JP5398838B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、電磁波を送受信して目標物までの距離等を計測するレーダ装置に関する。

従来から、遠隔点の風を計測する装置として、コヒーレントライダ等の装置が知られている。コヒーレントライダは、送信パルス幅毎に受信ＩＦ（中間周波数：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を切り出し、フーリエ変換等の周波数解析によってドップラ周波数を算出している（例えば、非特許文献１参照）。

ここで、非特許文献１に示されたように、送信波長１．５μｍ程度のレーザ光を用いて、−３７〜３７ｍ／ｓの視線方向の風速を計測する場合、そのドップラ周波数は、−５０〜５０ＭＨｚとなる。すなわち、１００ＭＨｚの帯域幅のドップラ周波数を計測する必要があるので、標本化定理に基づいて、２００ＭＳａｍｐｌｅ／ｓ以上のＡＤ変換により受信信号を収集して周波数解析を実行する。

また、距離計測は、送信レーザ光にパルス変調を施し、送受信の時間差を計測することによって実行される。したがって、距離分解能は、パルス幅によって決定される。例えば、上記非特許文献１のコヒーレントライダにおいて、送信パルス幅を２００ｎｓとすると、距離分解能は３０ｍとなる。

一方、速度分解能は、ドップラ周波数の分解能によって決定される。ここで、ドップラ周波数の分解能は、受信信号の観測時間の逆数となるので、観測時間が長くなるほどドップラ周波数の分解能は高くなる。しかしながら、受信信号の観測時間は、最大でも送信パルス幅となる。

そのため、上記非特許文献１のコヒーレントライダにおいて、送信パルス幅が２００ｎｓの場合には、ドップラ周波数の分解能は５ＭＨｚとなり、送信波長が１．５μｍのときの速度分解能は３．７５ｍ／ｓとなる。このことから、距離分解能と速度分解能とは、ともに送信パルス幅によって決定される。また、送信パルス幅が短い方が距離分解能は高くなるが、逆に速度分解能は低くなるという関係がある。

浅香公雄、外６名、"風速計測用光波レーダの開発"、２０００年７月、電子情報通信学会、信学技報ＳＡＮＥ２０００−３９、ｐ．１５−２０

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
上記非特許文献１のコヒーレントライダでは、送信パルス幅を２００ｎｓとしたときの距離分解能が３０ｍとなるが、例えば航空機の後方に生じる後方乱気流の１つの渦の直径が数１０ｍ程度であることから、渦の構造を正確に捉えるには、必ずしも十分な距離分解能であるとは言えない。また、このとき、速度分解能を３．７５ｍ／ｓよりも落とすことは現実的ではないので、結局のところ、十分な距離分解能を得ることができない。

なお、コヒーレントライダでは、ビームが近距離ではほとんど広がらないので、電波を送受信するレーダと比較して、極めて高い角度分解能を得ることができるものの、上述したように、距離分解能は不十分である。
以上のように、従来のコヒーレントライダでは、距離分解能と速度分解能とが互いにトレードオフの関係にあるので、両者を同時に向上させることができないという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上させることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、送信部で生成された、複数のパルスを含む送信波を空間に放射し、空間に存在する目標物で反射して受信される受信波を、送信波を用いて周波数変換して受信信号を生成するとともに、送信波に対する受信信号の遅延時間に基づいて、目標物までの距離を計測するレーダ装置であって、受信信号から、送信波に含まれるパルスと同じ幅を有する区間の信号を抽出し、この信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号を生成するフーリエ変換部と、フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出するピーク抽出部と、送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出する乗算部と、乗算部で算出された複素共役積を複数回の観測について加算し、積分後複素共役積を算出する乗算値積分部と、積分後複素共役積の位相から、ドップラ速度を算出する速度算出部とを備えたものである。

この発明に係るレーダ装置によれば、送信波に対する受信信号の遅延時間に基づいて、目標物までの距離を計測するレーダ装置において、フーリエ変換部は、受信信号から、送信波に含まれるパルスと同じ幅を有する区間の信号を抽出し、この信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号を生成する。ピーク抽出部は、フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出する。乗算部は、送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出する。乗算値積分部は、乗算部で算出された複素共役積を複数回の観測について加算し、積分後複素共役積を算出する。速度算出部は、積分後複素共役積の位相から、ドップラ速度を算出する。これにより、距離分解能をパルスの幅で決定し、速度分解能をパルスの間隔で決定することができる。
そのため、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上させることができるレーダ装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。（実施例１） この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信波の振幅形状を示す模式図である。（実施例１） この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における送信波の送信タイミングと受信信号の受信タイミングとの関係を示す模式図である。（実施例１） この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。（実施例１） この発明の実施の形態１に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する説明図である。（実施例１） この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における受信信号のドップラスペクトルを示す模式図である。（実施例１） この発明の実施の形態２に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する説明図である。（実施例２） この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。（実施例２） この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の送信波の振幅形状を示す模式図である。（実施例３）

以下、この発明のレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。
図１において、このレーダ装置は、送信部１、切り替え部２、放射部３、受信部４、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部５および信号処理部６を備えている。

以下、このレーダ装置の機能について説明する。
送信部１は、単一周波数の連続波を振幅変調して発生された送信パルスを複数含む送信波を生成して出力する。また、送信部１は、送信波を受信部４に出力する。
なお、この実施の形態１では、送信波がレーザ光である場合について説明するが、送信波はレーザ光に限定されるものではなく、光の周波数領域以外の一般の電磁波、または音波等であっても同様に適用することができる。

切り替え部２は、送信部１からの送信波を放射部３に出力するとともに、放射部３からの受信波を受信部４に出力する。
放射部３は、切り替え部２からの送信波を空間に放射するとともに、空間中に存在する目標物１００で反射した送信波の一部を、受信波として受信する。

受信部４は、放射部３から切り替え部２を経由して入力された受信波を、送信部１からの送信波を用いて、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の受信信号に周波数変換する。受信部４で周波数変換された中間周波数の受信信号（ＩＦ受信信号）は、アナログ信号である。

ＡＤ変換部５は、信号処理をデジタル的に実行するために、受信部４からのＩＦ受信信号をＡＤ変換（アナログ−デジタル変換）し、デジタル化されたＩＦ受信信号（以下、「受信信号」と略称する）を出力する。
信号処理部６は、ＡＤ変換部５からの受信信号に基づいて、信号処理を実行する。

ここで、送信部１が生成し、放射部３が空間に放射する送信波の振幅形状を、図２に模式的に示す。
図２において、送信波は、単一周波数の連続波を振幅変調して発生された送信パルスを２つ含んでいる。ここでは、パルス１０１ａとパルス１０１ｂとからなる送信波形状をフレームと呼ぶことにする。

パルス１０１ａのパルス幅１０２ａとパルス１０１ｂのパルス幅１０２ｂとは、互いに等しい。また、１フレームの送信波は、時間間隔１０３だけ途切れた形状となっており、パルス間隔１０４ａは、パルス１０１ａの中心からパルス１０１ｂの中心までの間隔となる。そして、送信波のフレームは、時間間隔１０５の間隔で繰り返される。

パルス幅１０２ａおよびパルス幅１０２ｂは、実現する距離分解能に応じて決定される。所望の距離分解能がΔｒのとき、パルス幅τは、次式（１）で表される。式（１）において、ｃは光速を示している。

τ＝２Δｒ／ｃ （１）

また、時間間隔１０５をＴと表したときに、Ｔは、次式（２）を満足するように設定される。式（２）において、Ｒｍａｘは最大観測距離を示している。

Ｔ＞２Ｒｍａｘ／ｃ （２）

式（２）は、最大観測距離に存在する目標物で反射した送信波が受信された後に、次のフレームを送信することを意味している。

続いて、送信波の送信タイミングと受信信号の受信タイミングとの関係を、図３に模式的に示す。
図３において、ＡＤ変換部５によるデータ収録は、タイミング１１６からタイミング１１７までの期間で実行される。ここで、タイミング１１６は、パルス１０１ｂの送信の終了以降となり、タイミング１１７は、時間間隔１０５によって決まる次の送信フレームの開始よりも前となるように設定されている。また、この期間に得られた受信信号を１１０とする。

なお、受信信号１１０は、サンプル間隔Δｔでサンプルされるものとする。また、サンプル間隔Δｔは、次式（３）を満足するように設定される。式（３）において、λは送信波長、Ｖａは計測するドップラ速度の範囲の幅を示している。

Δｔ＜λ／Ｖａ （３）

例えば、ドップラ速度の計測範囲が−Ｖｍａｘから＋Ｖｍａｘ（Ｖｍａｘ＞０）の場合には、計測するドップラ速度の範囲の幅Ｖａは、次式（４）のようになる。

Ｖａ＝２Ｖｍａｘ （４）

また、距離ｒの速度計測を実行する場合には、ＡＤ変換部５で得られたサンプルのうち、区間１１２ａおよび区間１１２ｂのサンプルを用いる。区間１１２ａおよび区間１１２ｂの幅は、それぞれパルス幅１０２ａおよびパルス幅１０２ｂと等しいとする。また、時間間隔１１３も、パルス１０１ａとパルス１０１ｂとの間の時間間隔１０３と等しいとする。

そのため、区間１１２ａの中心から区間１１２ｂの中心までの時間間隔１１４ａは、パルス１０１ａの中心からパルス１０１ｂの中心までのパルス間隔１０４ａと等しくなる。このとき、パルス１０１ａとパルス１１１ａとの時間差１１８をｔｒとすると、ｔｒは、次式（５）で表される。

ｔｒ＝２ｒ／ｃ （５）

なお、上述した送信部１から信号処理部６までの処理の流れは、従来からある一般的なものである。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の特徴は、以降に説明する信号処理部６による信号処理にある。

図４は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部６を示すブロック構成図である。
図４において、信号処理部６は、フーリエ変換部１１、スペクトル積分部１２、ピーク検出部１３、ピーク抽出部１４、乗算部１５、乗算値積分部１６、速度算出部１７および折り返し補正部１８を有している。

以下、信号処理部６の機能について説明する。
フーリエ変換部１１は、ＡＤ変換部５からの受信信号に対して、パルス１１２ａおよびパルス１１２ｂのそれぞれについてフーリエ変換を実行する。これによって得られるフーリエ変換後の受信信号は、ドップラ周波数に対応する周波数点にピークを有するものとなる。

スペクトル積分部１２は、フーリエ変換部１１からのフーリエ変換後の受信信号の電力値を算出することにより、受信信号のパワースペクトルを得る。ここで、スペクトル積分部１２は、得られたパワースペクトルからピーク検出を実行する際の検出性能を向上させるために、複数回の送信で得られるパワースペクトルを電力加算、すなわち積分する。
ピーク検出部１３は、スペクトル積分部１２からの積分されたパワースペクトルに対してピーク検出処理を実行し、パワースペクトルが最大となるピークを検出して、ピーク位置の周波数点をピーク抽出部１４および折り返し補正部１８に出力する。

ピーク抽出部１４は、フーリエ変換部１１で得られたフーリエ変換後の受信信号から、ピーク検出部１３で検出された周波数点の信号成分を抽出する。ここで、抽出する信号の位相情報を用いて後段のドップラ速度の算出が実行されることから、位相情報を含んでいるフーリエ変換部１１の出力から信号成分を抽出する。なお、スペクトル積分部１２で積分されるパワースペクトルは、電力値となっているので、位相情報を含んでいない。そのため、パワースペクトルの情報は、ピーク位置の周波数点を取り出すことにのみ使用される。

具体的には、ピーク抽出部１４は、パルス１１２ａとパルス１１２ｂとの両方から信号成分を抽出する。抽出された信号成分をそれぞれａ（ｉ）、ｂ（ｉ）とする。ただし、ｉは、ｉ番目の送信による観測で得られた信号であることを示している。
乗算部１５は、２つの信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）の複素共役積を取ることにより、次式（６）で表されるように、２つの信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）の相互相関値Ｒ（ｉ）を算出する。

この相互相関値Ｒ（ｉ）の位相は、図３に示した時間間隔１１４ａ（＝パルス間隔１０４ａ）の間に、信号の位相がどれだけ進んだかを表している。したがって、相互相関値Ｒ（ｉ）の位相から、ドップラ周波数を算出することができる。しかしながら、信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）には、不要成分が含まれている。
以下、図５を参照しながら、信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）に含まれる不要成分について説明する。図５において、水平方向は時間を示し、垂直方向は距離を示している。

送信部１で生成されて放射部３から空間に放射された送信波のパルス１０１ａおよびパルス１０１ｂは、距離Ｂに存在する目標物で反射され、区間１１２ａおよび区間１１２ｂでそれぞれ受信され、フーリエ変換後にピーク抽出部１４で信号成分が抽出されて信号成分ａ（ｉ）および信号成分ｂ（ｉ）となる。
ここで、信号成分ａ（ｉ）は、パルス１０１ｂが距離Ｃで反射された不要反射成分を含み、信号成分ｂ（ｉ）は、パルス１０１ａが距離Ａで反射された不要反射成分を含む。そのため、相互相関値Ｒ（ｉ）は、距離Ａおよび距離Ｃからの不要反射成分の影響を含む。

乗算値積分部１６は、上記不要反射成分の影響を取り除くために、次式（７）で表されるように、相互相関値Ｒ（ｉ）を積分し、積分後相互相関値Ｒ（チルダ）を算出する。

距離Ｃでの不要反射成分は信号成分ａ（ｉ）にしか含まれないので、信号成分ｂ（ｉ）とは相関を持たず、また、距離Ａでの不要反射成分は信号成分ｂ（ｉ）にしか含まれないので、信号成分ａ（ｉ）とは相関を持たない。したがって、複数回の観測の平均を取ることにより、距離Ａおよび距離Ｃでの不要反射成分は、距離Ｂからの反射成分と比較して、相対的に小さくなる。そこで、式（７）より、積分回数Ｎを十分に大きくすれば、距離Ａおよび距離Ｃからの不要反射成分の、積分後相互相関値Ｒ（チルダ）への影響は十分に小さくなる。

速度算出部１７は、不要反射成分の影響が低減された積分後相互相関値Ｒ（チルダ）の位相から、次式（８）を用いて、ドップラ速度ｖ_Dを算出する。式（８）において、Ｔｉは時間間隔１１４ａ（＝パルス間隔１０４ａ）を示している。

式（８）より、速度分解能がパルス間隔によって決定されることが分かる。また、式（８）で算出したドップラ速度ｖ_Dは、時間間隔Ｔｉでの位相差に基づいて算出した値である。したがって、時間間隔Ｔｉの間に２πを超える位相回転が存在している場合には、算出したドップラ速度ｖ_Dに曖昧さが含まれることとなる。すなわち、曖昧さを含まずに算出できるドップラ速度ｖ_Dの間隔は、λ／（２Ｔｉ）となる。

一方、区間１１２ａまたは区間１１２ｂのフーリエ変換では、上述したサンプル間隔Δｔによって、速度算出の曖昧さが決定される。したがって、サンプル間隔Δｔが十分に小さくなるようなサンプルをＡＤ変換部５で実行すれば、ドップラ速度ｖ_Dの曖昧さは生じない。そのため、ピーク検出部１３での検出結果を用いることにより、速度算出部１７で算出されたドップラ速度ｖ_Dの曖昧さを解消することができる。

しかしながら、このフーリエ変換では、区間１１２ａの時間長で決定されるドップラ周波数の分解能しか得ることができない。具体的には、区間１１２ａの時間幅がパルス１０１ａのパルス幅τと等しいので、ドップラ周波数の分解能は１／τとなり、ドップラ速度の分解能はλ／（２τ）となる。

ここで、時間間隔Ｔｉがパルス幅τよりも大きくなると、フーリエ変換によるドップラ速度の分解能が、速度算出部１７で算出されたドップラ速度ｖ_Dに含まれる曖昧さよりも大きくなる。
このことは、速度算出部１７の速度算出結果の曖昧さを完全に解消できるほどの精度が、フーリエ変換にないことを意味している。

そこで、フーリエ変換による速度推定において、速度分解能よりも細かい精度で推定値を得ることを考える。その一例として、例えばフーリエ変換部１１に入力される受信信号の系列の後に、０の系列を付加（０詰め）することが挙げられる。これにより、実際の受信信号の長さを長くすることはできないが、みかけの信号長を長くすることはできる。

このような０詰め後の受信信号に対してフーリエ変換を実行したときの結果を、図６に模式的に示す。図６において、破線は真のドップラスペクトルを表している。
０詰めをしていない受信信号に対するフーリエ変換では、上述したように、ドップラ周波数の分解能は１／τとなり、図６中の黒丸のようにフーリエ変換の結果が得られる。

このとき、例えば元の受信信号と同じ長さの０を付加した後にフーリエ変換を実行すると、フーリエ変換の対象となる信号長が２倍になる。そのため、ドップラ周波数の分解能を半分にすることができる。したがって、この場合には、図６中の白丸の位置にもフーリエ変換の結果を得ることができる。その結果、ピーク周波数の抽出精度を向上させることができる。

このように、フーリエ変換による速度の算出において、従来の観測時間から決定される速度分解能よりも高い精度でドップラ速度ｖ_Dを算出することができる。しかしながら、受信信号に雑音が含まれている場合には、上述した方法による速度分解能の向上にも限界がある。

そこで、より高い精度でドップラ速度ｖ_Dを算出するために、より長い受信信号の観測時間によってドップラ速度ｖ_Dを算出すること、すなわち、速度算出部１７において、時間間隔１１４ａ（＝パルス間隔１０４ａ）の観測時間によって算出されたドップラ速度ｖ_Dを組み合わせることを考える。

具体的には、曖昧さを考慮すると、速度算出部１７によるドップラ速度ｖ_Dの算出結果は、次式（９）で表される。式（９）において、ｎは整数、ｖ_aは２πに相当するドップラ速度を示している。

折り返し補正部１８は、整数ｎを変えて得られるドップラ速度ｖ_Dのうち、ピーク検出部１３で検出されたパワースペクトルのピークで得られるドップラ速度に最も近い値が、真のドップラ速度ｖ_Dであるとして、測定値を算出する。折り返し補正部１８は、このような、曖昧さの解消、すなわち速度折り返し補正を実行する。

以上のように、実施の形態１によれば、送信波に対する受信信号の遅延時間に基づいて、目標物までの距離を計測するレーダ装置において、フーリエ変換部は、受信信号から、送信波に含まれるパルスと同じ幅を有する区間の信号を抽出し、この信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号を生成する。ピーク抽出部は、フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出する。乗算部は、送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出する。乗算値積分部は、乗算部で算出された複素共役積を複数回の観測について加算し、積分後複素共役積を算出する。速度算出部は、積分後複素共役積の位相から、ドップラ速度を算出する。これにより、距離分解能をパルスの幅で決定し、速度分解能をパルスの間隔で決定することができる。
そのため、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上させることができるレーダ装置を得ることができる。

また、折り返し補正部は、ピーク抽出部で最大電力周波数成分を抽出した周波数を入力し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、粗い精度のドップラ速度と整合するように、速度算出部で算出されたドップラ速度の折り返し補正を実行する。また、フーリエ変換部は、フーリエ変換前の受信信号に０の系列を付加する。
そのため、ドップラ速度に含まれる曖昧さを解消して、ドップラ速度を高精度に算出することができる。

なお、上記実施の形態１において、折り返し補正部は、ピーク抽出部で最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布の重心となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、粗い精度のドップラ速度と整合するように、速度算出部で算出されたドップラ速度の折り返し補正を実行してもよい。
また、上記実施の形態１において、折り返し補正部は、電力値分布に理論的な電力分布モデルを適用することによって、電力値が最大となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、粗い精度のドップラ速度と整合するように、速度算出部で算出されたドップラ速度の折り返し補正を実行してもよい。
さらに、このとき、送信部が、送信波に含まれるパルスの間隔が送信毎に所定の周期で変化するように送信波を生成し、折り返し補正部が、パルス間隔の互いに異なる送信波による観測において、速度算出部で算出された全てのドップラ速度と整合するように、ドップラ速度の折り返し補正を実行してもよい。
これらの場合も、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、送信波形内に２つの送信パルスを含む送信波を例に挙げて説明したが、これに限定されず、送信波には３つ以上の送信パルスが含まれていてもよい。
以下、３つの送信パルスを含む送信波を用いる場合について説明する。
図７は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置における送信および受信の状況を模式的に示す説明図である。図７では、図５と比較して、送信波のパルス１０１ｃが増え、また、受信信号の区間１１２ｃが増えている。

図７において、受信信号には、距離Ａ、Ｂ、Ｃからの反射波の他に、距離Ｄ、Ｅ、Ｆからの反射波も含まれることとなる。しかしながら、受信信号の３つの区間１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃのうち、複数の区間で受信されるのは、距離Ｂからの反射波のみである。そのため、例えば区間１１２ａおよび区間１１２ｂの受信信号を用いて算出されるドップラ速度ｖ１と、区間１１２ｂおよび区間１１２ｃの受信信号を用いて算出されるドップラ速度ｖ２とは、速度の折り返しを除いてそれぞれ正しい値となる。

ここで、ドップラ速度ｖ１とドップラ速度ｖ２とは、用いる受信信号の時間間隔が互いに異なるために、速度の折り返し方が両者で異なることとなる。そこで、曖昧さを考慮して算出されるドップラ速度ｖ１およびドップラ速度ｖ２の候補のうち、両者で整合の取れる値を選択すれば、折り返しのない正しいドップラ速度を得ることができる。

図８は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の信号処理部６Ａを示すブロック構成図である。
図８において、信号処理部６Ａは、フーリエ変換部１１、切り替え部１９、スペクトル積分部１２ａ、１２ｂ、ピーク検出部１３ａ、１３ｂ、ピーク抽出部１４ａ、１４ｂ、乗算部１５ａ、１５ｂ、乗算値積分部１６ａ、１６ｂ、速度算出部１７ａ、１７ｂおよび速度修正部２０を有している。

また、図８において、スペクトル積分部１２ａ、１２ｂから速度演算部１７ａ、１７ｂまでは、２重になっている。なお、符号にａを付けたものは、区間１１２ａおよび区間１１２ｂの受信信号を処理する系であり、符号にｂを付けたものは、区間１１２ｂおよび区間１１２ｃの受信信号を処理する系である。すなわち、切り替え部１９は、フーリエ変換部１１からのフーリエ変換後の受信信号のうち、区間１１２ａおよび区間１１２ｂに対応する信号を、符号にａを付けた系に出力し、区間１１２ｂおよび区間１１２ｃに対応する信号を、符号にｂを付けた系に出力する。

速度算出部１７ａで算出されるドップラ速度と、速度算出部１７ｂで算出されるドップラ速度とは、速度の折り返しを除いて互いに等しい。そこで、速度修正部２０は、速度算出部１７ａおよび速度算出部１７ｂで算出されるドップラ速度について、それぞれ複数の折り返し数を想定してドップラ速度の候補を算出し、両者で一致する値を正しいドップラ速度として選択する。

以上のように、実施の形態２によれば、送信部は、３つ以上のパルスを含む送信波を生成し、乗算部は、異なる時間間隔の組み合わせで複素共役積を算出し、速度算出部は、異なる時間間隔の組み合わせについて算出された積分後複素共役積の全てと整合するようにドップラ速度を算出する。
そのため、距離分解能を向上させるためにパルス間隔を短くした場合であっても、ドップラ速度を高精度に算出することができる。また、送信波形内に３つ以上の送信パルスが含まれているので、折返し補正も可能となり、ドップラ速度を高精度に算出することができる。

実施の形態３．
上記実施の形態２では、送信波形内に３つ以上の送信パルスを含む送信波を例に挙げて説明したが、これに限定されず、送信波形内に含まれる送信パルスを２つとし、送信毎にパルス間隔を複数通りに変えてもよい。
以下、２つの送信パルスを含む送信波を用い、送信毎にパルス間隔を複数通りに変えて観測を実行する場合について説明する。
なお、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の信号処理部の構成は、上述した実施の形態２と同様なので、その説明を省略する。

図９は、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の送信波の振幅形状を示す模式図である。
図９において、送信波は、１番目の送信ではパルス間隔１０４ａで、２番目の送信ではパルス間隔１０４ｂで、３番目の送信ではパルス間隔１０４ｃで、４番目の送信ではパルス間隔１０４ｄでそれぞれ送信され、以後継続して送信される。

ここで、パルス間隔１０４ａおよびパルス間隔１０４ｃは、互いに同じ間隔とし、また、パルス間隔１０４ｂおよびパルス間隔１０４ｄも、互いに同じ間隔とする。なお、パルス間隔１０４ｂ、１０４ｄは、パルス間隔１０４ａ、１０４ｃよりも長い間隔となっている。このとき、パルス間隔１０４ａ、１０４ｃの送信波に対応する受信信号を用いて算出されるドップラ速度と、パルス間隔１０４ｂ、１０４ｄの送信波に対応する受信信号を用いて算出されるドップラ速度とは、速度の折り返しを除いてそれぞれ正しい値となる。

そこで、上述した実施の形態２と同様に、速度修正部２０において、速度算出部１７ａで算出されるドップラ速度（パルス間隔１０４ａ、１０４ｃの送信波に対応）、および速度算出部１７ｂで算出されるドップラ速度（パルス間隔１０４ｂ、１０４ｄの送信波に対応）について、それぞれ複数の折り返し数を想定してドップラ速度の候補を算出し、両者で一致する値を正しいドップラ速度として選択する。

以上のように、実施の形態３によれば、送信部は、送信波に含まれるパルスの間隔が、送信毎に所定の周期で変化するように送信波を生成し、乗算部は、等しいパルス間隔の組み合わせで複素共役積を算出し、速度算出部は、等しいパルス間隔の組み合わせについて算出された積分後複素共役積の全てと整合するようにドップラ速度を算出する。
そのため、上述した実施の形態２と同様に、距離分解能を向上させるためにパルス間隔を短くした場合であっても、ドップラ速度を高精度に算出することができる。また、送信波形内に２つの送信パルスのみが含まれているので、不要反射成分の発生が少なく、かつ複数通りのパルス間隔でドップラ速度を算出することができるので、折返し補正も可能となり、ドップラ速度を高精度に算出することができる。

Claims (10)

1. 送信部で生成された、複数のパルスを含む送信波を空間に放射し、空間に存在する目標物で反射して受信される受信波を、前記送信波を用いて周波数変換して受信信号を生成するとともに、前記送信波に対する前記受信信号の遅延時間に基づいて、前記目標物までの距離を計測するレーダ装置であって、
   前記受信信号から、前記送信波に含まれるパルスと同じ幅を有する区間の信号を抽出し、この信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号を生成するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出するピーク抽出部と、
   前記送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の前記最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出する乗算部と、
   前記乗算部で算出された前記複素共役積を複数回の観測について加算し、積分後複素共役積を算出する乗算値積分部と、
   前記積分後複素共役積の位相から、ドップラ速度を算出する速度算出部と、
   を備えたレーダ装置。
2. 前記送信部は、前記送信波に含まれるパルスの間隔が、パルスの幅と同じ、またはパルスの幅よりも広くなるように前記送信波を生成する請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記送信部は、想定する最大観測距離に対応する前記受信信号の遅延時間よりも長い時間間隔で繰り返し前記送信波を生成する請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記送信部は、３つ以上のパルスを含む前記送信波を生成し、
   前記乗算部は、異なる時間間隔の組み合わせで前記複素共役積を算出し、
   前記速度算出部は、異なる時間間隔の組み合わせについて算出された前記積分後複素共役積の全てと整合するように前記ドップラ速度を算出する
   請求項１から請求項３までの何れか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記送信部は、前記送信波に含まれるパルスの間隔が、送信毎に所定の周期で変化するように前記送信波を生成し、
   前記乗算部は、等しいパルス間隔の組み合わせで前記複素共役積を算出し、
   前記速度算出部は、等しいパルス間隔の組み合わせについて算出された前記積分後複素共役積の全てと整合するように前記ドップラ速度を算出する
   請求項１から請求項３までの何れか１項に記載のレーダ装置。
6. 前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数を入力し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラ速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラ速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備えた
   請求項１から請求項３までの何れか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記フーリエ変換部は、フーリエ変換前の前記受信信号に０の系列を付加する請求項６に記載のレーダ装置。
8. 前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布の重心となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラ速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラ速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備えた
   請求項１から請求項３までの何れか１項に記載のレーダ装置。
9. 前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布に理論的な電力分布モデルを適用することによって、電力値が最大となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラ速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラ速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラ速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備えた
   請求項１から請求項３までの何れか１項に記載のレーダ装置。
10. 前記送信部は、前記送信波に含まれるパルスの間隔が、送信毎に所定の周期で変化するように前記送信波を生成し、
    前記折り返し補正部は、パルス間隔の互いに異なる前記送信波による観測において、前記速度算出部で算出された全てのドップラ速度と整合するように、前記ドップラ速度の折り返し補正を実行する
    請求項６から請求項９までの何れか１項に記載のレーダ装置。

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