JP2000206165A - 測定対象の位相ノイズの測定装置 - Google Patents
測定対象の位相ノイズの測定装置Info
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- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
Abstract
(57)【要約】
【課題】位相ノイズが比較的良好なノイズ特性を有する
測定対象でさえも、スペクトラム・アナライザで測定で
きる、測定対象の位相ノイズの測定装置を提供する。 【解決手段】 測定対象の出力信号の位相ノイズを、測
定分枝が複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステー
ジを具備するスペクトラム・アナライザで測定するため
に、測定分枝のヘテロダイン・ステージのそれとは反対
の順序に直列に接続されて配列される複数のヘテロダイ
ン・ステージを具備し、かつその測定分枝の最後の中間
周波数に対応する入力発振器を有する補償発生器が提供
される；この補償発生器の出力信号は、前記測定対象の
出力信号に加算され、それにおよそ等価のレベルでかつ
およそ反対の位相を有しており、前記測定分枝に直列に
接続される加算器ステージにおいて加算される。
測定対象でさえも、スペクトラム・アナライザで測定で
きる、測定対象の位相ノイズの測定装置を提供する。 【解決手段】 測定対象の出力信号の位相ノイズを、測
定分枝が複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステー
ジを具備するスペクトラム・アナライザで測定するため
に、測定分枝のヘテロダイン・ステージのそれとは反対
の順序に直列に接続されて配列される複数のヘテロダイ
ン・ステージを具備し、かつその測定分枝の最後の中間
周波数に対応する入力発振器を有する補償発生器が提供
される；この補償発生器の出力信号は、前記測定対象の
出力信号に加算され、それにおよそ等価のレベルでかつ
およそ反対の位相を有しており、前記測定分枝に直列に
接続される加算器ステージにおいて加算される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、独立請求項の前文
部による測定対象（ｔｅｓｔ ｓｐｅｃｉｍｅｎ）の位
相ノイズ（ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅ）の測定装置に関す
る。
部による測定対象（ｔｅｓｔ ｓｐｅｃｉｍｅｎ）の位
相ノイズ（ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅ）の測定装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム・アナライザ（ｓｐｅｃｔ
ｒｕｍ ａｎａｌｉｚｅｒ）を用いる測定対象の信号の
位相ノイズ測定においては、スペクトラム・アナライザ
の混合発振器（ｍｉｘｉｎｇ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ
ｓ）の位相ノイズが、測定対象の位相ノイズに加えられ
る。したがって、測定対象は、それらの信号対ノイズ比
がスペクトラム・アナライザについてのものより少なく
とも５ｄＢ悪い場合にのみ、正しく測定されることがで
きる（Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏｈｄｅによる「マイクロ波お
よびワイヤレス・シンセサイザ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ
ｓ）」第２．８．２章）。
ｒｕｍ ａｎａｌｉｚｅｒ）を用いる測定対象の信号の
位相ノイズ測定においては、スペクトラム・アナライザ
の混合発振器（ｍｉｘｉｎｇ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ
ｓ）の位相ノイズが、測定対象の位相ノイズに加えられ
る。したがって、測定対象は、それらの信号対ノイズ比
がスペクトラム・アナライザについてのものより少なく
とも５ｄＢ悪い場合にのみ、正しく測定されることがで
きる（Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏｈｄｅによる「マイクロ波お
よびワイヤレス・シンセサイザ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ
ｓ）」第２．８．２章）。
【０００３】この不利益を避けるため、２つの同一の測
定対象を構成し、そしてこれらを０Ｈｚで混合器で混合
するということが知られている（ Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏ
ｈｄｅ、第２．８．５章）。このプロセスを用いると、
測定対象の実際の搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）は、消失
し、そしてノイズ側波帯（ｎｏｉｓｅ ｓｉｄｅｂａｎ
ｄｓ）のみが測定されるが、スペクトラム・アナライザ
自体の位相ノイズは含まれていない。この周知のプロセ
スの不利益は、２つの同一の測定対象が存在しなければ
ならないことである。
定対象を構成し、そしてこれらを０Ｈｚで混合器で混合
するということが知られている（ Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏ
ｈｄｅ、第２．８．５章）。このプロセスを用いると、
測定対象の実際の搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）は、消失
し、そしてノイズ側波帯（ｎｏｉｓｅ ｓｉｄｅｂａｎ
ｄｓ）のみが測定されるが、スペクトラム・アナライザ
自体の位相ノイズは含まれていない。この周知のプロセ
スの不利益は、２つの同一の測定対象が存在しなければ
ならないことである。
【０００４】搬送波を抑制するために、専門のいわゆる
ノッチ・フィルタ（ｎｏｔｃｈ ｆｉｌｔｅｒｓ）を用
いることも知られているが、しかしながら、それは高品
質のものでなければならない。
ノッチ・フィルタ（ｎｏｔｃｈ ｆｉｌｔｅｒｓ）を用
いることも知られているが、しかしながら、それは高品
質のものでなければならない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、位相
ノイズが、スペクトラム・アナライザのノイズ特性と比
べて、比較的良好なノイズ特性を有する測定対象のもの
でさえも、スペクトラム・アナライザで測定されること
のできる、構造的に複雑ではない装置を提供することで
ある。
ノイズが、スペクトラム・アナライザのノイズ特性と比
べて、比較的良好なノイズ特性を有する測定対象のもの
でさえも、スペクトラム・アナライザで測定されること
のできる、構造的に複雑ではない装置を提供することで
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、主要請求項
の前文部に説明されるような装置について、その特徴と
され、請求の範囲に記載された主要点によって満たされ
る。有利となるよういっそう良くしたものが、従属請求
項に説明されている。
の前文部に説明されるような装置について、その特徴と
され、請求の範囲に記載された主要点によって満たされ
る。有利となるよういっそう良くしたものが、従属請求
項に説明されている。
【０００７】本発明の請求項１に記載の位相ノイズの測
定装置は、測定分枝が、複数の直列に接続されるヘテロ
ダイン・ステージを有し、各々の前記ヘテロダイン・ス
テージがそれぞれの混合器（３，６，９）、混合発振器
（４，７，１０）および中間周波数フィルタ（５，８，
１１）を有するところの、スペクトラム・アナライザを
用いる、測定対象（２８）の出力信号の位相ノイズの測
定装置であって、補償発生器が、測定分枝のヘテロダイ
ン・ステージに反対の順序で配列される、複数の直列に
接続されるヘテロダイン・ステージ（１０，１８，１
９；７，１５，１６；４，２９，１３）からなり、また
測定分枝の最後の中間周波数に対応し、かつその出力信
号が測定対象（２８）の出力信号に、それにおよそ等価
のレベルでかつおよそ反対の位相で、測定分枝の入力
（１）に直列に接続される加算器ステージ（２７）にお
いて加算される、入力発振器（２１）を有する、ことを
特徴とする。
定装置は、測定分枝が、複数の直列に接続されるヘテロ
ダイン・ステージを有し、各々の前記ヘテロダイン・ス
テージがそれぞれの混合器（３，６，９）、混合発振器
（４，７，１０）および中間周波数フィルタ（５，８，
１１）を有するところの、スペクトラム・アナライザを
用いる、測定対象（２８）の出力信号の位相ノイズの測
定装置であって、補償発生器が、測定分枝のヘテロダイ
ン・ステージに反対の順序で配列される、複数の直列に
接続されるヘテロダイン・ステージ（１０，１８，１
９；７，１５，１６；４，２９，１３）からなり、また
測定分枝の最後の中間周波数に対応し、かつその出力信
号が測定対象（２８）の出力信号に、それにおよそ等価
のレベルでかつおよそ反対の位相で、測定分枝の入力
（１）に直列に接続される加算器ステージ（２７）にお
いて加算される、入力発振器（２１）を有する、ことを
特徴とする。
【０００８】本発明の請求項２に記載の位相ノイズの測
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記出力信号のレ
ベルが、前記加算器ステージ（２７）へと送出され、前
記測定分枝の出力レベルに依存する制御素子（２２）に
よって、前記測定対象（２８）の前記出力信号のレベル
と等価なレベルに調整される、ことを特徴とする。
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記出力信号のレ
ベルが、前記加算器ステージ（２７）へと送出され、前
記測定分枝の出力レベルに依存する制御素子（２２）に
よって、前記測定対象（２８）の前記出力信号のレベル
と等価なレベルに調整される、ことを特徴とする。
【０００９】本発明の請求項３に記載の位相ノイズの測
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記入力発振器
（２１）の周波数が、前記測定分枝の前記出力レベルに
依存して、その測定分枝の出力レベルが所定の小さな値
（制御回路２３，２４，２５）を有するように規制され
る、ことを特徴とする。
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記入力発振器
（２１）の周波数が、前記測定分枝の前記出力レベルに
依存して、その測定分枝の出力レベルが所定の小さな値
（制御回路２３，２４，２５）を有するように規制され
る、ことを特徴とする。
【００１０】本発明の請求項４に記載の位相ノイズの測
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記入力発振器
（２１）の周波数が調整可能である、ことを特徴とす
る。
定装置は、さらに、前記補償発生器の前記入力発振器
（２１）の周波数が調整可能である、ことを特徴とす
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の原理によると、測定対象
の搬送波は、測定対象の出力信号を補償発生器（ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の出力信号
に加えることによって、所定の小さな搬送波残余（ｃａ
ｒｒｉｅｒ ｒｅｍａｉｎｄｅｒ）にまで強く抑制さ
れ、その発生器は、トラッキング発生器（ｔｒａｃｋｉ
ｎｇ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の様式に構築され、これに
よって側波帯ノイズに影響を与えないものとされる。こ
のように、ノイズに関して良好な発振器が、比較的粗末
なスペクトラム・アナライザを用いて正確に測定される
ことができる。補償発生器の出力信号を作り出すこと
は、いわゆるトラッキング発生器について知られている
とおり、全く複雑ではない経済的なやり方で達成され
る。搬送波の抑制に用いられる等価であるが反対の位相
の補償信号は、それ自体が位相ノイズには貢献しない；
補償発生器の追加の入力発振器の位相ノイズのみが影響
を有する。しかしながら、低い周波数の故に、この入力
発振器は、大きな費用をかけることなく低ノイズで構築
されることができる。
の搬送波は、測定対象の出力信号を補償発生器（ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の出力信号
に加えることによって、所定の小さな搬送波残余（ｃａ
ｒｒｉｅｒ ｒｅｍａｉｎｄｅｒ）にまで強く抑制さ
れ、その発生器は、トラッキング発生器（ｔｒａｃｋｉ
ｎｇ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の様式に構築され、これに
よって側波帯ノイズに影響を与えないものとされる。こ
のように、ノイズに関して良好な発振器が、比較的粗末
なスペクトラム・アナライザを用いて正確に測定される
ことができる。補償発生器の出力信号を作り出すこと
は、いわゆるトラッキング発生器について知られている
とおり、全く複雑ではない経済的なやり方で達成され
る。搬送波の抑制に用いられる等価であるが反対の位相
の補償信号は、それ自体が位相ノイズには貢献しない；
補償発生器の追加の入力発振器の位相ノイズのみが影響
を有する。しかしながら、低い周波数の故に、この入力
発振器は、大きな費用をかけることなく低ノイズで構築
されることができる。
【００１２】《実施例１》本発明は、概略図に示される
代表例の実施例を用いて以下により詳細に記述される。
図には、測定分枝（ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｂｒａｎｃ
ｈ）において三重の周波数変換を有する従来のスペクト
ラム・アナライザの回路図が示されている。測定分枝の
入力１には、低域フィルタ２および、第１の混合器３が
続いており、それは、第１の周波数調整可能な混合、局
部、発振器４を用いて、入力信号を第１の中間周波数
（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
（ＩＦ）へと変換する。この第１のＩＦは、中間周波数
帯域フィルタ５を経て第２の混合器６へと送出され、そ
こでそれは、一定周波数を有する第２の混合発振器７に
よって第２の中間周波数へと変換される。さらなる中間
周波数フィルタ８を通過した後、第２のＩＦが第３の混
合器９へと送出され、そこではその第２の中間周波数信
号は、固定周波数の第３の混合発振器１０によって出力
中間周波数ＩＦへと変換される。これは、第３の中間周
波数帯域フィルタ１１で濾過され、そしてアナログ／デ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇ
ｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２へと送出され、そ
してデジタル化された出力信号が、プロセッサ２０で評
価される。Ａ／Ｄ変換器からサンプルされるデジタルの
第４の、測定分枝からの出力信号は、プロセッサ２０に
おいて、例えば、周波数およびレベルについてＦＦＴ
「Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高
速フーリェ変換」アルゴリズムで評価される。図におい
て与えられている周波数値とともに示される実施例で
は、出力ＩＦは、２０ＭＨｚである。
代表例の実施例を用いて以下により詳細に記述される。
図には、測定分枝（ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｂｒａｎｃ
ｈ）において三重の周波数変換を有する従来のスペクト
ラム・アナライザの回路図が示されている。測定分枝の
入力１には、低域フィルタ２および、第１の混合器３が
続いており、それは、第１の周波数調整可能な混合、局
部、発振器４を用いて、入力信号を第１の中間周波数
（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）
（ＩＦ）へと変換する。この第１のＩＦは、中間周波数
帯域フィルタ５を経て第２の混合器６へと送出され、そ
こでそれは、一定周波数を有する第２の混合発振器７に
よって第２の中間周波数へと変換される。さらなる中間
周波数フィルタ８を通過した後、第２のＩＦが第３の混
合器９へと送出され、そこではその第２の中間周波数信
号は、固定周波数の第３の混合発振器１０によって出力
中間周波数ＩＦへと変換される。これは、第３の中間周
波数帯域フィルタ１１で濾過され、そしてアナログ／デ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇ
ｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２へと送出され、そ
してデジタル化された出力信号が、プロセッサ２０で評
価される。Ａ／Ｄ変換器からサンプルされるデジタルの
第４の、測定分枝からの出力信号は、プロセッサ２０に
おいて、例えば、周波数およびレベルについてＦＦＴ
「Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高
速フーリェ変換」アルゴリズムで評価される。図におい
て与えられている周波数値とともに示される実施例で
は、出力ＩＦは、２０ＭＨｚである。
【００１３】補償発生器は、スペクトラム・アナライザ
のこの実際の測定分枝に並列に、周知のトラッキング発
生器の様式で、反対の順序でかつ直列に配列された混合
器１９，１６，および１３をそれらの間に接続される中
間周波数フィルタ１８，１５，および１２とともに含め
て構築される。混合器は、測定分枝の同じ混合発振器１
０，７，および４によって再度供給される。入力発振器
２１は、レベル制御部２２を経て第１の混合器１９に接
続されるこの補償発生器の入力に、ある。入力発振器２
１は、比較的低費用で非常に低いノイズを有するように
構築されることができる。その出力周波数は常態では、
測定分枝の出力ＩＦと同じで、例えば２０ＭＨｚであ
る。制御素子２２は、プロセッサ２０によって調整可能
である。入力発振器２１の周波数または位相は、出力Ｉ
Ｆの出力レベルに依存して、積分制御回路（ｉｎｔｅｇ
ｒａｔｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３
によって規制される。出力ＩＦのレベルは、ダイオード
２４によって整流され、そして所定のレベル値に、すな
わち、以下により詳細に記述されるように、デジタル／
アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａ
ｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２５によって変換さ
れる、プロセッサ２０を介して特定されるレベルに、制
御される。
のこの実際の測定分枝に並列に、周知のトラッキング発
生器の様式で、反対の順序でかつ直列に配列された混合
器１９，１６，および１３をそれらの間に接続される中
間周波数フィルタ１８，１５，および１２とともに含め
て構築される。混合器は、測定分枝の同じ混合発振器１
０，７，および４によって再度供給される。入力発振器
２１は、レベル制御部２２を経て第１の混合器１９に接
続されるこの補償発生器の入力に、ある。入力発振器２
１は、比較的低費用で非常に低いノイズを有するように
構築されることができる。その出力周波数は常態では、
測定分枝の出力ＩＦと同じで、例えば２０ＭＨｚであ
る。制御素子２２は、プロセッサ２０によって調整可能
である。入力発振器２１の周波数または位相は、出力Ｉ
Ｆの出力レベルに依存して、積分制御回路（ｉｎｔｅｇ
ｒａｔｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３
によって規制される。出力ＩＦのレベルは、ダイオード
２４によって整流され、そして所定のレベル値に、すな
わち、以下により詳細に記述されるように、デジタル／
アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａ
ｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２５によって変換さ
れる、プロセッサ２０を介して特定されるレベルに、制
御される。
【００１４】補償発生器の出力信号は、出力２６で加算
器ステージ（ａｄｄｅｒ ｓｔａｇｅ）２７へと送出さ
れ、そして実際は、位相ノイズについて測定される測定
対象２８の出力信号と一緒に、加算器２７の出力で和信
号（ｓｕｍ ｓｉｇｎａｌ）が測定分枝の入力１へと送
出される。
器ステージ（ａｄｄｅｒ ｓｔａｇｅ）２７へと送出さ
れ、そして実際は、位相ノイズについて測定される測定
対象２８の出力信号と一緒に、加算器２７の出力で和信
号（ｓｕｍ ｓｉｇｎａｌ）が測定分枝の入力１へと送
出される。
【００１５】示されている構成において、補償発生器に
おける入力発振器２１の２０ＭＨｚの周波数は、続いて
全ての局部発振器と混合され、それによって、測定分枝
のしばらくの間設定される受信周波数（ｍｏｍｅｎｔａ
ｒｉｌｙ ｓｅｔ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ）に対応し、すなわち、測定対象２８の出力周波数
に対応する出力信号を作り出す。レベルは、制御素子２
２を介して、それが測定対象２８の測定信号のレベルと
一致するように調整される。補償発生器分枝におけるフ
ィルタは、一つの信号のみが発生され、および好ましく
ないイメージ周波数（ｉｍａｇｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉ
ｅｓ）が濾過して取り除かれることを、保証する。
おける入力発振器２１の２０ＭＨｚの周波数は、続いて
全ての局部発振器と混合され、それによって、測定分枝
のしばらくの間設定される受信周波数（ｍｏｍｅｎｔａ
ｒｉｌｙ ｓｅｔ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ）に対応し、すなわち、測定対象２８の出力周波数
に対応する出力信号を作り出す。レベルは、制御素子２
２を介して、それが測定対象２８の測定信号のレベルと
一致するように調整される。補償発生器分枝におけるフ
ィルタは、一つの信号のみが発生され、および好ましく
ないイメージ周波数（ｉｍａｇｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉ
ｅｓ）が濾過して取り除かれることを、保証する。
【００１６】ダイオード２４の出力信号は、補償発生器
の周波数と測定対象２８の出力周波数との間の位相変位
（ｐｈａｓｅ ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を測定した
もの（ｍｅａｓｕｒｅ）である。入力発振器２１の周波
数または位相は、積分器制御回路（ｉｎｔｅｇｒａｔｏ
ｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３によって、
出力ＩＦのレベルがＤ／Ａ変換器２５によって特定され
るレベルと一致するように規制される。この規制は、あ
るレベルまでのみ機能し、より大きなレベルの抑制で
は、制御するのに利用できる出力ＩＦ信号はないであろ
う。測定分枝における搬送波のおよそ２０から３０ｄＢ
の抑制は、一般に測定のために十分である。このよう
に、プロセッサ２０およびＤ／Ａ変換器２５を介してお
よそ−３０ｄＢのレベルを特定することで十分である。
もちろん、抑制は、加算器２７において加算される２つ
の信号の振幅の同一性にもまた依存するので、補償発生
器のレベルを制御要素２２を用いてできる限り正確に調
整することが必要である。
の周波数と測定対象２８の出力周波数との間の位相変位
（ｐｈａｓｅ ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を測定した
もの（ｍｅａｓｕｒｅ）である。入力発振器２１の周波
数または位相は、積分器制御回路（ｉｎｔｅｇｒａｔｏ
ｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３によって、
出力ＩＦのレベルがＤ／Ａ変換器２５によって特定され
るレベルと一致するように規制される。この規制は、あ
るレベルまでのみ機能し、より大きなレベルの抑制で
は、制御するのに利用できる出力ＩＦ信号はないであろ
う。測定分枝における搬送波のおよそ２０から３０ｄＢ
の抑制は、一般に測定のために十分である。このよう
に、プロセッサ２０およびＤ／Ａ変換器２５を介してお
よそ−３０ｄＢのレベルを特定することで十分である。
もちろん、抑制は、加算器２７において加算される２つ
の信号の振幅の同一性にもまた依存するので、補償発生
器のレベルを制御要素２２を用いてできる限り正確に調
整することが必要である。
【００１７】本発明の理解のために、具体的な数値を用
いて、実施例のひとつを説明する。以下の説明は、発明
の理解のためのものであって、本発明の技術的範囲を限
定するものではない。概略図に示す実施例においては、
例えば、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２を３ＧＨ
ｚ、第３の混合発振器１０の発振周波数ｆ３を４８０Ｍ
Ｈｚ、入力発振器２１の発振周波数ｆ４を２０ＭＨｚに
設定する。測定対象の周波数ｆｓを１ＧＨｚとすると、
位相ノイズの測定装置のユーザは、第１の周波数調整可
能な混合、局部、発振器４の周波数ｆ１を、ｆ１＝ｆｓ
＋ｆ２＋ｆ３＋ｆ４＝４．５ＧＨｚに調整する。この調
整は、完全なものでなくても良い。
いて、実施例のひとつを説明する。以下の説明は、発明
の理解のためのものであって、本発明の技術的範囲を限
定するものではない。概略図に示す実施例においては、
例えば、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２を３ＧＨ
ｚ、第３の混合発振器１０の発振周波数ｆ３を４８０Ｍ
Ｈｚ、入力発振器２１の発振周波数ｆ４を２０ＭＨｚに
設定する。測定対象の周波数ｆｓを１ＧＨｚとすると、
位相ノイズの測定装置のユーザは、第１の周波数調整可
能な混合、局部、発振器４の周波数ｆ１を、ｆ１＝ｆｓ
＋ｆ２＋ｆ３＋ｆ４＝４．５ＧＨｚに調整する。この調
整は、完全なものでなくても良い。
【００１８】測定分枝において、加算器ステージ２７
は、周波数ｆｓの測定対象と、周波数ｆ６の補償発生器
の出力信号と、を出力する。上述のように、補償発生器
の出力信号ｆ６は、測定対象と、同じ周波数で反対の位
相の信号である。第１の混合器３の出力信号は、第１の
周波数調整可能な混合、局部、発振器４の発振周波数ｆ
１と、測定対象の周波数ｆｓと、の差の信号（ｆ１−ｆ
ｓ＝４．５ＧＨｚ−１ＧＨｚ＝３．５ＧＨｚ）である、
第１の中間周波数信号を含む。３．５ＧＨｚの帯域フィ
ルタである中間周波数帯域フィルタ５は、第１の中間周
波数信号（ｆ１−ｆｓ）のみを出力する。第２の混合器
６の出力信号は、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２
と、第１の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ）と、の差の信
号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２＝３．５ＧＨｚ−３ＧＨｚ＝５０
０ＭＨｚ）である、第２の中間周波数信号を含む。５０
０ＭＨｚの帯域フィルタである中間周波数フィルタ８
は、第２の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）のみを
出力する。第３の混合器９の出力信号は、第３の混合発
振器１０の発振周波数ｆ３と、第２の中間周波数信号
（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）と、の差の信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ
２−ｆ３＝５００ＭＨｚ−４８０ＭＨｚ＝２０ＭＨｚ）
である、出力中間周波数信号を含む。２０ＭＨｚの帯域
フィルタである中間周波数帯域フィルタ１１は、出力中
間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−ｆ３）のみを出力す
る。
は、周波数ｆｓの測定対象と、周波数ｆ６の補償発生器
の出力信号と、を出力する。上述のように、補償発生器
の出力信号ｆ６は、測定対象と、同じ周波数で反対の位
相の信号である。第１の混合器３の出力信号は、第１の
周波数調整可能な混合、局部、発振器４の発振周波数ｆ
１と、測定対象の周波数ｆｓと、の差の信号（ｆ１−ｆ
ｓ＝４．５ＧＨｚ−１ＧＨｚ＝３．５ＧＨｚ）である、
第１の中間周波数信号を含む。３．５ＧＨｚの帯域フィ
ルタである中間周波数帯域フィルタ５は、第１の中間周
波数信号（ｆ１−ｆｓ）のみを出力する。第２の混合器
６の出力信号は、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２
と、第１の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ）と、の差の信
号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２＝３．５ＧＨｚ−３ＧＨｚ＝５０
０ＭＨｚ）である、第２の中間周波数信号を含む。５０
０ＭＨｚの帯域フィルタである中間周波数フィルタ８
は、第２の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）のみを
出力する。第３の混合器９の出力信号は、第３の混合発
振器１０の発振周波数ｆ３と、第２の中間周波数信号
（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）と、の差の信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ
２−ｆ３＝５００ＭＨｚ−４８０ＭＨｚ＝２０ＭＨｚ）
である、出力中間周波数信号を含む。２０ＭＨｚの帯域
フィルタである中間周波数帯域フィルタ１１は、出力中
間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−ｆ３）のみを出力す
る。
【００１９】入力発振器２１は、周波数ｆ４（２０ＭＨ
ｚ）の信号を出力する。入力発振器２１は、例えば、位
相ノイズの極めて小さい安定な水晶発振器である。例え
ば測定対象の周波数が２ＧＨｚである場合、入力発振器
２１の発振周波数ｆ５＝２０ＭＨｚは、測定対象の周波
数の１／１００である。両者の信号が同じ周波数比率の
位相ノイズを有する場合には、入力発振器２１の位相ノ
イズの絶対値は、測定対象のそれの１／１００になる。
又、入力発振器２１の発振周波数は、積分制御回路２３
により、調整することが出来る。プロセッサ２０は、デ
ジタル／アナログ変換器２５及び積分制御回路２３を通
じて、補償発生器の出力信号が、測定対象と較べて、ほ
ぼ同じ周波数と反対の位相を有するように、入力発振器
２１の発振周波数ｆ５の微細な制御を行う。プロセッサ
２０は、補償発生器が、測定対象とほぼ同じ値の振幅を
有するように、レベル制御部２２を制御する。それら
は、アナログ／デジタル変換器１２の出力レベルが最小
になるように、入力発振器２１とレベル制御部２２を調
整することで、達成される。
ｚ）の信号を出力する。入力発振器２１は、例えば、位
相ノイズの極めて小さい安定な水晶発振器である。例え
ば測定対象の周波数が２ＧＨｚである場合、入力発振器
２１の発振周波数ｆ５＝２０ＭＨｚは、測定対象の周波
数の１／１００である。両者の信号が同じ周波数比率の
位相ノイズを有する場合には、入力発振器２１の位相ノ
イズの絶対値は、測定対象のそれの１／１００になる。
又、入力発振器２１の発振周波数は、積分制御回路２３
により、調整することが出来る。プロセッサ２０は、デ
ジタル／アナログ変換器２５及び積分制御回路２３を通
じて、補償発生器の出力信号が、測定対象と較べて、ほ
ぼ同じ周波数と反対の位相を有するように、入力発振器
２１の発振周波数ｆ５の微細な制御を行う。プロセッサ
２０は、補償発生器が、測定対象とほぼ同じ値の振幅を
有するように、レベル制御部２２を制御する。それら
は、アナログ／デジタル変換器１２の出力レベルが最小
になるように、入力発振器２１とレベル制御部２２を調
整することで、達成される。
【００２０】補償発生器において、第１の混合器１９の
出力信号は、入力発振器２１の発振周波数ｆ５と、第３
の混合発振器１０の発振周波数ｆ３と、の和の信号（ｆ
５＋ｆ３＝２０ＭＨｚ＋４８０ＭＨｚ＝５００ＭＨｚ。
第１の和の信号という。）を含む。０．５ＧＨｚの帯域
フィルタである中間周波数帯域フィルタ１８は、第１の
和の信号（ｆ５＋ｆ３）のみを出力する。第２の混合器
１６の出力信号は、第１の和の信号（ｆ５＋ｆ３）と、
第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２と、の和の信号
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２＝５００ＭＨｚ＋３ＧＨｚ＝３．５
ＧＨｚ。第２の和の信号という。）を含む。３．５ＧＨ
ｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ１５
は、第２の和の信号（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）のみを出力す
る。第３の混合器１３の出力信号は、第２の和の信号
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）と、第１の混合発振器４の発振周
波数ｆ１と、の差の信号（ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）
＝４．５ＧＨｚ−３．５ＧＨｚ＝１ＧＨｚ）を含む。３
ＧＨｚの低域フィルタ１２は、上記の差の信号（ｆ１−
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２））＝ｆ６のみを出力する。
出力信号は、入力発振器２１の発振周波数ｆ５と、第３
の混合発振器１０の発振周波数ｆ３と、の和の信号（ｆ
５＋ｆ３＝２０ＭＨｚ＋４８０ＭＨｚ＝５００ＭＨｚ。
第１の和の信号という。）を含む。０．５ＧＨｚの帯域
フィルタである中間周波数帯域フィルタ１８は、第１の
和の信号（ｆ５＋ｆ３）のみを出力する。第２の混合器
１６の出力信号は、第１の和の信号（ｆ５＋ｆ３）と、
第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２と、の和の信号
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２＝５００ＭＨｚ＋３ＧＨｚ＝３．５
ＧＨｚ。第２の和の信号という。）を含む。３．５ＧＨ
ｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ１５
は、第２の和の信号（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）のみを出力す
る。第３の混合器１３の出力信号は、第２の和の信号
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）と、第１の混合発振器４の発振周
波数ｆ１と、の差の信号（ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）
＝４．５ＧＨｚ−３．５ＧＨｚ＝１ＧＨｚ）を含む。３
ＧＨｚの低域フィルタ１２は、上記の差の信号（ｆ１−
（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２））＝ｆ６のみを出力する。
【００２１】出力中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−
ｆ３）に含まれる補償発生器の出力信号ｆ６による周波
数成分ｆ７は、（ｆ１−ｆ６−ｆ２−ｆ３）として、表
される。ｆ６＝ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）であるか
ら、上記の周波数成分ｆ７は、 ｆ７＝ｆ１−ｆ６−ｆ２−ｆ３ ＝ｆ１−ｆ２−ｆ３−｛ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）｝ ＝ｆ５ となる。入力発振器２１の出力信号（ｆ５）は、３つの
混合発振器により変調されて、測定対象と加算される。
しかし、上記の式は、ｆ５（２０ＭＨｚ）の周波数成分
のみが、出力中間周波数ＩＦに含まれることを、示す。
ｆ３）に含まれる補償発生器の出力信号ｆ６による周波
数成分ｆ７は、（ｆ１−ｆ６−ｆ２−ｆ３）として、表
される。ｆ６＝ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）であるか
ら、上記の周波数成分ｆ７は、 ｆ７＝ｆ１−ｆ６−ｆ２−ｆ３ ＝ｆ１−ｆ２−ｆ３−｛ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）｝ ＝ｆ５ となる。入力発振器２１の出力信号（ｆ５）は、３つの
混合発振器により変調されて、測定対象と加算される。
しかし、上記の式は、ｆ５（２０ＭＨｚ）の周波数成分
のみが、出力中間周波数ＩＦに含まれることを、示す。
【００２２】本発明の装置において、同じレベルを有し
かつ反対の位相の補償発生器の補償信号は、このように
測定対象２８の測定されるべき信号へと送出され、その
周波数にスペクトラム・アナライザの測定分枝が調整さ
れる；２つの信号の間の相対位相変位の故に、搬送波は
強く抑制されることができ、また、和信号は、ほんの小
さな搬送波残余と測定対象の側波帯ノイズのみを含む。
補償発生器は、側波帯ノイズを供給するものではなく、
というのもそれは、スペクトラム・アナライザの測定分
枝のそれと相互に関係するノイズを発するからである。
搬送波残余の低レベルの故に、スペクトラム・アナライ
ザの混合発振器は、同じく、出力での混合ＩＦ信号に容
易に感知されるような寄与を送っていない。本質的に
は、入力信号の位相ノイズのみが出力ＩＦで混合されて
おり、それは、ノイズ−パワー密度（ｎｏｉｓｅ−ｐｏ
ｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ）としてそこで測定されること
ができる。前もって必要なのは、スペクトラム・アナラ
イザのなおも十分に低いノイズのレベルのみであって、
もはや可能な表示ダイナミック（ｄｉｓｐｌａｙ ｄｙ
ｎａｍｉｃ）ではない。実際の測定は、ＦＦＴの助けで
周知のやり方で最も迅速に行われる。位相信号対ノイズ
比は、補償発生器を遮断して測定される、補償なしの入
力信号のレベルと、より感度をよく調整し、かつ搬送波
を抑制して測定されるノイズ−パワー密度との間の差異
から決定される。
かつ反対の位相の補償発生器の補償信号は、このように
測定対象２８の測定されるべき信号へと送出され、その
周波数にスペクトラム・アナライザの測定分枝が調整さ
れる；２つの信号の間の相対位相変位の故に、搬送波は
強く抑制されることができ、また、和信号は、ほんの小
さな搬送波残余と測定対象の側波帯ノイズのみを含む。
補償発生器は、側波帯ノイズを供給するものではなく、
というのもそれは、スペクトラム・アナライザの測定分
枝のそれと相互に関係するノイズを発するからである。
搬送波残余の低レベルの故に、スペクトラム・アナライ
ザの混合発振器は、同じく、出力での混合ＩＦ信号に容
易に感知されるような寄与を送っていない。本質的に
は、入力信号の位相ノイズのみが出力ＩＦで混合されて
おり、それは、ノイズ−パワー密度（ｎｏｉｓｅ−ｐｏ
ｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ）としてそこで測定されること
ができる。前もって必要なのは、スペクトラム・アナラ
イザのなおも十分に低いノイズのレベルのみであって、
もはや可能な表示ダイナミック（ｄｉｓｐｌａｙ ｄｙ
ｎａｍｉｃ）ではない。実際の測定は、ＦＦＴの助けで
周知のやり方で最も迅速に行われる。位相信号対ノイズ
比は、補償発生器を遮断して測定される、補償なしの入
力信号のレベルと、より感度をよく調整し、かつ搬送波
を抑制して測定されるノイズ−パワー密度との間の差異
から決定される。
【００２３】多くの場合、位相ノイズの測定は、搬送波
からのより大きな間隔で、例えば±５ＭＨｚの間隔で望
まれる。これは、測定対象２８の出力周波数と比較され
た補償発生器の出力周波数を、対応して変位させること
により、容易に可能とされる。これは、補償発生器の入
力発振器２１の適切な調整によって達成されることがで
きる。これが、例えば３０ＭＨｚに調整され、かつ実際
のスペクトラム・アナライザが、測定されるべき測定対
象２８の出力信号より１０ＭＨｚ低い入力周波数に調整
されるならば、位相ノイズは、このように搬送波からの
記述された横方への変位において送信される。ダイオー
ド２４が十分に広帯域のものであって、それで３０ＭＨ
ｚで信号を測定するものであることのみが重要である。
からのより大きな間隔で、例えば±５ＭＨｚの間隔で望
まれる。これは、測定対象２８の出力周波数と比較され
た補償発生器の出力周波数を、対応して変位させること
により、容易に可能とされる。これは、補償発生器の入
力発振器２１の適切な調整によって達成されることがで
きる。これが、例えば３０ＭＨｚに調整され、かつ実際
のスペクトラム・アナライザが、測定されるべき測定対
象２８の出力信号より１０ＭＨｚ低い入力周波数に調整
されるならば、位相ノイズは、このように搬送波からの
記述された横方への変位において送信される。ダイオー
ド２４が十分に広帯域のものであって、それで３０ＭＨ
ｚで信号を測定するものであることのみが重要である。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、位相ノイズが、スペクトラム
・アナライザのノイズ特性と比べて、比較的良好なノイ
ズ特性を有する測定対象のものでさえも、スペクトラム
・アナライザで測定されることのできる、構造的に複雑
ではない装置を提供する。
・アナライザのノイズ特性と比べて、比較的良好なノイ
ズ特性を有する測定対象のものでさえも、スペクトラム
・アナライザで測定されることのできる、構造的に複雑
ではない装置を提供する。
【図１】本発明の位相ノイズの測定装置のブロック図
２ ３ＧＨｚの低域フィルタ ３ 第１のミキサ ４ 第１の混合発振器 ５ ３．５ＧＨｚの帯域フィルタ ６ 第２のミキサ ７ 第２の混合発振器 ８ ０．５ＧＨｚの帯域フィルタ ９ 第３のミキサ １０ 第３の混合発振器 １１ ２０ＭＨｚ帯域フィルタ １２ Ａ／Ｄ変換器 １５ ３．５ＧＨｚの帯域フィルタ １８ ０．５ＧＨｚの帯域フィルタ ２０ プロセッサ ２１ ２０ＭＨｚの入力発振器 ２２ レベル制御部 ２３ 積分制御回路 ２４ ダイオード ２５ Ｄ／Ａ変換器 ２７ 加算器 ２８ 測定対象 ２９ ３ＧＨｚの低域フィルタ
フロントページの続き (72)発明者 アレクサンダル ロス ドイツ連邦共和国，ドルフエン，ハイムス テツテ 17
Claims (4)
- 【請求項１】 測定分枝が、複数の直列に接続されるヘ
テロダイン・ステージを有し、各々の前記ヘテロダイン
・ステージがそれぞれの混合器（３，６，９）、混合発
振器（４，７，１０）および中間周波数フィルタ（５，
８，１１）を有するところの、スペクトラム・アナライ
ザを用いる、測定対象（２８）の出力信号の位相ノイズ
の測定装置であって、補償発生器が、測定分枝のヘテロ
ダイン・ステージに反対の順序で配列される、複数の直
列に接続されるヘテロダイン・ステージ（１０，１８，
１９；７，１５，１６；４，２９，１３）からなり、ま
た測定分枝の最後の中間周波数に対応し、かつその出力
信号が、測定対象（２８）の出力信号に、それにおよそ
等価のレベルでかつおよそ反対の位相で、測定分枝の入
力（１）に直列に接続される加算器ステージ（２７）に
おいて加算される、入力発振器（２１）を有する、こと
を特徴とする前記装置。 - 【請求項２】 前記補償発生器の前記出力信号のレベル
が、前記加算器ステージ（２７）へと送出され、前記測
定分枝の出力レベルに依存する制御素子（２２）によっ
て、前記測定対象（２８）の前記出力信号のレベルと等
価なレベルに調整される、ことを特徴とする請求項１に
記載の装置。 - 【請求項３】 前記補償発生器の前記入力発振器（２
１）の周波数が、前記測定分枝の前記出力レベルに依存
して、その測定分枝の出力レベルが所定の小さな値（制
御回路２３，２４，２５）を有するように規制される、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の装置。 - 【請求項４】 前記補償発生器の前記入力発振器（２
１）の周波数が調整可能である、ことを特徴とする請求
項１から請求項３のいずれか１つの請求項に記載の装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19901750.6 | 1999-01-18 | ||
| DE19901750A DE19901750B4 (de) | 1999-01-18 | 1999-01-18 | Anordnung zum Messen des Phasenrauschens des Ausgangssignals eines Meßobjektes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000206165A true JP2000206165A (ja) | 2000-07-28 |
| JP4629177B2 JP4629177B2 (ja) | 2011-02-09 |
Family
ID=7894598
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000009128A Expired - Fee Related JP4629177B2 (ja) | 1999-01-18 | 2000-01-18 | 測定対象の位相ノイズの測定装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6313619B1 (ja) |
| JP (1) | JP4629177B2 (ja) |
| DE (1) | DE19901750B4 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006105974A (ja) * | 2004-09-20 | 2006-04-20 | Guzik Technical Enterp Inc | 位相ノイズ補償を有するスペクトラムアナライザ |
| JP2008508535A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-21 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 高周波信号の位相ジッターを測定する方法、及び該方法を実行する測定装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7035324B2 (en) * | 2001-08-01 | 2006-04-25 | Agilent Technologies, Inc. | Phase-noise measurement with compensation for phase noise contributed by spectrum analyzer |
| US6756854B2 (en) * | 2002-10-31 | 2004-06-29 | Aeroflex Powell, Inc. | Digitally controlled angle noise signal generator |
| US6980915B2 (en) * | 2004-03-23 | 2005-12-27 | Agilent Technologies, Inc. | Phase noise compensation for spectral measurements |
| US7634236B2 (en) * | 2006-11-15 | 2009-12-15 | Northrop Grumman Corporation | Controlled signal-to-noise ratio generator circuit |
| CN102928664A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-02-13 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 逐点锁相实现频谱仪全频段扫描的系统 |
| CN110687362A (zh) * | 2019-11-07 | 2020-01-14 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 一种实时相噪测试方法 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04350576A (ja) * | 1991-05-27 | 1992-12-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 付加位相雑音測定方法および装置 |
| JPH06343010A (ja) * | 1993-06-01 | 1994-12-13 | Toshiba Corp | 乗算装置 |
| JPH0875808A (ja) * | 1994-05-20 | 1996-03-22 | Hewlett Packard Co <Hp> | 両側波帯測定から単側波帯雑音指数を求めるための装置及び方法 |
| JPH08146062A (ja) * | 1994-11-24 | 1996-06-07 | Advantest Corp | 位相ジッタ解析装置 |
| JPH08204772A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-08-09 | Kokusai Electric Co Ltd | 直交変調回路 |
| JPH09119957A (ja) * | 1995-06-06 | 1997-05-06 | He Holdings Inc Dba Hughes Electron | ノイズ測定検査システム |
| JPH10501061A (ja) * | 1994-05-25 | 1998-01-27 | ポセイドン・サイエンティフィック・インストルメンツ・プロプライエタリー・リミテッド | 位相雑音検出器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5822708B2 (ja) * | 1978-02-27 | 1983-05-10 | タケダ理研工業株式会社 | 電界強度測定装置 |
| US4780667A (en) * | 1985-06-25 | 1988-10-25 | Hewlett-Packard Company | Magnetostatic wave delay line discriminator with automatic quadrature setting and automatic calibration |
| GB2179458B (en) * | 1985-08-23 | 1988-11-09 | Ferranti Plc | Microwave noise measuring apparatus |
| FR2647221B1 (fr) * | 1989-05-19 | 1991-08-16 | Thomson Csf | Chaine de mesure de la caracteristique de bruit de phase additif d'un composant au voisinage d'une frequence porteuse |
| US5059927A (en) * | 1989-08-28 | 1991-10-22 | Ail Systems, Inc. | Microwave oscillator with reduced phase noise |
| US5442593A (en) * | 1993-04-16 | 1995-08-15 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | Apparatus and method of nulling discrete frequency noise signals |
-
1999
- 1999-01-18 DE DE19901750A patent/DE19901750B4/de not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-01-04 US US09/477,408 patent/US6313619B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-01-18 JP JP2000009128A patent/JP4629177B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04350576A (ja) * | 1991-05-27 | 1992-12-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 付加位相雑音測定方法および装置 |
| JPH06343010A (ja) * | 1993-06-01 | 1994-12-13 | Toshiba Corp | 乗算装置 |
| JPH0875808A (ja) * | 1994-05-20 | 1996-03-22 | Hewlett Packard Co <Hp> | 両側波帯測定から単側波帯雑音指数を求めるための装置及び方法 |
| JPH10501061A (ja) * | 1994-05-25 | 1998-01-27 | ポセイドン・サイエンティフィック・インストルメンツ・プロプライエタリー・リミテッド | 位相雑音検出器 |
| JPH08146062A (ja) * | 1994-11-24 | 1996-06-07 | Advantest Corp | 位相ジッタ解析装置 |
| JPH08204772A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-08-09 | Kokusai Electric Co Ltd | 直交変調回路 |
| JPH09119957A (ja) * | 1995-06-06 | 1997-05-06 | He Holdings Inc Dba Hughes Electron | ノイズ測定検査システム |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008508535A (ja) * | 2004-08-03 | 2008-03-21 | ローデ ウント シュワルツ ゲーエムベーハー ウント コー カーゲー | 高周波信号の位相ジッターを測定する方法、及び該方法を実行する測定装置 |
| JP2006105974A (ja) * | 2004-09-20 | 2006-04-20 | Guzik Technical Enterp Inc | 位相ノイズ補償を有するスペクトラムアナライザ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4629177B2 (ja) | 2011-02-09 |
| US6313619B1 (en) | 2001-11-06 |
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