WO2023080009A1 - フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール - Google Patents

フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール Download PDF

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WO2023080009A1
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inductor
filter device
antenna
path
capacitor
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PCT/JP2022/039627
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真也 立花
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株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance

Definitions

  • the present disclosure relates to filter devices, antenna devices, and antenna modules, and more particularly to techniques for improving attenuation characteristics and pass characteristics.
  • a filter device such as a band-stop filter or a band-pass filter is provided in the high-frequency circuit.
  • Japanese Patent No. 6531824 discloses a filter device as an example of a filter device provided in a high frequency circuit.
  • the filter device includes a first inductor and a first capacitor forming a first series circuit, and a second inductor connected in parallel to the first series circuit.
  • Patent Document 1 when the attenuation band due to parallel resonance and the passband due to series resonance are brought close to each other, both the attenuation characteristic and the pass characteristic are maintained at high characteristics. was difficult.
  • the present disclosure has been made in order to solve such problems, and its object is to provide a filter that provides good characteristics even when the attenuation band due to parallel resonance and the pass band due to series resonance are brought close to each other. to provide the equipment.
  • a filter device is a filter device having a passband of a first frequency band and an attenuation band of a second frequency band lower than the first frequency band.
  • the filter device includes a first terminal, a second terminal, a first inductor connected to the first terminal, and a first path and a second path provided in parallel between the first inductor and the second terminal.
  • a series resonator including a first capacitor and a second inductor arranged in the first path. The first inductor and the second inductor are magnetically coupled to each other.
  • the series resonator is arranged in the first path, and the first inductor and the second and an inductor configured to be magnetically coupled to each other.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining reactance characteristics of the filter device according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of insertion loss of the filter device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 5 is a diagram showing an example of reactance characteristics when coupling coefficients are changed in the filter device according to Embodiment 1;
  • 1 is a perspective view of a filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an exploded plan view showing the configuration of the filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is an exploded plan view showing a configuration in which the winding direction of inductor L1 and the winding direction of inductor L2 are opposite in the filter device according to the first embodiment;
  • FIG. FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an antenna module according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing isolation characteristics between antenna devices in Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing the radiation efficiency of each antenna device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is an external view of an antenna module according to Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 3;
  • FIG. 10 is a schematic diagram of a filter device according to Embodiment 3;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of insertion loss and reactance characteristics of a filter device according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 4;
  • FIG. 11 is a schematic diagram of a filter device according to Embodiment 4;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 5;
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of insertion loss of a filter device according to Embodiment 5;
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Embodiment 5;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 6;
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of insertion loss of a filter device according to Embodiment 6;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Embodiment 6; It is a circuit diagram of a filter device in a modification.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the antenna device 150 according to Embodiment 1.
  • Filter device 100 is a trap filter that is used in antenna device 150 to block and attenuate high-frequency signals in a specific frequency band.
  • Filter device 100 is also referred to as a band-eliminating filter.
  • the antenna device 150 includes a feeding circuit RF1, a filter device 100, and an antenna 155.
  • the antenna device 150 is installed in, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smart phone, or a tablet, or a communication device such as a personal computer having a communication function.
  • the feeding circuit RF1 supplies the antenna 155 with a high-frequency signal in the frequency band of the f1 band.
  • Antenna 155 is, for example, a monopole antenna, and can radiate into the air as radio waves a high-frequency signal in the f1 band supplied from feeder circuit RF1.
  • the f1 band frequency band is, for example, n41 (2.5-2.7 GHz).
  • the filter device 100 is useful when the antenna device 150 is used near an antenna in the 2.4 GHz band (2.4-2.5 GHz) of Wi-Fi (registered trademark).
  • the filter device 100 is configured to attenuate high frequency signals in the 2.4 GHz band (f2 band) and to pass high frequency signals in the f1 band.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating reactance characteristics of filter device 100 according to the first embodiment. As shown in FIG. 3, the filter device 100 has an attenuation band of the f2 band due to parallel resonance and a pass band of the f1 band due to series resonance.
  • the f1 band and the f2 band are adjacent frequency bands, as shown in FIG. Whether or not frequency bands are adjacent can be determined, for example, using a bandwidth and a center frequency for that bandwidth. For example, if the bandwidth between the frequency edge of the f1 band and the frequency edge of the f2 band and the ratio of the center frequency to the bandwidth are within a predetermined range, it is determined that the f1 band and the f2 band are close to each other. It should be noted that other methods may be used to determine whether or not the frequency bands are close to each other.
  • the filter device 100 shown in FIG. 2 has a terminal P1 and a terminal P2.
  • the terminal P1 is a terminal for connecting the filter device 100 to the transmission line on the power supply circuit RF1 side.
  • Terminal P2 is a terminal for connecting filter device 100 to a transmission line on the antenna 155 side.
  • the terminal P1 When the feed circuit RF1 supplies a high frequency signal to the antenna 155 through the filter device 100, the terminal P1 becomes an input terminal and the terminal P2 becomes an output terminal.
  • the terminal P1 When the high-frequency signal received by the antenna 155 is transmitted to the circuit on the power supply circuit RF1 side through the filter device 100, the terminal P1 becomes an output terminal and the terminal P2 becomes an input terminal.
  • the filter device 100 includes an inductor L1, an inductor L2, and a capacitor C1 as shown in FIG.
  • a first path TL1 and a second path TL2 are provided between the inductor L1 and the terminal P2.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series.
  • the second route TL2 is a short route.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100 according to the first embodiment.
  • the circuit diagram shown in FIG. 4(a) shows the circuit of the filter device 100 when the winding directions of the coils forming the inductor L1 and the inductor L2 are the same.
  • the equivalent circuit diagram shown in FIG. 4B shows an equivalent circuit of the circuit of the filter device 100 shown in FIG. are shown respectively.
  • the filter device 100 functions as a parallel resonator with mutual inductances -M and +M.
  • the resonance frequency of this parallel resonator matches the series resonance frequency f0 of the LC series resonator RS, and is the parallel resonance frequency of the attenuation band (f2 band) of the filter device 100.
  • the filter device 100 it is possible to design the parallel resonance frequency of the attenuation band (f2 band) only by considering the inductor L2 and the capacitor C1 that constitute the LC series resonator RS. Therefore, the filter device 100 has a very advantageous configuration in terms of structural design.
  • the filter device 100 was simulated with an inductor L1 of 1.0 nH, an inductor L2 of 2.0 nH, a capacitor C1 of 2.2 pF, and a coupling coefficient K of 0.5. If the inductor L2 is 2.0 nH and the capacitor C1 is 2.2 pF, the series resonance frequency f0 of the LC series resonator RS is calculated to be 2.4 GHz. frequency) of 2.4 GHz. The series resonance frequency (center frequency) of the passband (f1 band) of the filter device 100 is 2.77 GHz. In filter device 100, the inductance of inductor L1 is preferably smaller than the inductance of inductor L2. Thereby, the loss of the filter device 100 as a whole can be reduced.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the insertion loss of the filter device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 5 the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of reactance characteristics of filter device 100 according to the first embodiment. In FIG. 6, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the insertion loss is the ratio of the power that is output to the power that is input to the filter device 100 .
  • the filter device to be compared has a configuration in which an inductor Lb is connected in parallel to an LC series resonator composed of an inductor La and a capacitor Ca.
  • the comparison filter device was simulated with an inductor Lb of 0.069 nH, an inductor La of 42.19 nH, a capacitor Ca of 0.1 pF, and a coupling coefficient K2 between the inductor Lb and inductor La of 0.5.
  • the filter device to be compared also has a parallel resonance frequency (center frequency) of 2.4 GHz in the attenuation band (f2 band) and a series resonance frequency (center frequency) of 2.77 GHz in the pass band (f1 band).
  • the mark m1 shown in FIG. 5 indicates the position of the parallel resonance frequency (center frequency) of 2.4 GHz.
  • the loss is 2.75 dB. Therefore, the filter device 100 has sufficient attenuation characteristics in the attenuation band (f2 band), but the comparison filter device does not have sufficient attenuation characteristics.
  • the mark m2 shown in FIG. 5 indicates the position of the series resonance frequency (center frequency) of 2.77 GHz. has an insertion loss of 0.404 dB. Therefore, the filter device 100 has a higher pass characteristic in the passband (f1 band) than the comparison filter device.
  • FIG. 6 in addition to the line Ln3 representing the reactance characteristic of the filter device 100, a line Ln4 representing the reactance characteristic of the filter device to be compared is shown.
  • a mark m3 shown in FIG. 6 indicates the position of the parallel resonance frequency (center frequency) of 2.4 GHz, and the reactance of the line Ln3 at the mark m3 changes greatly compared to the reactance of the line Ln4. Therefore, the filter device 100 has sufficient attenuation characteristics in the attenuation band (f2 band), but the comparison filter device does not have sufficient attenuation characteristics.
  • the mark m4 shown in FIG. 6 indicates the position of the series resonance frequency (center frequency) of 2.77 GHz, and the reactance of the line Ln3 at the mark m4 is approximately 0 (zero). Therefore, the filter device 100 has sufficient pass characteristics in the pass band (f1 band).
  • filter device 100 when the attenuation band (f2 band) due to parallel resonance and the pass band (f1 band) due to series resonance are brought close to each other, sufficient attenuation characteristics and pass characteristics can be obtained as shown in FIGS. ing.
  • the filter device to be compared when the attenuation band (f2 band) due to parallel resonance and the pass band (f1 band) due to series resonance are brought close to each other, sufficient attenuation characteristics and passband characteristics are obtained as shown in FIGS. characteristics are not obtained.
  • the inductor La is as large as 42.19 nH, whereas the inductor Lb is not extremely small as 0.069 nH.
  • the band (f1 band) cannot be brought close to each other. Therefore, it is difficult to actually realize a configuration in which the coupling coefficient K2 between the inductor Lb and the inductor La is set to 0.5.
  • the parallel resonance frequency of the attenuation band (f2 band) is determined by the inductor L2 and the capacitor C1 that constitute the LC series resonator RS. Therefore, filter device 100 can change the series resonance frequency of the passband (f1 band) by changing the coupling coefficient between inductor L1 and inductor L2. can be made closer than the passband (f1 band) due to series resonance. That is, the filter device 100 can realize a narrow-band filter device in which the attenuation characteristic sharply changes in the vicinity of the parallel resonance frequency of the attenuation band (f2 band).
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of reactance characteristics when the coupling coefficient K is changed in the filter device 100 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 7 shows a line Ln5 representing the reactance characteristic of the filter device 100 with the coupling coefficient K of 0.3 in addition to the line Ln3 representing the reactance characteristic of the filter device 100 with the coupling coefficient K of 0.5.
  • the filter device 100 was simulated with an inductor L1 of 1.0 nH, an inductor L2 of 2.0 nH, and a capacitor C1 of 2.2 pF, except for the coupling coefficient K.
  • the reactance of the line Ln5 changes steeper than the reactance of the line Ln3.
  • the filter device 100 can bring the series resonance frequency (center frequency) closer to the parallel resonance frequency (center frequency) by reducing the coupling coefficient K.
  • FIG. 8 is a perspective view of the filter device according to Embodiment 1.
  • FIG. 9 is an exploded plan view showing the configuration of filter device 100 according to the first embodiment.
  • the filter device 100 is integrally formed as a chip part, for example, and has the inductor L1 and the LC series resonator RS shown in FIG. 1, external electrodes 2a to 2d are formed.
  • the terminal P1 is connected to the external electrode 2a (first external electrode), and the terminal P2 is connected to the external electrode 2b (second external electrode).
  • the short side direction is the X direction
  • the long side direction is the Y direction
  • the height direction is the Z direction
  • the lamination direction of the dielectric layers is the Z direction.
  • the external electrodes 2c and 2d are GND electrodes that are not connected to the internal circuit.
  • the filter device 100 shown in FIG. A terminal configuration may also be used.
  • the filter device 100 is formed by a lamination process, and is formed by laminating substrates of a plurality of dielectric layers Ly1 to Ly9 shown in FIG. 9 (hereinafter also simply referred to as dielectric layers Ly1 to Ly9).
  • Each of the dielectric layers Ly1 to Ly9 is a ceramic green sheet, and a wiring pattern is formed by printing a conductive paste (eg, Ni paste) by screen printing.
  • a wiring pattern r1 forming part of the inductor L1 is formed on the dielectric layer Ly1, and one end of the wiring pattern r1 is connected to the terminal P1 and the other end is connected to the via conductor h1a.
  • a wiring pattern r2a forming part of the inductor L1 is formed on the dielectric layer Ly2, and one end of the wiring pattern r2a is connected to the via conductor h1a, and the other end is connected to the wiring pattern r2b and the wiring pattern r2c of the second path TL2. It is connected.
  • the wiring pattern r2b constitutes a part of the inductor L2, and the via conductor h2a is connected to the opposite end to the wiring pattern r2a.
  • the wiring pattern r2c of the second path TL2 is connected to the via conductor h2b at the opposite end to the wiring pattern r2a.
  • a wiring pattern r3 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly3, and one end of the wiring pattern r3 is connected to the via conductor h2a, and the other end is connected to the via conductor h3a.
  • a via conductor h3b connected to the via conductor h2b is provided in the dielectric layer Ly3.
  • a wiring pattern r4 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly4, and one end of the wiring pattern r4 is connected to the via conductor h3a, and the other end is connected to the via conductor h4a.
  • a via conductor h4b connected to the via conductor h3b is provided on the dielectric layer Ly4.
  • a wiring pattern r5 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly5, and one end of the wiring pattern r5 is connected to the via conductor h4a, and the other end is connected to the via conductor h5a.
  • a via conductor h5b connected to the via conductor h4b is provided in the dielectric layer Ly5.
  • an electrode pattern p1 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p1 is connected to the terminal P2 and also to the via conductor h6b.
  • the via conductor h6b is connected to the via conductor h5b and electrically connects the electrode pattern p1 and the wiring pattern r2c of the second path TL2.
  • a via conductor h6a connected to the via conductor h5a is provided on the dielectric layer Ly6.
  • an electrode pattern p2 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p2 is connected to the via conductor h7a and electrically connected to the inductor L2, but is not directly electrically connected to the electrode pattern p1.
  • a via conductor h7b connected to the via conductor h6b is provided on the dielectric layer Ly7.
  • an electrode pattern p3 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p3 is connected to the terminal P2 and also to the via conductor h7b.
  • the electrode pattern p1 and the electrode pattern p3 are electrically connected through the via conductor h7b.
  • a via conductor h8 connected to the via conductor h7a is provided in the dielectric layer Ly8.
  • an electrode pattern p4 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p4 is connected to the via conductor h8 and electrically connected to the electrode pattern p2, but is not directly electrically connected to the electrode patterns p1 and p3.
  • the wiring pattern r1 formed on the dielectric layer Ly1 and the wiring pattern r2a formed on the dielectric layer Ly2 form a winding shape when viewed from the stacking direction, and constitute the inductor L1.
  • the wiring pattern r2b formed on the dielectric layer Ly2 and the wiring patterns r3 to r5 formed on the dielectric layers Ly3 to Ly5 form an inductor L2 in a winding shape when viewed from the stacking direction.
  • the inductor L1 and the inductor L2 are arranged so as to face each other, and the opening of the inductor L1 at least partially overlaps the opening of the inductor L2 when viewed from the stacking direction.
  • the filter device 100 has the inductor L1, the inductor L2, and the capacitor C1 stacked in this order when viewed from the stacking direction.
  • the number of the via conductors h2b to h5b forming part of the second path TL2 is increased. can be reduced, and the length of the second path TL2 can be shortened.
  • the second path TL2 which is a short path shown in FIG. 1, is a path that connects between the inductor L1 and the inductor L2 to the capacitor C1, and the equivalent series inductance ESL (Equivalent Series Inductance), which is the parasitic inductance generated in this path, is It is preferably smaller than the mutual inductance M. That is, by making the inductance of the second path TL2 smaller than the mutual inductance M between the inductors L1 and L2, the second path TL2 can be regarded as a short path.
  • ESL Equivalent Series Inductance
  • the second path TL2 is composed of via conductors h2b to h5b connecting layers and a wiring pattern r2c.
  • the second path TL2, which is a short path, may contain some resistance component (R component), but by making the resistance component (R component) smaller, the Q value of the filter device 100 can be improved.
  • the inductors L1, L2 and the capacitor C1 can be made of different dielectric materials by using the layers forming the inductors L1, L2 as shown in FIG. It is necessary to separate the dielectric layers Ly1-Ly5) from the layers forming the capacitor C1 (dielectric layers Ly6-Ly9).
  • the filter device 100 is formed by photolithography, the layer forming the inductors L1 and L2 and the layer forming the capacitor C1 are not separated, and the capacitor C1 is formed side by side with respect to the inductor L1 or the inductor L2. can do.
  • filter device 100 has a structure that facilitates increasing the coupling coefficient between inductor L1 and inductor L2.
  • FIG. 10 is an exploded plan view showing a configuration in which the winding direction of inductor L1 and the winding direction of inductor L2 are opposite in filter device 100 according to the first embodiment.
  • the inductor L2, the inductor L1, and the capacitor C1 are stacked in this order when viewed from the stacking direction.
  • a wiring pattern r1 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly1, and one end of the wiring pattern r1 is connected to the via conductor h1 and the other end is connected to the via conductor h2a of the dielectric layer Ly2. .
  • a wiring pattern r2 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly2, and one end of the wiring pattern r2 is connected to the via conductor h2a, and the other end is connected to the via conductor h3a of the dielectric layer Ly3. .
  • a via conductor h2b connected to the via conductor h1 is provided in the dielectric layer Ly2.
  • a wiring pattern r3 forming part of the inductor L2 is formed on the dielectric layer Ly3, and one end of the wiring pattern r3 is connected to the via conductor h3a, and the other end is connected to the via conductor h4a of the dielectric layer Ly4. .
  • a via conductor h3b connected to the via conductor h2b is provided in the dielectric layer Ly3.
  • a wiring pattern r4a forming part of the inductor L1 is formed on the dielectric layer Ly4. They are connected to the wiring pattern r4b.
  • a via conductor h4c is connected to the end of the wiring pattern r4b of the second path TL2 on the opposite side to the wiring pattern r4a.
  • a via conductor h4b connected to the via conductor h3b is provided on the dielectric layer Ly4.
  • a wiring pattern r5 forming part of the inductor L1 is formed on the dielectric layer Ly5, and one end of the wiring pattern r5 is connected to the via conductor h5a, and the other end is connected to the terminal P1.
  • a via conductor h5b connected to the via conductor h4b is provided in the dielectric layer Ly5.
  • an electrode pattern p1 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p1 is connected to the terminal P2 and also to the via conductor h6a.
  • the via conductor h6a is connected to the via conductor h4c and electrically connects the electrode pattern p1 and the wiring pattern r4b of the second path TL2.
  • a via conductor h6b connected to the via conductor h5b is provided on the dielectric layer Ly6.
  • an electrode pattern p2 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p2 is connected to the via conductor h7b and electrically connected to the inductor L2, but is not directly electrically connected to the electrode pattern p1.
  • a via conductor h7a connected to the via conductor h6a is provided on the dielectric layer Ly7.
  • an electrode pattern p3 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p3 is connected to the terminal P2 and also to the via conductor h7a.
  • the electrode pattern p1 and the electrode pattern p3 are electrically connected through the via conductor h7a.
  • a via conductor h8 connected to the via conductor h7b is provided in the dielectric layer Ly8.
  • an electrode pattern p4 that constitutes a part of the capacitor C1 is formed at a position that does not overlap the inductors L1 and L2 when viewed from the stacking direction.
  • the electrode pattern p4 is connected to the via conductor h8 and is electrically connected to the electrode pattern p2, but is not electrically connected to the electrode patterns p1 and p3.
  • the wiring pattern r5 formed on the dielectric layer Ly5 and the wiring pattern r4a formed on the dielectric layer Ly4 form a winding shape when viewed from the stacking direction, and constitute the inductor L1.
  • the wiring patterns r1 to r3 formed on the dielectric layers Ly1 to Ly3 form an inductor L2 in a winding shape when viewed from the stacking direction.
  • the inductor L1 and the inductor L2 are arranged so as to face each other, and the opening of the inductor L1 at least partially overlaps the opening of the inductor L2 when viewed from the stacking direction.
  • the wiring pattern r5 and the wiring pattern r4a are wound counterclockwise from the dielectric layer Ly5 toward the dielectric layer Ly1. r3 is reversed in the clockwise winding direction. Therefore, unlike the equivalent circuit diagram shown in FIG. 4B, mutual inductance ⁇ M is generated in the first path TL1 and mutual inductance +M is generated in the second path TL2.
  • the wiring pattern r2a forming part of the inductor L1 and the wiring forming part of the inductor L2 are formed like the dielectric layer Ly2 in FIG. It is not formed in the same layer as the pattern r2a. Therefore, the degree of freedom of inductor L1 and inductor L2 is relatively high, and it becomes easy to adjust the respective inductances.
  • the filter device 100 has a passband of the f1 band (first frequency band) and an attenuation band of the f2 band (second frequency band) lower than the f1 band. is.
  • the filter device 100 includes a terminal P1 (first terminal), a terminal P2 (second terminal), an inductor L1 (first inductor) connected to the terminal P1, and provided in parallel between the inductor L1 and the terminal P2. and an LC series resonator RS including a capacitor C1 (first capacitor) and an inductor L2 (second inductor) arranged on the first path TL1. Inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other.
  • the filter device 100 according to Embodiment 1 can obtain both high attenuation characteristics and high pass characteristics even when the attenuation band due to parallel resonance and the pass band due to series resonance are brought close to each other.
  • the inductance of the second path TL2 is preferably smaller than the mutual inductance M between the inductors L1 and L2. This allows the second path TL2 to be regarded as a short path, facilitating the design of the parallel resonance frequency.
  • the inductance of inductor L1 is preferably smaller than the inductance of inductor L2. Thereby, the loss of the filter device 100 as a whole can be reduced.
  • the terminals P1 and P2 are electrically connected to the first external electrode and the second external electrode provided on the housing, respectively, and the inductor L1 and the LC series resonator RS are provided within the housing.
  • the filter device 100 can be integrally formed, for example, as a chip component. Further, by miniaturizing the filter device 100, the number of parts of the antenna device incorporating the filter device 100 can be reduced, and the amount of solder used can also be reduced.
  • the housing is an insulator, and the inductor L1 and the LC series resonator RS are configured by a plurality of conductor patterns within the insulator.
  • Inductor L1 is electrically connected to terminal P1 and includes one or more layers of wiring patterns r1 and r2a (first conductor patterns).
  • Inductor L2 is electrically connected to terminal P2 and includes one or more layers of wiring patterns r2b, r3 to r5 (second conductor patterns).
  • Capacitor C1 is preferably electrically connected to wiring pattern r2c drawn from wiring patterns r2a and r2b.
  • the filter device 100 can be integrally formed as a chip component of a laminated structure.
  • the wiring pattern r2c can be drawn out from the middle of the wiring pattern of the inductors L1 and L2, the number of layers forming the second path TL2 can be reduced. ) can be formed as parts.
  • a substrate having wiring patterns r1 and r2a (first conductor patterns) and a substrate having wiring patterns r2b and r3 to r5 (second conductor patterns) formed thereon are laminated to form inductor L1 and inductor L2.
  • Capacitor C1 is preferably arranged in a layer different from the layer in which inductor L1 and inductor L2 are arranged. This allows different dielectric materials to be used for the capacitor C1 and for the inductors L1 and L2.
  • the capacitor C1 is preferably arranged on the side of the inductor L1 when viewed from the lamination direction of the insulator. Thereby, the length of the second path TL2 connecting the capacitor C1 and the inductor L1 can be shortened.
  • the antenna device 150 can radiate radio waves in the f1 band.
  • the antenna device 150 includes an antenna 155, a feeder circuit RF1 that supplies a high-frequency signal to the antenna 155, and the above-described filter device 100 provided between the antenna 155 and the feeder circuit RF1.
  • the antenna device 150 according to Embodiment 1 can pass the f1 band and attenuate the radio waves of the f2 band even when the f1 band and the f2 band are brought close to each other.
  • Embodiment 2 In Embodiment 1, the antenna device 150 having the antenna 155 has been described. In Embodiment 2, antenna module 200 including antenna device 160 in addition to antenna device 150 in Embodiment 1 will be described. In antenna module 200 of the second embodiment, description of the configuration overlapping with antenna device 150 of the first embodiment will not be repeated.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of antenna module 200 according to the second embodiment.
  • Antenna module 200 includes antenna device 150 and antenna device 160 .
  • Antenna device 160 includes a feeding circuit RF2 and an antenna 165 .
  • the antenna module 200 is mounted in, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smart phone, or a tablet, or a communication device such as a personal computer having a communication function.
  • the feeding circuit RF1 supplies the antenna 155 with a high-frequency signal in the frequency band of the f1 band.
  • the antenna 155 can radiate into the air, as radio waves, a high-frequency signal in the f1 band supplied from the feeder circuit RF1.
  • the f1 band frequency band is, for example, n41 (2.5-2.7 GHz).
  • the filter device 100 according to Embodiment 2 is configured to attenuate high frequency signals in the f2 frequency band.
  • the frequency band of the f2 band is, for example, a band such as the 2.4 GHz band (2.4-2.5 GHz) of Wi-Fi (registered trademark).
  • the f1 band is the passband and the f2 band is the attenuation band.
  • the f1 band frequency band is lower than the f2 band frequency band.
  • the feeding circuit RF2 supplies the antenna 165 with a high-frequency signal in the frequency band of the f2 band.
  • the antenna 165 can radiate into the air the f2-band high-frequency signal supplied from the feeder circuit RF2 as radio waves.
  • the filter device 100 is provided to remove the f2 band high-frequency signal, which may become noise in the antenna device 150, by increasing the insertion loss due to parallel resonance.
  • the antenna 155 and the antenna 165 are mounted on the same substrate 170. Although the antennas 155 and 165 are provided on the same substrate 170 in FIG. 11 , they may be provided on different substrates as long as they are provided in the same antenna module 200 . Further, in the second embodiment, the power supply circuit RF1 is not limited to supplying only high frequency signals in the f1 band, and may supply high frequency signals in other bands.
  • FIG. 12 is a diagram showing isolation characteristics between the antenna devices 150 and 160 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis indicates frequency and the vertical axis indicates isolation.
  • a line Ln6 indicates the isolation between the antenna device 150 and the antenna device 160 of the antenna module 200 in the second embodiment.
  • a line Ln7 indicates the isolation between the antenna device 150 and the antenna device 160 without the filter device 100 as a comparative example. That is, the isolation is the ratio of the power received by the feeder circuit RF1 of the antenna device 150 via the antenna to the power input from the feeder circuit RF2 of the antenna device 160 .
  • the isolation (Ln6) of the antenna module 200 is improved by 10 dB or more over the isolation (Ln7) of the antenna module of the comparative example. . That is, in the second embodiment, filter device 100 attenuates frequencies in the f2 band, thereby improving isolation between antenna devices 150 and 160 .
  • FIG. 13 is a diagram showing the radiation efficiency of each of the antenna devices 150, 160 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis indicates frequency, and the vertical axis indicates radiation efficiency.
  • a line Ln8 indicates the radiation efficiency of the antenna device 150 of the antenna module 200 in the second embodiment.
  • a line Ln9 indicates the radiation efficiency of the antenna device 160 of the antenna module 200 according to the second embodiment.
  • a line Ln8a indicates the radiation efficiency of the antenna device 150 without the filter device 100 as a comparative example.
  • a line Ln9a indicates the radiation efficiency of the antenna device 160 when the filter device 100 is not provided in the antenna device 150 as a comparative example.
  • the radiation efficiency means the ratio of the power radiated from the antenna to the power supplied from the feeding circuit. That is, in FIG. 13, the power radiated from the antenna increases toward the top of the graph for the same supplied power.
  • the radiation efficiency (Ln9) of the antenna device 160 of the antenna module 200 is higher than the radiation efficiency (Ln9a) of the antenna device 160 of the comparative example. It has improved by about 6 dB. That is, in Embodiment 2, the radiation efficiency of the antenna device 160 is improved by providing the filter device 100 in the antenna device 150 .
  • FIG. 14 is an external view of antenna module 200 according to the second embodiment.
  • the antenna module 200 includes an antenna device 150 and an antenna device 160 as shown in FIG.
  • Antenna device 150 includes an antenna 155, which is a monopole antenna, filter device 100, and feeding circuit RF1.
  • Antenna device 160 includes an antenna 165, which is a monopole antenna, and a feeding circuit RF2.
  • the antennas 155 and 165 are not limited to monopole antennas, and may be inverted F-type antennas, loop antennas, array antennas, or the like.
  • Antenna 155 is connected to feeder circuit RF1 through filter device 100 .
  • Antenna 165 is connected to feeder circuit RF2.
  • the antenna module 200 according to Embodiment 2 can radiate radio waves in the f1 band and the f2 band.
  • the antenna module 200 includes an antenna device 150 capable of emitting radio waves in the f1 band and an antenna device 160 capable of emitting radio waves in the f2 band.
  • Antenna device 150 is the antenna device according to the first embodiment.
  • the antenna module 200 according to Embodiment 2 improves the isolation between the antenna device 150 and the antenna device 160, improves the radiation characteristics of the f1 band radio waves in the antenna device 150, and improves the f2 band in the antenna device 160. It is possible to improve the radio wave radiation characteristics of the band.
  • the filter device has a first path TL1 provided with an LC series resonator RS between an inductor L1 and a terminal P2, and a second path TL2 which is a short path. 100 has been described.
  • a filter device in which an inductor is provided in parallel with the short path of filter device 100 in the first embodiment will be described.
  • the same components as those of the filter device 100 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated.
  • the filter device of the third embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the filter device 100A according to the third embodiment.
  • Filter device 100A includes inductor L1, inductor L2, inductor L3, and capacitor C1, as shown in FIG.
  • a first path TL1 and a second path TL2 are provided between the inductor L1 and the terminal P2.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series.
  • the second route TL2 is a short route.
  • an inductor L3 is provided in parallel with the second path TL2, which is a short path.
  • FIG. 16 is a schematic diagram of a filter device 100A according to Embodiment 3.
  • the filter device 100A is integrally formed as a chip part, for example, as shown in FIG. It includes a capacitor C1.
  • External electrodes 2a and 2b are formed on the outside of insulator 1.
  • Terminal P1 is connected to external electrode 2a (first external electrode), and terminal P2 is connected to external electrode 2b (second external electrode).
  • the wiring from the connecting portion of the inductor L1 and the inductor L2 to the external electrode 2b corresponds to the second path TL2, which is a short path, and is provided in parallel with the second path TL2. corresponds to the inductor L3. That is, the inductor L3 exists at a position not overlapping with the inductor L1 or the inductor L2 when viewed from the coil opening direction.
  • the external electrode 2a is electrically connected to the land electrode 20a of the circuit board for mounting the filter device 100A
  • the external electrode 2b is electrically connected to the land electrode 20b of the circuit board for mounting the filter device 100A. It is
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of insertion loss and reactance characteristics of the filter device 100A according to the third embodiment.
  • 4 illustrates reactance characteristics
  • FIG. 17(a) is a diagram showing an example of the insertion loss of the filter device 100A according to the third embodiment. In FIG. 17(a), the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 17(b) is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 100A according to the third embodiment. In FIG. 17(b), the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the resonance frequency of the filter device 100A is approximately 2.4 GHz, which is the same resonance frequency as the filter device 100 of the first embodiment. That is, as in the filter device 100A, even if the inductor L3 (the third path having a parasitic inductance of about 2 nH) is provided in parallel with the second path TL2, which is a short path, there is no change in the insertion loss and reactance characteristics. I understand.
  • the filter device 100A can reduce the ESL by providing the inductor L3. In this way, additional paths can be formed regardless of parasitic inductance, and ESL can be reduced.
  • the filter device has a first path TL1 provided with an LC series resonator RS between an inductor L1 and a terminal P2, and a second path TL2 which is a short path. 100 has been described.
  • a filter device in which a capacitor is provided in parallel with the short path of filter device 100 in the first embodiment will be described.
  • the same components as those of the filter device 100 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated.
  • the filter device of the fourth embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the filter device 100B according to the fourth embodiment.
  • Filter device 100B includes inductor L1, inductor L2, capacitor C1, and capacitor C3 as shown in FIG.
  • a first path TL1 and a second path TL2 are provided between the inductor L1 and the terminal P2.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series.
  • the second route TL2 is a short route.
  • a capacitor C3 is provided in parallel with the second path TL2, which is a short path.
  • FIG. 19 is a schematic diagram of a filter device 100B according to Embodiment 4.
  • FIG. The filter device 100B is integrally formed as a chip component as shown in FIG. 19, for example, and has the inductor L1, the inductor L2, the capacitor C1, Includes capacitor C3.
  • External electrodes 2a and 2b are formed on the outside of insulator 1. Terminal P1 is connected to external electrode 2a (first external electrode), and terminal P2 is connected to external electrode 2b (second external electrode).
  • the wiring from the connection portion between the inductor L1 and the inductor L2 to the external electrode 2b corresponds to the second route TL2, which is a short circuit route
  • the wiring between the second route TL2 and the external electrode 2b corresponds to the second route TL2.
  • the parasitic capacitance that is formed corresponds to capacitor C3.
  • the external electrode 2a is electrically connected to the land electrode 20a of the circuit board for mounting the filter device 100B
  • the external electrode 2b is electrically connected to the land electrode 20b of the circuit board for mounting the filter device 100B. It is
  • the resonance frequency of filter device 100B is about 2.0, which is the same as that of filter device 100A shown in FIGS. 17A and 17B, regardless of C3. It is 4 GHz and has the same resonance frequency as the filter device 100 of the first embodiment. Also, the reactance characteristics are the same as those of the filter device 100 . That is, it can be seen that even if the capacitor C3 (parasitic capacitance) is provided in parallel with the second path TL2, which is a short path, as in the filter device 100B, the insertion loss and reactance characteristics do not change. Normally, the inductor is placed as far away from the external electrode as possible, as shown in FIG. It is also possible to
  • FIG. 15 In the third embodiment, as shown in FIG. 15, filter device 100A in which inductor L3 is provided in parallel with second path TL2, which is a short path, has been described.
  • a filter device in which inductors are arranged in parallel over the entire path will be described, unlike the filter device 100A in the third embodiment in which inductors are arranged in parallel with respect to short paths.
  • the same components as those of the filter device 100 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated.
  • the filter device of the fifth embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the filter device 100C according to the fifth embodiment.
  • Filter device 100C includes inductor L1, inductor L2, inductor L3 (third inductor), and capacitor C1, as shown in FIG.
  • a first path TL1 and a second path TL2 are provided between the inductor L1 and the terminal P2.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series.
  • the second route TL2 is a short route.
  • an inductor L3 is provided in parallel with the entire path between the terminals P1 and P2. That is, inductor L3 is connected in parallel with inductors L1 and L2.
  • inductors L1 and L2 are magnetically coupled to each other, inductor L3 is not magnetically coupled to inductors L1 and L2.
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of the insertion loss of the filter device 100C according to the fifth embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of the insertion loss of the filter device 100C according to the fifth embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the graph shown in FIG. 21(a) is an example of the insertion loss of the filter device 100 according to Embodiment 1, and the
  • FIG. 22 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 100C according to the fifth embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the graph shown in FIG. 22(a) is an example of the reactance characteristics of the filter device 100 according to the first embodiment
  • the graph shown in FIG. 22(b) is an example of the reactance characteristics of the filter device 100C according to the fifth embodiment. is.
  • the resonance frequency of filter device 100 is about 2.4 GHz (mark m6), while the resonance frequency of filter device 100C is about 2.7 GHz (mark m7) and about 0.7 GHz (mark m7). It is shifted to the 3 GHz high frequency side. That is, the resonance frequency can be adjusted by connecting the inductor L3 in parallel to the entire path as in the filter device 100C.
  • the filter device 100C may be an integrated chip, or may have a structure including a circuit board by adding another inductor element to the filter device 100. FIG. By adding another inductor element to the filter device 100, it is possible to arbitrarily adjust the resonance frequency.
  • the filter device 100B in which the capacitor C3 is provided in parallel with the second path TL2, which is a short path has been described.
  • the filter device 100B of the fourth embodiment in which the capacitor C3 is paralleled to the short path a filter device in which a capacitor is paralleled over the entire path will be described.
  • the same components as those of the filter device 100 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated.
  • the filter device of the sixth embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 23 is a circuit diagram of the filter device 100D according to the sixth embodiment.
  • Filter device 100D includes inductor L1, inductor L2, capacitor C1, and capacitor C3 (second capacitor) as shown in FIG.
  • a first path TL1 and a second path TL2 are provided between the inductor L1 and the terminal P2.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series.
  • the second route TL2 is a short route.
  • a capacitor C3 is provided in parallel with the entire path between the terminals P1 and P2. That is, capacitor C3 is connected in parallel with inductors L1 and L2.
  • an inductor L4 and a capacitor C5 are provided in parallel with the second path TL2, which is the short path described in the third and fourth embodiments.
  • filter device 100D does not change its insertion loss and reactance characteristics even when inductor L4 and capacitor C5 are provided.
  • the filter device 100D may have a configuration in which either one of the inductor L4 and the capacitor C5 is provided.
  • an inductor L4 and a capacitor C5 may be provided in parallel with the second path TL2, which is the short path described in the third and fourth embodiments.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example of the insertion loss of the filter device 100D according to the sixth embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 25 is a diagram showing an example of reactance characteristics of filter device 100D according to the sixth embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the graph shown in FIG. 25(a) is an example of the reactance characteristics of the filter device 100 according to the first embodiment
  • the graph shown in FIG. 25(b) is an example of the reactance characteristics of the filter device 100D according to the sixth embodiment. is.
  • filter device 100 has one resonance frequency at approximately 2.4 GHz (mark m6), while filter device 100D has one resonance frequency at approximately 2.2 GHz (mark m8). It has two resonance frequencies at 4.9 GHz (mark m9). That is, by connecting the capacitor C3 in parallel to the entire path as in the filter device 100D, an attenuation region can be added in the L-characteristic region shown in FIG. In addition, since the resonance frequency of the filter device 100D is shifted to the low frequency side by providing the capacitor C3, by adding another capacitor element to the entire path of the filter device 100 as described in the fifth embodiment, The resonance frequency can be arbitrarily adjusted.
  • the filter device 100 In the filter device 100 according to the first embodiment, the configuration in which the inductor L1, the inductor L2, and the capacitor C1 are provided in order between the terminals P1 and P2 as shown in FIG. 1 has been described. However, in filter device 100, the order of inductor L2 and capacitor C1 may be changed, and the inductor L1 side may be connected to terminal P2.
  • the filter device 100 can determine whether to connect the inductor L1 to the terminal P2 side (antenna 155 side) or connect the inductor L1 to the terminal P1 side (feeder circuit RF1 side) based on the antenna impedance.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of a filter device 100a in a modified example.
  • Filter device 100a has a configuration in which inductor L2, capacitor C1, and inductor L1 are provided in this order between terminal P1 and terminal P2, as shown in FIG.
  • the filter device 100a is provided with a first path TL1 and a second path TL2 between the terminal P1 and the inductor L1.
  • the first path TL1 is provided with an LC series resonator RS in which an inductor L2 and a capacitor C1 are connected in series in that order.
  • the second route TL2 is a short route.
  • Inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other.
  • Filter device 100a can obtain the same effects as filter device 100, except for the effects of parasitic capacitance and parasitic inductance occurring in second path TL2, which is a short path, due to switching the order of inductors L2.
  • the filter devices 100 and 100a have been described as being designed in consideration of only the inductor L1, the inductor L2, and the capacitor C1, in an actual filter device, it is necessary to consider stray capacitance, parasitic inductance, etc. in the design. .
  • the filter devices 100 and 100a may include other configurations such as the antenna 155, a matching circuit for impedance matching with the feeding circuit RF1, etc., and a phase shifter for switching the phase of the high frequency signal.

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Abstract

並列共振による減衰帯域と直列共振による通過帯域とを近接させた場合であっても良好な特性が得られるフィルタ装置を提供する。本開示に従うフィルタ装置（１００）は、ｆ１帯の通過帯域と、ｆ２帯の減衰帯域とを有するフィルタ装置である。フィルタ装置（１００）は、端子（Ｐ１）と、端子（Ｐ２）と、端子（Ｐ１）と接続されるインダクタ（Ｌ１）と、インダクタ（Ｌ１）と端子（Ｐ２）との間に並列に設けられる第１経路（ＴＬ１）および第２経路（ＴＬ２）のうち、第１経路（ＴＬ１）に配置されるキャパシタ（Ｃ１）およびインダクタ（Ｌ２）を含むＬＣ直列共振器（ＲＳ）とを備える。インダクタ（Ｌ１）とインダクタ（Ｌ２）とは、互いに磁気結合する。

Description

フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール
　本開示は、フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュールに関し、より特定的には、減衰特性および通過特性を改善するための技術に関する。
　高周波回路には、帯域阻止フィルタや帯域通過フィルタなどのフィルタ装置が設けられる。高周波回路に設けられるフィルタ装置の一例として、特許第６５３１８２４号公報（特許文献１）にフィルタ装置の開示がある。当該フィルタ装置は、第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、第１直列回路に並列接続される第２インダクタとを備える。
特許第６５３１８２４号公報
　しかし、特許第６５３１８２４号公報（特許文献１）に開示のフィルタ装置では、並列共振による減衰帯域と直列共振による通過帯域とを近接させた場合、減衰特性と通過特性とを共に高い特性に維持することが困難であった。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は並列共振による減衰帯域と直列共振による通過帯域とを近接させた場合であっても良好な特性が得られるフィルタ装置を提供することである。
　本開示に従うフィルタ装置は、第１周波数帯の通過帯域と、第１周波数帯よりも低い第２周波数帯の減衰帯域とを有するフィルタ装置である。フィルタ装置は、第１端子と、第２端子と、第１端子と接続される第１インダクタと、第１インダクタと第２端子との間に並列に設けられる第１経路および第２経路のうち、第１経路に配置される第１キャパシタおよび第２インダクタを含む直列共振器とを備える。第１インダクタと第２インダクタとは、互いに磁気結合する。
　本開示によるフィルタ装置においては、第１インダクタと第２端子との間に並列に設けられる第１経路および第２経路のうち、第１経路に直列共振器が配置され、第１インダクタと第２インダクタとが、互いに磁気結合するように構成される。このような構成とすることによって、本開示によるフィルタ装置は、並列共振による減衰帯域と直列共振による通過帯域とを近接させた場合であっても高い減衰特性および通過特性を得ることができる。
実施の形態１におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態１におけるアンテナ装置の構成を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置のリアクタンス特性について説明する図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置の等価回路図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置において結合係数を変更させた場合のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置の斜視図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置の構成を示す分解平面図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置においてインダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが逆の構成を示す分解平面図である。 実施の形態２におけるアンテナモジュールの構成を示す図である。 実施の形態２におけるアンテナ装置間のアイソレーション特性を示す図である。 実施の形態２における各々のアンテナ装置の放射効率を示す図である。 実施の形態２におけるアンテナモジュールの外観図である。 実施の形態３におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態３におけるフィルタ装置の概略図である。 実施の形態３におけるフィルタ装置の挿入損失およびリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態４におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態４におけるフィルタ装置の概略図である。 実施の形態５におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態５におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 実施の形態５におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態６におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態６におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 実施の形態６におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 変形例におけるフィルタ装置の回路図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　＜フィルタ装置およびアンテナ装置の基本構成＞
　図１は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の回路図である。図２は、実施の形態１におけるアンテナ装置１５０の構成を示す図である。フィルタ装置１００は、アンテナ装置１５０に用いて、特定の周波数帯の高周波信号の通過を妨げ、減衰させるトラップフィルタである。フィルタ装置１００は、バンドエリミネートフィルタとも称される。
　アンテナ装置１５０は、給電回路ＲＦ１と、フィルタ装置１００と、アンテナ１５５とを含む。アンテナ装置１５０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどの通信装置に搭載される。
　給電回路ＲＦ１は、ｆ１帯の周波数帯域の高周波信号をアンテナ１５５に供給する。アンテナ１５５は、たとえば、モノポールアンテナで、給電回路ＲＦ１から供給されたｆ１帯の高周波信号を電波として空気中に放射可能である。ｆ１帯の周波数帯域は、たとえば、ｎ４１（２．５－２．７ＧＨｚ）である。
　アンテナ装置１５０を、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）の２．４ＧＨｚ帯（２．４－２．５ＧＨｚ）であるアンテナの近くで使用する場合、フィルタ装置１００が有用である。フィルタ装置１００は、２．４ＧＨｚ帯（ｆ２帯）の周波数帯域の高周波信号を減衰させ、ｆ１帯の周波数帯域の高周波信号を通過させるように構成されている。図３は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のリアクタンス特性について説明する図である。フィルタ装置１００は、図３のように、並列共振による減衰帯域がｆ２帯の周波数帯域で、直列共振による通過帯域がｆ１帯の周波数帯域である。
　ｆ１帯とｆ２帯とは、図３で示すように、近接する周波数帯域である。周波数帯域が近接するか否かは、たとえば、帯域幅とその帯域幅に対する中心周波数を用いて定めることができる。たとえば、ｆ１帯の周波数端とｆ２帯の周波数端との帯域幅とその帯域幅に対する中心周波数の比が所定の範囲内にある場合、ｆ１帯とｆ２帯とが近接していると判断する。なお、その他の手法によって、周波数帯域が近接しているか否かを定めてもよい。
　図２に示すフィルタ装置１００は、端子Ｐ１および端子Ｐ２を有している。端子Ｐ１は、フィルタ装置１００を給電回路ＲＦ１側の伝送線路と接続するための端子である。端子Ｐ２は、フィルタ装置１００をアンテナ１５５側の伝送線路と接続するための端子である。
　給電回路ＲＦ１がフィルタ装置１００を介して高周波信号をアンテナ１５５に供給する場合、端子Ｐ１は入力端子となり、端子Ｐ２は出力端子となる。アンテナ１５５が受信した高周波信号がフィルタ装置１００を介して給電回路ＲＦ１側の回路に伝達される場合、端子Ｐ１は出力端子となり、端子Ｐ２は入力端子となる。
　フィルタ装置１００は、図１に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１を含む。インダクタＬ１と端子Ｐ２との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１とが直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。
　インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしている。これにより、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間に、相互インダクタンスＭが発生する。発生した相互インダクタンスＭにより、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とに各々インダクタンスが生じ並列共振器を構成することになる。図４は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の等価回路図である。
　図４（ａ）に示す回路図では、インダクタＬ１およびインダクタＬ２を構成する各々のコイルの巻き方向が同じである場合のフィルタ装置１００の回路が図示してある。図４（ｂ）に示す等価回路図では、図４（ａ）に示すフィルタ装置１００の回路の等価回路を示しており、第１経路ＴＬ１に相互インダクタンス＋Ｍ、第２経路ＴＬ２に相互インダクタンス－Ｍをそれぞれ示している。
　ここで、ＬＣ直列共振器ＲＳの直列共振周波数は、ｆ０＝１／（２π（Ｌ２×Ｃ１）１／２）と表される。ＬＣ直列共振器ＲＳは、この直列共振周波数ｆ０において、インダクタＬ２とキャパシタＣ１との合成リアクタンスＸが０（ゼロ）となる（Ｘ＝０）。そのため、ＬＣ直列共振器ＲＳの合成リアクタンスＸが０（ゼロ）となる直列共振周波数ｆ０において、フィルタ装置１００は、相互インダクタンス－Ｍ，＋Ｍによる並列共振器として機能することになる。この並列共振器の共振周波数がＬＣ直列共振器ＲＳの直列共振周波数ｆ０と一致し、フィルタ装置１００の減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数となっている。
　従来のフィルタ装置では、インダクタ、キャパシタなどのすべての構成が減衰帯域の並列共振周波数に影響を与えていた。そのため、従来のフィルタ装置では、減衰帯域の並列共振周波数を設計するには、すべての構成を考慮する必要があった。しかし、フィルタ装置１００では、ＬＣ直列共振器ＲＳを構成するインダクタＬ２とキャパシタＣ１とを考慮するだけで減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数を設計することが可能となる。よって、フィルタ装置１００は、構造設計において非常に優位な構成である。
　具体的に、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１を１．０ｎＨ、インダクタＬ２を２．０ｎＨ、キャパシタＣ１を２．２ｐＦ、結合係数Ｋを０．５としてシミュレーションを行った。なお、インダクタＬ２を２．０ｎＨ、キャパシタＣ１を２．２ｐＦとしてＬＣ直列共振器ＲＳの直列共振周波数ｆ０を計算すると２．４ＧＨｚとなり、フィルタ装置１００の減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数（中心周波数）の２．４ＧＨｚと一致している。フィルタ装置１００の通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数（中心周波数）は、２．７７ＧＨｚである。フィルタ装置１００では、インダクタＬ１のインダクタンスが、インダクタＬ２のインダクタンスより小さくすることが好ましい。これにより、フィルタ装置１００全体のロスを低減することができる。
　図５は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の挿入損失の一例を示す図である。図５において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図６は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のリアクタンス特性の一例を示す図である。図６において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。ここで、挿入損失とはフィルタ装置１００に入力される電力に対し、出力される電力の比である。
　図５では、フィルタ装置１００の挿入損失を示す線Ｌｎ１以外に、比較対象のフィルタ装置の挿入損失を示す線Ｌｎ２が示されている。なお、比較対象のフィルタ装置は、図示していないが、インダクタＬａとキャパシタＣａとで構成されるＬＣ直列共振器に対してインダクタＬｂが並列接続された構成である。比較対象のフィルタ装置は、インダクタＬｂを０．０６９ｎＨ、インダクタＬａを４２．１９ｎＨ、キャパシタＣａを０．１ｐＦ、インダクタＬｂとインダクタＬａとの結合係数Ｋ２を０．５としてシミュレーションを行った。比較対象のフィルタ装置においても、減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数（中心周波数）は２．４ＧＨｚ、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数（中心周波数）は、２．７７ＧＨｚとなる。
　図５に示すマークｍ１は、２．４ＧＨｚの並列共振周波数（中心周波数）の位置を示しており、当該マークｍ１での線Ｌｎ１の挿入損失が１６．６ｄＢであるのに対して線Ｌｎ２の挿入損失が２．７５ｄＢとなっている。そのため、フィルタ装置１００は、減衰帯域（ｆ２帯）において十分な減衰特性を得られているが、比較対象のフィルタ装置では十分な減衰特性が得られていない。
　また、図５に示すマークｍ２は、２．７７ＧＨｚの直列共振周波数（中心周波数）の位置を示しており、当該マークｍ２での線Ｌｎ１の挿入損失が０．０６８ｄＢであるのに対して線Ｌｎ２の挿入損失が０．４０４ｄＢである。そのため、フィルタ装置１００は、通過帯域（ｆ１帯）において、比較対象のフィルタ装置に比べて高い通過特性が得られている。
　図６では、フィルタ装置１００のリアクタンス特性を示す線Ｌｎ３以外に、比較対象のフィルタ装置のリアクタンス特性を示す線Ｌｎ４が示されている。図６に示すマークｍ３は、２．４ＧＨｚの並列共振周波数（中心周波数）の位置を示しており、当該マークｍ３での線Ｌｎ３のリアクタンスが線Ｌｎ４のリアクタンスに比べて大きく変化している。そのため、フィルタ装置１００は、減衰帯域（ｆ２帯）において十分な減衰特性を得られているが、比較対象のフィルタ装置では十分な減衰特性が得られていない。
　また、図６に示すマークｍ４は、２．７７ＧＨｚの直列共振周波数（中心周波数）の位置を示しており、当該マークｍ４での線Ｌｎ３のリアクタンスが略０（ゼロ）である。そのため、フィルタ装置１００は、通過帯域（ｆ１帯）において十分な通過特性を得られている。
　フィルタ装置１００は、並列共振による減衰帯域（ｆ２帯）と直列共振による通過帯域（ｆ１帯）とを近接させた場合、図５および図６に示すように十分な減衰特性および通過特性が得られている。一方、比較対象のフィルタ装置は、並列共振による減衰帯域（ｆ２帯）と直列共振による通過帯域（ｆ１帯）とを近接させた場合、図５および図６に示すように十分な減衰特性および通過特性が得られていない。さらに、比較対象のフィルタ装置では、インダクタＬａが４２．１９ｎＨと大きいのに対して、インダクタＬｂが０．０６９ｎＨと極端に小さくしなければ、並列共振による減衰帯域（ｆ２帯）と直列共振による通過帯域（ｆ１帯）とを近接さることができない。そのため、インダクタＬｂとインダクタＬａとの結合係数Ｋ２を０．５とするような構成を現実に実現することは困難である。
　前述したように、フィルタ装置１００では、ＬＣ直列共振器ＲＳを構成するインダクタＬ２とキャパシタＣ１とで減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数が決まる。そのため、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１とインダクタＬ２との結合係数を変更することで、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数を変更することができ、並列共振による減衰帯域（ｆ２帯）に対して直列共振による通過帯域（ｆ１帯）より近接させることができる。つまり、フィルタ装置１００は、減衰帯域（ｆ２帯）の並列共振周波数の近傍において減衰特性が急峻に変化する狭帯域なフィルタ装置を実現することができる。
　図７は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００において結合係数Ｋを変更させた場合のリアクタンス特性の一例を示す図である。図７において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。
　図７では、結合係数Ｋを０．５とするフィルタ装置１００のリアクタンス特性を示す線Ｌｎ３以外に、結合係数Ｋを０．３とするフィルタ装置１００のリアクタンス特性を示す線Ｌｎ５が示されている。なお、フィルタ装置１００は、結合係数Ｋ以外は、共にインダクタＬ１を１．０ｎＨ、インダクタＬ２を２．０ｎＨ、キャパシタＣ１を２．２ｐＦとしてシミュレーションを行った。
　図７に示すマークｍ３では、線Ｌｎ３のリアクタンスより線Ｌｎ５のリアクタンスが急峻に変化している。結合係数Ｋ＝０．５の場合、線Ｌｎ３のリアクタンスがマークｍ４で略０（ゼロ）Ωとなり通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数が２．７７ＧＨｚとなっている。一方、結合係数Ｋ＝０．３の場合、線Ｌｎ４のリアクタンスがマークｍ５で略０（ゼロ）Ωとなり通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数が２．５１ＧＨｚとなっており、より２．４ＧＨｚの並列共振周波数（中心周波数）に近づいている。つまり、フィルタ装置１００は、結合係数Ｋを小さくすることで、直列共振周波数（中心周波数）をより並列共振周波数（中心周波数）に近づけることができる。なお、結合係数Ｋが小さくなると相互インダクタンスＭ自体も小さくなるので、フィルタ装置１００において結合係数Ｋは０．１以上が好ましい。
　＜フィルタ装置を一体化した素子の一例＞
　続いて、実施の形態１におけるフィルタ装置１００を一体化した素子として形成する例について、図を用いて説明する。図８は、実施の形態１におけるフィルタ装置の斜視図である。図９は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の構成を示す分解平面図である。
　フィルタ装置１００は、例えばチップ部品として一体に形成され、誘電体層が積層された絶縁体１（筐体）内に図１に示したインダクタＬ１およびＬＣ直列共振器ＲＳを設けてあり、絶縁体１の外側に外部電極２ａ～２ｄが形成している。端子Ｐ１は外部電極２ａ（第１外部電極）に、端子Ｐ２は外部電極２ｂ（第２外部電極）にそれぞれ接続する。なお、フィルタ装置１００は、短辺方向をＸ方向、長辺方向をＹ方向、高さ方向をＺ方向とし、誘電体層の積層方向がＺ方向である。また、外部電極２ｃ，２ｄは、内部回路に接続のないＧＮＤ電極である。さらに、図８に示すフィルタ装置１００では、絶縁体１の外側に外部電極２ａ～２ｄを形成した４端子の構成を示したが、絶縁体１の外側に外部電極２ａ，２ｂのみを形成した２端子の構成でもよい。
　フィルタ装置１００は、積層プロセスで形成され、図９に示す複数の誘電体層Ｌｙ１～Ｌｙ９の基板（以下、単に誘電体層Ｌｙ１～Ｌｙ９ともいう）を重ねることで形成される。各誘電体層Ｌｙ１～Ｌｙ９は、セラミックグリーンシートであり、導電性ペースト（例えば、Ｎｉペースト）をスクリーン印刷法により印刷して配線パターンが形成してある。
　誘電体層Ｌｙ１には、インダクタＬ１の一部を構成する配線パターンｒ１が形成され、配線パターンｒ１の一端が端子Ｐ１に、他端がビア導体ｈ１ａにそれぞれ接続されている。
　誘電体層Ｌｙ２には、インダクタＬ１の一部を構成する配線パターンｒ２ａが形成され、配線パターンｒ２ａの一端がビア導体ｈ１ａに、他端が配線パターンｒ２ｂおよび第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ２ｃにそれぞれ接続されている。配線パターンｒ２ｂは、インダクタＬ２の一部を構成し、配線パターンｒ２ａと接続する反対側の端にビア導体ｈ２ａが接続されている。第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ２ｃは、配線パターンｒ２ａと接続する反対側の端にビア導体ｈ２ｂが接続されている。
　誘電体層Ｌｙ３には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ３が形成され、配線パターンｒ３の一端がビア導体ｈ２ａに、他端がビア導体ｈ３ａにそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ３には、ビア導体ｈ２ｂと接続するビア導体ｈ３ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ４には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ４が形成され、配線パターンｒ４の一端がビア導体ｈ３ａに、他端がビア導体ｈ４ａにそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ４には、ビア導体ｈ３ｂと接続するビア導体ｈ４ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ５には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ５が形成され、配線パターンｒ５の一端がビア導体ｈ４ａに、他端がビア導体ｈ５ａにそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ５には、ビア導体ｈ４ｂと接続するビア導体ｈ５ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ６には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ１が形成されている。電極パターンｐ１は、端子Ｐ２に接続されるとともに、ビア導体ｈ６ｂと接続されている。ビア導体ｈ６ｂは、ビア導体ｈ５ｂと接続され、電極パターンｐ１と第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ２ｃとを電気的に接続している。誘電体層Ｌｙ６には、ビア導体ｈ５ａと接続するビア導体ｈ６ａが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ７には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ２が形成されている。電極パターンｐ２は、ビア導体ｈ７ａと接続されインダクタＬ２と電気的に接続されているが、電極パターンｐ１とは電気的に直接接続されていない。誘電体層Ｌｙ７には、ビア導体ｈ６ｂと接続するビア導体ｈ７ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ８には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ３が形成されている。電極パターンｐ３は、端子Ｐ２に接続されるとともに、ビア導体ｈ７ｂと接続されている。ビア導体ｈ７ｂを介して電極パターンｐ１と電極パターンｐ３とが電気的に接続している。誘電体層Ｌｙ８には、ビア導体ｈ７ａと接続するビア導体ｈ８が設けられている。
　誘電体層Ｌｙ９には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ４が形成されている。電極パターンｐ４は、ビア導体ｈ８と接続され電極パターンｐ２と電気的に接続されているが、電極パターンｐ１，ｐ３とは電気的に直接接続されていない。
　誘電体層Ｌｙ１に形成した配線パターンｒ１と誘電体層Ｌｙ２に形成した配線パターンｒ２ａとが、積層方向から視て巻線形状となりインダクタＬ１を構成している。誘電体層Ｌｙ２に形成した配線パターンｒ２ｂと誘電体層Ｌｙ３～Ｌｙ５に形成した配線パターンｒ３～ｒ５とが、積層方向から視て巻線形状となりインダクタＬ２を構成している。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに対向するように配置され、積層方向から視てインダクタＬ１の開口がインダクタＬ２の開口と少なくとも一部が重なっている。そのため、積層方向から視てインダクタＬ１の開口とインダクタＬ２の開口とが重なる部分を大きくすれば、インダクタＬ１とインダクタＬ２との結合係数が大きくなり、磁気結合による相互インダクタンスＭが増大する。
　フィルタ装置１００は、図９に示すように積層方向から視てインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１の順で積層されているが、インダクタＬ２、インダクタＬ１、キャパシタＣ１の順など他の順で積層されてもよい。なお、図９において、インダクタＬ１とインダクタＬ２との積層順を入れ替えてキャパシタＣ１をインダクタＬ１の側に配置することで、第２経路ＴＬ２の一部を構成するビア導体ｈ２ｂ～ビア導体ｈ５ｂの数を減らすことができ、第２経路ＴＬ２の長さを短くできる。
　図１に示すショート経路である第２経路ＴＬ２は、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間からキャパシタＣ１につなぐ経路で、この経路に発生する寄生インダクタンスである等価直列インダクタンスＥＳＬ（Equivalent　Series　Inductance）は、相互インダクタンスＭより小さくすることが好ましい。つまり、第２経路ＴＬ２のインダクタンスを、インダクタＬ１とインダクタＬ２との相互インダクタンスＭより小さくすることで、第２経路ＴＬ２をショート経路とみなすことができる。
　図９に示す積層構造では、第２経路ＴＬ２が、積層間をつなぐビア導体ｈ２ｂ～ｈ５ｂと配線パターンｒ２ｃとで構成されている。ショート経路である第２経路ＴＬ２は、多少の抵抗成分（Ｒ成分）を含んでもよいが、抵抗成分（Ｒ成分）をより小さくすることで、フィルタ装置１００のＱ値を改善できる。
　フィルタ装置１００を積層プロセスで形成するならば、インダクタＬ１，Ｌ２とキャパシタＣ１とで誘電体材料を変えることができ、そのためには、図９で示したようにインダクタＬ１，Ｌ２を形成する層（誘電体層Ｌｙ１～Ｌｙ５）とキャパシタＣ１を形成する層（誘電体層Ｌｙ６～Ｌｙ９）とを分ける必要がある。一方、フィルタ装置１００をフォトリソグラフィで形成するのであれば、インダクタＬ１，Ｌ２を形成する層とキャパシタＣ１を形成する層とを分けずに、インダクタＬ１またはインダクタＬ２に対してキャパシタＣ１を横並びで形成することができる。
　図９に示すフィルタ装置１００では、インダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが同じとなるように配線パターンｒ１，ｒ２ａ，ｒ２ｂ，ｒ３～ｒ５を形成した。そのため、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１とインダクタＬ２との結合係数を大きくすることが容易な構造となっている。
　しかし、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが同じ場合に限定されず、インダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが逆でもよい。図１０は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００においてインダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが逆の構成を示す分解平面図である。なお、図１０に示すフィルタ装置１００は、積層方向から視てインダクタＬ２、インダクタＬ１、キャパシタＣ１の順で積層されている。
　誘電体層Ｌｙ１には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ１が形成され、配線パターンｒ１の一端がビア導体ｈ１に、他端が誘電体層Ｌｙ２のビア導体ｈ２ａにそれぞれ接続されている。
　誘電体層Ｌｙ２には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ２が形成され、配線パターンｒ２の一端がビア導体ｈ２ａに、他端が誘電体層Ｌｙ３のビア導体ｈ３ａにそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ２には、ビア導体ｈ１と接続するビア導体ｈ２ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ３には、インダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ３が形成され、配線パターンｒ３の一端がビア導体ｈ３ａに、他端が誘電体層Ｌｙ４のビア導体ｈ４ａにそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ３には、ビア導体ｈ２ｂと接続するビア導体ｈ３ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ４には、インダクタＬ１の一部を構成する配線パターンｒ４ａが形成され、配線パターンｒ４ａの一端が誘電体層Ｌｙ４のビア導体ｈ５ａに、他端がビア導体ｈ４ａおよび第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ４ｂにそれぞれ接続されている。第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ４ｂは、配線パターンｒ４ａと接続する反対側の端にビア導体ｈ４ｃが接続されている。誘電体層Ｌｙ４には、ビア導体ｈ３ｂと接続するビア導体ｈ４ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ５には、インダクタＬ１の一部を構成する配線パターンｒ５が形成され、配線パターンｒ５の一端がビア導体ｈ５ａに、他端が端子Ｐ１にそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙ５には、ビア導体ｈ４ｂと接続するビア導体ｈ５ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ６には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ１が形成されている。電極パターンｐ１は、端子Ｐ２に接続されるとともに、ビア導体ｈ６ａと接続されている。ビア導体ｈ６ａは、ビア導体ｈ４ｃと接続され、電極パターンｐ１と第２経路ＴＬ２の配線パターンｒ４ｂとを電気的に接続している。誘電体層Ｌｙ６には、ビア導体ｈ５ｂと接続するビア導体ｈ６ｂが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ７には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ２が形成されている。電極パターンｐ２は、ビア導体ｈ７ｂと接続されインダクタＬ２と電気的に接続されているが、電極パターンｐ１とは電気的に直接接続されていない。誘電体層Ｌｙ７には、ビア導体ｈ６ａと接続するビア導体ｈ７ａが設けられている。
　誘電体層Ｌｙ８には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ３が形成されている。電極パターンｐ３は、端子Ｐ２に接続されるとともに、ビア導体ｈ７ａと接続されている。ビア導体ｈ７ａを介して電極パターンｐ１と電極パターンｐ３とが電気的に接続している。誘電体層Ｌｙ８には、ビア導体ｈ７ｂと接続するビア導体ｈ８が設けられている。
　誘電体層Ｌｙ９には、積層方向から視てインダクタＬ１，Ｌ２と重ならない位置に、キャパシタＣ１の一部を構成する電極パターンｐ４が形成されている。電極パターンｐ４は、ビア導体ｈ８と接続され電極パターンｐ２とが電気的に接続しているが、電極パターンｐ１，ｐ３とは電気的に接続されていない。
　誘電体層Ｌｙ５に形成した配線パターンｒ５と誘電体層Ｌｙ４に形成した配線パターンｒ４ａとが、積層方向から視て巻線形状となりインダクタＬ１を構成している。誘電体層Ｌｙ１～Ｌｙ３に形成した配線パターンｒ１～ｒ３が、積層方向から視て巻線形状となりインダクタＬ２を構成している。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに対向するように配置され、積層方向から視てインダクタＬ１の開口がインダクタＬ２の開口と少なくとも一部が重なっている。
　図１０に示すインダクタＬ１は、配線パターンｒ５と配線パターンｒ４ａとが誘電体層Ｌｙ５から誘電体層Ｌｙ１に向けて反時計回りの巻き方向であるのに対して、インダクタＬ２は、配線パターンｒ１～ｒ３が時計回りの巻き方向で逆である。そのため、図４（ｂ）に示す等価回路図とは異なり、第１経路ＴＬ１に相互インダクタンス－Ｍ、第２経路ＴＬ２に相互インダクタンス＋Ｍがそれぞれ生じる。
　また、インダクタＬ１の巻き方向とインダクタＬ２の巻き方向とが逆の場合、図９の誘電体層Ｌｙ２のようにインダクタＬ１の一部を構成する配線パターンｒ２ａとインダクタＬ２の一部を構成する配線パターンｒ２ａと同じ層に形成されることがない。そのため、インダクタＬ１およびインダクタＬ２の自由度が比較的高く、それぞれのインダクタンスを調整しやすくなる。
　以上のように、実施の形態１に係るフィルタ装置１００は、ｆ１帯（第１周波数帯）の通過帯域と、ｆ１帯よりも低いｆ２帯（第２周波数帯）の減衰帯域とを有するフィルタ装置である。フィルタ装置１００は、端子Ｐ１（第１端子）と、端子Ｐ２（第２端子）と、端子Ｐ１と接続されるインダクタＬ１（第１インダクタ）と、インダクタＬ１と端子Ｐ２との間に並列に設けられる第１経路ＴＬ１および第２経路ＴＬ２のうち、第１経路ＴＬ１に配置されるキャパシタＣ１（第１キャパシタ）およびインダクタＬ２（第２インダクタ）を含むＬＣ直列共振器ＲＳとを備える。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合する。
　これにより、実施の形態１に係るフィルタ装置１００は、並列共振による減衰帯域と直列共振による通過帯域とを近接させた場合であっても高い減衰特性および通過特性を共に得ることができる。
　第２経路ＴＬ２のインダクタンスは、インダクタＬ１とインダクタＬ２との相互インダクタンスＭより小さいことが好ましい。これにより、第２経路ＴＬ２をショート経路と見なすことができ、並列共振周波数の設計が容易になる。
　インダクタＬ１のインダクタンスは、インダクタＬ２のインダクタンスより小さいことが好ましい。これにより、フィルタ装置１００全体のロスを低減することができる。
　端子Ｐ１および端子Ｐ２は、筐体に設けた第１外部電極および第２外部電極にそれぞれ電気的に接続され、インダクタＬ１およびＬＣ直列共振器ＲＳは、筐体内に設けられていることが好ましい。これにより、フィルタ装置１００を、例えばチップ部品として一体に形成できる。また、フィルタ装置１００を小型化することで、フィルタ装置１００を組み込んだアンテナ装置の部品点数を減すことができ、半田の使用量も減らせる。
　筐体は、絶縁体であり、絶縁体内において複数の導体パターンによりインダクタＬ１およびＬＣ直列共振器ＲＳが構成される。インダクタＬ１は、端子Ｐ１に電気的に接続され、１層以上の配線パターンｒ１，ｒ２ａ（第１導体パターン）を含む。インダクタＬ２は、端子Ｐ２に電気的に接続され、１層以上の配線パターンｒ２ｂ，ｒ３～ｒ５（第２導体パターン）を含む。キャパシタＣ１は、配線パターンｒ２ａ，ｒ２ｂから引き出された配線パターンｒ２ｃと電気的に接続されることが好ましい。これにより、フィルタ装置１００を、積層構造体のチップ部品として一体に形成できる。また、配線パターンｒ２ｃをインダクタＬ１，Ｌ２の配線パターンの途中から引き出すことで第２経路ＴＬ２を形成する層を減らすことができるので、フィルタ装置１００を、低背、低コスト（かつ環境に配慮した）部品として形成することができる。
　絶縁体内において、配線パターンｒ１，ｒ２ａ（第１導体パターン）を形成した基板に対して配線パターンｒ２ｂ，ｒ３～ｒ５（第２導体パターン）を形成した基板を積層して、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが互いに対向するように配置され、絶縁体の積層方向から視て、インダクタＬ１の開口がインダクタＬ２の開口と少なくとも一部が重なることが好ましい。これにより、インダクタＬ１とインダクタＬ２との結合係数が大きくなり、磁気結合による相互インダクタンスＭを増大させることができる。
　キャパシタＣ１は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２が配置された層と異なる層に配置されることが好ましい。これにより、キャパシタＣ１と、インダクタＬ１およびインダクタＬ２とで誘電体材料を異ならせることができる。
　キャパシタＣ１は、絶縁体の積層方向から視て、インダクタＬ１の側に配置されることが好ましい。これにより、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを接続する第２経路ＴＬ２の長さを短くできる。
　実施の形態１に係るアンテナ装置１５０は、ｆ１帯の電波を放射可能である。アンテナ装置１５０は、アンテナ１５５と、アンテナ１５５に高周波信号を供給する給電回路ＲＦ１と、アンテナ１５５と給電回路ＲＦ１との間に設けられ前述のフィルタ装置１００と、を備える。
　これにより、実施の形態１に係るアンテナ装置１５０は、ｆ１帯とｆ２帯とを近接させた場合であってもｆ１帯通過させ、ｆ２帯の電波を減衰させることができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態１では、アンテナ１５５を有するアンテナ装置１５０について説明した。実施の形態２においては、実施の形態１におけるアンテナ装置１５０に加えて、アンテナ装置１６０を備えるアンテナモジュール２００について説明する。なお、実施の形態２のアンテナモジュール２００において、実施の形態１のアンテナ装置１５０と重複する構成については、説明を繰り返さない。
　＜アンテナモジュールの基本構成＞
　図１１は、実施の形態２におけるアンテナモジュール２００の構成を示す図である。アンテナモジュール２００は、アンテナ装置１５０およびアンテナ装置１６０を含む。アンテナ装置１６０は、給電回路ＲＦ２とアンテナ１６５とを含む。アンテナモジュール２００は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどの通信装置に搭載される。
　給電回路ＲＦ１は、ｆ１帯の周波数帯域の高周波信号をアンテナ１５５に供給する。アンテナ１５５は、給電回路ＲＦ１から供給されたｆ１帯の高周波信号を電波として空気中に放射可能である。ｆ１帯の周波数帯域は、たとえば、ｎ４１（２．５－２．７ＧＨｚ）である。
　実施の形態２におけるフィルタ装置１００は、ｆ２帯の周波数帯域の高周波信号を減衰させるように構成されている。ｆ２帯の周波数帯域は、たとえば、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）の２．４ＧＨｚ帯（２．４－２．５ＧＨｚ）などの帯域である。
　実施の形態２におけるフィルタ装置１００において、ｆ１帯が通過帯域であってｆ２帯が減衰帯域である。ｆ１帯の周波数帯域は、ｆ２帯の周波数帯域よりも低い。
　給電回路ＲＦ２は、ｆ２帯の周波数帯域の高周波信号をアンテナ１６５に供給する。アンテナ１６５は、給電回路ＲＦ２から供給されたｆ２帯の高周波信号を電波として、空気中に放射可能である。
　アンテナ装置１５０において、同一のアンテナモジュール２００内に設けられているアンテナ装置１６０から放射されるｆ２帯の高周波信号は、ノイズとなり得る。そのため、フィルタ装置１００は、アンテナ装置１５０においてノイズとなり得るｆ２帯の高周波信号を、並列共振による挿入損失を増大させることで取り除くために設けられている。
　アンテナ１５５およびアンテナ１６５は、同一の基板１７０に搭載されている。なお、図１１では、アンテナ１５５およびアンテナ１６５は、同一の基板１７０に設けられているが、同一のアンテナモジュール２００内に設けられれば、異なる基板に設けられてもよい。また、実施の形態２において、給電回路ＲＦ１は、ｆ１帯の高周波信号のみを供給する場合に限られず、他の帯域の高周波信号を供給してもよい。
　図１２は、実施の形態２におけるアンテナ装置１５０，１６０間のアイソレーション特性を示す図である。図１２において、横軸は周波数を示し、縦軸はアイソレーションである。
　線Ｌｎ６は、実施の形態２におけるアンテナモジュール２００のアンテナ装置１５０とアンテナ装置１６０との間のアイソレーションを示す。線Ｌｎ７は、比較例としてフィルタ装置１００を設けていないアンテナ装置１５０とアンテナ装置１６０との間のアイソレーションを示す。すなわち、アンテナ装置１６０の給電回路ＲＦ２から入力された電力に対する、アンテナを介してアンテナ装置１５０の給電回路ＲＦ１が受信した電力の比がアイソレーションである。
　図１２に示されているように、ｆ２帯の２．４ＧＨｚの周波数において、アンテナモジュール２００のアイソレーション（Ｌｎ６）は、比較例のアンテナモジュールのアイソレーション（Ｌｎ７）よりも１０ｄＢ以上改善している。すなわち、実施の形態２では、フィルタ装置１００がｆ２帯の周波数を減衰させることによって、アンテナ装置１５０とアンテナ装置１６０との間のアイソレーションが向上している。
　図１３は、実施の形態２における各々のアンテナ装置１５０，１６０の放射効率を示す図である。図１３において、横軸は周波数を示し、縦軸は放射効率である。線Ｌｎ８は、実施の形態２におけるアンテナモジュール２００のアンテナ装置１５０の放射効率を示す。線Ｌｎ９は、実施の形態２におけるアンテナモジュール２００のアンテナ装置１６０の放射効率を示す。線Ｌｎ８ａは、比較例としてフィルタ装置１００を設けていないアンテナ装置１５０の放射効率を示す。線Ｌｎ９ａは、比較例としてアンテナ装置１５０にフィルタ装置１００を設けていない場合のアンテナ装置１６０の放射効率を示す。ここで、放射効率とは、給電回路から供給される電力に対し、アンテナから放射される電力の比を意味する。すなわち、図１３ではグラフ上部ほど、同じ供給電力に対し、アンテナから放射される電力が大きくなる。
　図１３に示されているように、ｆ２帯の２．４ＧＨｚの周波数において、アンテナモジュール２００のアンテナ装置１６０の放射効率（Ｌｎ９）は、比較例のアンテナ装置１６０の放射効率（Ｌｎ９ａ）に比べて約６ｄＢ改善している。すなわち、実施の形態２にでは、アンテナ装置１５０においてフィルタ装置１００が備えられることにより、アンテナ装置１６０の放射効率が向上している。
　＜アンテナの構造例＞
　図１４は、実施の形態２におけるアンテナモジュール２００の外観図である。アンテナモジュール２００は、図１４に示すようにアンテナ装置１５０と、アンテナ装置１６０とを備える。アンテナ装置１５０は、モノポールアンテナであるアンテナ１５５と、フィルタ装置１００と、給電回路ＲＦ１とを含む。アンテナ装置１６０は、モノポールアンテナであるアンテナ１６５と、給電回路ＲＦ２とを含む。アンテナ１５５，１６５は、モノポールアンテナに限定されず、逆Ｆ型アンテナ、ループアンテナ、アレイアンテナなどであってもよい。アンテナ１５５はフィルタ装置１００を介して給電回路ＲＦ１と接続する。アンテナ１６５は給電回路ＲＦ２と接続する。
　以上のように、実施の形態２に係るアンテナモジュール２００は、ｆ１帯およびｆ２帯の電波を放射可能である。アンテナモジュール２００は、ｆ１帯の電波を放射可能であるアンテナ装置１５０と、ｆ２帯の電波を放射可能であるアンテナ装置１６０と、を備える。アンテナ装置１５０は、実施の形態１に係るアンテナ装置である。
　これにより、実施の形態２に係るアンテナモジュール２００は、アンテナ装置１５０とアンテナ装置１６０とのアイソレーションを改善し、アンテナ装置１５０におけるｆ１帯の電波の放射特性を向上させるとともに、アンテナ装置１６０におけるｆ２帯の電波の放射特性を向上させることができる。
　［実施の形態３］
　実施の形態１では、図１に示すように、インダクタＬ１と端子Ｐ２との間に、ＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある第１経路ＴＬ１と、ショート経路の第２経路ＴＬ２とを有するフィルタ装置１００について説明した。実施の形態３においては、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のショート経路に対して並列にインダクタを設けたフィルタ装置について説明する。なお、実施の形態３のフィルタ装置において、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１５０、実施の形態２のアンテナモジュール２００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態３のフィルタ装置を用いてもよい。
　図１５は、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａの回路図である。フィルタ装置１００Ａは、図１５に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、インダクタＬ３、キャパシタＣ１を含む。インダクタＬ１と端子Ｐ２との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１とが直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。さらに、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にインダクタＬ３が設けてある。
　インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしているが、インダクタＬ３は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２と磁気結合していない。図１６は、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａの概略図である。フィルタ装置１００Ａは、例えば図１６に示すようにチップ部品として一体に形成され、誘電体層が積層された絶縁体１（筐体）内に図１５に示したインダクタＬ１、インダクタＬ２、インダクタＬ３、キャパシタＣ１を含む。絶縁体１の外側に外部電極２ａ，２ｂが形成してあり、端子Ｐ１は外部電極２ａ（第１外部電極）に、端子Ｐ２は外部電極２ｂ（第２外部電極）にそれぞれ接続する。
　また、図１６に示すように、インダクタＬ１とインダクタＬ２との接続部分から外部電極２ｂに至る配線がショート経路である第２経路ＴＬ２に対応し、第２経路ＴＬ２に対して平行に設けた配線が持つ２ｎＨ程度の寄生インダクタンスがインダクタＬ３に対応する。すなわち、インダクタＬ３は、インダクタＬ１やインダクタＬ２とコイル開口方向からみて重ならない位置に存在する。外部電極２ａは、フィルタ装置１００Ａを実装するための回路基板のランド電極２０ａと電気的に接続され、外部電極２ｂは、フィルタ装置１００Ａを実装するための回路基板のランド電極２０ｂと電気的に接続されている。
　図１７は、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａの挿入損失およびリアクタンス特性の一例を示す図である。フィルタ装置１００Ａの各定数は、Ｌ１＝２．０ｎＨ、Ｌ２＝２．０ｎＨ、Ｃ１＝２．２ｐＦ、ｋ＝０．６、Ｌ３＝２ｎＨであり、図１７において実線で挿入損失およびリアクタンス特性を図示している。また、比較例として図１のフィルタ装置１００の各定数が、Ｌ１＝２．０ｎＨ、Ｌ２＝２．０ｎＨ、Ｃ１＝２．２ｐＦ、ｋ＝０．６であり、図１７において破線で挿入損失およびリアクタンス特性を図示している。図１７（ａ）は、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａの挿入損失の一例を示す図である。図１７（ａ）において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図１７（ｂ）は、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａのリアクタンス特性の一例を示す図である。図１７（ｂ）において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。
　図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示すように、フィルタ装置１００Ａの共振周波数は、約２．４ＧＨｚであり、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ共振周波数を有している。つまり、フィルタ装置１００Ａのように、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にインダクタＬ３（２ｎＨ程度の寄生インダクタンスを持つ第３経路）を設けても挿入損失およびリアクタンス特性に変化がないことが分かる。一方、フィルタ装置１００Ａは、インダクタＬ３を設けることで、ＥＳＬを低減することが可能となる。このように、寄生インダクタンスを問わず追加で経路を形成することが可能であり、ＥＳＬの低減が可能となる。
　［実施の形態４］
　実施の形態１では、図１に示すように、インダクタＬ１と端子Ｐ２との間に、ＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある第１経路ＴＬ１と、ショート経路の第２経路ＴＬ２とを有するフィルタ装置１００について説明した。実施の形態４においては、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のショート経路に対して並列にキャパシタを設けたフィルタ装置について説明する。なお、実施の形態４のフィルタ装置において、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１５０、実施の形態２のアンテナモジュール２００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態４のフィルタ装置を用いてもよい。
　図１８は、実施の形態４におけるフィルタ装置１００Ｂの回路図である。フィルタ装置１００Ｂは、図１８に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１、キャパシタＣ３を含む。インダクタＬ１と端子Ｐ２との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１とが直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。さらに、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にキャパシタＣ３が設けてある。
　インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしている。図１９は、実施の形態４におけるフィルタ装置１００Ｂの概略図である。フィルタ装置１００Ｂは、例えば図１９に示すようにチップ部品として一体に形成され、誘電体層が積層された絶縁体１（筐体）内に図１８に示したインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１、キャパシタＣ３を含む。絶縁体１の外側に外部電極２ａ，２ｂが形成してあり、端子Ｐ１は外部電極２ａ（第１外部電極）に、端子Ｐ２は外部電極２ｂ（第２外部電極）にそれぞれ接続する。
　また、図１９に示すように、インダクタＬ１とインダクタＬ２との接続部分から外部電極２ｂに至る配線がショート経路である第２経路ＴＬ２に対応し、第２経路ＴＬ２と外部電極２ｂとの間で形成される寄生容量がキャパシタＣ３に対応する。外部電極２ａは、フィルタ装置１００Ｂを実装するための回路基板のランド電極２０ａと電気的に接続され、外部電極２ｂは、フィルタ装置１００Ｂを実装するための回路基板のランド電極２０ｂと電気的に接続されている。
　フィルタ装置１００Ｂの共振周波数は、Ｌ１、Ｌ２、Ｃ１、ｋの値が同じであれば、Ｃ３によらず、図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示したフィルタ装置１００Ａと同じ約２．４ＧＨｚであり、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ共振周波数を有している。またリアクタンス特性もフィルタ装置１００と同じ特性である。つまり、フィルタ装置１００Ｂのように、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にキャパシタＣ３（寄生容量）を設けても挿入損失およびリアクタンス特性に変化がないことが分かる。すなわち、通常であれば図１６のようにできるだけ外部電極と離した位置にインダクタを配置するが、寄生容量であるＣ３によって特性変動しないことから、図１９のように外部に近い位置にインダクタを配置することも可能となる。
　［実施の形態５］
　実施の形態３では、図１５に示すように、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にインダクタＬ３を設けたフィルタ装置１００Ａについて説明した。実施の形態５においては、実施の形態３におけるフィルタ装置１００Ａのようにショート経路に対してインダクタを並列させるのではなく、経路全体にインダクタを並列させたフィルタ装置について説明する。なお、実施の形態５のフィルタ装置において、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１５０、実施の形態２のアンテナモジュール２００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態５のフィルタ装置を用いてもよい。
　図２０は、実施の形態５におけるフィルタ装置１００Ｃの回路図である。フィルタ装置１００Ｃは、図２０に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、インダクタＬ３（第３インダクタ）、キャパシタＣ１を含む。インダクタＬ１と端子Ｐ２との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１とが直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。さらに、端子Ｐ１と端子Ｐ２との経路全体に対して並列にインダクタＬ３が設けてある。つまり、インダクタＬ３は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２に対して並列に接続してある。なお、インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしているが、インダクタＬ３は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２と磁気結合していない。
　図２１は、実施の形態５におけるフィルタ装置１００Ｃの挿入損失の一例を示す図である。図２１において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。なお、図２１（ａ）に示すグラフは、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の挿入損失の一例で、フィルタ装置１００の各定数は、Ｌ１＝２ｎＨ、Ｌ２＝２ｎＨ、Ｃ１＝２．２ｐＦ、ｋ＝０．６である。図２１（ｂ）に示すグラフは、実施の形態５におけるフィルタ装置１００Ｃの挿入損失の一例で、図２１（ａ）の各定数に加え、Ｌ３＝２．５ｎＨである。図２２は、実施の形態５におけるフィルタ装置１００Ｃのリアクタンス特性の一例を示す図である。図２２において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。なお、図２２（ａ）に示すグラフは、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のリアクタンス特性の一例で、図２２（ｂ）に示すグラフは、実施の形態５におけるフィルタ装置１００Ｃのリアクタンス特性の一例である。
　図２１および図２２に示すように、フィルタ装置１００の共振周波数は、約２．４ＧＨｚ（マークｍ６）であるが、フィルタ装置１００Ｃの共振周波数は、約２．７ＧＨｚ（マークｍ７）と約０．３ＧＨｚ高周波側にシフトしている。つまり、フィルタ装置１００Ｃのように、経路全体に対してインダクタＬ３を並列接続することで、共振周波数を調整することができる。フィルタ装置１００Ｃは一体化されたチップでもよいし、フィルタ装置１００に別のインダクタ素子を加えることで回路基板も含めた構造としてもよい。フィルタ装置１００に別のインダクタ素子を追加することで、共振周波数を任意に調整することが可能となる。
　［実施の形態６］
　実施の形態４では、図１８に示すように、ショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にキャパシタＣ３を設けたフィルタ装置１００Ｂについて説明した。実施の形態６においては、実施の形態４におけるフィルタ装置１００Ｂのようにショート経路に対してキャパシタＣ３を並列させるのではなく、経路全体にキャパシタを並列させたフィルタ装置について説明する。なお、実施の形態６のフィルタ装置において、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１５０、実施の形態２のアンテナモジュール２００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態６のフィルタ装置を用いてもよい。
　図２３は、実施の形態６におけるフィルタ装置１００Ｄの回路図である。フィルタ装置１００Ｄは、図２３に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１、キャパシタＣ３（第２キャパシタ）を含む。インダクタＬ１と端子Ｐ２との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１とが直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。さらに、端子Ｐ１と端子Ｐ２との経路全体に対して並列にキャパシタＣ３が設けてある。つまり、キャパシタＣ３は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２に対して並列に接続してある。
　さらに、フィルタ装置１００Ｄには、実施の形態３，４で説明したショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にインダクタＬ４、キャパシタＣ５を設けてある。実施の形態３，４で説明したように、フィルタ装置１００Ｄは、インダクタＬ４、キャパシタＣ５を設けても挿入損失およびリアクタンス特性に変化がない。なお、フィルタ装置１００Ｄは、インダクタＬ４、キャパシタＣ５のうち、いずれか一方を設ける構成でもよい。また、実施の形態５のフィルタ装置１００Ｃにおいても同様に、実施の形態３，４で説明したショート経路である第２経路ＴＬ２に対して並列にインダクタＬ４、キャパシタＣ５を設けてもよい。
　図２４は、実施の形態６におけるフィルタ装置１００Ｄの挿入損失の一例を示す図である。図２４において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。なお、図２４（ａ）に示すグラフは、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の挿入損失の一例で各定数はＬ１＝２．０ｎＨ、Ｌ２＝２．０ｎＨ、Ｃ１＝２．２ｐＦ、ｋ＝０．６である。図２４（ｂ）に示すグラフは、実施の形態６におけるフィルタ装置１００Ｄの挿入損失の一例で、上記定数に加え、Ｃ３＝４ｐＦ、Ｃ５＝２ｐＦ、Ｌ４＝２ｎＨである。図２５は、実施の形態６におけるフィルタ装置１００Ｄのリアクタンス特性の一例を示す図である。図２５において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。なお、図２５（ａ）に示すグラフは、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のリアクタンス特性の一例で、図２５（ｂ）に示すグラフは、実施の形態６におけるフィルタ装置１００Ｄのリアクタンス特性の一例である。
　図２４および図２５に示すように、フィルタ装置１００は、約２．４ＧＨｚ（マークｍ６）に共振周波数を１つ有しているが、フィルタ装置１００Ｄは、約２．２ＧＨｚ（マークｍ８）と約４．９ＧＨｚ（マークｍ９）とに共振周波数を２つ有している。つまり、フィルタ装置１００Ｄのように、経路全体に対してキャパシタＣ３を並列接続することで、図２５に示すＬ性領域において減衰域を追加することができる。なお、フィルタ装置１００Ｄは、キャパシタＣ３を設けることで共振周波数が低周波側へシフトするため、実施の形態５で説明したように経路全体にフィルタ装置１００に別のキャパシタ素子を追加することで、共振周波数を任意に調整できる。
　［変形例］
　実施の形態１に係るフィルタ装置１００では、図１に示すように端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１が順に設けられる構成を説明した。しかし、フィルタ装置１００は、インダクタＬ２とキャパシタＣ１との順を入れ替えてもよく、またインダクタＬ１側を端子Ｐ２に接続してもよい。なお、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１を端子Ｐ２側（アンテナ１５５側）に接続するか、インダクタＬ１を端子Ｐ１側（給電回路ＲＦ１側）に接続するかを、アンテナインピーダンスにより決定できる。
　図２６は、変形例におけるフィルタ装置１００ａの回路図である。フィルタ装置１００ａは、図２６に示すように端子Ｐ１と端子Ｐ２との間にインダクタＬ２、キャパシタＣ１、インダクタＬ１が順に設けられる構成である。
　フィルタ装置１００ａは、端子Ｐ１とインダクタＬ１との間には、第１経路ＴＬ１と第２経路ＴＬ２とが設けてある。第１経路ＴＬ１には、インダクタＬ２とキャパシタＣ１との順で直列接続されるＬＣ直列共振器ＲＳが設けてある。第２経路ＴＬ２は、ショート経路である。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしている。フィルタ装置１００ａは、インダクタＬ２の順を入れ替えたことによりショート経路である第２経路ＴＬ２に生じる寄生容量および寄生インダクタンスの影響を除けば、フィルタ装置１００と同様の効果を得ることができる。
　フィルタ装置１００，１００ａは、インダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１のみを考慮して設計されるものとして説明したが、実際のフィルタ装置では、浮遊容量、寄生インダクタンスなどを加味して設計する必要がある。
　フィルタ装置１００，１００ａは、アンテナ１５５、給電回路ＲＦ１などとインピーダンスを整合させるための整合回路、高周波信号の位相を切り換える移相器などの他の構成を含んでもよい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　絶縁体、２ａ～２ｄ　外部電極、１００，１００ａ　フィルタ装置、１５０，１６０　アンテナ装置、１５５，１６５　アンテナ、１７０　基板、２００　アンテナモジュール、Ｃ１　キャパシタ、ＥＳＬ　等価直列インダクタンス、Ｋ，Ｋ２　結合係数、Ｌ１，Ｌ２　インダクタ、Ｐ１，Ｐ２　端子、ＲＦ１，ＲＦ２　給電回路、ＴＬ１　第１経路、ＴＬ２　第２経路。

Claims (17)

  1. 　第１周波数帯の通過帯域と、前記第１周波数帯よりも低い第２周波数帯の減衰帯域とを有するフィルタ装置であって、
    　第１端子と、
    　第２端子と、
    　前記第１端子と接続される第１インダクタと、
    　前記第１インダクタと前記第２端子との間に並列に設けられる第１経路および第２経路のうち、前記第１経路に配置される第１キャパシタおよび第２インダクタを含む直列共振器とを備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、互いに磁気結合する、フィルタ装置。
  2. 　前記第２経路のインダクタンスは、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの相互インダクタンスより小さい、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記第１インダクタのインダクタンスは、前記第２インダクタのインダクタンスより小さい、請求項１または請求項２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記第１端子および前記第２端子は、筐体に設けた第１外部電極および第２外部電極にそれぞれ電気的に接続され、
    　前記第１インダクタおよび前記直列共振器は、前記筐体内に設けられている、請求項１～請求項３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記筐体は、絶縁体であり、
    　前記絶縁体内において複数の導体パターンにより前記第１インダクタおよび前記直列共振器が構成され、
    　前記第１インダクタは、
    　　前記第１外部電極に電気的に接続され、１層以上の第１導体パターンを含み、
    　前記第２インダクタは、
    　　前記第２外部電極に電気的に接続され、１層以上の第２導体パターンを含み、
    　前記第１キャパシタは、前記第１導体パターンまたは前記第２導体パターンから引き出された配線と電気的に接続される、請求項４に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記絶縁体内において、前記第１導体パターンを形成した基板に対して前記第２導体パターンを形成した基板を積層して、前記第１インダクタと前記第２インダクタとが互いに対向するように配置され、
    　前記絶縁体の積層方向から視て、前記第１インダクタの開口が前記第２インダクタの開口と少なくとも一部が重なる、請求項５に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記第１キャパシタは、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタが配置された層と異なる層に配置される、請求項６に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第１キャパシタは、前記絶縁体の積層方向から視て、前記第１インダクタの側に配置される、請求項７に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記第２経路に対して並列に接続した第３経路をさらに備える、請求項１～請求項８のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記第３経路は前記第１インダクタおよび前記第２インダクタとは磁界結合しない、請求項９に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記第３経路は前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの開口方向から見て前記第１インダクタと前記第２インダクタと重ならない、請求項１０に記載のフィルタ装置。
  12. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタに対して並列に接続した第３インダクタをさらに備える、請求項１～請求項１１のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  13. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタに対して並列に接続した第３インダクタをさらに備え、
    　前記第３インダクタの一端は前記第１外部電極に接続され、前記第３インダクタの他端は前記第２外部電極に接続され、
    　前記第３インダクタは、前記筐体外に別の素子として設けられている、請求項４に記載のフィルタ装置。
  14. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタに対して並列に接続した第２キャパシタをさらに備える、請求項１～請求項１２のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  15. 　前記第１インダクタおよび前記第２インダクタに対して並列に接続した第２キャパシタをさらに備え、
    　前記第２キャパシタの一端は前記第１外部電極に接続され、前記第２キャパシタの他端は前記第２外部電極に接続され、
    　前記第２キャパシタは、前記筐体外に別の素子として設けられている、請求項４に記載のフィルタ装置。
  16. 　前記第１周波数帯の電波を放射可能であるアンテナ装置であって、
    　アンテナと、
    　前記アンテナに高周波信号を供給する給電回路と、
    　前記アンテナと前記給電回路との間に設けられる請求項１～請求項１５のいずれか１項に記載のフィルタ装置と、を備えるアンテナ装置。
  17. 　アンテナモジュールであって、
    　前記第１周波数帯の電波を放射可能である第１アンテナ装置と、
    　前記第２周波数帯の電波を放射可能である第２アンテナ装置と、を備え、
    　前記第１アンテナ装置は、請求項１６に記載のアンテナ装置である、アンテナモジュール。
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