WO2023090250A1 - フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール - Google Patents

フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール Download PDF

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WO2023090250A1
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filter device
inductor
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resonance frequency
capacitor
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真也 立花
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株式会社村田製作所
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    • H01Q1/50—Structural association of antennas with earthing switches, lead-in devices or lightning protectors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
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    • H03H5/00—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components
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    • H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/175—Series LC in series path

Definitions

  • the present disclosure relates to a filter device, an antenna device, and an antenna module, and more specifically to techniques for reducing signal loss.
  • a filter device such as a band-stop filter or a band-pass filter is provided in the high-frequency circuit.
  • a filter device provided in a high frequency circuit there is a filter device disclosed in Japanese Patent No. 6531824 (Patent Document 1).
  • the filter device disclosed in Patent Document 1 includes a first inductor and a first capacitor forming a first series circuit, and a second inductor connected in parallel to the first series circuit.
  • the present disclosure has been made to solve such problems, and the purpose thereof is to reduce signal loss in a frequency band lower than the attenuation band of parallel resonance in a filter device for high frequency signals. .
  • a filter device includes a first series resonator that series-resonates at a first resonance frequency by a first inductor and a first capacitor that is connected in series with the first inductor, a second inductor, and a second inductor. and a second series resonator that series-resonates at a second resonance frequency with the second capacitor connected in series with.
  • a first series resonator and a second series resonator are connected in parallel and parallel-resonate at a third resonance frequency, the second resonance frequency being lower than the first resonance frequency, and the third resonance frequency being equal to the first resonance frequency. frequency and the second resonant frequency.
  • the first series resonator, the second inductor, and the second capacitor perform series resonance at the first resonance frequency by the first inductor and the first capacitor at the second resonance frequency.
  • a second series resonator that performs series resonance wherein the first series resonator and the second series resonator are connected in parallel and configured to parallel-resonate at a third resonance frequency in a third frequency band.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an antenna device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of insertion loss of the filter device according to Embodiment 1;
  • FIG. 8A and 8B are a circuit diagram and an equivalent circuit diagram of a filter device according to Embodiment 2;
  • FIG. FIG. 10 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of insertion loss of the filter device according to Embodiment 2;
  • FIG. 7 is an enlarged view along the vertical axis of the area shown in FIG. 6;
  • FIG. 7 is an enlarged view along the vertical axis of the area shown in FIG. 6;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of insertion loss of the filter device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is an enlarged view along the vertical axis of the area shown in FIG. 9;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Modification 1 of Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Modification 2 of Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of reactance characteristics of a filter device according to Modification 2 of Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of insertion loss of a filter device according to Modification 2 of Embodiment 2;
  • FIG. 17 is an enlarged view along the vertical axis of the area shown in FIG. 16; It is a figure which shows the structure of the antenna apparatus in another modification.
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of an antenna module according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is an external view of an antenna module according to Embodiment 3;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 4;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding an inductor;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding an inductor;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding an inductor;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding an inductor;
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a filter device according to Embodiment 5;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding a capacitor;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding a capacitor;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding a capacitor;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding a capacitor;
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an antenna device 1000 according to Embodiment 1.
  • Antenna device 1000 includes a feeding circuit RF1, a filter device 100, and an antenna 155.
  • FIG. Antenna device 1000 is installed in, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smart phone, or a tablet, or a communication device such as a personal computer having a communication function.
  • the feeding circuit RF1 supplies the antenna 155 with a high-frequency signal in the f1-band frequency band and a high-frequency signal in the f2-band frequency band.
  • the antenna 155 can radiate into the air, as radio waves, the f1 band high frequency signal and the f2 band high frequency signal supplied from the feeding circuit RF1.
  • the frequency band of the f1 band is, for example, the 5 GHz band (5.15-5.7 GHz) of Wi-Fi (registered trademark).
  • the frequency band of the f2 band is, for example, the 2.4 GHz band (2.4-2.5 GHz) of Wi-Fi (registered trademark).
  • Antenna 155 is, for example, a monopole antenna.
  • the filter device 100 is a trap filter that prevents passage of high-frequency signals in a specific frequency band and attenuates them.
  • Filter device 100 is also referred to as a band-eliminating filter.
  • the filter device 100 according to Embodiment 1 is configured to attenuate high frequency signals in the f3 frequency band.
  • the frequency band of the f3 band includes, for example, 5G-NR (New Radio) n77 (3.3-4.2 GHz) and n78 (3.3-3.8 GHz).
  • the f1 band to the f3 band are adjacent frequency bands. Whether or not frequency bands are contiguous can be determined using the bandwidth and the center frequency for that bandwidth. For example, if the bandwidth between the frequency edge of the f1 band and the frequency edge of the f2 band and the ratio of the center frequency to the bandwidth are within a predetermined range, it is determined that the f1 band and the f2 band are close to each other. It should be noted that other methods may be used to determine whether or not the frequency bands are close to each other.
  • the f1 band and the f2 band are passbands
  • the f3 band is an attenuation band.
  • the filter device 100 shown in FIG. 1 has a terminal P1 and a terminal P2.
  • the terminal P1 is a terminal for connecting the filter device 100 to the transmission line on the power supply circuit RF1 side.
  • Terminal P2 is a terminal for connecting filter device 100 to a transmission line on the antenna 155 side.
  • the terminal P1 When the feed circuit RF1 supplies a high frequency signal to the antenna 155 through the filter device 100, the terminal P1 becomes an input terminal and the terminal P2 becomes an output terminal.
  • the terminal P1 When the high-frequency signal received by the antenna 155 is transmitted to the circuit on the power supply circuit RF1 side through the filter device 100, the terminal P1 becomes an output terminal and the terminal P2 becomes an input terminal.
  • the filter device 100 does not have a ground electrode, does not need to consider the influence of the wiring pattern, and can be easily mounted on each device.
  • the filter device 100 includes an inductor L1, a capacitor C1, an inductor L2, and a capacitor C2 as shown in FIG.
  • the LC series resonator RC1 is an LC series resonator formed by connecting an inductor L1 and a capacitor C1 in series.
  • the LC series resonator RC2 is an LC series resonator formed by connecting an inductor L2 and a capacitor C2 in series.
  • the LC series resonator RC1 and the LC series resonator RC2 are connected in parallel.
  • the LC parallel resonator RC3 is an LC parallel resonator formed by connecting the LC series resonator RC1 and the LC series resonator RC2 in parallel.
  • LC series resonator RC1, LC series resonator RC2, and LC parallel resonator RC3 are arranged between terminal P1 and terminal P2.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of insertion loss of filter device 100 according to the first embodiment. In FIG. 3, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the line Ln1 indicates the reactance characteristic of the filter device 100 of the first embodiment
  • the line Ln2 indicates the reactance characteristic of the comparative filter device.
  • the filter device to be compared has a configuration in which an inductor L2 is connected in parallel to an LC series resonator composed of an inductor L1 and a capacitor C1.
  • the filter device 100 was simulated with an inductor L1 of 1.4 nH, an inductor L2 of 3.98 nH, a capacitor C1 of 0.6 pF, and a capacitor C2 of 1.1 pF.
  • a comparison filter device was simulated with an inductor L1 of 2.6 nH, an inductor L2 of 3.98 nH, and a capacitor C1 of 0.32 pF.
  • the filter device to be compared has a series resonance frequency F1 of 5.5 GHz in the passband (f1 band) and a parallel resonance frequency F3 of 3.5 GHz in the attenuation band (f3 band). Become. However, in the comparative filter device, the reactance cannot be zero at frequencies lower than the parallel resonance frequency F3.
  • the series resonance frequency F1 of the passband (f1 band) is 5.5 GHz
  • the series resonance frequency F2 of the passband (f2 band) is 2.4 GHz
  • the parallel resonance frequency F3 of (f3 band) is 3.5 GHz.
  • the reactance can be made 0 at the frequency F2 lower than the parallel resonance frequency F3.
  • the line Ln3 indicates the insertion loss of the filter device 100 of the first embodiment
  • the line Ln4 indicates the insertion loss of the comparative filter device.
  • the insertion loss at frequency F2 decreases from the value at point a in the comparison filter device to the value at point b in filter device 100 .
  • the filter device 100 can reduce signal loss at the frequency F2 lower than the parallel resonance frequency F3.
  • the filter device 100 is provided in an antenna device 1000 capable of emitting the series resonance frequency F1 and the series resonance frequency F2 as resonance frequencies. Thereby, the antenna device 1000 can appropriately transmit and receive signals in the passband (f1 band) and the passband (f2 band).
  • FIG. 4 is a circuit diagram and an equivalent circuit diagram of filter device 110 according to the second embodiment.
  • the filter device 110 of the second embodiment has the configuration of the filter device of the first embodiment except that the inductor L1 and the inductor L2 are magnetically coupled to each other. Same as 100.
  • Filter device 110 generates mutual inductance M between inductor L1 and inductor L2.
  • the filter device 110 is an additive circuit in which the winding directions of the coils forming the inductor L1 and the inductor L2 are opposite to each other.
  • the equivalent circuit diagram shown in FIG. 4(B) shows an equivalent circuit diagram of the circuit of the filter device 110 shown in FIG. 4(A).
  • mutual inductance +M and mutual inductance -M are shown on the paths.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 110 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of insertion loss of filter device 110 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 7 is an enlarged view along the vertical axis of region Rg1 shown in FIG.
  • the line Ln5 indicates the reactance characteristics of the filter device 100 without magnetic coupling according to the first embodiment
  • the line Ln6 indicates the reactance characteristics of the filter device 110 with magnetic coupling according to the second embodiment. is indicated by line Ln7.
  • Filter device 110 generates mutual inductance M due to magnetic coupling.
  • the filter device 100 without magnetic coupling according to the first embodiment is simulated with an inductor L1 of 1.4 nH, an inductor L2 of 3.98 nH, a capacitor C1 of 0.6 pF, and a capacitor C2 of 1.1 pF. rice field.
  • the filter device 110 with magnetic coupling according to the second embodiment has an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, a coupling coefficient k of 0.5,
  • a simulation was performed with a mutual inductance M of 0.88 nH.
  • a comparison filter device was simulated with an inductor L1 of 2.6 nH, an inductor L2 of 3.98 nH, and a capacitor C1 of 0.32 pF.
  • the filter device to be compared has a series resonance frequency F1 of 5.5 GHz in the pass band (f1 band) and a parallel resonance frequency F3 of 3.5 GHz in the attenuation band (f3 band). Become. However, in the comparative filter device, the reactance cannot be zero at frequencies lower than the parallel resonance frequency F3.
  • the series resonance frequency F1 in the passband (f1 band) is 5.5 GHz
  • the series resonance frequency F2 in the passband (f2 band) is 5.5 GHz.
  • the parallel resonance frequency F3 of the attenuation band (f3 band) is 3.5 GHz.
  • the reactance can be zero at frequency F2 lower than parallel resonance frequency F3.
  • the line Ln8 indicates the insertion loss of the filter device 100 of the first embodiment
  • the line Ln9 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln9 indicates the insertion loss of the comparison filter device. Ln10.
  • filter device 100 and filter device 110 have series resonance frequency F2, and thus can suppress insertion loss near series resonance frequency F2 compared to the comparison filter device. That is, filter device 100 and filter device 110 can realize a narrow-band filter device in which the attenuation characteristic changes sharply in the vicinity of parallel resonance frequency F3 compared to the comparison filter device.
  • FIG. 7 shows a waveform in which the vertical axis (insertion loss) direction of the region Rg1 shown in FIG. 6 is enlarged.
  • the ratio in the horizontal axis (frequency) direction in FIG. 6 is the same as in FIG. 5, and only the ratio in the vertical axis (insertion loss) direction is enlarged.
  • the attenuation characteristic of the line Ln9 of the filter device 110 changes steeper in the vicinity of the parallel resonance frequency F3 than the line Ln8 of the filter device 100 does.
  • the filter device 110 generates the mutual inductance M, so that the signal loss in the broadband d2 around the passband (f1 band) of the series resonance frequency F1 can be reduced more than the filter device 100 without magnetic coupling.
  • signal loss can be reduced in the wide band d1 around the passband (f2 band) of the series resonance frequency F2.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 110 according to the second embodiment.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of insertion loss of filter device 110 according to the second embodiment. In FIG. 9, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 10 is an enlarged view along the vertical axis of region Rg2 shown in FIG.
  • the line Ln11 indicates the reactance characteristics of the filter device 100 without magnetic coupling
  • the line Ln12 indicates the reactance characteristics of the filter device 110 with magnetic coupling according to the second embodiment.
  • the filter device 100 was simulated with an inductor L1 of 0.8 nH, an inductor L2 of 2.3 nH, a capacitor C1 of 1.1 pF, and a capacitor C2 of 1.8 pF.
  • the filter device 110 is simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, a coupling coefficient k of 0.5, and a mutual inductance M of 0.88 nH. did
  • filter device 100 and filter device 110 have a passband (f1 band) series resonance frequency F1 of 5.5 GHz and a passband (f2 band) series resonance frequency F2 of 5.5 GHz. is 2.4 GHz, and the parallel resonance frequency F3 of the attenuation band (f3 band) is 3.5 GHz.
  • the line Ln13 indicates the insertion loss of the filter device 100
  • the line Ln14 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment.
  • filter device 100 and filter device 110 have the same level of reactance at parallel resonance frequency F3 as indicated by point c.
  • FIG. 10 shows a waveform in which the vertical axis (insertion loss) direction of region Rg2 shown in FIG. 9 is enlarged.
  • the ratio in the horizontal axis (frequency) direction in FIG. 10 is the same as in FIG. 9, and only the ratio in the vertical axis (insertion loss) direction is enlarged.
  • the line Ln14 of the filter device 110 has a steeper attenuation characteristic near the parallel resonance frequency F3 than the line Ln13 of the filter device 100 does.
  • the filter device 110 reduces the signal loss in the broadband d2 around the passband (f1 band) of the series resonance frequency F1 more than the filter device 100 by magnetic coupling.
  • signal loss can be reduced in a wide band d1 around the passband (f2 band) of the series resonance frequency F2.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 11 the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of insertion loss of the filter device according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 12 the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 13 is an enlarged view along the vertical axis of region Rg3 shown in FIG.
  • FIGS. 11 to 13 are diagrams in which the pass band (f1 band) of the series resonance frequency F1 is set to an extremely high frequency by making the inductor L1 smaller than in FIGS. 5 to 7 above.
  • the line Ln15 indicates the reactance characteristic of the filter device 110 according to the second embodiment
  • the line Ln16 indicates the reactance characteristic of the filter device according to the first modification of the second embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • the filter device of Modification 1 was simulated with an inductor L1 of 0.01 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 4.6 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.0.
  • the filter device of Modification 1 has a series resonance frequency F1 of 23.5 GHz in the passband (f1 band) and a series resonance frequency F2 of 2.5 GHz in the passband (f2 band). 4 GHz, and the parallel resonance frequency F3 of the attenuation band (f3 band) is 3.5 GHz.
  • the series resonance frequency F2 and the parallel resonance frequency F3 are made the same while the series resonance frequency Only the frequency of frequency F1 can be changed.
  • the line Ln17 indicates the insertion loss of the filter device 110
  • the line Ln18 indicates the insertion loss of the filter device of the first modification.
  • the series resonance frequency F1 is set to a very high frequency.
  • FIG. 13 shows a waveform in which the vertical axis (insertion loss) direction of region Rg3 shown in FIG. 12 is enlarged.
  • the ratio in the horizontal axis (frequency) direction in FIG. 13 is the same as in FIG. 12, and only the ratio in the vertical axis (insertion loss) direction is enlarged.
  • the line Ln18 of the filter device of Modification 1 is closer to the passband (f2 band) of the series resonance frequency F2 which is lower than the line Ln17 of the filter device 110 with respect to the parallel resonance frequency F3.
  • Signal loss is reduced in the wide band d1.
  • the filter device of Modification 1 when there is no need to set a passband near the high side of the attenuation band (f3 band), signal loss is prevented on the other side (for example, the low side). can be lowered.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of filter device 150 according to Modification 2 of Embodiment 2. As shown in FIG. 14, in a filter device 150 of Modification 2 of Embodiment 2, inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other, and mutual inductance M occurs. Filter device 150 is a depolarizing circuit in which coils forming inductor L1 and inductor L2 are wound in the same direction.
  • the equivalent circuit diagram of the filter device 150 of Modification 2 is a diagram in which the mutual inductance +M shown on the path in FIG. 4B is -M and the mutual inductance -M is +M.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of reactance characteristics of the filter device 150 according to Modification 2 of Embodiment 2.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of the insertion loss of filter device 150 in Modification 2 of Embodiment 2.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • FIG. 17 is an enlarged view along the vertical axis of region Rg5 shown in FIG.
  • the line Ln23 indicates the reactance characteristics of the additive filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln24 indicates the reactance characteristics of the depolarized filter device 150 of the second modification of the second embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • Filter device 150 of modification 2 was simulated with inductor L1 of 3.1 nH, inductor L2 of 0.4 nH, capacitor C1 of 1.3 pF, capacitor C2 of 2.9 pF, and coupling coefficient k of 0.5.
  • filter device 110 and filter device 150 of modification 2 have series resonance frequency F1 in the passband (f1 band) of 5.5 GHz and passband ( The series resonance frequency F2 in the f2 band) is 2.4 GHz, and the parallel resonance frequency F3 in the attenuation band (f3 band) is 3.5 GHz.
  • the reactance can be reduced to 0 at the frequency F2 lower than the parallel resonance frequency F3.
  • the line Ln25 indicates the insertion loss of the filter device 110
  • the line Ln26 indicates the insertion loss of the filter device 150 of the second modification.
  • the additive filter device 110 has a steeper attenuation characteristic near the parallel resonance frequency F3 than the depolarized filter device 150 of Modification 2. It is a variable narrow band filter device.
  • FIG. 17 shows a waveform in which the vertical axis (insertion loss) direction of region Rg5 shown in FIG. 16 is enlarged.
  • the ratio in the horizontal axis (frequency) direction in FIG. 17 is the same as in FIG. 16, and only the ratio in the vertical axis (insertion loss) direction is enlarged.
  • the line Ln25 of the additive filter device 110 has a steeper attenuation characteristic in the band d1 near the parallel resonance frequency F3 than the line Ln26 of the depolarized filter device 150 of the second modification. ing. However, it can be said that the filter device 150 of Modification 2 has a wider attenuation characteristic in the vicinity of the parallel resonance frequency F3 than that of the filter device 110 .
  • the line Ln26 of the depolarizing filter device 150 of Modification 2 is in a band farther from the parallel resonance frequency F3 than the line Ln25 of the additive filter device 110 (a band higher than F1, or F2 band), the signal loss is reduced. In this way, even if the filter device has the same structure, the characteristics are different depending on whether the filter is additive or depolar. A circuit designer can design additive or depolarizing circuits according to desired characteristics.
  • FIG. 18 is a diagram showing the configuration of an antenna device 2000 in another modified example.
  • Antenna device 2000 includes a feeding circuit RF1, a filter device 200, and an antenna 155.
  • FIG. Antenna device 2000 differs from antenna device 1000 of the first embodiment in the configuration of the filter device.
  • the filter device 200 includes an inductor L1, a capacitor C1, an inductor L2, and a capacitor C2 as shown in FIG.
  • the LC series resonator RC1 is an LC series resonator formed by connecting an inductor L1 and a capacitor C1 in series.
  • LC series resonator RC2 is an LC series resonator formed by connecting capacitor C2 and inductor L2 in series.
  • filter device 200 has a structure in which the positions of inductor L2 and capacitor C2 are switched. A structure in which the inductor L1 and the capacitor C1 are interchanged may be used.
  • FIG. 19 is a diagram showing the configuration of antenna module 4000 according to the third embodiment.
  • Antenna module 4000 includes antenna device 1000 and antenna device 3000 .
  • Antenna device 3000 includes a feeding circuit RF2 and an antenna 165 .
  • Antenna module 4000 is installed in, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smart phone, or a tablet, or a communication device such as a personal computer having a communication function.
  • Feed circuit RF2 of antenna device 3000 supplies antenna 165 with a high-frequency signal in the frequency band of the f3 band.
  • the antenna 165 can radiate into the air the f3-band high-frequency signal supplied from the feeder circuit RF2 as radio waves.
  • the filter device 100 is provided to remove high frequency signals in the f3 band that can become noise in the antenna device 1000 by increasing insertion loss due to parallel resonance.
  • the antenna 155 and the antenna 165 are mounted on the same substrate 170. Although the antennas 155 and 165 are provided on the same substrate 170 in FIG. 19, they may be provided on different substrates as long as they are provided in the same antenna module 4000 .
  • the filter device 100 of the antenna device 1000 can suppress the influence of the antenna device 3000. Therefore, in the antenna module 4000, the antenna device 1000 and the antenna device 3000 can be arranged close to each other. As a measure of proximity, the case where the characteristics of the antenna device 1000 are changed as the influence of the antenna device 3000 is shown.
  • FIG. 20 is an external view of the antenna module 4000 of Embodiment 3.
  • the antenna module 4000 includes an antenna device 1000 and an antenna device 3000 as shown in FIG.
  • Antenna device 1000 includes antenna 155, which is a monopole antenna, filter device 100, and feeding circuit RF1.
  • Antenna device 3000 includes antenna 165, which is a monopole antenna, and feeding circuit RF2.
  • the antennas 155 and 165 are not limited to monopole antennas, and may be inverted F-type antennas, loop antennas, array antennas, or the like.
  • Antenna 155 is connected to feeder circuit RF1 through filter device 100 .
  • Antenna 165 is connected to feeder circuit RF2.
  • the antenna module 4000 can radiate radio waves in the f1 band, f2 band, and f3 band.
  • the antenna module 4000 includes an antenna device 1000 capable of radiating f1-band and f2-band radio waves, and an antenna device 3000 capable of radiating f3-band radio waves.
  • the filter device described above has been described as being designed in consideration of only the inductor L1, the inductor L2, the capacitor C1, and the capacitor C2.
  • the parasitic inductance as the inductor L1 or the inductor L2
  • use the parasitic capacitance component of the inductor element itself as the capacitor or use the parasitic inductance component of the capacitor element as the inductor.
  • the filter device described above may be provided with a matching circuit for impedance matching at the positions of the terminals P1 and P2, and a switch for connecting and switching paths.
  • the filter device described above may be configured as an integrated component. As a result, the filter device does not need to consider the influence of the wiring pattern, and can be easily mounted on each device.
  • an LC series resonator RC1 is formed by connecting an inductor L1 and a capacitor C1 in series
  • an LC series resonator RC1 is formed by connecting an inductor L2 and a capacitor C2 in series.
  • the LC parallel resonator formed by connecting the LC series resonator RC2 and the LC series resonator RC2 in parallel has been described.
  • filter device 110 in which inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other as shown in FIG. 4A in filter device 100 of the first embodiment has been described.
  • a filter device 300 in which an inductor is provided in parallel with the filter device 110 of the second embodiment will be described.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of filter device 300 according to the fourth embodiment.
  • Filter device 300 includes inductor L1, inductor L2, inductor L3, capacitor C1, and capacitor C2, as shown in FIG.
  • Inductors L1 and L2 are magnetically coupled to each other, but inductor L3 (third inductor) is not magnetically coupled to inductors L1 and L2.
  • the filter device before adding inductor L3 corresponds to filter device 110 of the second embodiment.
  • filter device 300 of the fourth embodiment the same components as those of filter device 100 of the first embodiment and filter device 110 of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated. Further, in the antenna device 1000 of the first embodiment, the filter device 300 of the fourth embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 22 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding the inductor L3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the graph of FIG. 22(a) is an example of reactance characteristics of the filter device 110 of the second embodiment before adding the inductor L3.
  • the graph of FIG. 22(b) is an example of reactance characteristics of the filter device 300 of the fourth embodiment after adding the inductor L3.
  • FIG. 23 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding inductor L3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the graph of FIG. 23(a) is an example of the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment before adding the inductor L3.
  • the graph of FIG. 23(b) is an example of the insertion loss of the filter device 300 of the fourth embodiment after adding the inductor L3.
  • the line Ln31 indicates the reactance characteristic of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln32 indicates the reactance characteristic of the filter device 300 of the fourth embodiment
  • the line Ln33 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln34 indicates the insertion loss of the filter device 300 of the fourth embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • the filter device 300 is simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, an inductor L3 of 1.6 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5. gone. That is, filter device 300 has the same values as filter device 110 except for the value of inductor L3.
  • the filter device 300 can add a new parallel resonance frequency F4 to the C region by connecting the inductor L3 in parallel.
  • the parallel resonance frequency F3 is shifted to F3' to the high frequency side of the graph.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding inductor L3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the graph of FIG. 24(a) is an example of reactance characteristics of the filter device 110 of the second embodiment before adding the inductor L3.
  • the graph of FIG. 24(b) is an example of reactance characteristics of the filter device 300 of the fourth embodiment after adding the inductor L3.
  • FIG. 25 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding inductor L3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the graph of FIG. 25(a) is an example of the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment before adding the inductor L3.
  • the graph of FIG. 25(b) is an example of the insertion loss of the filter device 300 of the fourth embodiment after adding the inductor L3.
  • the reactance characteristic of the filter device 110 of the second embodiment is indicated by line Ln31
  • the reactance characteristic of the filter device 300 of the fourth embodiment is indicated by line Ln35
  • the line Ln33 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln36 indicates the insertion loss of the filter device 300 of the fourth embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • the filter device 300 is simulated with an inductor L1 of 1.4 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, an inductor L3 of 1.5 nH, a capacitor C1 of 0.86 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5. gone. That is, filter device 300 changes the values of inductor L1, inductor L3, and capacitor C2 from those of filter device 110.
  • the filter device 300 adjusts each numerical value to obtain a series resonance frequency F1 in the passband (f1 band), a series resonance frequency F2 in the passband (f2 band), an attenuation band (
  • the parallel resonance frequency F3 of the f3 band) can be made the same as the frequency of the filter device 110, and the parallel resonance frequency F4 of the attenuation band (f4 band) can be added.
  • the filter device 300 can increase the attenuation band in the C region by providing the inductor L3 in parallel. can be a trap filter.
  • an LC series resonator RC1 is formed by connecting an inductor L1 and a capacitor C1 in series
  • an LC series resonator RC1 is formed by connecting an inductor L2 and a capacitor C2 in series.
  • the LC parallel resonator formed by connecting the LC series resonator RC2 and the LC series resonator RC2 in parallel has been described.
  • filter device 110 in which inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other as shown in FIG. 4A in filter device 100 of the first embodiment has been described.
  • a filter device 400 in which a capacitor is provided in parallel with the filter device 110 of the second embodiment will be described.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of filter device 400 according to the fifth embodiment.
  • Filter device 400 includes inductor L1, inductor L2, capacitor C1, capacitor C2, and capacitor C3 (third capacitor) as shown in FIG. Inductor L1 and inductor L2 are magnetically coupled to each other.
  • the filter device before adding capacitor C3 corresponds to filter device 110 of the second embodiment.
  • filter device 400 of the fifth embodiment the same components as those of filter device 100 of the first embodiment and filter device 110 of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will not be repeated. Further, in the antenna device 1000 of the first embodiment, the filter device 400 of the fifth embodiment may be used instead of the filter device 100.
  • FIG. 27 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding the capacitor C3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the graph of FIG. 27(a) is an example of reactance characteristics of the filter device 110 of the second embodiment before adding the capacitor C3.
  • the graph of FIG. 27(b) is an example of reactance characteristics of the filter device 400 of the fifth embodiment after adding the capacitor C3.
  • FIG. 28 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding the capacitor C3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the graph of FIG. 28(a) is an example of the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment before adding the capacitor C3.
  • the graph of FIG. 28(b) is an example of the insertion loss of the filter device 400 of Embodiment 5 after adding the capacitor C3.
  • the line Ln41 indicates the reactance characteristic of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln42 indicates the reactance characteristic of the filter device 400 of the fifth embodiment
  • the line Ln43 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln44 indicates the insertion loss of the filter device 400 of the fifth embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • the filter device 400 is simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, a capacitor C3 of 01.55 pF, and a coupling coefficient k of 0.5. gone. That is, filter device 400 has the same values as filter device 110 except for the value of capacitor C3.
  • the filter device 400 can add a new parallel resonance frequency F5 to the L-domain by connecting the capacitor C3 in parallel.
  • the parallel resonance frequency F3 is shifted to F3'' to the low frequency side of the graph.
  • the parallel resonance frequency F3 can be shifted to the low frequency side.
  • each numerical value should be adjusted. The adjustment of each numerical value will be described with reference to FIGS. 29 and 30.
  • FIG. 29 is a diagram showing an example of changes in reactance characteristics before and after adding the capacitor C3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is reactance.
  • the upper graph in FIG. 29 is an example of reactance characteristics of filter device 110 of the second embodiment before adding capacitor C3.
  • the lower graph in FIG. 29 is an example of reactance characteristics of filter device 400 of the fourth embodiment after adding capacitor C3.
  • FIG. 30 is a diagram showing an example of changes in insertion loss before and after adding the capacitor C3.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is insertion loss.
  • the upper graph in FIG. 30 is an example of the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment before adding the capacitor C3.
  • the lower graph in FIG. 30 is an example of the insertion loss of the filter device 400 of Embodiment 5 after adding the capacitor C3.
  • the line Ln41 indicates the reactance characteristic of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln45 indicates the reactance characteristic of the filter device 400 of the fifth embodiment
  • the line Ln43 indicates the insertion loss of the filter device 110 of the second embodiment
  • the line Ln46 indicates the insertion loss of the filter device 400 of the fifth embodiment.
  • the filter device 110 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 1.0 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 3.8 pF, and a coupling coefficient k of 0.5.
  • the filter device 400 was simulated with an inductor L1 of 3.1 nH, an inductor L2 of 0.38 nH, a capacitor C1 of 0.4 pF, a capacitor C2 of 10 pF, a capacitor C3 of 1.6 pF, and a coupling coefficient k of 0.5. . That is, filter device 400 changes the values of inductor L2, capacitor C2, and capacitor C3 from those of filter device 110.
  • the filter device 400 adjusts each numerical value to obtain a series resonance frequency F1 in the passband (f1 band), a series resonance frequency F2 in the passband (f2 band), an attenuation band (
  • the parallel resonance frequency F3 of the f3 band) can be made the same as the frequency of the filter device 110, and the parallel resonance frequency F5 of the attenuation band (f5 band) can be added.
  • the filter device 400 can increase the attenuation band in the L-characteristic region by providing the capacitor C3 in parallel, and even if the attenuation band is increased by partially adjusting each numerical value, the purpose can be met.
  • the filter device 110 may have a configuration in which an inductor L3 is added in parallel, and a capacitor C3 is connected in parallel to the inductor L3. In such cases, attenuation bands can be added in the C- and L-characteristic regions. Further, the filter device 110 may be integrated with the inductor L3 and the capacitor C3, or the parallel resonance frequency of the filter device 110 may be adjusted using an inductor element or a capacitor element different from the filter device 110. good. Separation from the filter element 110 makes it easy to adjust the frequency reflecting the characteristics of each individual when incorporated into the antenna device 1000 .

Landscapes

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Abstract

フィルタ装置（１００）は、インダクタ（Ｌ１）と、キャパシタ（Ｃ１）と、により直列共振周波数（Ｆ１）で直列共振するＬＣ直列共振器（ＲＣ１）と、インダクタ（Ｌ２）と、キャパシタ（Ｃ２）と、により直列共振周波数（Ｆ２）で直列共振するＬＣ直列共振器（ＲＣ２）と、を備える。フィルタ装置（１００）は、ＬＣ直列共振器（ＲＣ１）とＬＣ直列共振器（ＲＣ２）とが並列に接続され、並列共振周波数（Ｆ３）で並列共振する。直列共振周波数（Ｆ２）は、直列共振周波数（Ｆ１）よりも低く、並列共振周波数（Ｆ３）は、直列共振周波数（Ｆ１）と直列共振周波数（Ｆ２）との間である。

Description

フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュール
　本開示は、フィルタ装置、アンテナ装置、およびアンテナモジュールに関し、より特定的には、信号のロスを低減するための技術に関する。
　高周波回路には、帯域阻止フィルタや帯域通過フィルタなどのフィルタ装置が設けられる。高周波回路に設けられるフィルタ装置の一例として、特許第６５３１８２４号公報（特許文献１）のフィルタ装置がある。特許文献１に開示されているフィルタ装置は、第１直列回路を構成する第１インダクタおよび第１キャパシタと、第１直列回路に並列接続される第２インダクタとを備える。
特許第６５３１８２４号公報
　特許文献１のフィルタ装置では、並列共振の減衰帯域よりも低い周波数において、第２インダクタを単体で用いる場合よりもリアクタンス特性が増大してしまう。これにより、特許文献１のフィルタ装置では、インピーダンスのズレによる信号のロスが発生する。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は高周波信号におけるフィルタ装置において、並列共振の減衰帯域よりも低い周波数帯での信号のロスを低減することである。
　本開示に従うフィルタ装置は、第１インダクタと、第１インダクタと直列に接続される第１キャパシタと、により第１共振周波数で直列共振する第１直列共振器と、第２インダクタと、第２インダクタと直列に接続される第２キャパシタと、により第２共振周波数で直列共振する第２直列共振器と、を備える。第１直列共振器と第２直列共振器とが並列に接続され、第３共振周波数で並列共振し、第２共振周波数は、第１共振周波数よりも低く、第３共振周波数は、第１共振周波数と第２共振周波数との間である。
　本開示によるフィルタ装置においては、第１インダクタと、第１キャパシタと、により第１共振周波数で直列共振する第１直列共振器と、第２インダクタと、第２キャパシタと、により第２共振周波数で直列共振する第２直列共振器と、を備え、第１直列共振器と第２直列共振器とが並列に接続され、第３周波数帯の第３共振周波数で並列共振するように構成される。このような構成とすることによって、並列共振の減衰帯域よりも低い周波数帯での信号のロスを低減することができる。
実施の形態１におけるアンテナ装置の構成を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態１におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 実施の形態２におけるフィルタ装置の回路図および等価回路図である。 実施の形態２におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態２におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 図６に示す領域の縦軸拡大図である。 実施の形態２におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態２におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 図９に示す領域の縦軸拡大図である。 実施の形態２の変形例１におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態２の変形例１におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 図１２に示す領域の縦軸拡大図である。 実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置の回路図である。 実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。 実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。 図１６に示す領域の縦軸拡大図である。 その他の変形例におけるアンテナ装置の構成を示す図である。 実施の形態３のアンテナモジュールの構成を示す図である。 実施の形態３のアンテナモジュールの外観図である。 実施の形態４におけるフィルタ装置の回路図である。 インダクタを追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。 インダクタを追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。 インダクタを追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。 インダクタを追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。 実施の形態５におけるフィルタ装置の回路図である。 キャパシタを追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。 キャパシタを追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。 キャパシタを追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。 キャパシタを追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　＜アンテナ装置の基本構成＞
　図１は、実施の形態１におけるアンテナ装置１０００の構成を示す図である。アンテナ装置１０００は、給電回路ＲＦ１と、フィルタ装置１００と、アンテナ１５５とを含む。アンテナ装置１０００は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどの通信装置に搭載される。
　給電回路ＲＦ１は、ｆ１帯の周波数帯域の高周波信号、およびｆ２帯の周波数帯域の高周波信号をアンテナ１５５に供給する。アンテナ１５５は、給電回路ＲＦ１から供給されたｆ１帯の高周波信号、およびｆ２帯の高周波信号を電波として空気中に放射可能である。ｆ１帯の周波数帯域は、たとえば、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）の５ＧＨｚ帯（５．１５－５．７ＧＨｚ）である。ｆ２帯の周波数帯域は、たとえば、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）の２．４ＧＨｚ帯（２．４－２．５ＧＨｚ）である。アンテナ１５５は、たとえば、モノポールアンテナである。
　フィルタ装置１００は、特定の周波数帯の高周波信号の通過を妨げ、減衰させるトラップフィルタである。フィルタ装置１００は、バンドエリミネートフィルタとも称される。実施の形態１におけるフィルタ装置１００は、ｆ３帯の周波数帯域の高周波信号を減衰させるように構成されている。ｆ３帯の周波数帯域は、たとえば、５Ｇ－ＮＲ（Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ）のｎ７７（３.３－４.２ＧＨｚ）、ｎ７８（３.３－３.８ＧＨｚ）を含む帯域である。
　ｆ１帯～ｆ３帯は、近接する周波数帯域である。周波数帯域が近接するか否かは、帯域幅とその帯域幅に対する中心周波数を用いて定めることができる。たとえば、ｆ１帯の周波数端とｆ２帯の周波数端との帯域幅とその帯域幅に対する中心周波数の比が所定の範囲内にある場合、ｆ１帯とｆ２帯とが近接していると判断する。なお、その他の手法によって、周波数帯域が近接しているか否かを定めてもよい。フィルタ装置１００において、ｆ１帯およびｆ２帯が通過帯域であり、ｆ３帯が減衰帯域である。
　図１に示すフィルタ装置１００は、端子Ｐ１および端子Ｐ２を有している。端子Ｐ１は、フィルタ装置１００を給電回路ＲＦ１側の伝送線路と接続するための端子である。端子Ｐ２は、フィルタ装置１００をアンテナ１５５側の伝送線路と接続するための端子である。
　給電回路ＲＦ１がフィルタ装置１００を介して高周波信号をアンテナ１５５に供給する場合、端子Ｐ１は入力端子となり、端子Ｐ２は出力端子となる。アンテナ１５５が受信した高周波信号がフィルタ装置１００を介して給電回路ＲＦ１側の回路に伝達される場合、端子Ｐ１は出力端子となり、端子Ｐ２は入力端子となる。フィルタ装置１００は、接地電極を有さず、配線パターンの影響を考慮する必要がなく、各機器への実装を容易にすることができる。
　フィルタ装置１００は、図１に示すようにインダクタＬ１、キャパシタＣ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ２を含む。ＬＣ直列共振器ＲＣ１は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器である。ＬＣ直列共振器ＲＣ２は、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器である。
　ＬＣ直列共振器ＲＣ１とＬＣ直列共振器ＲＣ２とは、並列に接続される。ＬＣ並列共振器ＲＣ３は、ＬＣ直列共振器ＲＣ１とＬＣ直列共振器ＲＣ２とが並列接続されることによって形成されるＬＣ並列共振器である。ＬＣ直列共振器ＲＣ１、ＬＣ直列共振器ＲＣ２、およびＬＣ並列共振器ＲＣ３は、端子Ｐ１と端子Ｐ２との間に配置される。
　図２は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００のリアクタンス特性の一例を示す図である。図２において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図３は、実施の形態１におけるフィルタ装置１００の挿入損失の一例を示す図である。図３において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。
　図２において、実施の形態１のフィルタ装置１００のリアクタンス特性が線Ｌｎ１で示され、比較対象のフィルタ装置のリアクタンス特性が線Ｌｎ２で示されている。なお、比較対象のフィルタ装置は、図示していないが、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とで構成されるＬＣ直列共振器に対してインダクタＬ２が並列接続された構成である。
　具体的に、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１を１．４ｎＨ、インダクタＬ２を３．９８ｎＨ、キャパシタＣ１を０．６ｐＦ、キャパシタＣ２を１．１ｐＦとしとしてシミュレーションを行った。比較対象のフィルタ装置は、インダクタＬ１を２．６ｎＨ、インダクタＬ２を３．９８ｎＨ、キャパシタＣ１を０．３２ｐＦとしてシミュレーションを行った。
　図２の線Ｌｎ２に示すように、比較対象のフィルタ装置は、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は、５．５ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。しかしながら、比較対象のフィルタ装置では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数においてリアクタンスを０とすることができない。
　それに対し、フィルタ装置１００は、線Ｌｎ１のように、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は、５．５ＧＨｚ、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２は、２．４ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。このように、フィルタ装置１００では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数Ｆ２においてリアクタンスを０とすることができる。
　図３において、実施の形態１のフィルタ装置１００の挿入損失が線Ｌｎ３で示され、比較対象のフィルタ装置の挿入損失が線Ｌｎ４で示されている。図３に示すように、周波数Ｆ２における挿入損失は、比較対象のフィルタ装置における点ａの値からフィルタ装置１００の点ｂの値へと信号のロスが減少していることが分かる。このように、フィルタ装置１００では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数Ｆ２において信号のロスを低減することができる。
　フィルタ装置１００は、直列共振周波数Ｆ１と直列共振周波数Ｆ２とを共振周波数として放射可能なアンテナ装置１０００に設けられている。これにより、アンテナ装置１０００は、通過帯域（ｆ１帯）、および通過帯域（ｆ２帯）の信号を適切に送受信することができる。
　［実施の形態２］
　＜フィルタ装置の基本構成＞
　図４は、実施の形態２におけるフィルタ装置１１０の回路図および等価回路図である。図４（Ａ）に示す回路図のように、実施の形態２のフィルタ装置１１０は、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが互いに磁気結合をしている点以外の構成は、実施の形態１のフィルタ装置１００と同じである。フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間に、相互インダクタンスＭが発生する。フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１とインダクタＬ２とを構成するコイルの巻き方向が逆である加極性の回路である。
　図４（Ｂ）に示す等価回路図は、図４（Ａ）に示すフィルタ装置１１０の回路の等価回路図を示している。図４（Ｂ）においては、経路上に相互インダクタンス＋Ｍ、相互インダクタンス－Ｍがそれぞれ示されている。
　図５は、実施の形態２におけるフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例を示す図である。図５において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図６は、実施の形態２におけるフィルタ装置１１０の挿入損失の一例を示す図である。図６において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図７は、図６に示す領域Ｒｇ１の縦軸拡大図である。
　図５において、実施の形態１の磁気結合なしのフィルタ装置１００のリアクタンス特性が線Ｌｎ５で示され、実施の形態２の磁気結合ありのフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ６で示され、比較対象のフィルタ装置のリアクタンス特性が線Ｌｎ７で示されている。フィルタ装置１１０は、磁気結合により相互インダクタンスＭが発生する。
　具体的に、実施の形態１の磁気結合なしのフィルタ装置１００は、インダクタＬ１を１．４ｎＨ、インダクタＬ２を３．９８ｎＨ、キャパシタＣ１を０．６ｐＦ、キャパシタＣ２を１．１ｐＦとしとしてシミュレーションを行った。実施の形態２の磁気結合ありのフィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５、相互インダクタンスＭを０．８８ｎＨとしてシミュレーションを行った。比較対象のフィルタ装置は、インダクタＬ１を２．６ｎＨ、インダクタＬ２を３．９８ｎＨ、キャパシタＣ１を０．３２ｐＦとしてシミュレーションを行った。
　図５の線Ｌｎ７に示すように、比較対象のフィルタ装置は、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は、５．５ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。しかしながら、比較対象のフィルタ装置では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数においてリアクタンスを０とすることができない。
　それに対し、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０では、線Ｌｎ５、線Ｌｎ６に示すように、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は５．５ＧＨｚ、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２は２．４ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。このように、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数Ｆ２においてリアクタンスを０とすることができる。
　図６において、実施の形態１のフィルタ装置１００の挿入損失が線Ｌｎ８で示され、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ９で示され、比較対象のフィルタ装置の挿入損失が線Ｌｎ１０で示されている。図６に示すように、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０は、直列共振周波数Ｆ２を持つことで比較対象のフィルタ装置に比べて直列共振周波数Ｆ２付近での挿入損失が抑制することができる。すなわち、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０は、比較対象のフィルタ装置に比べて並列共振周波数Ｆ３の近傍において減衰特性が急峻に変化する狭帯域なフィルタ装置を実現することができる。
　図７では、図６に示す領域Ｒｇ１の縦軸（挿入損失）方向が拡大された波形が示されている。各線Ｌｎ８、Ｌｎ９の違いをわかりやすくするため、図６における横軸（周波数）方向の比率は、図５と同様であり、縦軸（挿入損失）方向の比率のみ拡大されている。
　図７に示すように、フィルタ装置１１０の線Ｌｎ９は、フィルタ装置１００の線Ｌｎ８よりも並列共振周波数Ｆ３の近傍において減衰特性が急峻に変化している。このように、フィルタ装置１１０は、相互インダクタンスＭが発生することにより、磁気結合なしのフィルタ装置１００よりも直列共振周波数Ｆ１の通過帯域（ｆ１帯）周辺の広帯域ｄ２において信号のロスを低下することができるとともに、直列共振周波数Ｆ２の通過帯域（ｆ２帯）周辺の広帯域ｄ１において信号のロスを低下することができる。
　次に、並列共振周波数Ｆ３における挿入損失が同等となるＬ値Ｃ値の組み合わせで再度比較を行なった場合について説明する。図８～図１０は、上記の図５～図７と比較し、磁気結合なしのフィルタ装置１００の減衰帯域のリアクタンス、挿入損失が、磁気結合ありのフィルタ装置１１０の減衰帯域のリアクタンス、挿入損失と同水準となるようにインダクタＬ１の値を小さくした図である。
　図８は、実施の形態２におけるフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例を示す図である。図８において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図９は、実施の形態２におけるフィルタ装置１１０の挿入損失の一例を示す図である。図９において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図１０は、図９に示す領域Ｒｇ２の縦軸拡大図である。
　図８において、磁気結合なしのフィルタ装置１００のリアクタンス特性が線Ｌｎ１１で示され、実施の形態２の磁気結合ありのフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ１２で示されている。
　具体的に、フィルタ装置１００は、インダクタＬ１を０．８ｎＨ、インダクタＬ２を２．３ｎＨ、キャパシタＣ１を１．１ｐＦ、キャパシタＣ２を１．８ｐＦとしとしてシミュレーションを行った。フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５、相互インダクタンスＭを０．８８ｎＨとしてシミュレーションを行った。
　図８の線Ｌｎ１１、線Ｌｎ１２に示すように、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０は、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は５．５ＧＨｚ、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２は２．４ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。
　図９において、フィルタ装置１００の挿入損失が線Ｌｎ１３で示され、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ１４で示されている。図９に示すように、フィルタ装置１００、およびフィルタ装置１１０は、並列共振周波数Ｆ３のリアクタンスが点ｃのように同水準となっている。
　図１０では、図９に示す領域Ｒｇ２の縦軸（挿入損失）方向が拡大された波形が示されている。各線Ｌｎ１３、Ｌｎ１４の違いをわかりやすくするため、図１０における横軸（周波数）方向の比率は、図９と同様であり、縦軸（挿入損失）方向の比率のみ拡大されている。
　図１０に示すように、フィルタ装置１１０の線Ｌｎ１４は、フィルタ装置１００の線Ｌｎ１３よりも並列共振周波数Ｆ３の近傍において減衰特性が急峻に変化している。これにより、挿入損失が同水準である場合においても、磁気結合させることによって、フィルタ装置１１０は、フィルタ装置１００よりも直列共振周波数Ｆ１の通過帯域（ｆ１帯）周辺の広帯域ｄ２において信号のロスを低下することができるとともに、直列共振周波数Ｆ２の通過帯域（ｆ２帯）周辺の広帯域ｄ１において信号のロスを低下することができる。
　［実施の形態２の変形例１］
　実施の形態２の変形例１では、実施の形態２と比較し、並列共振周波数Ｆ３に近い周波数帯で直列共振周波数Ｆ１の通過帯域（ｆ１帯）を設定する必要が無い場合について説明する。
　図１１は、実施の形態２の変形例１におけるフィルタ装置のリアクタンス特性の一例を示す図である。図１１において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図１２は、実施の形態２の変形例１におけるフィルタ装置の挿入損失の一例を示す図である。図１２において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図１３は、図１２に示す領域Ｒｇ３の縦軸拡大図である。ここで、図１１～図１３は、上記の図５～図７と比較し、インダクタＬ１を小さくすることにより直列共振周波数Ｆ１の通過帯域（ｆ１帯）を極めて高い周波数に設定した図である。
　図１１において、実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ１５で示され、実施の形態２の変形例１のフィルタ装置のリアクタンス特性が線Ｌｎ１６で示されている。
　具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。変形例１のフィルタ装置は、インダクタＬ１を０．０１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を４．６ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．０としとしてシミュレーションを行った。
　図１１の線Ｌｎ１６に示すように、変形例１のフィルタ装置は、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は、２３．５ＧＨｚ、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２は、２．４ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。このように、減衰帯域（ｆ３帯）の高い側の近くで通過帯域を設定する必要がない場合、インダクタの値を小さくすることにより、直列共振周波数Ｆ２、並列共振周波数Ｆ３を同じにしつつ直列共振周波数Ｆ１の周波数のみを変えることができる。
　図１２において、フィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ１７で示され、変形例１のフィルタ装置の挿入損失が線Ｌｎ１８で示されている。図１２に示す変形例１のフィルタ装置は、直列共振周波数Ｆ１が極めて高い周波数に設定されている。
　図１３では、図１２に示す領域Ｒｇ３の縦軸（挿入損失）方向が拡大された波形が示されている。各線Ｌｎ１７、Ｌｎ１８の違いをわかりやすくするため、図１３における横軸（周波数）方向の比率は、図１２と同様であり、縦軸（挿入損失）方向の比率のみ拡大されている。
　図１３に示すように、変形例１のフィルタ装置の線Ｌｎ１８は、フィルタ装置１１０の線Ｌｎ１７よりも並列共振周波数Ｆ３に対して低い側である直列共振周波数Ｆ２の通過帯域（ｆ２帯）周辺の広帯域ｄ１において信号のロスが少なくなっている。このように、変形例１のフィルタ装置によれば、減衰帯域（ｆ３帯）の高い側の近くで通過帯域を設定する必要がない場合に、他方側（たとえば、低い側）で信号のロスを低下させることができる。
　［実施の形態２の変形例２］
　＜フィルタ装置の基本構成＞
　図１４は、実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置１５０の回路図である。図１４に示す回路図のように、実施の形態２の変形例２のフィルタ装置１５０は、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが互いに磁気結合をし、インダクタＬ１とインダクタＬ２との間に、相互インダクタンスＭが発生する。フィルタ装置１５０は、インダクタＬ１とインダクタＬ２とを構成するコイルの巻き方向が同じである減極性の回路である。
　変形例２のフィルタ装置１５０における等価回路図は、図示を省略するが、図４（Ｂ）の経路上に示される相互インダクタンス＋Ｍを－Ｍ、相互インダクタンス－Ｍを＋Ｍとした図となる。
　図１５は、実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置１５０のリアクタンス特性の一例を示す図である。図１５において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図１６は、実施の形態２の変形例２におけるフィルタ装置１５０の挿入損失の一例を示す図である。図１６において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図１７は、図１６に示す領域Ｒｇ５の縦軸拡大図である。
　図１５において、実施の形態２の加極性のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ２３で示され、実施の形態２の変形例２の減極性のフィルタ装置１５０のリアクタンス特性が線Ｌｎ２４で示されている。
　具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。変形例２のフィルタ装置１５０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を０．４ｎＨ、キャパシタＣ１を１．３ｐＦ、キャパシタＣ２を２．９ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。
　図１５に示すように、フィルタ装置１１０、および変形例２のフィルタ装置１５０は、線Ｌｎ２３、線Ｌｎ２４のように、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１は、５．５ＧＨｚ、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２は、２．４ＧＨｚ、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３は３．５ＧＨｚとなる。このように、フィルタ装置１１０、および変形例２のフィルタ装置１５０では、並列共振周波数Ｆ３よりも低い周波数Ｆ２においてリアクタンスを０とすることができる。
　図１６において、フィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ２５で示され、変形例２のフィルタ装置１５０の挿入損失が線Ｌｎ２６で示されている。図１６の点ａから点ｂへの矢印に示すように、加極性のフィルタ装置１１０の方が、変形例２の減極性のフィルタ装置１５０よりも並列共振周波数Ｆ３の近傍において減衰特性が急峻に変化する狭帯域なフィルタ装置となっている。
　図１７では、図１６に示す領域Ｒｇ５の縦軸（挿入損失）方向が拡大された波形が示されている。各線Ｌｎ２５、Ｌｎ２６の違いをわかりやすくするため、図１７における横軸（周波数）方向の比率は、図１６と同様であり、縦軸（挿入損失）方向の比率のみ拡大されている。
　図１７に示すように、加極性のフィルタ装置１１０の線Ｌｎ２５は、変形例２の減極性のフィルタ装置１５０の線Ｌｎ２６よりも並列共振周波数Ｆ３の近傍の帯域ｄ１において減衰特性が急峻に変化している。しかしながら、変形例２のフィルタ装置１５０は、フィルタ装置１１０のと比較して並列共振周波数Ｆ３の近傍において幅広い減衰特性を有するともいえる。
　図１７に示すように、変形例２の減極性のフィルタ装置１５０の線Ｌｎ２６は、加極性のフィルタ装置１１０の線Ｌｎ２５よりも並列共振周波数Ｆ３から離れた帯域（Ｆ１よりも高い帯域、あるいはＦ２よりも帯域）において信号のロスが低下している。このように、同じ構造のフィルタ装置であっても加極性であるか減極性であるかの違いにより特性に差が生じる。回路の設計者は、求める特性を考慮して加極性または減極性の回路を設計することができる。
　［その他の変形例］
　図１８は、その他の変形例におけるアンテナ装置２０００の構成を示す図である。アンテナ装置２０００は、給電回路ＲＦ１と、フィルタ装置２００と、アンテナ１５５とを含む。アンテナ装置２０００は、実施の形態１のアンテナ装置１０００と比較し、フィルタ装置の構成が異なる。
　フィルタ装置２００は、図１８に示すようにインダクタＬ１、キャパシタＣ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ２を含む。ＬＣ直列共振器ＲＣ１は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器である。ＬＣ直列共振器ＲＣ２は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器である。フィルタ装置２００は、フィルタ装置１００と比較し、インダクタＬ２とキャパシタＣ２との位置が入れ替わった構造である。なお、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが入れ替わった構造であってもよい。
　［実施の形態３］
　図１９は、実施の形態３のアンテナモジュール４０００の構成を示す図である。アンテナモジュール４０００は、アンテナ装置１０００およびアンテナ装置３０００を含む。アンテナ装置３０００は、給電回路ＲＦ２とアンテナ１６５とを含む。アンテナモジュール４０００は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどの通信装置に搭載される。
　アンテナ装置１０００の構成は、実施の形態１の構成と同じであるので説明を省略する。アンテナ装置３０００の給電回路ＲＦ２は、ｆ３帯の周波数帯域の高周波信号をアンテナ１６５に供給する。アンテナ１６５は、給電回路ＲＦ２から供給されたｆ３帯の高周波信号を電波として、空気中に放射可能である。
　アンテナ装置１０００において、同一のアンテナモジュール４０００内に設けられているアンテナ装置３０００から放射されるｆ３帯の高周波信号は、ノイズとなり得る。そのため、フィルタ装置１００は、アンテナ装置１０００においてノイズとなり得るｆ３帯の高周波信号を、並列共振による挿入損失を増大させることで取り除くために設けられている。
　アンテナ１５５およびアンテナ１６５は、同一の基板１７０に搭載されている。なお、図１９では、アンテナ１５５およびアンテナ１６５は、同一の基板１７０に設けられているが、同一のアンテナモジュール４０００内に設けられていれば、異なる基板に設けられていてもよい。
　アンテナモジュール４０００では、アンテナ装置１０００のフィルタ装置１００によりアンテナ装置３０００の影響を抑制することができる。このため、アンテナモジュール４０００では、アンテナ装置１０００とアンテナ装置３０００とを近接して配置することができる。近接の目安としては、アンテナ装置３０００の影響としてアンテナ装置１０００の特性に変化がある場合を示す。
　図２０は、実施の形態３のアンテナモジュール４０００の外観図である。アンテナモジュール４０００は、図２０に示すようにアンテナ装置１０００と、アンテナ装置３０００とを備える。アンテナ装置１０００は、モノポールアンテナであるアンテナ１５５と、フィルタ装置１００と、給電回路ＲＦ１とを含む。アンテナ装置３０００は、モノポールアンテナであるアンテナ１６５と、給電回路ＲＦ２とを含む。アンテナ１５５，１６５は、モノポールアンテナに限定されず、逆Ｆ型アンテナ、ループアンテナ、アレイアンテナなどであってもよい。アンテナ１５５はフィルタ装置１００を介して給電回路ＲＦ１と接続する。アンテナ１６５は給電回路ＲＦ２と接続する。
　アンテナモジュール４０００は、ｆ１帯、ｆ２帯、およびｆ３帯の電波を放射可能である。アンテナモジュール４０００は、ｆ１帯およびｆ２帯の電波を放射可能であるアンテナ装置１０００と、ｆ３帯の電波を放射可能であるアンテナ装置３０００と、を備える。
　なお、上述したフィルタ装置は、インダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２のみを考慮して設計されるものとして説明した。しかしながら、実際のフィルタ装置では、浮遊容量、寄生インダクタンスなどを加味して設計する必要がある。また、寄生インダクタンスをインダクタＬ１やインダクタＬ２として使用したり、インダクタ素子自身が持つ寄生容量成分をキャパシタとして使用したり、キャパシタ素子が持つ寄生インダクタンス成分をインダクタとして使用したりすることも可能である。
　上述したフィルタ装置は、端子Ｐ１および端子Ｐ２の位置にインピーダンスの整合を取るための整合回路、経路を結合して切り換えるためのスイッチを設けてもよい。
　上述したフィルタ装置は、一体化された部品として構成されるようにしてもよい。これにより、フィルタ装置は、配線パターンの影響を考慮する必要がなく、各機器への実装を容易にすることができる。
　［実施の形態４］
　実施の形態１では、図１に示すように、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器ＲＣ１と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器ＲＣ２と、が並列接続されることによって形成されるＬＣ並列共振器について説明した。実施の形態２では、実施の形態１のフィルタ装置１００において図４（Ａ）に示すように、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが互いに磁気結合するフィルタ装置１１０について説明した。実施の形態４では、実施の形態２のフィルタ装置１１０に対して並列にインダクタを設けたフィルタ装置３００について説明する。
　図２１は、実施の形態４におけるフィルタ装置３００の回路図である。フィルタ装置３００は、図２１に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、インダクタＬ３、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２を含む。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしているが、インダクタＬ３（第３インダクタ）は、インダクタＬ１およびインダクタＬ２と磁気結合していない。インダクタＬ３を追加する前のフィルタ装置は、実施の形態２のフィルタ装置１１０に対応する。なお、実施の形態４のフィルタ装置３００において、実施の形態１のフィルタ装置１００および実施の形態２のフィルタ装置１１０と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１０００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態４のフィルタ装置３００を用いてもよい。
　図２２は、インダクタＬ３を追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。図２２において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図２２（ａ）のグラフは、インダクタＬ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例である。図２２（ｂ）のグラフは、インダクタＬ３を追加した後の実施の形態４のフィルタ装置３００のリアクタンス特性の一例である。
　図２３は、インダクタＬ３を追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。図２３において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図２３（ａ）のグラフは、インダクタＬ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失の一例である。図２３（ｂ）のグラフは、インダクタＬ３を追加した後の実施の形態４のフィルタ装置３００の挿入損失の一例である。
　図２２において、実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ３１で示され、実施の形態４のフィルタ装置３００のリアクタンス特性が線Ｌｎ３２で示されている。図２３において、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ３３で示され、実施の形態４のフィルタ装置３００の挿入損失が線Ｌｎ３４で示されている。具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。フィルタ装置３００は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、インダクタＬ３を１．６ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。つまり、フィルタ装置３００は、インダクタＬ３の値以外は、フィルタ装置１１０の値と同じである。
　図２２および図２３に示すように、フィルタ装置３００は、インダクタＬ３を並列接続することで、新たな並列共振周波数Ｆ４をＣ性領域に追加することができる。ここで、フィルタ装置３００は、フィルタ装置１１０と比較して並列共振周波数Ｆ３がＦ３’へとグラフの高周波側へシフトしている。このように、フィルタ装置１１０に並列に磁界結合しないインダクタＬ３を加えることで、並列共振周波数Ｆ３を高周波側へシフトすることが可能となる。一方、このような高周波側へのシフトを抑制しながら新たな並列共振周波数Ｆ４を追加するには、各数値を調整すればよい。各数値の調整について、図２４、図２５を用いて説明する。
　図２４は、インダクタＬ３を追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。図２４において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図２４（ａ）のグラフは、インダクタＬ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例である。図２４（ｂ）のグラフは、インダクタＬ３を追加した後の実施の形態４のフィルタ装置３００のリアクタンス特性の一例である。
　図２５は、インダクタＬ３を追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。図２５において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図２５（ａ）のグラフは、インダクタＬ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失の一例である。図２５（ｂ）のグラフは、インダクタＬ３を追加した後の実施の形態４のフィルタ装置３００の挿入損失の一例である。
　図２４において、実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ３１で示され、実施の形態４のフィルタ装置３００のリアクタンス特性が線Ｌｎ３５で示されている。図２５において、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ３３で示され、実施の形態４のフィルタ装置３００の挿入損失が線Ｌｎ３６で示されている。具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。フィルタ装置３００は、インダクタＬ１を１．４ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、インダクタＬ３を１．５ｎＨ、キャパシタＣ１を０．８６ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。つまり、フィルタ装置３００は、インダクタＬ１、インダクタＬ３、およびキャパシタＣ２の値をフィルタ装置１１０の値から変更している。
　図２４および図２５に示すように、フィルタ装置３００は、各数値を調整することにより、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３をフィルタ装置１１０の周波数と同様にすることができるとともに、減衰帯域（ｆ４帯）の並列共振周波数Ｆ４を追加することができる。このように、フィルタ装置３００は、インダクタＬ３を並列に設けることによりＣ性領域に減衰帯域を増やすことができるとともに、各数値を一部調整することによって、減衰帯域を増やしたとしても目的に応じたトラップフィルタとすることができる。
　［実施の形態５］
　実施の形態１では、図１に示すように、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器ＲＣ１と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とが直列接続されることによって形成されるＬＣ直列共振器ＲＣ２と、が並列接続されることによって形成されるＬＣ並列共振器について説明した。実施の形態２では、実施の形態１のフィルタ装置１００において図４（Ａ）に示すように、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが互いに磁気結合するフィルタ装置１１０について説明した。実施の形態５では、実施の形態２のフィルタ装置１１０に対して並列にキャパシタを設けたフィルタ装置４００について説明する。
　図２６は、実施の形態５におけるフィルタ装置４００の回路図である。フィルタ装置４００は、図２６に示すようにインダクタＬ１、インダクタＬ２、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２、キャパシタＣ３（第３キャパシタ）を含む。インダクタＬ１とインダクタＬ２とは、互いに磁気結合をしている。キャパシタＣ３を追加する前のフィルタ装置は、実施の形態２のフィルタ装置１１０に対応する。なお、実施の形態５のフィルタ装置４００において、実施の形態１のフィルタ装置１００および実施の形態２のフィルタ装置１１０と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を繰り返さない。また、実施の形態１のアンテナ装置１０００において、フィルタ装置１００の代わりに実施の形態５のフィルタ装置４００を用いてもよい。
　図２７は、キャパシタＣ３を追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。図２７において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図２７（ａ）のグラフは、キャパシタＣ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例である。図２７（ｂ）のグラフは、キャパシタＣ３を追加した後の実施の形態５のフィルタ装置４００のリアクタンス特性の一例である。
　図２８は、キャパシタＣ３を追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。図２８において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図２８（ａ）のグラフは、キャパシタＣ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失の一例である。図２８（ｂ）のグラフは、キャパシタＣ３を追加した後の実施の形態５のフィルタ装置４００の挿入損失の一例である。
　図２７において、実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ４１で示され、実施の形態５のフィルタ装置４００のリアクタンス特性が線Ｌｎ４２で示されている。図２８において、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ４３で示され、実施の形態５のフィルタ装置４００の挿入損失が線Ｌｎ４４で示されている。具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。フィルタ装置４００は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、キャパシタＣ３を０１．５５ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。つまり、フィルタ装置４００は、キャパシタＣ３の値以外は、フィルタ装置１１０の値と同じである。
　図２７および図２８に示すように、フィルタ装置４００は、キャパシタＣ３を並列接続することで、新たな並列共振周波数Ｆ５をＬ性領域に追加することができる。ここで、フィルタ装置４００は、フィルタ装置１１０と比較して並列共振周波数Ｆ３がＦ３’’へとグラフの低周波側へシフトしている。このように、フィルタ装置１１０に並列にキャパシタＣ３を追加することで、並列共振周波数Ｆ３を低周波側へシフトさせることができる。一方、このような並列共振周波数Ｆ３のシフトを抑制しながら新たな並列共振周波数Ｆ５を追加するには、各数値を調整すればよい。各数値の調整について、図２９、図３０を用いて説明する。
　図２９は、キャパシタＣ３を追加する前後におけるリアクタンス特性の変化の一例を示す図である。図２９において、横軸は周波数、縦軸はリアクタンスである。図２９の上側のグラフは、キャパシタＣ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性の一例である。図２９の下側のグラフは、キャパシタＣ３を追加した後の実施の形態４のフィルタ装置４００のリアクタンス特性の一例である。
　図３０は、キャパシタＣ３を追加する前後における挿入損失の変化の一例を示す図である。図３０において、横軸は周波数、縦軸は挿入損失である。図３０の上側のグラフは、キャパシタＣ３を追加する前の実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失の一例である。図３０の下側のグラフは、キャパシタＣ３を追加した後の実施の形態５のフィルタ装置４００の挿入損失の一例である。
　図２９において、実施の形態２のフィルタ装置１１０のリアクタンス特性が線Ｌｎ４１で示され、実施の形態５のフィルタ装置４００のリアクタンス特性が線Ｌｎ４５で示されている。図３０において、実施の形態２のフィルタ装置１１０の挿入損失が線Ｌｎ４３で示され、実施の形態５のフィルタ装置４００の挿入損失が線Ｌｎ４６で示されている。具体的に、フィルタ装置１１０は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を１．０ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を３．８ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。フィルタ装置４００は、インダクタＬ１を３．１ｎＨ、インダクタＬ２を０．３８ｎＨ、キャパシタＣ１を０．４ｐＦ、キャパシタＣ２を１０ｐＦ、キャパシタＣ３を１．６ｐＦ、結合係数ｋを０．５としてシミュレーションを行った。つまり、フィルタ装置４００は、インダクタＬ２、キャパシタＣ２、およびキャパシタＣ３の値をフィルタ装置１１０の値から変更している。
　図２９および図３０に示すように、フィルタ装置４００は、各数値を調整することにより、通過帯域（ｆ１帯）の直列共振周波数Ｆ１、通過帯域（ｆ２帯）の直列共振周波数Ｆ２、減衰帯域（ｆ３帯）の並列共振周波数Ｆ３をフィルタ装置１１０の周波数と同様にすることができるとともに、減衰帯域（ｆ５帯）の並列共振周波数Ｆ５を追加することができる。このように、フィルタ装置４００は、キャパシタＣ３を並列に設けることによりＬ性領域に減衰帯域を増やすことができるとともに、各数値を一部調整することによって、減衰帯域を増やしたとしても目的に応じたトラップフィルタとすることができる。
　なお、フィルタ装置１１０には、インダクタＬ３を並列に追加するとともに、さらにキャパシタＣ３をインダクタＬ３に対して並列に接続する構成としてもよい。このような場合、Ｃ性領域およびＬ性領域において減衰帯域を追加することができる。また、フィルタ装置１１０にインダクタＬ３やキャパシタＣ３を組み込んだ一体型としてもよいし、フィルタ素子１１０とは別のインダクタ素子やキャパシタ素子を用いて、フィルタ素子１１０の並列共振周波数の調整を行ってもよい。フィルタ素子１１０と分けることで、アンテナ装置１０００に組み込んだ時の個体ごとの特徴を反映した周波数の調整が容易となる。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１００，１１０，１５０，２００　フィルタ装置、１５５，１６５　アンテナ、１７０　基板、１０００，２０００，３０００　アンテナ装置、４０００　アンテナモジュール、Ｃ１，Ｃ２　キャパシタ、Ｌ１，Ｌ２　インダクタ、Ｐ１，Ｐ２　端子、ＲＣ１，ＲＣ２　直列共振器、ＲＣ３　並列共振器、ＲＦ１，ＲＦ２　給電回路。

Claims (11)

  1. 　第１インダクタと、前記第１インダクタと直列に接続される第１キャパシタと、により第１共振周波数で直列共振する第１直列共振器と、
    　第２インダクタと、前記第２インダクタと直列に接続される第２キャパシタと、により第２共振周波数で直列共振する第２直列共振器と、を備え、
    　前記第１直列共振器と前記第２直列共振器とが並列に接続され、第３共振周波数で並列共振し、
    　前記第２共振周波数は、前記第１共振周波数よりも低く、
    　前記第３共振周波数は、前記第１共振周波数と前記第２共振周波数との間である、フィルタ装置。
  2. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、互いに磁気結合する、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、互いに加極性結合をする、請求項２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、互いに減極性結合をする、請求項２に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記第１インダクタは、寄生インダクタンスである、請求項１に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記フィルタ装置は、前記第１共振周波数と前記第２共振周波数とを共振周波数として放射可能なアンテナ装置に設けられる、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記フィルタ装置は、一体化された部品として構成されている、請求項１～請求項６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第１直列共振器および前記第２直列共振器にさらに並列に接続された第３キャパシタもしくは第３インダクタを備える、請求項１～請求項７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記第１直列共振器および前記第２直列共振器にさらに並列に接続された第３キャパシタもしくは第３インダクタを備え、
    　前記フィルタ装置は、前記第１直列共振器の一端および前記第２直列共振器の一端と接続される入力端子と、前記第１直列共振器の他端および前記第２直列共振器の他端と接続される出力端子と、を含み、
    　前記第３キャパシタまたは前記第３インダクタは、前記入力端子と前記出力端子との間において別素子として接続される、請求項７に記載のフィルタ装置。
  10. 　高周波信号を入出力する第１給電回路と、
    　前記第１共振周波数と前記第２共振周波数とを共振周波数として放射可能な第１アンテナと、
    　前記第１給電回路と前記第１アンテナとの間に配置される請求項１～請求項７のいずれか１項に記載のフィルタ装置と、を備える、アンテナ装置。
  11. 　第１アンテナ装置と、第２アンテナ装置とを備えるアンテナモジュールであって、
    　前記第１アンテナ装置は、
    　　高周波信号を入出力する第１給電回路と、
    　　第１共振周波数と第２共振周波数とを共振周波数として放射可能な第１アンテナと、
    　　前記第１給電回路と前記第１アンテナとの間に配置されるフィルタ装置と、を備え、
    　前記フィルタ装置は、
    　　第１周波数帯の通過帯域と、前記第１周波数帯よりも低い第２周波数帯の通過帯域と、前記第１周波数帯と前記第２周波数帯との間の第３周波数帯の減衰帯域と、を有し、
    　　第１インダクタと、前記第１インダクタと直列に接続される第１キャパシタと、により前記第１周波数帯の前記第１共振周波数で直列共振する第１直列共振器と、
    　　第２インダクタと、前記第２インダクタと直列に接続される第２キャパシタと、により前記第２周波数帯の前記第２共振周波数で直列共振する第２直列共振器と、を備え、
    　　前記第１直列共振器と前記第２直列共振器とが並列に接続され、前記第３周波数帯の第３共振周波数で並列共振し、
    　前記第２アンテナ装置は、
    　　高周波信号を入出力する第２給電回路と、
    　　前記第３共振周波数を共振周波数として放射可能な第２アンテナと、を備え、
    　前記第１アンテナ装置と前記第２アンテナ装置とが近接して配置される、アンテナモジュール。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000036721A (ja) * 1998-05-12 2000-02-02 Nec Corp インピ―ダンス・マッチング方法とインピ―ダンス・マッチング回路
JP2015159488A (ja) * 2014-02-25 2015-09-03 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
JP2016092525A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 日本電信電話株式会社 帯域通過フィルタ及び合分波器
JP2016122706A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 株式会社ソシオネクスト 半導体装置、半導体装置の製造方法、及び半導体装置の識別方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000036721A (ja) * 1998-05-12 2000-02-02 Nec Corp インピ―ダンス・マッチング方法とインピ―ダンス・マッチング回路
JP2015159488A (ja) * 2014-02-25 2015-09-03 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
JP2016092525A (ja) * 2014-10-31 2016-05-23 日本電信電話株式会社 帯域通過フィルタ及び合分波器
JP2016122706A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 株式会社ソシオネクスト 半導体装置、半導体装置の製造方法、及び半導体装置の識別方法

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