2 \cdot n) \cdot r_{n})) | \\ = | y_{Ii} + j \cdot y_{Qi} | \end{matrix} - - - (5)

在所述特殊情形F＝4·f中，在n＝0；1；2...，n∈G时符合cos(π/2·n)＝1；0；-1；0；...并且符合sin(π/2·n)＝0；1；0；-1；...，因此将乘法降到采样值r_i的否则不变的版本的简单的相加或相减上。

然而，本发明不限于以所述滤波器的形式的实现。更确切地说，使用者根据特定的应用情形相应地匹配和使用本发明。

在表2中，对于中间频率与采样频率的一些根据本发明的优选的关系以单位°示出表达式(2πf/F·i)的在最好的情况下待在系数生成器的开关机构中实现的相位角。

表2

本发明的有利扩展方案在从属权利要求中说明并且在说明书中描述。

采样频率F与滤波器频率f_h的关系优选依照以下关系：

F’＝4f_h·(1；2；3；4；...)±15％ (6)

优选地，由延迟线模块提供的值通过构造为数据池的转发线路被计算机构使用。

根据本发明的一个扩展方案，所述设备设置用于在一个时钟间隔中由延迟线模块提供的值r_i和上实施一次或者多次右移运算并且因此产生理想的滤波器系数的精细的近似，其在所述时钟间隔中可以由计算机构处理。

在一种优选的实施方式中产生系数0.5或者-0.5，这相应于一次简单的右移，因此连同值1；0；-1在没有任何乘法或者附加地相加/相减的情况下通过特别有利的方式可以通过开关机构已经产生5个系数级并且因此在系数间距为0.5时可能最高产生量化误差为0.25，参考为2的总系数范围这相应于通常最大可忽略的-18dB。此外有利地，除系数1；0.5；0；-0.5；-1以外在没有其他的相加/相减的情况下还能够确定系数0.25；0.125；0.0625；...；以及其负的等效值。

所述设备还可以设置用于为了精细化系数生成，在计算机构中对于每一个在所述时钟间隔中由延迟线模块提供的值r_i和通过加法机构/减法机构实施与相应的值r_i或者和/或所述值的通过右移产生的部分...或者...的最多两次相加和/或相减。

因此，通过有利的方式至少产生另外的三个系数0.375；0.625、0.875及其负的等效值。因此，剩下的系数噪声小于-24dB。

随后的实施基于用于优化本发明的另一个思路。

如已经提到的那样，通过采样值r_i的相加或相减或者采样值r_i的右移一个或多个二进制表示位的变型...的最多一次相加或相减取代预给定的理想的系数的相角、例如因此这仅仅相应于近似的等效值的系数。

已知地，右移相应于被2除的二进制数。因此，例如适于理想的系数作为等效值的系数(1-2^-3)≈sin(60°)，所述等效值的系数在数字逻辑电路中可以通过从采样值r_i自身减去右移3个二进制位的采样值来表示、即：

在所述情形中，剩余的计算误差为其在信号处理时通常消失在噪声中。

等效地，例如对于45°相位角得到误差仅仅为

在随后的表3中，示出一些优选的系数及其通过最大一次另外的相加和/或相减的实现：

表3

此外，所述设备包括根据本发明的能够相互并行地工作的计算机构中的多个并且此外如此设计，使得当所述多个计算机构运行时所述多个计算机构使用不同的经延迟的采样值(其中，N_α≠N_β)，其中，由所述计算机构的相应的系数生成器产生的滤波器频率f_h可以相同。

这具有以下优点：本发明可以有利地用于不同的滤波器带宽。

根据另一个扩展方案，能够相互并行地工作的计算机构中的多个可以如此设置和/或被控制，使得当它们运行时它们分别使用相同的经延迟的采样值从而它们的处理经延迟的采样值的加法机构/减法机构以相同的节奏然而相对于彼此成对地错开至少一个采样值位，从而在结果存储器中可以提供相互不同的、相干的结果y_IhDi或y_QhDi。

此外，根据本发明，可以如此设置和/或控制能够相互并行地工作的计算机构中的多个，使得当它们运行时它们分别使用相同的经延迟的采样值其中，由系数生成器生成的滤波器频率f_h是相互不同的。

这在不同的中间频率f_c的情况下、例如在m进制信号的情况下和/或在同时接收不同的信号频率的回波的情况下寻找相同的脉冲持续时间时是特别有利的。因此，根据本发明的结构可以最优地扩展到m进制的多载波信号上。根据本发明的结构也能够由所述信号在一个中间频率的情况下并且可选地在(例如m进制信号的)其他的中间频率的情况下并行地运行不同的滤波器带宽F·(N_α+1)^-1；F·(N_β+1)^-1；...的滤波器，以便例如能够分别最优地滤波脉冲持续时间的混合。

根据本发明，所述设备还可以具有再处理装置，其构造用于至少通过非线性的逐段的近似由结果y_IhDi或y_QhDi产生相应于最优方程的振幅A₁(τ)的估计，和/或由y_IhDi与y_QhDi的关系以及可选地由其符号提供关于相位或者相位的变化的信息或者提供关于回波传播时间或者关于对象形式的结论的详述。

此外，所述设备可以具有分析处理单元，其设置用于由存储在结果存储器中的结果y_IhDi和y_QhDi推导出关于以下的结论：

一组可能的到达的信号形式中的声学输入信号的形式或者等效地反射体对象的形式和/或；

位于声学信号的传输路径中的至少一个反射体对象的信号强度或者反射性和/或；

所发射的信号的传播时间或者由此推导出的参量和/或；

所发射的与所接收的声学信号的频率位置之间的多普勒偏移或者由此推导出的参量、如尤其是相对运动。

因此，总而言之，根据本发明可以有利地对于每个滤波器输出实时地确定信号的振幅A₁(τ)和频率位置F_S(τ)，以便根据这些信息借助随后的分析处理电路产生例如用于车辆的操作者的、关于车辆周围环境中的情况的信息/警告或者以便例如通过转向、加速和或制动在车辆的行驶运动方面来影响车辆或者参数化或激活用于避免损害或者降低事故严重程度的设备——例如安全带、窗升降器、可安装的头枕、安全气囊等。

此外，实现具有驾驶员辅助系统的机动车，所述驾驶员辅助系统具有根据本发明的设备。

附图说明

根据附图以及随后的描述进一步阐述本发明的实施方式。附图示出：

图1：根据现有技术的、正弦信号的显著的参量，借助一个完全振荡的两次示出；

图2：根据现有技术的、具有三个不同的脉冲持续时间的示例性序列的时间变化过程；

图3：根据本发明的第一实施例的用于检测声学信号的设备的整体架构图；

图4：本发明的第二实施方式的布线图，其中，计算机构的加法器也用于取反采样值；

图5：本发明的第三实施方式的布线图，其中，与图4相比，直接在延迟线之后进行取反和右移；

图6：本发明的在图5中示出的第三实施方式的计算机构的布线图；

图7：在采样频率恰恰为四倍的滤波器频率的情形中，具有理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的理想系数以及具有相应的根据本发明由此近似的系数的示图；

图8具有相对于图7略小的滤波器频率的理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的理想的系数以及具有值域{-1；0；1}的根据本发明与此相应的系数的示图；

图9：根据图8的具有理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的理想系数以及具有值域{-1；-0，5；0；0，5；1}的根据本发明与此相应的近似的系数的示图，其中，相比图8也在这些系数的值域中使用一次右移的值；

图10：根据图9的具有理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的理想系数以及具有值域{-1^k·(2^-n-2^-m)，其中n，m，k∈{0；1；2；3；4；...}}的根据本发明的与此相应的近似的系数的示图，其中，附加地分别相加并且相减另一个可选在系数生成器中右移的值；

图11：具有理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的具有相对于图8至图10更低的滤波器频率的理想的系数的时间函数，如对于接收更宽带的信号所需要的那样，以及根据图11的具有值域的根据本发明的与此相应的近似的系数。

图12：具有理想的滤波器基准的时间函数以及由此通过采样获得的具有相对于图11更低的滤波器频率的理想的系数的时间函数，如对于接收更宽带的信号所需要的那样，以及根据图10的具有值域的根据本发明的与此相应的近似的系数的示图；

图13：对短时高声的或者低声的长脉冲的增多的和减少的滤波器反应，上图：在针对长的脉冲持续时间匹配的滤波器的情况下，下图：在针对短的脉冲持续时间匹配的滤波器的情况下。

具体实施方式

根据本发明的第一实施方式(图3中示出的那样)，整体的分析处理架构30由以下组成：

延迟线模块“Delay-Line”31，其由用于以最大的延迟N_Dmax延迟采样值r_i以及用于在延迟线31的所选择的位N_D＝N_α；N_β；...；N_Dmax上提供经延迟的采样值及其负值的存储单元以及需要时其相应的经右移的变型组成；

数据池32，其用于将先前提供的数据转发给随后的计算机构33，所述数据池与布线网络相似；

计算机构33，其对于每个滤波器频率f_h和每个滤波器带宽F·(N_D+1)^-1借助系数生成器将在计算步骤中分别所需的并且由延迟线31提供的值置于随后的加法机构上，以便其结果分别在随后的用于同相y_IhDi或者正交相y_QhDi的存储单元中与采样时钟同步地被接收；

再处理装置34，其例如由同相值和正交相值y_IhDi、y_QhDi构成用于模y_hDi或者用于相位的值；

分析处理装置35，其例如对于滤波器带宽F·(N_D+1)^-1借助最大值搜索和/或借助分析处理超过阈值或者低于阈值的装置由一组在每一个采样时钟时刻i时的滤波器输出值来确定最大值——y_maxDi＝max(y_hDi，其中——位于所分析的滤波器频率f_h中的哪个频率上，并且所述分析处理装置能够由声源f_c的所假设的信号的频率与在其上出现最大值y_maxDi＝y_hDi的滤波器频率f_h的关系推断出多普勒偏移并且因此推断出声源、接收器与可选地位于所述传播路径上的反射体之间的相对运动。

替代地，分析处理装置35可以根据多个滤波器输出的同时超过推断出多因信号(Mehrtonsignal)的到达或者不同的相对运动的多个反射体的存在。替代地，分析处理装置35可以由滤波器输出信号的时间变化过程推断出具有时变的信号频率的信号的接收。向继续处理装置36传送分析处理装置35的输出信号。所述继续处理装置例如可以根据输出信号推断出不同的信号形式的到达。如果例如在分析处理装置中由多个滤波器带宽F·(N_D+1)^-1(其中，N_D＝N_α；N_β；...；N_Dmax)组成地作为输出信号A_Di＝y_maxDi递交，则可以由时间变化过程推断出不同的信号形式持续时间的出现，如借助图14示出的那样。

在通常的情形中，针对每一个滤波器频率f_h的每一个滤波器带宽F·(N_D+1)^-1实现一个单独的滤波器，然而不仅仅想要相互组合多个滤波器的结果，例如由更小的带宽的滤波器的结果导出更大的带宽的滤波器的结果。

在图4中示出本发明的第二实施方式的布线图40。根据图4，计算机构39的加法机构44也用于采样值的取反并且能够除采样值的第一版本以外分别也将最多一个第二版本作为第一版本的部分相加或者借助取反的实施相减：

延迟线41由一系列N_Dmax个级联的存储器42组成，所述一系列存储器分别借助新的采样时钟i接收位于其前方的存储器的存储器值并且将该存储器值置于其输出端上。除原本在延迟线41上引导经过的当前的采样值r_i以外，延迟线在所选择的位N_D上通过称作数据池43的数据传输同时提供经延迟的采样值给多个随后的计算机构。

随后的系数生成器45、48以及可选地其他的系数生成器(如47、49)将在采样时钟i从延迟线41提取的当前的采样值r_i以及延迟N_α位的采样值以适当的方式提供给随后的加法器44，从而在其输出端在一个计算时钟i的；结束时准备好对于所述时钟计算出的相应的滤波器输出值y_Ihαi或者y_Qhαi以将其接收到结果存储器46中。系数生成器45、48以及可选地其他的系数生成器47、49同样类型地构造。借助输入侧的选择开关确定，到达的采样值是未变化地被选择还是通过前置的单元38借助右移产生的部分...被选择，并且借助输出侧的开关分别确定，所选择的变型是未变化地还是为了相减以非的形式到达随后的加法器44。此外，对于48存在用于产生部分...的另一个单元，但是其在图4中没有示出，因为它与单元38相同构造。可选的系数生成器47、49在其输入端处接收单元38的或者与单元38相同构造的其他单元的相应的结果。

然而，相同构造的系数生成器在其程序流程方面、即在分别在采样时刻i通过输入侧和输出侧的选择开关实现的选择方面不同。加实线边框的系数生成器45选择，是否并且以什么形式在采样时钟i中选择当前的采样值r_i，而系数生成器48选择，是否并且以什么形式选择经延迟的采样值为了改进系数生成，等效地适于虚线示出的可选地附加的可使用的系数生成器47以及49以用于r_i的或者的变型的附加的相加或者相减，如其例如在公式(7)中示出的那样。

由系数生成器45、48和可选地47、49转发的值借助加法机构44与先前的采样时钟y_Ihα(i-1)或y_Qhα(i-1)相加，其中，在所述架构中为清楚起见未详细示出的在系数生成器45、48和可选地47、49的输出端处的取反优选通过加法机构根据规则的巧妙的线路布置一起实现。需要经延迟的采样值用于在滤波器运行时间F^-1·N_α之后取消原本与结果存储器相加的采样值的影响。通常，也通过所述经延迟的采样值确定滤波器带宽F·(N_D+1)^-1。加法单元44的输出值借助每一个采样时钟存储在结果存储器46中并且因此可供下一个时钟中的计算使用。

根据在图5中示出的第三实施方式，尤其在相比于先前的解决方案更多数量的滤波器的情况下，相对于先前的以更高的布线耗费和系数生成器开关机构的更多的开关位置为代价的实施方式使采样信号r_i的取反和右移的数量及其延迟的实施最小化。

根据第三实施方式，根据本发明的设备50基本上具有延迟存储器52以及用于提供各个当前的采样值r_i和/或相应的经延迟的实施的设备54、55、56，在所述延迟存储器中借助每一个采样时钟i在核心延迟线51中将经采样的值分别延迟一个采样位。除至少当前的采样值r_i以外，在所选择的位N_D上至少量取相应的延迟存储器52的输出端处的所属的经延迟的采样值并且将其通过设备54、55、56向位于计算机构中的系数选择转发。

因此，所述实施变型示出由具有延迟存储器52的核心延迟线51与直接耦合到所述核心延迟线51上的设备54、55、56(类似扩展的延迟线)组成的组合。在此，在扩展的延迟线50中附加地已经相应地借助数据池线路转换地或者借助数据总线将经取反的当前的采样值-r_i以及在所选择的位N_D上至少将所属的经延迟的取反的采样值以及其所属的右移的变型转发到位于计算机构(图5中未示出)中的系数选择(图5中未示出)。在该文件中，出于简单起见，所述数据流通过即通过(标记的)箭头表示。

右移54、55原本不是单独的处理步骤，而是可以通过适当的量取、即通过布线可解决。取反相对于乘法不是耗费的运算，而其在有限的数值空间中满足：因此，通过以下简单的方式进行取反：通过数字1与在所有比特位上求逆的数相加。可以选择在延迟线55中或者在计算机构33、39、70中进行所述求非。第一变型以更复杂的布线损失为代价减轻计算机构的负担。然而，系数生成器然后可以非常少耗费地通过采样值的延迟存储器的相应存储单元的相关的比特位的量取来实现。根据在一个采样时钟中并行运行的滤波器的数量，所述一个或者另一个实施方式被证实为特别高效。在具体的应用特定的解决方案的范围中，减小真实使用的采样值版本的数量。

在图6中示出计算机构70的概图，其可以容易地与本发明的在图5中示出的实施方式组合。如由图6可以看出，借助由延迟线通过数据池提供的当前的采样值r_i以及借助所属的经延迟的采样值以及借助可选地也在延迟线之后提供的取反的实施以及所有其右移的变型由系数选择71与加法器72相互配合地分别选择采样值的或者其经延迟的实施的相应于等效系数的形式。如果为了改善地生成等效系数而对于每一个时钟步考虑采样值或者其经延迟的实施的另一个形式，则具有由采样时钟i控制的相应的程序的相应的系数生成器71必须并联连接已经示出的生成器。加法器可以异步地工作。通过采样时钟i将相加结果传输到结果存储器73中，因此在所述结果存储器的输出端始终根据系数生成器71的以采样时钟i定时的程序提供滤波器频率f_h和滤波器带宽F·(N_D+1)^-1的滤波器的同相y_IhDi或者正交相y_QhDi。

以适当的形式的右移的采样值的量取和取反在其顺序方面也可以进行交换。如果与图5的示图相反在从延迟线量取右移的采样值之后才进行取反，则可以借助所量取的采样值的逐比特求逆和在加法机构72中与1相加来实现取反。

如果时间上相继地实现从延迟线量取采样值以及右移(可选地分别在使用中间存储器的情况下)，则可以减少对于实现系数生成器而言所需的开关的数量。

替代采样值从一个存储器至随后的存储器的所示出的移位，也可以通过以下方式实现延迟线模块“延迟线”：将采样值写入长度N_Dmax的逻辑上组织为环的存储区域并且借助指针在相应的存储位i和由此计算出的存储位i，i-N_α，...，i-N_Dmax的值来确定采样值r_i，的位置。

在一个特别简单的实施中，系数仅仅具有值cos(π/2·n)＝1；0；-1；0；...或者sin(π/2·n)＝0；1；0；-1；...。对于f_h＝4·F的情形，由系数选择生成图7中示出的系数时序。在公式(5)中，对于所述情形已经推导出用于确定同相分量y_Ii和正交相分量y_Qi的方程。

y_{Ii} = \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{n = i}^{i - N} (\cos (π / 2 \cdot n) \cdot r_{n}) - - - (8)

y_{Qi} = \frac{1}{N + 1} \cdot Σ_{n = i}^{i - N} (\sin (π / 2 \cdot n) \cdot r_{n})

对于本领域技术人员已知的是，可以根据由同相分量构成的单位圆来确定正交相分量的系数。因此，下面，系数讨论限于通常相互正交的相位。根据图7中示出的图形清楚的是，对于滤波器基准的连续示出的时间函数，属于采样值的系数——即在此称作理想的系数的值——可以在情形f_h＝F/4中始终与近似的系数一致。在相同采样频率的情况下在图8中示出的情形f_h≈49kHz≠F/4中表现得不同。

通过将理想的系数取整到一组可能的系数值——该组系数值通过右移的次数和/或通过采样值被计算机构相加和/或相减的次数来确定——上，可以确定近似的系数并且因此确定被称作系数生成器的开关机构的控制机构的时序、即所述控制机构的程序，所述开关机构基本上具有由示图中借助33、45、47、48、49、71表示的元件。在实践中，没有使用所示出的加法模式，而大多借助移位寄存器以适合的方式实现采样值的相减，所述移位寄存器生成系数生成器的相应的控制模式。替代地，也可以考虑查找表(英语：“look up table”)的使用。

如果根据本发明也利用以下可能性：借助来自采样值的一次右移的实施的系数生成器控制值也使用值0.5以及-0.5作为近似的系数，则根据以下计算方程得到系数生成器的在图9中示出的变化的控制模式。

a_近似＝2^-1·取整(2·a_理相) (9)

在当今超声周围环境探测时通常的情形——即相对于待分析信号的中间频率f_c而言信号需要的带宽是低的——中，为了减少简单的相加/相减的系数的如此粗略的近似尤其是合理的。在所述情形中完全不需要乘法。相比以上所描述的具有F＝192kHz、N_滤波器＝57个的情形，加法运算所需的频率降低到F·N_滤波器·2·N_α＝F·N_滤波器·2·3≈66MHz。

如果在实现时例如借助取决于传播时间的增益限制在8bit小的信号动态性或者更低的信号动态性上，则所述架构容易地借助并行的硬件实现，例如所述硬件包含在FPGA中。那么所述系统能处理频率F＝192kHz。替代地，也可以使用经典的顺序工作的处理器。并行与顺序工作方式的组合也是可能的。如果例如使用能够同时处理16bit并且将信号动态性限制在8bit上的处理器，则当在16bit处理器的两个字节宽的数字表示的低字节与高字节之间不存在进位()时，在工作步骤中始终能够同时实施两种运算。在以上描述的情形中，运算频率降低到33MHz。

如果根据本发明也利用以下可能性：除一个可选择的经移位的值以外，加上或者减去另一个可选的经移位的值，则在相同的边界条件下得到系数生成器开关机构的在图10中表示为近似的系数的时序。根据图10清楚的是，近似的系数的位置仅仅还略与理想的系数的位置偏差，从而由于根据本发明对耗费的乘法机构的放弃，系数的量化噪声对于声学的周围环境监视而言甚至在分析m进制的接收信号时是合理的。

然而，对于更宽带的采样信号——如同例如在m进制信号中出现的采样信号那样——的分析而言，应当稍微更精细地生成系数。对此，在图11中示出针对滤波器频率f_h≈24.5kHz≈F/8的近似的系数的时序，以及在图12中针对滤波器频率f_h≈16.3kHz≈F/12。

在以上最后的示图中，根据公式a_近似＝8^-1·取整(2·a_理相)由理想的系数构建近似的系数。

要注意，当在随后的比较时所有计算结果使用相同的除数(N+1)时可以放弃公式(4)和(5)中说明的除法(N+1)^-1，或者否则考虑不同的除数。

要注意，相对于当今的系统——在所述当今的系统中借助阈针对振幅寻找最大值，可以通过分析处理滤波器频率f_h和滤波器带宽F·(N_D+1)^-1的滤波器的同相y_IhDi与正交相y_QhDi的比例来改善位置分辨率。

根据本发明的装置也适于探测不同的信号形式。如果根据本发明例如对于同一滤波器频率f_h预期具有不同的脉冲持续时间F^-1·(N_α+1)；F^-1·(N_β+1)；...的信号，则在最优情形中应当对于每一个所预期的脉冲形式使用一个针对相应的脉冲形式匹配的滤波器，这借助图13说明。

在此，在图13中在上部分中说明在针对长的脉冲持续时间τ_长＝F^-1·(N_β+1)匹配的滤波器(未示出)的滤波器响应145、147的时间变化过程。在图13的下部分中绘出针对短的脉冲持续时间τ_短＝F^-1·(N_α+1)匹配的滤波器(未示出)的滤波器输出信号146、148的相应的时间变化过程。在横坐标上分别绘出时间，而在纵坐标上绘出相应的滤波器输出信号145、146、147、148的强度。根据图13，实线示出在在相应的滤波器输入端上施加持续时间τ_短＜τ_长的强的(1aut)短脉冲(未示出)时相应的滤波器的滤波器输出信号的时间变化过程并且借助145、146表示，而虚线示出滤波器输出信号的时间变化过程作为对滤波器输入端上持续时间τ_长的长的弱(leise)的脉冲(未示出)的反应并且借助147、148表示。

符合期望的，在两个滤波器(未示出)的情况下实线示出的滤波器输出值145、146(即不仅根据图13的上部分而且根据其下部分)独立于其匹配地在施加强的脉冲(未示出)的情况下在开始时比虚线示出的在施加弱的脉冲(未示出)的情况下产生的滤波器输出值147、148的变化过程更剧烈地上升。然而，由于强的脉冲(未示出)的短的脉冲持续时间，在两个滤波器(未示出)的情况下在短的脉冲143的持续时间τ_短之后滤波器输出值145、146的时间变化过程的所述上升终止。在根据图13的上部分的在针对长的脉冲匹配的滤波器(未示出)中，在其以与原本上升的斜率相等的斜率在时间τ_短中下降之前滤波器输出值145的变化过程对于持续时间τ_长-τ_短保持在到达的平台上。与此相反，针对短的脉冲匹配的滤波器(未示出)的在下部分示出的滤波器响应146在到达高点后立即又下降并且在时间2·τ_短之后已经到达激励前的输出值。

因为根据前提条件具有持续时间τ_长的长的脉冲(未示出)更弱，所以在施加所述脉冲(未示出)的情况下两个滤波器(未示出)的滤波器输出147、148的用虚线示出的变化过程在开始时比在先前所探讨的施加强的脉冲(未示出)的情况下以更小的斜率上升。然而，在针对长的脉冲持续时间τ_长匹配的滤波器(未示出)的在上部分中示出的变化过程147中，在进入的τ_长长的脉冲(未示出)的整个持续时间上上升持续并且虽然较小的上升但是比在通过强得多的但更短的脉冲来激励相同的针对长的脉冲匹配的滤波器(未示出)的情况下达到更大的最大值。针对长的脉冲持续时间τ_长匹配的滤波器(未示出)能够仅仅根据滤波器输出值145、147的强度明显地探测出相应的长的脉冲(未示出)，即使其如在假设的情形中那样更弱时。此外，根据滤波器输出值的响应时间能够容易地实现信号形式区分。

尽管在输出端处施加长的脉冲(未示出)，但针对短的脉冲匹配的滤波器(未示出)的滤波器输出148的在下部分中示出的变化过程在τ_短之后已经达到其最大值，在该滤波器输出以与其上升的斜率相等的斜率下降之前它在平台持续时间τ_长-τ_短上保持所述最大值。在假设的情形中，针对短的脉冲匹配的滤波器(未示出)因此可以仅仅根据滤波器输出的最大值将短的脉冲(未示出)的到达与长的脉冲(未示出)的到达明确进行区分。

由此尤其得出，在针对脉冲持续时间匹配的滤波器在其脉冲持续时间的脉冲到达时产生比在如假设的情形中那样设有类似的脉冲能量的然而具有另外的脉冲持续时间的脉冲的情况下更高的滤波器输出值。另一个区别特征是滤波器输出信号的持续时间。针对脉冲持续时间F^-1·N_D滤波器匹配的滤波器对持续时间F^-1·N_D信号的脉冲的响应具有整个足宽(Gesamtfuβbreite)F^-1·(N_D滤波器+N_D信号)并且在匹配滤波时具有同侧的三角的形式或者在不匹配时具有持续时间F^-1·|N_D滤波器-N_D信号|的平台。在考虑所述相关性的情况下，借助根据图13的两个滤波器(未示出)中的一个根据滤波器输出宽度已经可以针对不同的脉冲持续时间的脉冲的到达进行区分。如果例如τ_长＝4·τ_短并且借助针对短的脉冲匹配的滤波器(未示出)分析不同的信号形式的到达，则短的脉冲(未示出)的到达产生具有持续时间为2·τ_短的滤波器响应146，而长的脉冲(未示出)的到达产生具有持续时间为5·τ_短的明显更长的滤波器响应148。

除借助阈的简单的传播时间测量以外，分析处理装置可以将所述知识用于进入的信号的详细分析、例如用于作出关于确定的对象形式的结论，所述对象形式在其反射表面上由于空间上分布的反射而使发射的声信号在其脉冲持续时间方面变化，或者用于根据脉冲形式推断出声信号的辐射的时刻并且用于通过这种方式作出关于声传播时间的结论并且因此作出关于声源和或场景中进行反射的对象相对于彼此的位置的结论。

除本发明的文字的公开内容以外，由此明确地参阅图1至13中的图形示图。

Claims

1.一种用于在车辆的周围环境探测时检测声源的声学信号、尤其检测超声脉冲的设备(30，40，50)，其特征在于：

用于将进入的连续的信号转换成根据采样时钟i时间离散化的信号的采样设备，其中，所述设备具有跟随所述采样设备的延迟线模块(31，41，51)和跟随所述延迟线模块(31，41，51)的、配备有滤波特性的一个或多个计算机构(33，39，70)，所述延迟线模块从所述采样设备接收采样值并且所述延迟线模块设置用于同时提供不仅施加在其输入端上的采样值r_i而且提供至少一个经延迟的采样值所述一个或多个计算机构能够相互并行地工作，其中，每一个计算机构(33，39，70)具有构造为系数生成器的开关机构(45，47，48，49，71)、由构造为系数生成器的开关机构控制的加法机构/减法机构(44，72)以及能够借助所述采样时钟i控制的结果存储器(46，73)，所述开关机构设置用于根据所述采样时钟i控制：是忽略由所述延迟线模块(31，41，51)提供的值r_i和/或还是可选地将所述值与到目前为止的计算结果y_IhD(i-1)或者y_QhD(i-1)相加或者从所述计算结果减去所述值，所述结果存储器设置用于提供由所述加法机构/减法机构(44，72)更新的结果作为用于继续处理(34，35，36)的新的计算结果y_IhDi或者y_QhDi。

2.根据权利要求1的设备(30，40，50)，所述设备还设置用于在在一个时钟间隔中由所述延迟线模块(31，41，51)提供的值r_i和上实施一次或者多次右移运算(37，38，54，56)并且因此产生待分析处理信号的采样值的相应于系数值的附加的部分...或者 ...，其在所述时钟间隔中能够由所述计算机构(33，39，70)处理。

3.根据权利要求2所述的设备(30，40，50)，所述设备还设置用于在所述计算机构(33，39，70)中在每一个时钟间隔中在相应的加法机构/减法机构(44，72)中除在权利要求2中所描述的运算以外相加地或者相减地借助适合的系数生成器(47，49)分别考虑由所述延迟线模块(31，41，51)提供的值r_i和的另一个版本或者其通过右移(37，38，54，56)产生的相应的部分...或者...。

4.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，所述设备具有能够相互并行地工作的计算机构(33，39，70)中的多个并且此外如此设计，使得当它们运行时所述多个计算机构(33，39，70)使用不同的经延迟的采样值其中，N_α≠N_β，其中，由所述计算机构(33，39，70)的相应的系数生成器(45，47，48，49，71)生成的滤波器频率f_h能够是相同的。

5.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，其中，所述能够相互并行地工作的计算机构(33，39，70)中的多个如此设置和/或被控制，使得当它们运行时它们分别使用相同的经延迟的采样值从而它们的处理经延迟的采样值的加法单元和减法单元(44，72)以相同的节奏然而相对于彼此成对地错开至少一个采样值位，以便能够在所述结果存储器(46，73)中提供相互不同的相干的结果y_IhDi或者y_QhDi。

6.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，其中，所述能够相互并行地工作的计算机构(33，39，70)中的多个能够如此设置和/或被控制，使得当它们运行时它们分别使用相同的经延迟的采样值其中，由所述系数生成器生成的滤波器频率f_h是相互不同的。

7.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，所述设备还具有再处理装置，其构造用于至少通过非线性的逐段的近似由所述结果y_IhDi或者y_QhDi产生相应于方程的振幅A₁(τ)的估计，和/或由y_IhDi与y_QhDi的关系以及可选地由其符号提供关于相位或者所述相位的变化的信息或者提供关于回波传播时间或者关于对象形式的结论的详述。

8.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，所述设备还具有分析处理单元，所述分析处理单元设置用于由存储在所述结果存储器中的结果y_IhDi和y_QhDi求取关于以下的结论：

位于所述声学信号的传输路径中的至少一个反射体对象的信号强度或者反射性和/或；

所发射的信号的传播时间或者由此推导出的参量和/或；

9.根据以上权利要求中任一项所述的设备(30，40，50)，其中，根据F＝4f_h·(1；2；3；4；...)±15％相对于所述滤波器频率f_h确定所述采样设备的采样频率F。

10.一种用于检测声学信号的方法，其中，使用根据以上权利要求中任一项所述的设备，其中，时间离散化并且数字滤波进入的连续的信号，

其特征在于，

在所述方法中通过以下组合取代与应用到相位角上的角函数的值相应的理想的系数的相乘：

·与可选地右移的采样值+r_i；的最多一次相加或者相减；

·可选地，采样值的右移一个或多个二进制位的变型...的一次相加或者相减。

11.一种具有驾驶员辅助系统的机动车，所述驾驶员辅助系统具有根据权利要求1至9中任一项所述的设备(30，40，50)。