JPH0643235A - 伝搬経路長計測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 バイスタティックレーダにおいて、目標反射
エコー受信時に混入する送信装置からの直接波を抑圧し
て、目標反射エコーの伝搬経路長を精度良く計測する装
置を得る。 【構成】 不要直接波抑圧器１５では、送信装置１から
受信装置１０へ直接発せられた送信波６ｃを、補助アン
テナ１２で受信して得られる同期信号ｖ（ｎＴ）を利用
して主受信アンテナ１１で目標反射エコー７と同時に受
信される不要な直接波６ｂの成分を近似合成し、それを
主アンテナ受信信号ｕ（ｎＴ）から差し引いて目標反射
エコー７による信号成分ｙ（ｎＴ）を抽出する。同期信
号ｖ（ｎＴ）を入力とする遅延器１６の出力信号ｘ（ｎ
Ｔ）に対する目標反射エコー７による信号成分ｙ（ｎ
Ｔ）の時間遅れを相関関数を用いてＡ／Ｄ変換器１４の
サンプリング間隔以下の時間単位で推定１７し、その結
果より目標反射波７の伝搬経路長を求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、バイスタティックレー
ダにおいて、目標の測距を行うために、送信装置から送
信され、目標に反射して受信装置で受信される電波の伝
搬経路長を計測する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】まず、図１２に示す従来のバイスタティ
ックレーダにおける伝搬経路長計測装置について簡単に
説明する。この従来例の類似例として、特開昭５５−５
４４８２に開示されたものがある。図１２において、１
は送信装置で、変調信号を生成する変調信号発生器２、
変調信号発生器２で生成した変調信号をＲＦ（Ｒａｄｉ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に周波数変換・増幅する送信
機３、ＲＦに周波数変換・増幅された変調信号を空中に
放射する送信アンテナ４からなる。５は目標、６は送信
アンテナから発せられた送信波、７は送信波６ａの目標
５による反射波である。１０は受信装置で、受信アンテ
ナ１１・１２、受信アンテナ１１・１２で受信したＲＦ
信号を増幅・ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）へ変換・位相検波する受信機１３、位相
検波された信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器１４、反射波７の伝搬経路長を計測するために、反射
波７の送信装置１から受信装置１０までの到達時間と直
接受信装置１０に送信される送信波６ｃの到達時間との
差を推定する遅延時間推定器１７からなる。

【０００３】一般にバイスタティックレーダで目標５の
位置を一意に決定するには、送信アンテナ４→目標５→
受信アンテナ１１に至る距離を算出する必要がある。そ
のために、（イ）送信装置１および受信装置１０の両方
に精密かつ互いに同期のとれたクロックを用意する、
（ロ）送信装置１から受信装置１０へ有線にて同期信号
を送る、（ハ）同期信号として直接受信装置に発せられ
た送信波６ｃを受信する、のいずれかの方法で、受信装
置は送信装置１との同期を確保する。

【０００４】以後、送信波６ｂ・６ｃは、受信装置にと
っては目標からの反射波ではなく送信装置から直接受信
されることを強調するために、直接波と呼ぶことがあ
る。

【０００５】図１２に示した従来例は上記方法を用い
て同期信号を得るものである。目標反射波７は目標５の
方向に指向性を向けた受信アンテナ１１で受信され、受
信機１３ａで増幅・ＩＦへの変換・位相検波が行われた
後、Ａ／Ｄ変換器１４ａでディジタル信号に変換され、
受信信号ｕ（ｎＴ）となる。ここでＴはＡ／Ｄ変換器１
４におけるサンプリング間隔である。一方、送信波６ｃ
は受信装置１０の別のアンテナ１２で受信され、これに
接続された別の受信機１３ｂとＡ／Ｄ変換器１４ｂで反
射波７と同様な処理を施されて同期信号ｖ（ｎＴ）とな
る。遅延時間推定器１７では、反射波の伝搬経路長を算
出するために、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）との間の遅延時間差を推定する。

【０００６】ここで反射波の伝搬経路長計測の原理を説
明する。受信アンテナ１１で受信されるのは目標反射波
７だけであるとする。目標反射波７は、送信装置１から
目標５で反射して伝搬する分、受信アンテナ１２で受信
する直接波６ｃより伝搬距離が長い。そのため、受信信
号ｕ（ｎＴ）は直接波６ｃによる同期信号ｖ（ｎＴ）よ
り伝搬経路長の差に対応する時間ΔＴだけ遅れている。
すなわち、

【０００７】 ｖ（ｎＴ）＝Ａ・ｕ（（ｎ−Δ）Ｔ） （１）

【０００８】ΔはＡ／Ｄ変換器１４におけるサンプリン
グ間隔Ｔで正規化されているものとする。Δは必ずしも
整数とは限らない。Ａは伝搬中の伝搬の減衰、目標５に
おける反射断面積、アンテナや受信機を通過することに
よるゲインや位相変化等をすべて含んだ複素数の定数で
ある。到達時間差ΔＴを求めるには、Ｒ．Ｅ．Ｂｏｕｃ
ｈｅｒ ａｎｄ Ｊ．Ｃ．Ｈａｓｓａｂ著の論文“Ａｎ
ａｌｙｓｉｓ ｏｆｄｉｓｃｒｅｔｅ ｉｍｐｌｅｍｅ
ｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ｃｒ
ｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅ
ｅｃｈ，ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ，ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−２９，Ｎｏ．３，ｐｐ．６０９
−６１１，１９８１などに示されているように、受信信
号ｕ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）の相互相関関数を計
算し、その絶対値の最大値を与えるタイムラグを求めれ
ばよい。それを図１３の破線に示す。ピークＡにおける
タイムラグがΔＴに等しくなる。光速をｃ、上記伝搬経
路長の差をｄ、Ａ／Ｄ変換器１４のサンプリング周波数
をｆ_S （＝１／Ｔ）とすると、

【０００９】ｄ＝ｃΔＴ＝ｃΔ／ｆ_S （２）

【００１０】目標反射波７が送信装置１から目標５で反
射して伝搬する距離ｓは、送信アンテナ４と受信アンテ
ナ１１との間の距離ａ（既知）に上記伝搬経路長差ｄを
加えたものである。

【００１１】ｓ＝ａ＋ｄ （３）

【００１２】目標５は、送信アンテナ４の位置と受信ア
ンテナ１１の位置を焦点として、この２つの焦点と目標
５までの距離の和が式（３）のｓであるような楕円体曲
面上に存在する。別の手段で受信アンテナ１１の位置か
ら目標５の方角を計測すれば目標５の位置を一意に決定
できる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上記の計測方法では受
信信号ｕ（ｎＴ）が目標反射波７の成分のみからなる場
合に有効である。ところが、受信アンテナ１１の指向性
が目標５に向けられていても、目標反射波７の電力レベ
ルに比べて直接波６ｂの電力レベルはかなり高いので、
受信される直接波６ｂの成分は受信アンテナ１１のサイ
ドローブから入射しても目標反射波７の成分に比べて強
力である。つまり、受信信号ｕ（ｎＴ）には目標反射波
７の成分に加えて、直接波６ｂの成分が混入してしま
う。このとき、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）との相互相関関数絶対値は、受信信号ｕ（ｎＴ）の
中の直接波６ｂによる成分と直接波６ｃによる同期信号
ｖ（ｎＴ）の相関が強いため、図１３の実線に示すよう
に、τ＝０に存在するピークＢが大きく、破線で示した
ピークＡは埋もれてしまう。従って、ピークＡのタイム
ラグΔＴを検出することは困難になり、式（２）（３）
で求める目標反射波７の経路長ｓの値は算出不可能であ
ったり、算出できても不正確になってしまう。これは同
期を得る別の方法（イ）（ロ）を用いても同様である。

【００１４】受信アンテナ１１における直接波６ｂの混
入を避けるために受信アンテナ１１の指向性を高め、サ
イドローブを極力小さくすることは、同アンテナの開口
径を非常に大きくしたり、素子数を著しく増大させるこ
とにつながるため、技術的にも経済的にも実現困難であ
る。

【００１５】さらに、ディジタル信号処理系における相
互相関関数はサンプル値であり、そのサンプリング間隔
はディジタル信号のそれに等しい。様々な事情によりＡ
／Ｄ変換器１４のサンプリング周波数ｆ_S を高くするこ
とができない場合、相互相関関数のサンプリング間隔が
大きくなる。そのため、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号
ｖ（ｎＴ）との遅延時間差の計測単位（＝サンプリング
間隔）が粗くなり、その結果、目標反射波７の伝搬経路
長の計測精度が悪くなる。

【００１６】この発明はこれらの問題点を解決するため
になされたもので、目標反射波に混入して受信される直
接波を抑圧する手段を設け、また、目標反射波７の伝搬
経路長を精度よく計測するために、目標反射波受信信号
と同期信号との相互相関関数の絶対値の最大値を与える
タイムラグをＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔より小さ
い計測単位で求めることを目的としている。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の伝搬経路長計測装置では、変調され
た信号を送信信号とし、送信アンテナを介して送信波を
外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送信装置と
所定の距離をおいて配置され、上記送信装置から放射さ
れた上記送信波のうち、目標からの反射エコーと上記送
信装置から直接到達する送信波を第１の受信アンテナで
同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上記送信装
置から直接到達する送信波を第２の受信アンテナで受信
し、この受信信号を増幅・位相検波した後、ディジタル
信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受信手段出
力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力として、上
記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送信装置か
ら上記第１の受信手段に直接到達する送信波による不要
信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力信号を所
定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑圧手段出
力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力とし、後者に
対する前者の遅延時間を推定する手段、を備え、上記不
要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力信号に荷重
係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段出力信号か
ら上記乗算手段出力信号を減算する手段、上記第２の受
信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを入力して、
上記減算手段出力信号の平均電力を最小もしくは最小に
近づけるように上記荷重係数を計算する手段、を備え、
上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑圧手段の出力
信号と上記信号遅延手段の出力信号の相互相関関数を計
算してその絶対値をとる手段、上記相互相関関数絶対値
をとる手段の出力からその最大値を与えるタイムラグを
求めて出力する第１の手段、上記タイムラグおよび上記
相互相関関数の絶対値を入力とし、上記タイムラグの近
傍において上記相互相関関数の絶対値の補間値を求める
手段、上記相互相関関数絶対値の補間手段出力からその
最大値を与えるタイムラグを求める第２の手段を備えて
構成したものである。

【００１８】請求項２記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波の目標からの反射エコーと上記
送信装置から直接到達する送信波を第１の受信アンテナ
で同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波した
後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上記送
信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテナで
受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、ディジ
タル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受信手
段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力とし
て、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送信
装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波によ
る不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力信
号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑圧
手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力とし、
後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備え、
上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力信号
に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段出力
信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上記第
２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを入力
して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もしくは
最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手段、を
備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑圧手段
出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の手段、上
記信号遅延手段出力信号の離散フーリエ変換を計算する
第２の手段、上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力
の複素共役をとる手段、上記複素共役手段出力と上記第
１の離散フーリエ変換計算手段出力を掛け合わせて相互
スペクトルデータを求めて出力する手段、上記相互スペ
クトルデータを平滑する手段、Ｎを上記相互スペクトル
データのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記
相互スペクトルデータ平滑手段出力のデータの（Ｎ／
２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−
Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデー
タを作る手段、上記零値サンプル挿入手段出力を逆離散
フーリエ変換し、その絶対値をとる手段、上記逆離散フ
ーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値を与える
タイムラグを求める手段を備えて構成したものである。

【００１９】請求項３記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑
圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の
手段、上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換
を計算する第２の手段、上記第２の離散フーリエ変換計
算手段出力の複素共役をとる手段、上記複素共役手段出
力と上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力を掛け合
わせて相互スペクトルデータを求める手段、上記相互ス
ペクトルデータを平滑する手段、Ｎを上記相互スペクト
ルデータのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上
記相互スペクトルデータ平滑手段出力のデータの後ろに
（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを付加してサンプル数Ｍ
Ｎのデータを作る手段、上記零値サンプル付加手段出力
を逆離散フーリエ変換し、その絶対値をとる手段、上記
逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値
を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成したもの
である。

【００２０】請求項４記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号成
分抑圧手段出力信号に対して、互いに隣り合う２つのサ
ンプルの間に所定の数の零値サンプルを挿入して新たな
信号を作る第１の手段、上記第１の零値サンプル挿入手
段の出力信号を入力とする、所定のカットオフ周波数を
持つ第１の低域通過ディジタルフィルタ、上記信号遅延
手段出力信号に対して、互いに隣り合う２つのサンプル
の間に上記所定の数の零値サンプルを挿入して新たな信
号を作る第２の手段、上記第２の零値サンプル挿入手段
の出力信号を入力とする、所定のカットオフ周波数を持
つ第２の低域通過ディジタルフィルタ、上記第１の低域
通過ディジタルフィルタ出力と上記第２の低域通過ディ
ジタルフィルタ出力との相互相関関数を計算してその絶
対値をとる手段、上記相互相関関数絶対値をとる手段の
出力の最大値を与えるタイムラグを求めて出力する手段
を備えて構成したものである。

【００２１】請求項５記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号成
分抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第
１の手段、Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出
力データのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上
記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの（Ｎ／
２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−
Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデー
タを作る第１の手段、上記第１の零値サンプル挿入手段
出力の逆離散フーリエ変換を計算する第１の手段、上記
信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する
第２の手段、サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変
換計算手段出力データの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプ
ルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第２の手
段、上記第２の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フー
リエ変換を計算する第２の手段、上記第１の逆離散フー
リエ変換計算手段出力と上記第２の逆離散フーリエ変換
計算手段出力との相互相関関数絶対値を計算し、その絶
対値をとる手段、上記相互相関関数絶対値をとる手段の
出力の最大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて
構成したものである。

【００２２】請求項６記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑
圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の
手段、Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力デ
ータのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第
１の離散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る
第１の手段、上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリ
エ変換を計算する第２の手段、サンプル数Ｎの上記第２
の離散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る
第２の手段、上記第２の零値サンプル挿入手段出力の複
素共役をとる手段、上記複素共役手段出力と上記第１の
零値サンプル挿入手段出力を掛け合わせて相互スペクト
ルデータを求める手段、上記相互スペクトルデータを平
滑する手段、上記相互スペクトルデータ平滑手段出力を
逆離散フーリエ変換してその絶対値をとる手段、上記逆
離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値を
与えるタイムラグを求める手段を備えて構成したもので
ある。

【００２３】

【作用】この発明においては、送信装置からの直接波受
信を目的とする第２の受信手段の出力信号（同期信号）
をもとに、目標による反射エコー受信を目的とする第１
の受信手段中に混入して受信される送信装置からの直接
波による信号を近似合成し、これを第１の受信手段出力
信号より差し引くことにより不要な直接波を抑圧して目
標の反射エコーによる信号を抽出することができる。こ
れにより抽出された目標の反射エコーによる信号の同期
信号に対する時間遅れを不要直接波に影響されることな
く推定できるので、目標反射エコーの伝搬経路長も不要
直接波に影響されることなく計測できる。

【００２４】請求項１記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号との相互相関
関数を計算し、その絶対値の最大値を与えるタイムラグ
を求める。そしてそのタイムラグ近傍で第１・第２の受
信手段内のＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔より小さい
時間間隔で相互相関関数絶対値を補間することによって
その最大値を与えるタイムラグ、つまり上記の２つの信
号の遅延時間差が精度良く推定できる。

【００２５】請求項２記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換し、それより両信号の相互スペクトルデ
ータを生成し、平滑する。時間域での補間に対応する操
作を周波数域で行うために、平滑された相互スペクトル
データ（サンプル数Ｎ）に対して、（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に所定の数の零値サン
プルを挿入し、それを逆離散フーリエ変換して補間され
た相互相関関数を求める。補間された相互相関関数絶対
値の最大値を与えるタイムラグを求めることで、上記の
２つの信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング
間隔以下の精度で推定できる。

【００２６】請求項３記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換し、それより両信号の相互スペクトルデ
ータを生成し、平滑する。平滑された相互スペクトルデ
ータ（サンプル数Ｎ）に対して、Ｎ番目のサンプルの後
ろに所定の数の零値サンプルを付加する。それを逆離散
フーリエ変換したものの最大値を与えるタイムラグを求
めることで、上記の２つの信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変
換器のサンプリング間隔以下の精度で推定できる。

【００２７】請求項４記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号のサンプリン
グ周波数を上げる（補間を行う）。そしてこれら２つの
信号の相互相関関数の絶対値の最大値を与えるタイムラ
グを求めることにより上記の２つの信号の遅延時間差を
Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔以下の精度で推定でき
る。

【００２８】請求項５記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換する。離散フーリエ変換されたサンプル
数Ｎのデータに対して、（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプル間に所定の数の零値サンプルを挿入
する。これらに対して逆離散フーリエ変換を行うとサン
プリング周波数が高くなった信号が得られる。そしてこ
れら２つの信号の相互相関関数の絶対値の最大値を与え
るタイムラグを求めることにより上記の２つの信号の遅
延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔以下の精度
で推定できる。

【００２９】請求項６記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換する。離散フーリエ変換されたサンプル
数Ｎのデータに対して、（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプル間に所定の数の零値サンプルを挿入
する。こうして得られた周波数領域データより、抽出さ
れた上記目標反射エコーによる信号と同期信号の相互ス
ペクトルを求め、平滑する。平滑された相互スペクトル
データを逆離散フーリエすることにより、抽出された上
記目標反射エコーによる信号と同期信号との補間された
相互相関関数が求まる。この相互相関関数の絶対値の最
大値を与えるタイムラグを求めることにより上記の２つ
の信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔
以下の精度で推定できる。

【００３０】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は伝搬経路長計測装置を用いた実施例の構成図
である。１は送信装置で、変調信号を生成する変調信号
発生器２、変調信号発生器２で生成した変調信号をＲＦ
に周波数変換・増幅する送信機３、ＲＦに周波数変換・
増幅された変調信号を空中に放射する送信アンテナ４か
らなる。５は目標、６は送信装置１の送信アンテナ４か
らの送信波、７は送信波６ａの目標５による反射波であ
る。送信波６ａ，６ｂ，６ｃのうち、６ｂは意図せずに
受信装置１０の受信アンテナ１１で受信される送信波、
６ｃは受信装置１０に向かって送信された送信波であ
る。送信波６ｂは伝搬経路長計測に影響を及ぼすため、
受信装置１０にとっては妨害波になる。送信波６ｂ、６
ｃは直接波と呼ぶことがある。

【００３１】受信装置１０は送信装置１と所定の距離を
おいて位置し、目標５からの反射波７を受信するための
主受信アンテナ１１と、送信装置１から受信装置１０に
向けて送信された送信波６ｃを受信するための補助受信
アンテナ１２を持つ。補助受信アンテナ１２は、送信装
置１からの送信波６ｃを受信するために送信装置１の方
向のアンテナゲインが高くなるように向けられる。１３
は主受信アンテナ１１と補助受信アンテナ１２で受信さ
れた送信装置１からの送信波を増幅・中間周波数への変
換・位相検波するための受信機、１４は受信機１３の出
力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器であ
る。サンプリング間隔をＴ、サンプリング周波数をｆ_s
（＝１／Ｔ）とする。１５は主受信アンテナ１１で受信
される直接波６ｂの成分を抑圧するための不要直接波抑
圧器、１６は不要直接波抑圧器１５の出力ｙ（ｎＴ）
と、補助受信アンテナ１２と受信機１３ｂを介して接続
されているＡ／Ｄ変換器１４ｂの出力である同期信号ｖ
（ｎＴ）とのタイミングを合わせるための遅延器、１７
は送信装置１から送信されて目標５に反射して受信され
る反射波７の伝搬経路長と送信装置１から受信装置１０
に向かって直接伝搬する送信波６ｃの伝搬経路長との差
に起因するＡ／Ｄ変換器１４ａの出力である受信信号ｕ
（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）との間の遅延差を推定す
る遅延時間推定器である。

【００３２】図２は、本発明による不要直接波抑圧器１
５の内部構成図である。図中、２１は同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）および減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）をもとにし
て所定の規則に従って複素数の荷重係数値ｗを算出する
荷重係数計算手段、２２は同期信号ｖ（ｎＴ）に荷重係
数値ｗを乗じて主受信アンテナ１１で受信した直接波６
ｂによる信号成分を模擬する信号ｚ（ｎＴ）を出力する
乗算器である。

【００３３】図３は請求項１記載の発明における遅延時
間推定器１７ａの構成図である。図中、ｘ（ｎＴ）は遅
延器１６の出力信号、ｙ（ｎＴ）は不要直接波抑圧器１
５の出力信号、３１は２つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎ
Ｔ）の相互相関関数を求める相互相関器、３２は入力信
号の絶対値を出力する手段、３３は入力信号（相互相関
関数の絶対値）の最大値を探索し、その最大値を与える
タイムラグを出力する第１の最大値検出器、３４は相互
相関関数の絶対値をある定められた時間間隔で補間を行
う補間器、３５は補間器３４の出力の最大値を与えるタ
イムラグ、すなわち遅延時間推定値を出力する第２の最
大値検出器である。

【００３４】Ｒ（ｋＴ）はｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の相
互相関関数で一般に複素数である。｜Ｒ（ｋＴ）｜はＲ
（ｋＴ）の絶対値、δ₁ は第１の最大値検出器の出力で
あるｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の相互相関関数絶対値｜Ｒ
（ｋＴ）｜の最大値を与えるタイムラグで、サンプリン
グ間隔Ｔで正規化された整数、Ｒ_a （ｍ・Ｔ／Ｍ）は補
間器３４の出力（Ｍは１を越える整数）で、ｘ（ｎＴ）
とｙ（ｎＴ）の相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜を補
間して得られた実数列、δ₂ は第２の最大値検出器の出
力であるＲ_a （ｍ・Ｔ／Ｍ）の最大値を与えるタイムラ
グで、Ｔ／Ｍで正規化された整数であり、δ₂ Ｔ／Ｍは
遅延時間推定値となる。

【００３５】次に上記実施例の動作を図１から図３を参
照して説明する。図１において、送信装置１は目標５及
び受信装置１０にそれぞれ変調信号を送信波６ａ、６ｃ
として送信する。それらのうち、目標からの反射波７は
受信装置１０の主受信アンテナ１１で、受信装置１０に
直接送信された送信波６ｃは補助受信アンテナ１２で受
信する。受信機１３は主受信アンテナ１１と補助受信ア
ンテナ１２で受信信号の増幅・中間周波数への変換・位
相検波を順次行い、受信機出力信号をＡ／Ｄ変換器１４
へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１４ａでは入力信号をディジ
タル信号に変換し、受信信号ｕ（ｎＴ）を不要直接波抑
圧器１５へ出力する。不要直接波抑圧器１５では、補助
受信アンテナ１２と受信機１３ｂを介して接続されてい
るＡ／Ｄ変換器１４ｂの出力である同期信号ｖ（ｎＴ）
を利用して、受信信号ｕ（ｎＴ）に含まれる妨害波であ
る直接送信波６ｂの成分を抑圧し、目標反射波７の成分
を抽出し、出力する。同期信号ｖ（ｎＴ）は遅延器１６
にも入力される。遅延器１６は同期信号ｖ（ｎＴ）と不
要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）とのタイミン
グを合わせるための遅延器で、その遅延時間は不要直接
波抑圧器１５に信号を１サンプル入力してからそのサン
プルが処理されて出力されるまでの時間に設定する。そ
の時間をＤＴとすると、遅延器１６の出力信号ｘ（ｎ
Ｔ）＝ｖ（（ｎ−Ｄ）Ｔ）となる。遅延器１６が必要な
理由は、遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波
抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相関をとることに
より遅延時間を計測するため、両者のタイミングを合わ
せなければならないからである。遅延器１６の出力信号
ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎ
Ｔ）は遅延時間推定器１７に入力される。ここで、送信
波６ａが送信装置１から送信され目標５で反射して受信
装置１０に届くまでの伝搬距離と、送信装置１から受信
装置１０へ直接送信される送信波６ｃとの伝搬距離の差
によるｘ（ｎＴ）に対するｙ（ｎＴ）の遅延時間を推定
する。その結果から式（２）（３）を用いて伝搬経路長
ｓが求められる。

【００３６】次に図２に示す不要直接波抑圧器１５にお
ける不要直接波抑圧の原理について説明する。乗算器２
２の出力であるｚ（ｎＴ）、減算器２３の出力信号ｙ
（ｎＴ）はそれぞれ式（４）と式（５）で表される。

【００３７】 ｚ（ｎＴ）＝ｗ・ｖ（ｎＴ） （４） ｙ（ｎＴ）＝ｕ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ） （５）

【００３８】図１において、受信機１３ａに接続された
Ａ／Ｄ変換器１４ａの出力信号である受信信号ｕ（ｎ
Ｔ）が、目標反射波７の受信による信号ｒ（ｎＴ）と直
接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）とからなるときを
考える。

【００３９】 ｕ（ｎＴ）＝ｒ（ｎＴ）＋ｊ（ｎＴ） （６） ｙ（ｎＴ）＝ｒ（ｎＴ）＋ｊ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ） （７）

【００４０】説明を簡単にするため、送信信号には変調
されたＣＷ（連続波）を用いるものとし、送信アンテナ
４、主受信アンテナ１１、補助受信アンテナ１２は同一
紙面上にあるとする。送信アンテナ４から主受信アンテ
ナ１１までの直接波６ｂの経路長と補助受信アンテナ１
２までの直接波６ｃの経路長との間には、送信波の波長
と同程度の経路差が存在し、主受信アンテナ１１と受信
機１３ａが縦続に接続されたものと、補助受信アンテナ
１２と受信機１３ｂが縦続に接続されたものの間にも伝
達特性の相違が多少なりとも存在するため、直接波６ｂ
の受信による信号ｊ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）の間
にも振幅・位相の相違がある。Ｈを受信機１３ａの出力
と受信機１３ｂの出力との間の振幅・位相の相違を表す
ものとすると、次式のような関係になる（Ａ／Ｄ変換器
１４ａと１４ｂの伝達特性は同じとする）。

【００４１】 ｊ（ｎＴ）＝Ｈ・ｖ（ｎＴ） （８）

【００４２】もし乗算器２２の荷重係数値ｗが、受信機
１３ａの出力と受信機１３ｂの出力との間の振幅・位相
の相違に一致するなら、つまり、ｗ＝Ｈなら式（４）
（８）より次式が成立する。

【００４３】 ｚ（ｎＴ）＝ｊ（ｎＴ） （９）

【００４４】これは乗算器２２の出力信号ｚ（ｎＴ）が
抑圧すべき直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）を模
擬していることを意味する。このとき式（７）に注意す
ると、減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）は目標反射波７
の受信による信号ｒ（ｎＴ）に一致し、主受信アンテナ
１１で受信した信号に混入する直接波６ｂによる信号成
分を抑圧したことになる。荷重係数値ｗの決定法につい
ては後述する。

【００４５】次に図２の動作について説明する。荷重係
数値ｗは減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）の平均電力Ｅ
〔｜ｙ（ｎＴ）｜² 〕が最小になるように決定する。こ
こでＥ〔・〕は平均操作を表す。一般にバイスタティッ
クレーダでは目標反射波７と直接波６ｂ・６ｃの経路長
差は小さくないため、目標反射波７の受信により信号ｒ
（ｎＴ）と直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）とは
無相関であるとみなせる。つまり、Ｅ〔ｒ（ｎＴ）ｊ^*
（ｎＴ）〕＝０とみなせる。このとき、式（７）より平
均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜² 〕は次式のように展開され
る。

【００４６】 Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜² 〕＝Ｅ〔｜ｒ（ｎＴ）｜² 〕＋ Ｅ〔｜ｊ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ）｜² 〕 （１０）

【００４７】荷重係数値ｗと式（１０）の右辺第一項は
無関係であるから、平均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜² 〕が
最小になるような荷重係数値ｗを選ぶことは、平均二乗
の意味で直接波６ｂによる信号成分を模擬する信号ｚ
（ｎＴ）が直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）に最
も近づくことと等価で、減算器２３の出力信号ｙ（ｎ
Ｔ）に含まれる不要な直接波成分が最小となることにつ
ながる。

【００４８】具体的に荷重係数計算手段２１が荷重係数
値ｗを決定する方法としては、例えば、オンラインで逐
次的に推定する場合には、最小二乗平均アルゴリズム

【００４９】 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋μ・ｙ（ｎＴ）ｖ^* （ｎＴ） （１１）

【００５０】オフラインで平均処理が可能な場合には、
ウィナーフィルタ理論による、

【００５１】 ｗ＝Ｅ〔ｕ（ｎＴ）ｖ^* （ｎＴ）〕／Ｅ〔｜ｖ（ｎＴ）｜² 〕 （１２）

【００５２】が良く知られている（例えば、ヘイキン
著、武部訳：「適応フィルタ入門」、現代工学社（１９
８７）に開示されている）。式（１１）の中で、μは適
当な正定数、＊は複素共役を示す記号である。いずれの
方法も上述した原理から、平均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜
² 〕の最小化が規範となっている。このようにして、受
信信号ｕ（ｎＴ）に含まれる直接波６ｂによる成分を抑
圧することができる。

【００５３】図３の遅延時間推定器１７ａにおいて、相
互相関器３１では遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不
要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相互相関
関数Ｒ（ｋＴ）を式（１３）により計算する。観測され
た信号はｘ（ｎＴ），ｙ（ｎＴ）それぞれＮサンプル、
つまり、ｘ（０），ｘ（Ｔ），…，ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）
およびｙ（０），ｙ（Ｔ），…，ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）で
あるとする。

【００５４】

【数１】

【００５５】式（１３）において、相互相関関数Ｒ（ｋ
Ｔ）を計算するｋの範囲は、ｋ＝０から予測される伝搬
経路長差に対応する遅延値より少なくとも数サンプル大
きければよい。

【００５６】絶対値３２では相互相関器３１の出力Ｒ
（ｋＴ）の絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜が求められ、第１の最
大値検出器３３に入力される。ここでは遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）との相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜の最大
値を探索し、それを与えるタイムラグδ₁ Ｔを出力す
る。δ₁ はＡ／Ｄ変換器１４におけるサンプリング間隔
Ｔで正規化されているものとする。従って、δ₁ は整数
となる。

【００５７】このδ₁ を用いて目標反射波７と直接波６
ｃの伝搬経路長差を求める場合、サンプリング周波数ｆ
_s が低いと十分な精度で伝搬経路長差を計測することが
できない。なぜなら、相互相関関数Ｒ（ｋＴ）はサンプ
リング間隔がＴのサンプル値であり、そのため伝搬経路
長差は（光速）×（サンプリング間隔）で決まる距離単
位で計測することになるからである。そこで、更に細か
く遅延時間を推定するため、補間器３４ではある時間間
隔Ｔ／Ｍで相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜の補間を
行う。ここでＭは整数で、補間比と呼ぶことにする。Ｍ
はどれだけ細かい時間単位で遅延時間を推定するかによ
って決められる。例えば、ｆ_s ＝８ｋＨｚ，Ｍ＝１０な
ら１２．５μｓ単位で遅延時間を推定でき、その結果
３．７５ｋｍ単位で伝搬経路長を計測できる。補間は相
互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜の全データを用いて全
時間区間にわたって行うのは無駄なので、第１の最大値
検出器３３で与えられるタイムラグδ₁ Ｔ近傍で行えば
よい。例えば、区間〔（δ₁−３）Ｔ，（δ₁ ＋３）
Ｔ〕に限って補間を行う。

【００５８】補間を行う時間区間を〔（δ₁ −Ｌ）Ｔ，
（δ₁ ＋Ｌ）Ｔ〕，補間比をＭとするとき、式（１４）
で与えられるデータの組（ｐ_i ，ｑ_i ）（ｉ＝０，１，
…，２Ｌ）から従来良く知られている方法を用いて補間
を行う。

【００５９】 ｐ_i ＝δ₁ −Ｌ＋ｉ， ｑ_i ＝｜Ｒ（ｐ_i Ｔ）｜ （１４）

【００６０】ラグランジュ補間を行うなら、上記区間内
のあるタイムラグｍ・Ｔ／Ｍ（ｍは整数）における補間
された相互相関関数絶対値Ｒ_a （ｍ・Ｔ／Ｍ）は式（１
５）のようになる。

【００６１】

【数２】

【００６２】補間器３４はこのようにして得られた補間
された相互相関関数絶対値Ｒ_a （ｍ・Ｔ／Ｍ）を第２の
最大値検出器２５へ出力する。ここでは第１の最大値検
出器３３と同様、補間された相互相関関数絶対値Ｒ
_a （ｍ・Ｔ／Ｍ）の最大値を探索し、その最大値を与え
るタイムラグ、すなわち遅延時間推定値δ₂ （Ｔ／Ｍで
正規化したもの）が得られる。その結果より、ΔＴ＝δ
₂ Ｔ／Ｍとして式（２）（３）に従って反射波７の伝搬
経路長ｓを求めることができる。以上のようにして送信
装置１から送信されて目標５に反射して受信される反射
波７の伝搬経路長を受信系サンプリング間隔に対応する
距離単位より良い精度で、しかも妨害波である直接波６
ｂの信号成分を抑圧しているために図１３に示すピーク
Ａが明確になり、正確に計測することができる。

【００６３】さらに、本発明では、主受信アンテナ１１
に要求される目標方向の指向性がよりブロードな特性で
あっても構わないので、従来構成の受信アンテナより安
価・小型・軽量のもので済む。送信アンテナ４も同様
で、主受信アンテナ１１のサイドローブに直接波が強く
入射しないように指向性を絞る必要がなくなるので、従
来構成の送信アンテナより安価・小型・軽量のもので済
む。

【００６４】補助受信アンテナ１２は送信装置１の方向
に指向性を持つアンテナとして説明したが、無指向性の
アンテナを用いても構わない。直接波６ｃの受信電力に
比べ反射波７の受信電力は十分に小さいので、同期信号
ｖ（ｎＴ）に含まれる反射波成分は無視できるからであ
る。無指向性の受信アンテナは一般に安価・小型・軽量
である。

【００６５】実施例２．図４は請求項２記載の発明によ
る遅延時間推定器１７ｂの構成図である。図中、ｘ（ｎ
Ｔ）は遅延器１６の出力信号、ｙ（ｎＴ）は不要直接波
抑圧器１５の出力信号、４１はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔ
ｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）
演算器、４２は入力信号の複素共役を出力する手段、４
３は掛算器、４４は相互スペクトルデータの平滑を行う
平滑器、４５は平滑化された相互スペクトルデータに図
５に示すように零値サンプルを挿入してデータ長を長く
する零値サンプル挿入器、４６はＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒ
ｓｅ ＤＦＴ）演算器、３２は入力の絶対値を出力する
手段、３３は入力信号（相互相関関数の絶対値）列の最
大値を探索し、その最大値を与えるタイムラグを出力す
る最大値検出器である。

【００６６】次に図４を参照して実施例２の動作を説明
する。遅延時間推定器１７ｂにおいて、遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）、不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）はそれぞれＤＦＴ
演算器４１で周波数領域データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ），
（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）に変換される。すなわち、

【００６７】

【数３】

【００６８】Ｘ（ｋ）の複素共役（４２の出力）とＹ
（ｋ）を掛算器４３で掛け合わせることによって相互ス
ペクトルデターＳ′（ｋ）が得られる。

【００６９】 Ｓ′（ｋ）＝Ｘ^* （ｋ）Ｙ（ｋ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１） （１８）

【００７０】相互スペクトルデータＳ′（ｋ）は変動が
激しいので平滑器４４で平滑する。平滑の手段は従来か
らいくつか知られているが、その１つの方法として、式
（１９）のように数項の単純平均を取る方法がある。Ｓ
（ｋ）を平滑化された相互スペクトルデータ（平滑器４
４の出力）とすると、

【００７１】

【数４】

【００７２】Ｌは適当な正の整数である。このようにし
て得られた平滑器４４の出力である平滑化された相互ス
ペクトルデータＳ（ｋ）の逆離散フーリエ変換をとれば
遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１
５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相互相関関数が求められる
が、そのサンプリング間隔はＡ／Ｄ変換器１４のそれで
あり、サンプリング周波数ｆ_s が低い場合には精度良く
伝搬経路長を計測することができない。そこで、相互相
関関数の補間を周波数領域で行う。この場合は実施例１
と異なり、全区間で補間を行うことになる。Ｒ．Ｅ．Ｃ
ｒｏｃｈｉｅｒｅ ａｎｄ Ｌ．Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ著
“Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，
１９８３，ｐ．３６のＦｉｇ．２．１６に示されている
ように、サンプリング周波数を上げる操作は、周波数領
域では平滑された相互スペクトルデータＳ（ｋ）を用い
て式（２０）のデータ列Ｓ_I （ｋ）をつくり、その逆離
散フーリエ変換を行えばよいことになる。Ｍを補間比と
すると、時間領域ではサンプリング周波数がＭｆ_s にな
る。

【００７３】

【数５】

【００７４】これは図５で示すように、平滑化された相
互スペクトルデータＳ（ｋ）をｋ＝Ｎ／２で分割し、Ｓ
（Ｎ／２−１）とＳ（Ｎ／２）の間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入する操作である。この操作は零値サ
ンプル挿入器４５で行われる。

【００７５】式（２０）のＳ_I （ｋ）（ｋ＝０，１，
…，ＭＮ−１）はＩＤＦＴ演算器４６で相互相関関数Ｒ
_b （ｍ・Ｔ／Ｍ）に変換される。そのサンプリング間隔
はＴ／Ｍである。

【００７６】

【数６】

【００７７】ＩＤＦＴ演算器４６の出力の相互相関関数
Ｒ_b （ｍ・Ｔ／Ｍ）は絶対値をとる手段３２を経由して
最大値検出器３３へ入力され、｜Ｒ_b （ｍ・Ｔ／Ｍ）｜
の最大値を探索し、その最大値を与えるタイムラグδＴ
／Ｍ、すなわち遅延時間推定値が得られる。δはサンプ
リング間隔Ｔ／Ｍで正規化されているものとする。この
結果よりΔＴ＝δＴ／Ｍとして式（２）（３）に従って
伝搬経路長ｓを求めることができる。

【００７８】実施例３．図６は請求項３記載の発明によ
る遅延時間推定器の構成図である。図中、５１は平滑さ
れた相互スペクトルデータに図７に示すように零値サン
プルを付加してデータ長を長くする零値サンプル付加
器、４６はＩＤＦＴ演算器である。

【００７９】上記実施例の動作を図６に従って説明す
る。図６において、平滑器４４までの動作は実施例２と
同じで、平滑器４４の出力は平滑化された相互スペクト
ルデータＳ（ｋ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）である。
Ｓ（ｋ）からＩＤＦＴによって遅延器１６の出力信号ｘ
（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）
との相互相関関数を求めるとき、時間変数を通常のサン
プリング間隔Ｔの整数倍ではなく、それより細かく、サ
ンプリング間隔Ｔ／Ｍ（Ｍは補間比）の整数倍にとる。
すなわち、式（２２）のようにする。

【００８０】

【数７】

【００８１】式（２２）において左辺の時間変数はＴの
整数倍ではなくなっている。式（２２）は次のように書
ける。

【００８２】

【数８】

【００８３】つまり、平滑器４４の出力である平滑化さ
れた相互スペクトルデータＳ（ｋ）から式（２４）に従
って零値サンプルを挿入する。その様子を図７に示す。
この操作は零値サンプル付加器５１で行われる。零値サ
ンプル付加器５１の出力データＳ_J （ｋ）を４６のＩＤ
ＦＴ演算器でポイント数ＭＮの逆離散フーリエ変換を行
えば、定数倍の違いを除いて式（２２）と同じ操作をし
たことになる。

【００８４】このようにして得られたデータＲ_c （ｍ・
Ｔ／Ｍ）に対して、以下、実施例２と同様な操作で｜Ｒ
_c （ｍ・Ｔ／Ｍ）｜が最大となるタイムラグを求めれば
それが遅延時間推定値δＴ／Ｍとなり、それよりΔＴ＝
δＴ／Ｍとして式（２）（３）を用いて伝搬経路長ｓを
求められる。

【００８５】上記の方法に従って得られたデータＲ
_c （ｍ・Ｔ／Ｍ）は、正しくは遅延器１６の出力信号ｘ
（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）
との補間された相互相関関数ではない。しかし推定され
た遅延時間推定値はδＴ／Ｍはほぼ正しい遅延時間値を
与えることを多数の計算機によるシミュレーションで確
認している。

【００８６】実施例４．実施例１から３までは遅延器１
６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力
信号ｙ（ｎＴ）の相互相関関数を補間することによって
Ａ／Ｄ変換器１４におけるサンプリング間隔Ｔに対応す
る距離単位（（光速）×（サンプリング周期））より良
い精度で伝搬経路長を計測することができた。これから
説明する実施例４と５では相互相関関数を補間するので
はなく、信号を補間（サンプリング周波数の上昇）して
から相互相関関数を求めることによって同等の効果を得
るものである。

【００８７】図８は請求項４記載の発明による遅延時間
推定器１７ｄの構成図である。図中、６１は図９に示す
ように信号に零値サンプルを挿入する零値サンプル挿入
器、６２は低域通過ディジタルフィルタ、６３は２つの
低域通過ディジタルフィルタの出力信号ｘ_I （ｉ・Ｔ／
Ｍ）とｙ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）の相互相関関数を計算する相
互相関器である。

【００８８】次に図８を参照して実施例２の動作を説明
する。遅延時間推定器１７ｄにおいて、遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）を補間する（サンプリング周波数を高くする）
ために、まず、零値サンプル挿入器６１で図９の△印で
示すようにサンプルとサンプルの間（図９の隣り合う●
印と●印の間）にＭ−１個の値が０のサンプルを挿入す
る。ここで、Ｍは補間比である。図９はＭ＝３の例であ
る。この操作によって２つの零値サンプル挿入器６１の
出力信号ｘ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）のサ
ンプリング周波数は入力信号であるｘ（ｎＴ）およびｙ
（ｎＴ）のＭ倍のＭｆ_s となる。しかし、ｘ′（ｉ・Ｔ
／Ｍ）とｙ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）はいずれも周波数がｆ_s ／
２から（Ｍ−（１／２））ｆ_s の範囲に不要な周波数成
分が残っているので、これらをカットオフ周波数ｆ_s ／
２（補間後のサンプリング周波数で正規化した周波数は
１／（２Ｍ））の実係数を持つ低域通過ディジタルフィ
ルタ６２で除去する。２つの低域通過ディジタルフィル
タ６２の出力信号ｘ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ_I （ｉ・Ｔ／
Ｍ）は図９の●と○で示される、それぞれｘ（ｎＴ）と
ｙ（ｎＴ）を補間した信号となっている。以上の過程
は、Ｒ．Ｅ．Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ ａｎｄ Ｌ．Ｒ．Ｒ
ａｂｉｎｅｒ著“Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”Ｐｒｅｎｔｉｃ
ｅ−Ｈａｌｌ，１９８３，ｐ．３６のＦｉｇ．２．１６
に示されている。

【００８９】相互相関器６３は２つの低域通過ディジタ
ルフィルタ６２の出力信号ｘ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ
_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−１）の相互相
関関数Ｒ_d （ｍ・Ｔ／Ｍ）を計算する。

【００９０】

【数９】

【００９１】ｘ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）
のサンプリング周波数はともにサンプリング周波数がＭ
ｆ_s なので、Ｒ_d （ｍ・Ｔ／Ｍ）のサンプリング間隔は
Ｔ／Ｍである。Ｒ_d （ｍ・Ｔ／Ｍ）の絶対値の最大値を
最大値検出器３３で探索し、その最大値を与えるタイム
ラグを求めれば、それが遅延時間推定値δＴ／Ｍとなる
（δはＴ／Ｍで正規化した値）。このδを用いて式
（２）（３）でΔＴ＝δＴ／Ｍとして伝搬経路長ｓを求
めれば、信号補間後のサンプリング間隔Ｔ／Ｍに対応す
る距離単位で伝搬経路長を計測できる。

【００９２】実施例５．実施例５は実施例４における２
つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の補間（サンプリング
周波数上昇）操作を時間域ではなく、実施例２と同様に
周波数領域で行うものである。図１０は請求項５の発明
による遅延時間推定器１７ｅの構成図である。図１０に
従って実施例５の動作を説明する。

【００９３】遅延時間推定器１７ｅにおいて、まず、遅
延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５
の出力信号ｙ（ｎＴ）の補間（サンプリング周波数の上
昇操作）を行う。２つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）
（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）をそれぞれＤＦＴ演算器で
周波数領域データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ）（ｋ＝０，１，
…，Ｎ−１）に変換する。これらのＸ（ｋ）とＹ（ｋ）
に対して式（２０）と同様の零値サンプル挿入を行う。
これは零値サンプル挿入器４５で行われる。補間比を
Ｍ、２つの零値サンプル挿入器４５の出力をＸ
_I （ｋ），Ｙ_I （ｋ）とする。

【００９４】

【数１０】

【００９５】２つの零値サンプル挿入器４５の出力Ｘ_I
（ｋ）とＹ_I （ｋ）はそれぞれＩＤＦＴ演算器４６で時
間域信号ｘ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ），ｙ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ）に変
換される。これらの信号のサンプリング周波数はＡ／Ｄ
変換器１４におけるそれのＭ倍のＭｆ_s である。２つの
ＩＤＦＴ演算器４６の出力ｘ_I （ｉ・Ｔ／Ｍ），ｙ
_I（ｉ・Ｔ／Ｍ）の相互相関関数を式（１６）により相
互相関器６３で計算した後は実施例４と同様にして伝搬
経路長ｓが求められる。

【００９６】実施例６．実施例５では補間（サンプリン
グ周波数上昇）操作を周波数領域で、相互相関関数の計
算を時間領域で行うのに対し、実施例６では相互相関関
数の計算も周波数領域を介して行われる。

【００９７】図１１は請求項６の発明による遅延時間推
定器１７ｆの構成図である。この図を参照して実施例６
の動作を説明する。遅延時間推定器１７ｆにおいて、遅
延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５
の出力信号ｙ（ｎＴ）のＤＦＴを行った後の周波数領域
データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ）に対して、零値サンプル挿入
器４５により式（２６）（２７）の零値サンプル挿入を
行うまでは実施例５と同じ動作である。こうして得られ
たデータＸ_I （ｋ）の複素共役を４２でとった後、Ｙ_I
（ｋ）と掛算器４３で掛け合わされて相互スペクトルデ
ータＳ_I ′（ｋ）を得る。

【００９８】 Ｓ₁ ′（ｋ）＝Ｘ_I ^* （ｋ）Ｙ_I （ｋ） （２８） （ｋ＝０，１，…，ＭＮ−１）

【００９９】相互スペクトルデータＳ_I ′（ｋ）を平滑
器４４で平滑して平滑された相互スペクトルデータＳ_I
（ｋ）を得る。Ｓ_I （ｋ）をＩＤＦＴ演算器４６でＭＮ
ポイントの逆離散フーリエ変換を行えば遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）の補間された相互相関関数Ｒ_f （ｍ・Ｔ／Ｍ）
が求められる。そのサンプリング間隔はＡ／Ｄ変換器１
４のサンプリング間隔Ｔの１／Ｍである。ＩＤＦＴ演算
器４６以降は実施例２と同様にして伝搬経路長ｓが求め
られる。

【０１００】なお図１１において、Ｘ（ｋ）を入力とす
る零値サンプル挿入器４５と複素共役をとる手段４２の
順序を逆にしても構わない。

【０１０１】実施例７．図４、図６、図１０，図１１の
ＤＦＴ演算器４１において、ＤＦＴ演算を行う場合のデ
ータ数が２のべき乗などのＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を用いること
のできるデータ数であれば、これらをＦＦＴ演算器に置
き換えて処理の高速化を図ることができる。従って、最
初からデータ数Ｎを２のべき乗にしておくことが望まし
い。加えて、補間比Ｍも２のべき乗であれば、ＩＤＦＴ
演算器４６をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算
器に置き換えることができ、同様に高速処理が可能とな
る。

【０１０２】実施例８．実施例４における信号のサンプ
リング周波数上昇（補間）操作は、零値サンプル挿入と
低域通過フィルタリングによる方法だけに限らない。例
えば、標本化関数ｓｉｎ ｘ／ｘやスプライン関数を用
いた内挿による方法も利用できる。

【０１０３】なお、上記実施例１から９では、送信信号
波形はとくに規定しなかったが、変調されたＣＷ（連続
波）、パルス信号、チャープ信号等を用いることができ
る。また、上記実施例の説明では、受信装置１０の各信
号は複素信号として取り上げたが、実信号でも構わな
い。

【０１０４】さらに、本発明の伝搬経路長計測装置で
は、目標に関する情報を得る際に電波を用いているが、
光波、音波を用いるバイスタテックライダシステム、バ
イスタテックソナーシステムであっても同様な効果を奏
する。

【０１０５】

【発明の効果】以上のように、この発明による伝搬経路
長計測装置は、目標による反射エコー受信を目的とする
第１の受信手段中に混入して受信される受信装置からの
直接波による受信信号を、送信装置からの直接波受信を
目的とする第２の受信手段の出力信号（同期信号）を利
用して抑圧し、目標の反射エコーによる信号を抽出する
装置と、抽出された上記目標反射エコーによる受信信号
と同期信号との相互相関関数の絶対値の最大値を与える
タイムラグである両者間の遅延時間差を上記２つの受信
手段内のＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング間隔より短
い時間単位で推定する装置を備えているので、第１の受
信手段中に混入して受信される送信装置からの直接波に
よる受信信号の影響を受けることなく目標反射エコーの
伝搬経路長を精度良く計測することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による伝搬経路長計測装置の実施例１
〜８の全体構成図である。

【図２】図１の不要直接波抑圧器の内部構成図である。

【図３】請求項１に係わる発明の実施例１を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。

【図４】請求項２に係わる発明の実施例２を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。

【図５】請求項２、５、６に係わる発明の遅延時間推定
器における零値サンプル挿入器４５の零値サンプルの挿
入方法を示した図である。

【図６】請求項３に係わる発明の実施例３を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。

【図７】図６の遅延時間推定器における零値サンプル付
加器５１の零値サンプルの付加方法を示した図である。

【図８】請求項４に係わる発明の実施例４を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。

【図９】図８の遅延時間推定器における零値サンプル挿
入器６１の零値サンプルの挿入方法を示した図である。

【図１０】請求項５に係わる発明の実施例５を示す遅延
時間推定器の内部構成図である。

【図１１】請求項６に係わる発明の実施例６を示す遅延
時間推定器の内部構成図である。

【図１２】従来の伝搬経路長計測装置の全体構成図であ
る。

【図１３】従来例と本発明の伝搬経路長計測装置におけ
る受信信号と同期信号の相互相関関数を示す図である。

【符号の説明】

１ 送信装置 ５ 目標 １０ 受信装置 １１ 主受信アンテナ １２ 補助受信アンテナ １３ 受信機 １４ Ａ／Ｄ変換器 １５ 不要直接波抑圧器 １７ 遅延時間推定器 ２１ 荷重計算手段 ２２ 乗算器 ２３ 減算器 ３１，６３ 相互相関器 ３３，３５ 最大値検出器 ３４ 補間器 ４１ ＤＦＴ演算器 ４４ 平滑器 ４５，６１ 零値サンプル挿入器 ４６ ＩＤＦＴ演算器 ５１ 零値サンプル付加器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
   らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
   を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
   増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
   の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号と上記信号遅延手段の
   出力信号の相互相関関数を計算してその絶対値をとる手
   段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力からその最大
   値を与えるタイムラグを求めて出力する第１の手段、 上記タイムラグおよび上記相互相関関数の絶対値を入力
   とし、上記タイムラグの近傍において上記相互相関関数
   の絶対値の補間値を求める手段、 上記相互相関関数絶対値の補間手段出力からその最大値
   を与えるタイムラグを求める第２の手段を備えて構成さ
   れたことを特徴とする伝搬経路長計測装置。
2. 【請求項２】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波の目標からの反
   射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波を第１
   の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・
   位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１の受信
   手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段出力信号の離散フーリエ変換を計
   算する第１の手段、 上記信号遅延手段出力信号の離散フーリエ変換を計算す
   る第２の手段、 上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力の複素共役を
   とる手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の離散フーリエ変換計
   算手段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求め
   て出力する手段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 Ｎを上記相互スペクトルデータのサンプル数、Ｍを所定
   の整数とするとき、上記相互スペクトルデータ平滑手段
   出力のデータの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目の
   サンプル間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入して
   サンプル数ＭＮのデータを作る手段、 上記零値サンプル挿入手段出力を逆離散フーリエ変換
   し、その絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
   大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
   たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。
3. 【請求項３】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
   らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
   を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
   増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
   の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を
   計算する第１の手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
   する第２の手段、 上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力の複素共役を
   とる手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の離散フーリエ変換計
   算手段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求め
   る手段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 Ｎを上記相互スペクトルデータのサンプル数、Ｍを所定
   の整数とするとき、上記相互スペクトルデータ平滑手段
   出力のデータの後ろに（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを
   付加してサンプル数ＭＮのデータを作る手段、 上記零値サンプル付加手段出力を逆離散フーリエ変換
   し、その絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
   大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
   たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。
4. 【請求項４】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
   らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
   を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
   増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
   の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号成分抑圧手段出力信号に対して、互いに隣
   り合う２つのサンプルの間に所定の数の零値サンプルを
   挿入して新たな信号を作る第１の手段、 上記第１の零値サンプル挿入手段の出力信号を入力とす
   る、所定のカットオフ周波数を持つ第１の低域通過ディ
   ジタルフィルタ、 上記信号遅延手段出力信号に対して、互いに隣り合う２
   つのサンプルの間に上記所定の数の零値サンプルを挿入
   して新たな信号を作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段の出力信号を入力とす
   る、所定のカットオフ周波数を持つ第２の低域通過ディ
   ジタルフィルタ、 上記第１の低域通過ディジタルフィルタ出力と上記第２
   の低域通過ディジタルフィルタ出力との相互相関関数を
   計算してその絶対値をとる手段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力の最大値を与
   えるタイムラグを求めて出力する手段を備えて構成され
   たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。
5. 【請求項５】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
   らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
   を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
   増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
   の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号成分抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変
   換を計算する第１の手段、 Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの
   サンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第１の離
   散フーリエ変換計算手段出力データの（Ｎ／２）番目と
   （Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−Ｎ）個の零
   値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第
   １の手段、 上記第１の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フーリエ
   変換を計算する第１の手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
   する第２の手段、 サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変換計算手段出
   力データの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサン
   プルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサ
   ンプル数ＭＮのデータを作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フーリエ
   変換を計算する第２の手段、 上記第１の逆離散フーリエ変換計算手段出力と上記第２
   の逆離散フーリエ変換計算手段出力との相互相関関数絶
   対値を計算し、その絶対値をとる手段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力の最大値を与
   えるタイムラグを求める手段を備えて構成されたことを
   特徴とする伝搬経路長計測装置。
6. 【請求項６】 変調された信号を送信信号とし、送信ア
   ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
   装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
   らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
   を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
   増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
   の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
   テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
   ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
   信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
   まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
   する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
   る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
   信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
   る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
   段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
   を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
   を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
   しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
   段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を
   計算する第１の手段、 Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの
   サンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第１の離
   散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と（Ｎ／
   ２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サ
   ンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第１の
   手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
   する第２の手段、 サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変換計算手段出
   力の（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの
   間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル
   数ＭＮのデータを作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段出力の複素共役をとる
   手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の零値サンプル挿入手
   段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求める手
   段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 上記相互スペクトルデータ平滑手段出力を逆離散フーリ
   エ変換してその絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
   大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
   たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。