JP2000236227A

JP2000236227A - 積層型バラン

Info

Publication number: JP2000236227A
Application number: JP11034286A
Authority: JP
Inventors: Susumu Wakamatsu; 進若松; Toshikatsu Takada; 俊克高田; Daisuke Nakada; 大介中田
Original assignee: NGK Spark Plug Co Ltd
Current assignee: Niterra Co Ltd
Priority date: 1999-02-12
Filing date: 1999-02-12
Publication date: 2000-08-29

Abstract

(57)【要約】【課題】広い周波数帯域において安定した動作が可能
な積層型バランを提供する。【解決手段】積層型バラン２０では、コンデンサＣ１
のキャパシタンスは、コンデンサＣ２のキャパシタンス
よりも小さく設定し、コイルＬ２のインダクタンスは、
コイルＬ１のインダクタンスよりも小さく設定する。こ
れにより、コンデンサＣ１、コイルＬ２はそれぞれ他端
をアースに接続していることによる影響、即ちコンデン
サＣ１の周囲に発生する寄生容量等によってコンデンサ
Ｃ１として作用するキャパシタンス成分を増加させ、ま
たコイルＬ２の周囲に発生する寄生容量等によってアー
ス側への入力信号の漏洩を誘発する影響等を見込んで低
域通過フィルタと高域通過フィルタを構成することがで
きる。またベタアースの形成されたパターン３６ａによ
ってそのパターン３６ａ側から受ける電磁波等を直接パ
ターン３６ａを介してアースに逃がすことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、積層型バランに関
し、例えば携帯電話機、簡易型携帯電話機、無線呼出装
置等の無線通信機器やトランシーバ等の無線機に回路部
品として用いられる積層型バランに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、無線通信機器等の電子回路部
品として用いられる積層型バランでは、図１２(A) 、図
１２(B) に示すような電磁結合形と呼ばれるものが多
く、図１２(A) では１次コイルＬ９１と２次コイルＬ９
２とを、また図１２(B) では１次コイルＬ９３、Ｌ９５
と２次コイルＬ９４、Ｌ９６とをそれぞれ電磁気的に結
合させたトランスによる集中定数回路からなるものが一
般に知られている。ここで、「バラン」とは、伝送線路
中の不平衡電流を阻止することにより、平衡線路と不平
衡線路を交流的に接続し整合させる回路のことであり、
バランス・アンバランスの略称として「バルン」と呼ば
れることもある。

【０００３】ところで、携帯電話機等を代表とする種々
の携帯型無線通信機器が一般大衆に普及しつつある近年
においては、携帯時の重量感や違和感を解消するために
小型軽量化を重点においた携帯性の向上や、また相手方
に伝わる音声をより明瞭にするためにさらなる通話品質
の向上を目指した製品開発が活発に行われている。ま
た、無線通信の周波数は、世界各国あるいは各地域ごと
に異なる周波数帯域が割り当てられているため、例えば
携帯電話機用途の電子部品にあっては、国内仕様に加え
て米国仕様（ＰＣＳ）や欧州仕様（ＤＣＳ）をもカバー
可能な周波数帯域の広いもの、延いては可能な限り広帯
域なもののが望まれている。

【０００４】そのような背景のなかで、無線通信機器等
の電子部品として用いられるバランに目を向けると、従
来の電磁結合形によるバランでは、フェライト等の磁性
体コアにコイルを巻回する場合は言うに及ばず、多層基
板の各層に配線パターンとしてコイルを形成する積層型
バランであっても集中定数としてコイル状のインダクタ
ンスを形成する以上、その小型化は困難を極めるもので
ある。特に１．８ＧHz帯の積層型バランにおいては、そ
の平面形状を２．００mm×１．２５mmの矩形状（以下
「２０１２タイプ」という。）に収めるためには、数十
μオーダの配線幅によらなければインダクタをパターン
化することができないと考えられている。

【０００５】そこで、特開平１０−２００３６０号公報
に開示される「積層バルントランス」では、図１２(C)
に示すような位相変換形バランによるものが提案されて
いる。これはコイルＬ９７およびコンデンサＣ９１から
なる低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ」という。）と、
コイルＬ９８およびコンデンサＣ９２からなる高域通過
フィルタ（以下「ＨＰＦ」という。）とを組合わせた構
成を採るものである。この位相変換形によるバランは、
電磁結合形によるバランに較べて、変換入出力が電気的
に接続されていることなどから、挿入損失も少なく、ま
た平衡不平衡変換と同時に入出力インピーダンスの整合
をもとることが可能な回路であることが古くから知られ
ている。

【発明が解決しようとする課題】

【０００６】しかしながら、特開平１０−２００３６０
号公報に開示される「積層バルントランス」の構成によ
ると、当該積層バルントランス相当のものを本願発明者
らにより１．８ＧHz仕様に置き換えて回路シュミレーシ
ョンし、図１３に示すような挿入損失特性および位相特
性（同図(A)、(B)）を得た結果、１．５ＧHz〜１．６Ｇ
Hzにおいて挿入損失が谷状に増大する周波数帯域が確認
された。これにより、少なくともこの帯域においては安
定した動作を望めないため、当該積層バルントランス相
当のものでは、１．８ＧHzを中心に±０．２ＧHz（１．
６ＧHz〜２．０ＧHz）程度の周波数帯域しかもたないこ
とがわかった。そのため、この積層バルントランスで
は、前述したような広い周波数帯域をカバーすることが
困難であるということが判明した。なお、図１３の(A)
には、シュミレーション回路の都合上、１．８ＧHzを中
心周波数とした積層型バランの２素子分の挿入損失を示
すものであるため、積層型バラン１素子当たりの挿入損
失は縦軸から読み取れる数値を１／２にした値であるこ
とに注意されたい。

【０００７】また、前記公報に開示される「積層バルン
トランス」によると、積層体の最外層（誘電体シート）
には、何等、アースパターン、特に誘電体シートのほぼ
全面に形成されるアースパターン（以下「ベタアース」
という。）が形成されていない。そのため、当該積層バ
ルントランスは、その実装される回路基板側の回路パタ
ーン等による高周波的な悪影響を受け易い構成になって
いると考えられる。そこで、当該積層バルントランスの
実装面側にあたる最外層にベタアースを設けたもの、即
ち前述した１．８ＧHz仕様にした当該積層バルントラン
ス相当のものの実装面側最外層にベタアースを追加した
ものを、本願発明者らにより回路シュミレーションした
結果、図１４に示すような挿入損失特性および位相特性
（同図(A)、(B) ）を得た。

【０００８】ところが、図１４に示すように、このシュ
ミレーション結果から実装される回路パターンの影響を
受け難くするために設けたベターアースによって、却っ
て伝送特性を悪化させるということを確認するに至っ
た。つまり、高周波回路の動作の安定化を図るためにベ
タアースの如く、アースパターンを極力広く確保すると
いう高周波技術者の一般的な要望に応えると、さらに
１．４ＧHz〜１．５ＧHzにおける挿入損失を悪化させる
ことになるため、前述したように限られた特定の周波数
帯域（１．６ＧHz〜２．０ＧHz程度）においては安定し
た動作を確保できても、広帯域化には適当ではないこと
が判明した。

【０００９】本発明は、上述した課題を解決するために
なされたものであり、その目的とするところは、広い周
波数帯域において安定した動作が可能な積層型バランを
提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の積層型バランでは、一端を不平衡端子に
接続し、他端を第１の平衡端子に接続するコイルＬ１、
および、一端をこの第１の平衡端子に接続し、他端をア
ース端子に接続するコンデンサＣ１から構成される低域
通過フィルタと、一端を前記不平衡端子に接続し、他端
を第２の平衡端子に接続するコンデンサＣ２、および、
一端をこの第２の平衡端子に接続し、他端をアース端子
に接続するコイルＬ２から構成される高域通過フィルタ
と、をガラスセラミックからなる多層基板に形成する積
層型バランであって、ほぼ全面にアースパターンの形成
された層を前記多層基板の少なくとも一端側に形成する
とともに、前記コンデンサＣ１のキャパシタンスは前記
コンデンサＣ２よりも小さく設定し、前記コイルＬ２の
インダクタンスは前記コイルＬ１よりも小さく設定する
ことを技術的特徴とする。

【００１１】また、請求項２の積層型バランでは、請求
項１において、前記コンデンサＣ１およびＣ２は、一の
同一層に形成され、前記コイルＬ１およびＬ２は、他の
同一層に形成されることを技術的特徴とする。

【００１２】なお、請求項１または２に記載された積層
型バランにおいて、前記コンデンサＣ１のキャパシタン
スと前記コンデンサＣ２のキャパシタンスの比率は、
０．４４≦Ｃ１／Ｃ２≦０．９０に設定し、前記コイル
Ｌ２のインダクタンスと前記コイルＬ１のインダクタン
スの比率は、０．８４≦Ｌ２／Ｌ１≦０．９８に設定す
ることが望ましい。

【００１３】請求項１の発明では、低域通過フィルタを
構成するコイルＬ１の一端は不平衡端子に、他端は第１
の平衡端子にそれぞれ接続され、またコンデンサＣ１の
一端は第１の平衡端子に、他端はアース端子にそれぞれ
接続される。高域通過フィルタを構成するコンデンサＣ
２の一端は不平衡端子に、他端は第２の平衡端子にそれ
ぞれ接続され、またコイルＬ２の一端は第２の平衡端子
に、他端はアース端子にそれぞれ接続される。これによ
り、例えば不平衡端子に入力された不平衡信号は低域通
過フィルタによって位相が９０度遅れて第１の平衡端子
に伝送されるとともに、高域通過フィルタによって位相
が９０度進んで第２の平衡端子に伝送されるため、不平
衡端子に入力された信号と較べると、第１、第２の平衡
端子間には１８０度位相が異なる平衡信号が得られる。
反対に第１、第２の平衡端子に入力された平衡信号は低
域通過フィルタによって位相が９０度遅れて不平衡端子
に伝送されるとともに、高域通過フィルタによって位相
が９０度進んで不平衡端子に伝送されるため、不平衡端
子とアース端子との間には不平衡信号が得られる。ま
た、これらの低域通過フィルタおよび高域通過フィルタ
は、ガラスセラミックからなる多層基板に形成され、こ
の多層基板の少なくとも一端側にはほぼ全面にアースパ
ターンの形成された層が形成される。これにより、コン
デンサＣ１、Ｃ２やコイルＬ１、Ｌ２の積層状態等を製
造時に調整することによって、それらのキャパシタンス
やインダクタンスの誤差を容易に管理することができ、
またアースパターンの形成された層によってそのアース
パターン層側から受ける高周波的な影響を抑制すること
ができる。さらに、コンデンサＣ１のキャパシタンス
は、コンデンサＣ２のキャパシタンスよりも小さく設定
し、コイルＬ２のインダクタンスは、コイルＬ１のイン
ダクタンスよりも小さく設定する。これにより、コンデ
ンサＣ１、コイルＬ２はそれぞれ他端をアースに接続し
ていることによる影響、即ちコンデンサＣ１の周囲に発
生する寄生容量等によってコンデンサＣ１として作用す
るキャパシタンス成分を増加させ、またコイルＬ２の周
囲に発生する寄生容量等によってアース側への入力信号
の漏洩を誘発する影響等を見込んで低域通過フィルタと
高域通過フィルタを構成することができる。

【００１４】請求項２の発明では、コンデンサＣ１およ
びＣ２は、一の同一層に形成され、コイルＬ１およびＬ
２は、他の同一層に形成されることから、たとえコンデ
ンサＣ１、Ｃ２、やコイルＬ１、Ｌ２を形成するガラス
セラミック材料等の成分に変動があっても双方のコンデ
ンサＣ１、Ｃ２またはコイルＬ１、Ｌ２が一対となって
その変動による影響を受ける。これにより、コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２間またはコイルＬ１、Ｌ２間のばらつきを抑
制することができる。

【００１５】なお、請求項１または２に記載された積層
型バランにおいて望ましくは、前記コンデンサＣ１のキ
ャパシタンスと前記コンデンサＣ２のキャパシタンスの
比率は、０．４４≦Ｃ１／Ｃ２≦０．９０に設定し、前
記コイルＬ２のインダクタンスと前記コイルＬ１のイン
ダクタンスの比率は、０．８４≦Ｌ２／Ｌ１≦０．９８
に設定することにより、１．８ＧHz帯を中心とした周波
数にあっては、コンデンサＣ１の周囲に発生する寄生容
量等によってコンデンサＣ１として作用するキャパシタ
ンス成分の増加分を適度に見込み、またコイルＬ２の周
囲に発生する寄生容量等によってアース側への入力信号
の漏洩を誘発する影響等を適度に見込んで低域通過フィ
ルタと高域通過フィルタを構成することができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の積層型バランを携
帯電話機に適用した一実施形態について図１〜図１１を
参照して説明する。まず、積層型バラン２０を適用した
携帯電話機の構成を図２に基づいて説明する。図２に示
す携帯電話機は、無線周波数に１．８ＧHz帯を使用し、
その無線部は、主に、送信部５０、受信部６０、デュプ
レクサ７０、アンテナ８０等から構成される。なお、図
２には示さないが、携帯電話機はこの無線部の他に、マ
イクロコンピュータを中心としたディジタル回路により
構成される制御部や、二次電池、電源回路等から構成さ
れる電源部等を有する。

【００１７】送信部５０は、無線送信周波数（１．８Ｇ
Hz帯）の高周波を発生可能な電圧制御型発振器（以下
「送信用ＶＣＯ」という。）５２、この送信用ＶＣＯ５
２から発生した高周波と変調器等から入力された源信号
と混合し出力するミキサ５４、このミキサ出力から不要
な周波成分を除去する帯域除去フィルタ（以下「ＢＰ
Ｆ」という。）５６、このＢＰＦ５６の出力を電力増幅
する送信アンプ５８、および、入出力を平衡線路とする
ミキサ５４に対し平衡・不平衡の入出力変換を行う積層
型バラン２０から構成される。送信部５０から出力され
た高周波信号は、デュプレクサ７０を介してアンテナ８
０側に振り分けられアンテナ８０から空間に放射され
る。

【００１８】一方、受信部６０は、アンテナ８０により
受信した高周波信号をデュプレクサ７０を介して取り込
み増幅する受信アンプ６２、この受信アンプ６２の出力
から不要な周波数成分を除去するＢＰＦ６４、無線受信
周波数（１．８ＧHz帯）より所定周波数だけシフトした
高周波を発生可能な電圧制御型発振器（以下「受信用Ｖ
ＣＯ」という。）６６、この受信用ＶＣＯ６６から発生
した高周波とＢＰＦ６４の出力を混合し所定周波数の信
号波を復調器に出力するミキサ６８、および、入出力を
平衡線路とするミキサ６８に対し平衡・不平衡の入出力
変換を行う積層型バラン２０から構成される。受信部６
０によって所定周波数に変換された信号波は、復調器等
に入力されて音声帯域信号、ディジタル信号等に復調さ
れる。

【００１９】次に積層型バラン２０の構成を図１、図３
〜図５に基づいて説明する。図１に示すように、積層型
バラン２０は、電気的には、不平衡端子Ｐ１と平衡端子
Ｐ２との間に接続されるコイルＬ１と、平衡端子Ｐ２と
アース端子Ｇとの間に接続されるコンデンサＣ１と、不
平衡端子Ｐ１と平衡端子Ｐ３との間に接続されるコンデ
ンサＣ２と、平衡端子Ｐ３とアース端子Ｇとの間に接続
されるコイルＬ２と、から構成される。つまり、不平衡
端子Ｐ１と平衡端子Ｐ２と間にＬＰＦ２１を、また不平
衡端子Ｐ１と平衡端子Ｐ３との間にＨＰＦ２３を介在さ
せるように積層型バラン２０が構成される。そして、Ｌ
ＰＦ２１のコイルＬ１とＨＰＦのコイルＬ２を同じ値に
設定し、またＬＰＦ２１のコンデンサＣ１とＨＰＦ２３
のコンデンサＣ２を同じ値に設定することによって、Ｌ
ＰＦ２１により位相を９０度遅らせ、ＨＰＦ２３により
位相を９０度進めている。これにより、不平衡端子Ｐ１
と平衡端子Ｐ２、Ｐ３との間では、総合的に１８０度位
相がずれるため、このような構成を採るバランは位相変
換形とも呼ばれる。また、平衡端子Ｐ２、Ｐ３の中点が
アース端子Ｇ（零電位）に接続されるため、次の式
（１）および式（２）の関係においてインピーダンス整
合をとることもできる。

【００２０】（２πｆ）² ＬＣ＝１・・・（１）Ｚu ・Ｚb ＝Ｌ／Ｃ・・・（２）

【００２１】なお、この式（１）、（２）において、ｆ
は積層型バラン２０の動作周波数（Hz）、ＬはコイルＬ
１、Ｌ２のインダクタンス値（Ｈ）、ＣはコンデンサＣ
１、Ｃ２のキャパシタンス値（Ｆ）、Ｚu は不平衡端子
Ｐ１、アース端子間のインピーダンス（Ω）、Ｚb は平
衡端子Ｐ２、平衡端子Ｐ３間のインピーダンス（Ω）を
それぞれ示す（括弧内は各単位を示す）。

【００２２】図３に示すように、積層型バラン２０は、
構造的には、例えばガラスセラミック（誘電率εｒ＝
７．９、ｔanδ＝４．８×１０^-3からなる２０１２タイ
プの基板２２、２４、２６、２８、３０、３２、３４、
３６に厚膜印刷により銀ペースト等を印刷してパターン
（最小線幅０．１mm）を形成し、層数８、高さ１．０mm
程度に積層して構成され、各基板の側辺には所定の端子
となる切り欠き部を形成している。つまり、図３および
図４に示すように、基板２２、２４、２６、２８、３
０、３２、３４、３６を積層したとき、各基板の切り欠
き部が積層方向に一致することで積層方向に延びる溝部
を構成し、この溝部に銀ペーストを印刷する（図３に示
す格子状ハッチング箇所）ことによって不平衡端子２０
ｂ、平衡端子２０ｄ、２０ｆ、およびアース端子２０
ａ、２０ｃ、２０ｅを形成する。なお、基板２２、２
４、２６、２８、３０、３２、３４、３６は、ガラスセ
ラミック以外のセラミック素材でも良い。

【００２３】図４に示すように、積層型バラン２０を構
成する基板は、実装面側から順にベタアースのパターン
３６ａを形成する基板３６が位置し、その上にコイルＬ
１およびＬ２のパターンを形成する基板３４、３２、３
０、２８、さらにコンデンサＣ１およびＣ２を形成する
基板２６、２４がそれぞれ位置し、最上層に基板２２が
位置する。つまり、図５に示すように、コンデンサＣ１
は、基板２４に形成されるパターン２４ａと基板２６に
形成されるパターン２６ａとによって誘電体としての基
板２４を挟んで構成され、またコンデンサＣ２は、基板
２４に形成されるパターン２４ｂと基板２６に形成され
るパターン２６ｂとによって誘電体としての基板２４を
挟んで構成される。一方、コイルＬ１は、基板２８に形
成されるパターン２８ａ、基板３０に形成されるパター
ン３０ａ、基板３２に形成されるパターン３２ａおよび
基板３４に形成されるパターン３４ａをバイアホール２
８ｃ、３０ｃ、３０ｅ、３２ｃ、３２ｅ、３４ｃにより
積層方向に接続して構成され、またコイルＬ２は、基板
２８に形成されるパターン２８ｂ、基板３０に形成され
るパターン３０ｂ、基板３２に形成されるパターン３２
ｂおよび基板３４に形成されるパターン３４ｂをバイア
ホール２８ｄ、３０ｄ、３０ｆ、３２ｄ、３２ｆ、３４
ｄ（図４および図５に示す黒丸）により積層方向に接続
して構成される（図４に示す黒丸をつなぐ破線）。

【００２４】なお、コンデンサＣ１の端子はパターン２
４ａおよびパターン２６ａにそれぞれ延設されるアース
端子２０ａおよび平衡端子２０ｄに接続され、コンデン
サＣ２の端子はパターン２４ｂおよびパターン２６ｂに
それぞれ延設される不平衡端子２０ｂおよび平衡端子２
０ｆに接続される。また、コイルＬ１の端子はパターン
２８ａおよびパターン３４ａにそれぞれ延設される不平
衡端子２０ｂおよび平衡端子２０ｄに接続され、コイル
Ｌ２はパターン２８ｂおよびパターン３４ｂにそれぞれ
延設されるアース端子２０ｅおよび平衡端子２０ｆに接
続される。

【００２５】これにより、図１に示す不平衡端子Ｐ１が
不平衡端子２０ｂに、また平衡端子Ｐ２が平衡端子２０
ｄに、さらに平衡端子Ｐ３が平衡端子２０ｆにそれぞれ
対応し、そして図１に示すアース端子Ｇがアース端子２
０ａ、２０ｃ、２０ｅにそれぞれ対応するため、位相変
換形のバラン回路が構成される。また、このようにコン
デンサＣ１、Ｃ２、コイルＬ１、Ｌ２を積層して形成す
ることによって、それぞれの値を高精度に作り込むこと
ができる。さらに、実装面側にベタアースのパターン３
６ａを形成することによってそのパターン３６ａ側、即
ち実装面側から受ける高周波的な影響、例えば電磁波な
どを直接パターン３６ａを介してアースに逃がすことが
できる。

【００２６】ここで、積層型バラン２０を構成するコン
デンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ１、Ｌ２の形成層につ
いて着目すると、コンデンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ
１、Ｌ２のいずれもそれぞれ同一層に形成されているこ
とがわかる。つまり、コンデンサＣ１、Ｃ２は基板２４
および基板２６によって一の同一層に形成され、またコ
イルＬ１、Ｌ２は基板２８、基板３０、基板３２および
基板３４によって他の同一層に形成されている。このよ
うに同一層でコンデンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ１、
Ｌ２を形成することにより、コンデンサＣ１、Ｃ２、や
コイルＬ１、Ｌ２を形成するガラスセラミック材料等の
成分に変動があっても双方のコンデンサＣ１、Ｃ２また
はコイルＬ１、Ｌ２が一対となってその変動による影響
を受けることから、コンデンサＣ１、Ｃ２間またはコイ
ルＬ１、Ｌ２間のばらつきを抑制することができる。し
たがって、コンデンサＣ１およびコイルＬ１から構成さ
れるＬＰＦ２１の伝送特性と、コンデンサＣ２およびコ
イルＬ２から構成されるＨＰＦ２３の伝送特性とを双方
揃えることができるため、良品の歩留まりを向上するこ
とができる。

【００２７】また、コンデンサＣ１を構成するパターン
２４ａおよびパターン２６ａと、コンデンサＣ２を構成
するパターン２４ｂおよびパターン２６ｂとを比較する
と、パターン面積の大小関係がコンデンサＣ１＜コンデ
ンサＣ２になっていることが図５に示すＷ1 ＜Ｗ2 の関
係からわかる。コンデンサは両極板間に蓄えられる電荷
量が多いほどキャパシタンスが大きくなることから、極
板間に位置する誘電体が同一材質かつ同一厚からなるも
のであれば、極板面積の広い方がより多くの電荷を蓄積
可能であるため、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の関
係からコンデンサＣ２の方がコンデンサＣ１よりも大き
なキャパシタンスを有することが理解される。つまり、
コンデンサＣ１のキャパシタンスは、コンデンサＣ２の
それよりも小さく設定されている。

【００２８】このようにコンデンサＣ１、Ｃ２のキャパ
シタンスを等しく設定せず、大小関係をもたせたのは、
コンデンサＣ１の一方の電極板であるパターン２４ａ側
はアース端子２０ａに接続されるところ、コンデンサＣ
１の他方の電極板であるパターン２６ａ以外にもアース
（パターン３６ａ等）に対する寄生容量等（例えば基板
３４に形成されるパターン３４ａとパターン３６ａの間
に形成される静電容量成分）がコンデンサＣ１の極板間
容量に並列接続の関係に働くため、これらの並列に接続
される寄生容量等を考慮するためである。

【００２９】さらに、コイルＬ１を構成するパターンの
うち基板３２のパターン３２ａと、コイルＬ２を構成す
るパターンのうち基板３２のパターン３２ｂとを比較す
ると、パターン全長の長短関係がコイルＬ１＜コイルＬ
２になっていることも図５からわかる。コイルはその線
長が長いほどインダクタンスが大きくなることから、基
板２８から各バイアホールを介して基板３０、基板３
２、基板３４までに形成されるパターン全長が長い方が
より多くの誘導可能であるため、コイルＬ１とコイルＬ
２の関係からコイルＬ１の方がコイルＬ２よりも大きな
インダクタンスを有することが理解される。つまり、コ
イルＬ２のインダクタンスは、コイルＬ１のそれよりも
小さく設定されている。

【００３０】このようにコイルＬ１、Ｌ２のインダクタ
ンスを等しく設定せず、大小関係をもたせたのは、コイ
ルＬ２の一端であるパターン２８ｂ側はアース端子２０
ｅに接続されるところ、コイルＬ２の周囲に発生する寄
生容量等によってアース（パターン３６ａ等）側への入
力信号の漏洩を誘発することを考慮するためである。

【００３１】次に、コンデンサＣ１、Ｃ２のキャパシタ
ンスおよびコイルＬ１、Ｌ２のインダクタンスを上述し
たようにＣ１＜Ｃ２、Ｌ１＞Ｌ２の関係を設定した積層
型バラン２０等のシュミレーション結果を図６〜図１１
に基づいて説明する。なお、図６〜図１１の(A) には、
シュミレーション回路の都合上、１．８ＧHzを中心周波
数とした積層型バランの２素子分の挿入損失を示すもの
である。したがって、図６〜図１１の(A) の挿入損失は
２素子分を示すため、積層型バラン１素子当たりの挿入
損失は縦軸から読み取れる数値を１／２にした値である
ことに注意されたい。また、図６〜図１１の(B) には、
１．８ＧHzを中心周波数とした積層型バランの不平衡−
平衡端子間の位相差を示す。

【００３２】図６に示すシュミレーション結果は、コン
デンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１／Ｃ２＝０．６２３、ま
たコイルＬ１、Ｌ２の関係をＬ２／Ｌ１＝０．８７８に
設定した場合のものである。このシュミレーション結果
によると、中心周波数１．８ＧHzにおいて、積層型バラ
ン１素子当たりの挿入損失は０．７６／２＝０．３８dB
であり、不平衡−平衡端子間の位相差は１７９度である
ことが図６(A) 、(B)から読み取れる。この特性は、前
述した電磁結合形による積層型バランの特性（挿入損失
１dB以上、１８０度に対する位相誤差は±１５度以上）
よりも優れていることがわかる。特に、挿入損失におい
ては谷状に損失の増大する部分がなく、「への字状」の
カーブを描いていることがわかり、また１．５５ＧHz〜
２．２７ＧHz程度の周波数帯域をもつことがわかる。

【００３３】また、図７に示すシュミレーション結果
は、コンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１／Ｃ２＝０．８
９０、またコイルＬ１、Ｌ２の関係をＬ２／Ｌ１＝０．
９７０に設定した場合のもので、Ｃ１／Ｃ２およびＬ２
／Ｌ１の設定範囲の上限値に相当するものである。この
シュミレーション結果によると、中心周波数１．８ＧHz
において、積層型バラン１素子当たりの挿入損失は０．
５６／２＝０．２８dBであり、不平衡−平衡端子間の位
相差は１７９度であることが図７(A) 、(B) から読み取
れ、この上限値においても前述の電磁結合形による積層
型バランの特性よりも優れていることが確認できる。こ
の上限については、挿入損失において谷状に損失の増大
する部分があるが、そのピークは１素子当たり１dB以下
に抑えられていることがわかる。また１．４１ＧHz〜
２．１０ＧHz程度の周波数帯域をもつこともわかる。

【００３４】さらに、図８に示すシュミレーション結果
は、コンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１／Ｃ２＝０．４
４５、またコイルＬ１、Ｌ２の関係をＬ２／Ｌ１＝０．
８４５に設定した場合のもので、Ｃ１／Ｃ２およびＬ２
／Ｌ１の設定範囲の下限に相当するものである。このシ
ュミレーション結果によると、中心周波数１．８ＧHzに
おいて、積層型バラン１素子当たりの挿入損失は１．２
１／２＝０．６０５dBであり、不平衡−平衡端子間の位
相差は１７８度であることが図８(A) 、(B) から読み取
れ、こちらの下限値においても前述の電磁結合形による
積層型バランの特性よりも優れていることが確認でき
る。この下限については、挿入損失において谷状に損失
の増大する部分があるが、そのピークは１素子当たり１
dB以下に抑えられていることがわかる。また１．６２Ｇ
Hz〜２．４２ＧHz程度の周波数帯域をもつこともわか
る。

【００３５】一方、図９に示すシュミレーション結果に
よる第１比較例は、コンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１
／Ｃ２＝０．９０６、またコイルＬ１、Ｌ２の関係をＬ
２／Ｌ１＝０．９８３に設定した場合のものである。こ
の第１比較例によると、周波数１．６７ＧHz付近におい
て谷状に挿入損失が増大する部分があり、積層型バラン
１素子当たりの挿入損失の最大値は２．３０／２＝１．
１５dBであること、および不平衡−平衡端子間の位相差
は１７８度であることが図９(A) 、(B) から読み取れ
る。この特性は、前述の電磁結合形による積層型バラン
の特性よりも挿入損失について劣るため、かかるコンデ
ンサＣ１、Ｃ２の関係およびコイルＬ１、Ｌ２の関係は
挿入損失の特性上望ましいものではなく、両者の大小関
係の上限を超えたものと考えられる。

【００３６】他方、図１０に示すシュミレーション結果
による第２比較例は、コンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ
１／Ｃ２＝０．４３４、またコイルＬ１、Ｌ２の関係を
Ｌ２／Ｌ１＝０．８３７に設定した場合のものである。
この第２比較例によると、周波数１．９６ＧHzにおいて
谷状に挿入損失が増大する部分があり、積層型バラン１
素子当たりの挿入損失は２．２０／２＝１．１０dBであ
ること、および不平衡−平衡端子間の位相差は１８０度
であることが図１０(A) 、(B) から読み取れる。この特
性も、前述の電磁結合形による積層型バランの特性より
も挿入損失について劣るため、かかるコンデンサＣ１、
Ｃ２の関係およびコイルＬ１、Ｌ２の関係は挿入損失の
特性上望ましいものではなく、両者の大小関係の下限を
超えたものと考えられる。

【００３７】なお、図１１に示すシュミレーション結果
による第３比較例は、確認のために行ったものであり、
コンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１／Ｃ２＝１．００
０、またコイルＬ１、Ｌ２の関係をＬ２／Ｌ１＝１．０
００、即ちＣ１＝Ｃ２、Ｌ１＝Ｌ２に設定した場合のも
のである。この第３比較例によると、周波数１．５３Ｇ
Hzにおいて深い谷状に挿入損失が増大する部分があり、
積層型バラン１素子当たりの挿入損失は６．１０／２＝
３．０５dBであること、また挿入損失を示すカーブ全体
の傾きが前述した他のものに較べ大きいこと、不平衡−
平衡端子間の位相差は１７９度であることが図１１(A)
、(B) から読み取れる。つまり、この第３比較例は、
前述したように、コンデンサＣ１の周囲に発生する寄生
容量等がコンデンサＣ１として働くキャパシタンス成分
を増加させ、またコイルＬ２の周囲に発生する寄生容量
等がアース側への入力信号の漏洩を誘発している現象を
示している。

【００３８】以上のシュミレーション結果から、コンデ
ンサＣ１、Ｃ２のキャパシタンス値の大小関係を０．４
４≦Ｃ１／Ｃ２≦０．９０に、またコイルＬ１、Ｌ２の
インダクタンス値の大小関係を０．８４≦Ｌ２／Ｌ１≦
０．９８にそれぞれ設定する場合が望ましいものと考察
される。これにより、前述した電磁結合形による積層型
バランの特性（挿入損失１dB以上、１８０度に対する位
相誤差は±１５度以上）よりも、さらに優れた積層型バ
ラン２０を実現し得る。また、図６〜図８に示すよう
に、いずれも０．７５ＧHz前後の周波数帯域を確保する
ことができるため、前述した積層バルントランス相当の
ものによる１．８ＧHzを中心とした±０．２ＧHz（１．
６ＧHz〜２．０ＧHz）程度の周波数帯域よりも、広い周
波数帯域において安定した動作が期待できる。

【００３９】以上説明したように、本実施形態の積層型
バラン２０によると、不平衡端子２０ｂに入力された信
号はＬＰＦ２１よって位相が９０度遅れて平衡端子２０
ｄに伝送されるとともに、ＨＰＦ２３によって位相が９
０度進んで平衡端子２０ｆに伝送されるため、不平衡端
子２０ｂに入力された信号と較べると、平衡端子２０
ｄ、２０ｆ間には１８０度位相が異なる信号が得られ
る。また、これらのコンデンサＣ１、Ｃ２はガラスセラ
ミックからなる基板２４、２６に、コイルＬ１、Ｌ２は
ガラスセラミックからなる基板２８、３０、３２、３４
にそれぞれ形成される。これにより、位相変換形のバラ
ン回路が構成される。またコンデンサＣ１、Ｃ２やコイ
ルＬ１、Ｌ２の積層状態等を製造時に調整することで、
それらのキャパシタンスやインダクタンスの誤差を容易
に管理することができ、さらにベタアースの形成された
パターン３６ａによってそのパターン３６ａ側、即ち実
装面側から受ける高周波的な影響、例えば電磁波などを
直接パターン３６ａを介してアースに逃がすことができ
る。したがって、コンデンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ
１、Ｌ２をそれぞれ高精度な値に作り込み得るバラン回
路が構成され、また実装面側に形成されたベタアースの
パターン３６ａよって回路動作を安定化にし得る効果が
ある。

【００４０】また、本実施形態の積層型バラン２０によ
ると、コンデンサＣ１、Ｃ２は基板２４および基板２６
によって一の同一層に形成され、またコイルＬ１、Ｌ２
は基板２８、基板３０、基板３２および基板３４によっ
て他の同一層に形成されている。このように同一層でコ
ンデンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ１、Ｌ２を形成する
ことにより、コンデンサＣ１、Ｃ２、やコイルＬ１、Ｌ
２を形成するガラスセラミック材料等の成分に変動があ
っても双方のコンデンサＣ１、Ｃ２またはコイルＬ１、
Ｌ２が一対となってその変動による影響を受けることか
ら、コンデンサＣ１、Ｃ２間またはコイルＬ１、Ｌ２間
のばらつきを抑制することができる。したがって、コン
デンサＣ１、コイルＬ１から構成されるＬＰＦ２１の伝
送特性と、コンデンサＣ２、コイルＬ２から構成される
ＨＰＦ２３の伝送特性とを双方容易に揃えることができ
るため、広い周波数帯域において安定した動作が可能な
良品の歩留まりを向上し得る効果がある。

【００４１】さらに、本実施形態の積層型バラン２０に
よると、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、コンデン
サＣ２のキャパシタンスよりも小さく（具体的には０．
４４≦Ｃ１／Ｃ２≦０．９０）、コイルＬ２のインダク
タンスは、コイルＬ１のインダクタンスよりも小さい
（具体的には０．８４≦Ｌ２／Ｌ１≦０．９８）ことか
ら、１．８ＧHzにおいて、アースパターンに対する寄生
容量等がコンデンサＣ１の極板間容量に並列接続の関係
に働く影響、および、コイルＬ２の周囲に発生する寄生
容量等によってアースパターン側への入力信号の漏洩を
誘発する影響等を見込んでＬＰＦ２１とＨＰＦ２３を構
成することができる。したがって、これらの寄生容量等
がＬＰＦ２１およびＨＰＦ２３に与える影響を適正に抑
制できるため、１．８ＧHz帯において、伝送特性上の挿
入損失を１dB以下、位相差を１８０度±１０度に抑え得
る効果があり、また、０．７５ＧHz前後の周波数帯域を
確保することができるため、前述した従来の積層バルン
トランス相当のものに較べて広い周波数帯域において安
定した動作が期待できる。

【００４２】

【発明の効果】請求項１の発明では、不平衡端子に入力
された信号は低域通過フィルタによって位相が９０度遅
れて第１の平衡端子に伝送されるとともに、高域通過フ
ィルタによって位相が９０度進んで第２の平衡端子に伝
送されるため、不平衡端子に入力された信号と較べる
と、第１、第２の平衡端子間には１８０度位相が異なる
信号が得られる。反対に第１、第２の平衡端子に入力さ
れた平衡信号は低域通過フィルタによって位相が９０度
遅れて不平衡端子に伝送されるとともに、高域通過フィ
ルタによって位相が９０度進んで不平衡端子に伝送され
るため、不平衡端子とアース端子との間には不平衡信号
が得られる。これにより、平衡線路と不平衡伝送線路を
交流的に接続し整合させることができるため、位相変換
形のバラン回路が構成できる。また、これらの低域通過
フィルタおよび高域通過フィルタは、ガラスセラミック
からなる多層基板に形成され、この多層基板の少なくと
も一端側にはほぼ全面にアースパターンの形成された層
が形成される。これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２やコ
イルＬ１、Ｌ２の積層状態等を製造時に調整することに
よって、それらのキャパシタンスやインダクタンスの誤
差を容易に管理することができ、またアースパターンの
形成された層によってそのアースパターン層側から受け
る高周波的な影響を抑制することができる。したがっ
て、コンデンサＣ１、Ｃ２およびコイルＬ１、Ｌ２をそ
れぞれ高精度な値に作り込み得る位相変換形のバラン回
路が構成され、また少なくとも一端側に形成されたアー
スパターンによって回路動作を安定化にし得る効果があ
る。さらに、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、コン
デンサＣ２のキャパシタンスよりも小さく設定し、コイ
ルＬ２のインダクタンスは、コイルＬ１のインダクタン
スよりも小さく設定する。これにより、コンデンサＣ
１、コイルＬ２はそれぞれ他端をアースに接続している
ことによる影響、即ちコンデンサＣ１の周囲に発生する
寄生容量等によってコンデンサＣ１として作用するキャ
パシタンス成分を増加させ、またコイルＬ２の周囲に発
生する寄生容量等によってアース側への入力信号の漏洩
を誘発する影響等を見込んで低域通過フィルタと高域通
過フィルタを構成することができる。したがって、これ
らの寄生容量等が低域通過フィルタおよび高域通過フィ
ルタに与える影響を抑制できるため、伝送特性からみた
谷状の挿入損失の増大傾向を抑制し得る効果がある。以
上から、広い周波数帯域において安定した動作が可能な
積層型バランを実現し得る効果がある。

【００４３】請求項２の発明では、コンデンサＣ１およ
びＣ２は、一の同一層に形成され、コイルＬ１およびＬ
２は、他の同一層に形成されることから、たとえコンデ
ンサＣ１、Ｃ２、やコイルＬ１、Ｌ２を形成するガラス
セラミック材料等の成分に変動があっても双方のコンデ
ンサＣ１、Ｃ２またはコイルＬ１、Ｌ２が一対となって
その変動による影響を受ける。これにより、コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２間またはコイルＬ１、Ｌ２間のばらつきを抑
制することができる。したがって、コンデンサＣ１、コ
イルＬ１から構成される低域通過フィルタの伝送特性
と、コンデンサＣ２、コイルＬ２から構成される高域通
過フィルタの伝送特性とを双方容易に揃えることができ
るため、広い周波数帯域において安定した動作が可能な
積層型バランの歩留まりを向上し得る効果がある。

【００４４】なお、請求項１または２に記載された積層
型バランにおいて望ましくは、前記コンデンサＣ１のキ
ャパシタンスと前記コンデンサＣ２のキャパシタンスの
比率は、０．４４≦Ｃ１／Ｃ２≦０．９０に設定し、前
記コイルＬ２のインダクタンスと前記コイルＬ１のイン
ダクタンスの比率は、０．８４≦Ｌ２／Ｌ１≦０．９８
に設定することにより、１．８ＧHz帯を中心とした周波
数にあっては、コンデンサＣ１の周囲に発生する寄生容
量等によってコンデンサＣ１として作用するキャパシタ
ンス成分の増加分を適度に見込み、またコイルＬ２の周
囲に発生する寄生容量等によってアース側への入力信号
の漏洩を誘発する影響等を適度に見込んで低域通過フィ
ルタと高域通過フィルタを構成することができる。した
がって、これらの寄生容量等が低域通過フィルタおよび
高域通過フィルタに与える影響を好適に抑制できるた
め、１．８ＧHz帯において、伝送特性上の挿入損失を１
dB以下、位相差を１８０度±１０度に抑え得る効果があ
る。また、図６〜図８に示すように、いずれも０．７５
ＧHz前後の周波数帯域を確保することができるため、前
述した積層バルントランス相当のもの（図１３参照）に
よる１．８ＧHzを中心とした±０．２ＧHz（１．６ＧHz
〜２．０ＧHz）程度の周波数帯域よりも、広い周波数帯
域において安定した動作が可能な積層型バランを実現し
得る効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係る積層型バランの構成
を示す回路図である。

【図２】本実施形態に係る積層型バランを用いる携帯電
話機の回路構成を示すブロック図である。

【図３】本実施形態に係る積層型バランの外観を示す斜
視図である。

【図４】本実施形態に係る積層型バランを構成する多層
基板を各層ごとに展開して示す斜視図である。

【図５】本実施形態に係る積層型バランを構成する多層
基板を各層ごとに展開して示す平面図である。

【図６】本実施形態に係る積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝
０．６２３、Ｌ２／Ｌ１＝０．８７８）の伝送特性を示
す特性図で、図６(A) は挿入損失特性を表し、図６(B)
は位相特性を表すものである。

【図７】本実施形態に係る積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝
０．８９０、Ｌ２／Ｌ１＝０．９７０）の伝送特性を示
す特性図で、図７(A) は挿入損失特性を表し、図７(B)
は位相特性を表すものである。

【図８】本実施形態に係る積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝
０．４４５、Ｌ２／Ｌ１＝０．８４５）の伝送特性を示
す特性図で、図８(A) は挿入損失特性を表し、図８(B)
は位相特性を表すものである。

【図９】第１比較例の積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝０．
９０６、Ｌ２／Ｌ１＝０．９８３）の伝送特性を示す特
性図で、図９(A) は挿入損失特性を表し、図９(B) は位
相特性を表すものである。

【図１０】第２比較例の積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝
０．４３４、Ｌ２／Ｌ１＝０．８３７）の伝送特性を示
す特性図で、図１０(A) は挿入損失特性を表し、図１０
(B)は位相特性を表すものである。

【図１１】第３比較例の積層型バラン（Ｃ１／Ｃ２＝
１．０００、Ｌ２／Ｌ１＝１．０００）の伝送特性を示
す特性図で、図１１(A) は挿入損失特性を表し、図１１
(B)は位相特性を表すものである。

【図１２】バランの構成例を示した回路図で、図１２
(A) および図１２(B) は電磁結合形の回路例を表し、図
１２(C) は位相変換形の回路例を表すものである。

【図１３】従来の積層型バラン（アースパターンなし）
による伝送特性を示す特性図で、図１３(A) は挿入損失
特性を表し、図１３(B) は位相特性を表すものである。

【図１４】従来の積層型バラン（アースパターンあり）
による伝送特性を示す特性図で、図１４(A) は挿入損失
特性を表し、図１４(B) は位相特性を表すものである。

【符号の説明】

２０積層型バラン２０ａ、２０ｃ、２０ｅアース端子２０ｂ不平衡端子２０ｄ平衡端子（第１の平衡端子）２０ｆ平衡端子（第２の平衡端子）２１ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２２、２４、２６、２８、３０、３２、３４、３６ガ
ラスセラミック基板２３ＨＰＦ（高域通過フィルタ）３６ａパターン（アースパターン）５０送信部６０受信部Ｃ１、Ｃ２コンデンサＬ１、Ｌ２コイル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者中田大介名古屋市瑞穂区高辻町14番18号日本特殊陶業株式会社内Ｆターム(参考） 5E070 AA16 AB01 AB07 BA01 CB02 CB13 DB08 5E082 AA01 AB03 BB01 BC40 CC03 DD08 EE04 EE16 EE23 EE35 FF05 FG08 FG25 FG46 GG11 GG28 JJ05 JJ23 LL02 LL15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一端を不平衡端子に接続し、他端を第１
の平衡端子に接続するコイルＬ１、および、一端をこの
第１の平衡端子に接続し、他端をアース端子に接続する
コンデンサＣ１から構成される低域通過フィルタと、一端を前記不平衡端子に接続し、他端を第２の平衡端子
に接続するコンデンサＣ２、および、一端をこの第２の
平衡端子に接続し、他端をアース端子に接続するコイル
Ｌ２から構成される高域通過フィルタと、をガラスセラ
ミックからなる多層基板に形成する積層型バランであっ
て、ほぼ全面にアースパターンの形成された層を前記多層基
板の少なくとも一端側に形成するとともに、前記コンデ
ンサＣ１のキャパシタンスは前記コンデンサＣ２よりも
小さく設定し、前記コイルＬ２のインダクタンスは前記
コイルＬ１よりも小さく設定することを特徴とする積層
型バラン。
【請求項２】前記コンデンサＣ１およびＣ２は、一の
同一層に形成され、前記コイルＬ１およびＬ２は、他の同一層に形成される
ことを特徴とする請求項１記載の積層型バラン。