JP4629177B2 - 測定対象の位相ノイズの測定装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、独立請求項の前文部による測定対象（ｔｅｓｔ ｓｐｅｃｉｍｅｎ）の位相ノイズ（ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅ）の測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム・アナライザ（ｓｐｅｃｔｒｕｍ ａｎａｌｉｚｅｒ）を用いる測定対象の信号の位相ノイズ測定においては、スペクトラム・アナライザの混合発振器（ｍｉｘｉｎｇ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ）の位相ノイズが、測定対象の位相ノイズに加えられる。したがって、測定対象は、それらの信号対ノイズ比がスペクトラム・アナライザについてのものより少なくとも５ｄＢ悪い場合にのみ、正しく測定されることができる（Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏｈｄｅによる「マイクロ波およびワイヤレス・シンセサイザ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒｓ）」第２．８．２章）。
【０００３】
この不利益を避けるため、２つの同一の測定対象を構成し、そしてこれらを０Ｈｚで混合器で混合するということが知られている（ Ｕｌｒｉｃｈ Ｒｏｈｄｅ、第２．８．５章）。このプロセスを用いると、測定対象の実際の搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）は、消失し、そしてノイズ側波帯（ｎｏｉｓｅ ｓｉｄｅｂａｎｄｓ）のみが測定されるが、スペクトラム・アナライザ自体の位相ノイズは含まれていない。この周知のプロセスの不利益は、２つの同一の測定対象が存在しなければならないことである。
【０００４】
搬送波を抑制するために、専門のいわゆるノッチ・フィルタ（ｎｏｔｃｈ ｆｉｌｔｅｒｓ）を用いることも知られているが、しかしながら、それは高品質のものでなければならない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、位相ノイズが、スペクトラム・アナライザのノイズ特性と比べて、比較的良好なノイズ特性を有する測定対象のものでさえも、スペクトラム・アナライザで測定されることのできる、構造的に複雑ではない装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、主要請求項の前文部に説明されるような装置について、その特徴とされ、請求の範囲に記載された主要点によって満たされる。有利となるよういっそう良くしたものが、従属請求項に説明されている。
【０００７】
本発明の請求項１に記載の位相ノイズの測定装置は、
［請求項１］ 測定分枝が、複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステージを有し、各々の前記ヘテロダイン・ステージがそれぞれの混合器（３，６，９）、混合発振器（４，７，１０）および中間周波数フィルタ（５，８，１１）を有するところの、スペクトラム・アナライザを用いる、測定対象（２８）の位相ノイズを含む出力信号の位相ノイズの測定装置であって、
補償発生器が、測定分枝のヘテロダイン・ステージに反対の順序で配列される、複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステージ（１０，１８，１９；７，１５，１６；４，２９，１３）からなり、
また測定分枝の最後の中間周波数に対応し、かつその出力信号が、測定対象（２８）の出力信号に、それに等価のレベルでかつ反対の位相で、測定分枝の入力（１）に直列に接続される加算器ステージ（２７）において加算される、低いノイズを有するように構築された、入力発振器（２１）を有し、
位相における信号対ノイズ比は、補償発生器を遮断して測定される、補償なしの入力信号のレベルと、測定対象（２８）の出力信号と補償発生器の出力信号との和信号に基づいて測定されるノイズ−パワー密度との、間の差異から決定される
ことを特徴とする。
【０００８】
本発明の請求項２に記載の位相ノイズの測定装置は、さらに、
前記補償発生器の前記出力信号のレベルが、前記加算器ステージ（２７）へと送出され、前記測定分枝の出力レベルに依存する制御素子（２２）によって、前記測定対象（２８）の前記出力信号のレベルと等価なレベルに調整される、
ことを特徴とする。
【０００９】
本発明の請求項３に記載の位相ノイズの測定装置は、さらに、
前記補償発生器の前記入力発振器（２１）の周波数が、前記測定分枝の前記出力レベルに依存して、その測定分枝の出力レベルが所定の小さな値（制御回路２３，２４，２５）を有するように規制される、
ことを特徴とする。
【００１０】
本発明の請求項４に記載の位相ノイズの測定装置は、さらに、
前記補償発生器の前記入力発振器（２１）の周波数が調整可能である、
ことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の原理によると、測定対象の搬送波は、測定対象の出力信号を補償発生器（ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の出力信号に加えることによって、所定の小さな搬送波残余（ｃａｒｒｉｅｒ ｒｅｍａｉｎｄｅｒ）にまで強く抑制され、その発生器は、トラッキング発生器（ｔｒａｃｋｉｎｇ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の様式に構築され、これによって側波帯ノイズに影響を与えないものとされる。このように、ノイズに関して良好な発振器が、比較的粗末なスペクトラム・アナライザを用いて正確に測定されることができる。補償発生器の出力信号を作り出すことは、いわゆるトラッキング発生器について知られているとおり、全く複雑ではない経済的なやり方で達成される。搬送波の抑制に用いられる等価であるが反対の位相の補償信号は、それ自体が位相ノイズには貢献しない；補償発生器の追加の入力発振器の位相ノイズのみが影響を有する。しかしながら、低い周波数の故に、この入力発振器は、大きな費用をかけることなく低ノイズで構築されることができる。
【００１２】
《実施例１》
本発明は、概略図に示される代表例の実施例を用いて以下により詳細に記述される。
図には、測定分枝（ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｂｒａｎｃｈ）において三重の周波数変換を有する従来のスペクトラム・アナライザの回路図が示されている。測定分枝の入力１には、低域フィルタ２および、第１の混合器３が続いており、それは、第１の周波数調整可能な混合、局部、発振器４を用いて、入力信号を第１の中間周波数（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（ＩＦ）へと変換する。この第１のＩＦは、中間周波数帯域フィルタ５を経て第２の混合器６へと送出され、そこでそれは、一定周波数を有する第２の混合発振器７によって第２の中間周波数へと変換される。さらなる中間周波数フィルタ８を通過した後、第２のＩＦが第３の混合器９へと送出され、そこではその第２の中間周波数信号は、固定周波数の第３の混合発振器１０によって出力中間周波数ＩＦへと変換される。これは、第３の中間周波数帯域フィルタ１１で濾過され、そしてアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２へと送出され、そしてデジタル化された出力信号が、プロセッサ２０で評価される。Ａ／Ｄ変換器からサンプルされるデジタルの第４の、測定分枝からの出力信号は、プロセッサ２０において、例えば、周波数およびレベルについてＦＦＴ「Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリェ変換」アルゴリズムで評価される。図において与えられている周波数値とともに示される実施例では、出力ＩＦは、２０ＭＨｚである。
【００１３】
補償発生器は、スペクトラム・アナライザのこの実際の測定分枝に並列に、周知のトラッキング発生器の様式で、反対の順序でかつ直列に配列された混合器１９，１６，および１３をそれらの間に接続される中間周波数フィルタ１８，１５，および１２とともに含めて構築される。混合器は、測定分枝の同じ混合発振器１０，７，および４によって再度供給される。入力発振器２１は、レベル制御部２２を経て第１の混合器１９に接続されるこの補償発生器の入力に、ある。入力発振器２１は、比較的低費用で非常に低いノイズを有するように構築されることができる。その出力周波数は常態では、測定分枝の出力ＩＦと同じで、例えば２０ＭＨｚである。制御素子２２は、プロセッサ２０によって調整可能である。入力発振器２１の周波数または位相は、出力ＩＦの出力レベルに依存して、積分制御回路（ｉｎｔｅｇｒａｔｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３によって規制される。出力ＩＦのレベルは、ダイオード２４によって整流され、そして所定のレベル値に、すなわち、以下により詳細に記述されるように、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２５によって変換される、プロセッサ２０を介して特定されるレベルに、制御される。
【００１４】
補償発生器の出力信号は、出力２６で加算器ステージ（ａｄｄｅｒ ｓｔａｇｅ）２７へと送出され、そして実際は、位相ノイズについて測定される測定対象２８の出力信号と一緒に、加算器２７の出力で和信号（ｓｕｍ ｓｉｇｎａｌ）が測定分枝の入力１へと送出される。
【００１５】
示されている構成において、補償発生器における入力発振器２１の２０ＭＨｚの周波数は、続いて全ての局部発振器と混合され、それによって、測定分枝のしばらくの間設定される受信周波数（ｍｏｍｅｎｔａｒｉｌｙ ｓｅｔ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に対応し、すなわち、測定対象２８の出力周波数に対応する出力信号を作り出す。レベルは、制御素子２２を介して、それが測定対象２８の測定信号のレベルと一致するように調整される。補償発生器分枝におけるフィルタは、一つの信号のみが発生され、および好ましくないイメージ周波数（ｉｍａｇｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）が濾過して取り除かれることを、保証する。
【００１６】
ダイオード２４の出力信号は、補償発生器の周波数と測定対象２８の出力周波数との間の位相変位（ｐｈａｓｅ ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を測定したもの（ｍｅａｓｕｒｅ）である。入力発振器２１の周波数または位相は、積分器制御回路（ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ）２３によって、出力ＩＦのレベルがＤ／Ａ変換器２５によって特定されるレベルと一致するように規制される。この規制は、あるレベルまでのみ機能し、より大きなレベルの抑制では、制御するのに利用できる出力ＩＦ信号はないであろう。測定分枝における搬送波のおよそ２０から３０ｄＢの抑制は、一般に測定のために十分である。このように、プロセッサ２０およびＤ／Ａ変換器２５を介しておよそ−３０ｄＢのレベルを特定することで十分である。もちろん、抑制は、加算器２７において加算される２つの信号の振幅の同一性にもまた依存するので、補償発生器のレベルを制御要素２２を用いてできる限り正確に調整することが必要である。
【００１７】
本発明の理解のために、具体的な数値を用いて、実施例のひとつを説明する。以下の説明は、発明の理解のためのものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
概略図に示す実施例においては、例えば、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２を３ＧＨｚ、第３の混合発振器１０の発振周波数ｆ３を４８０ＭＨｚ、入力発振器２１の発振周波数ｆ４を２０ＭＨｚに設定する。
測定対象の周波数ｆｓを１ＧＨｚとすると、位相ノイズの測定装置のユーザは、第１の周波数調整可能な混合、局部、発振器４の周波数ｆ１を、ｆ１＝ｆｓ＋ｆ２＋ｆ３＋ｆ４＝４．５ＧＨｚに調整する。この調整は、完全なものでなくても良い。
【００１８】
測定分枝において、加算器ステージ２７は、周波数ｆｓの測定対象と、周波数ｆ６の補償発生器の出力信号と、を出力する。上述のように、補償発生器の出力信号ｆ６は、測定対象と、同じ周波数で反対の位相の信号である。
第１の混合器３の出力信号は、第１の周波数調整可能な混合、局部、発振器４の発振周波数ｆ１と、測定対象の周波数ｆｓと、の差の信号（ｆ１−ｆｓ＝４．５ＧＨｚ−１ＧＨｚ＝３．５ＧＨｚ）である、第１の中間周波数信号を含む。３．５ＧＨｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ５は、第１の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ）のみを出力する。
第２の混合器６の出力信号は、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２と、第１の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ）と、の差の信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２＝３．５ＧＨｚ−３ＧＨｚ＝５００ＭＨｚ）である、第２の中間周波数信号を含む。５００ＭＨｚの帯域フィルタである中間周波数フィルタ８は、第２の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）のみを出力する。
第３の混合器９の出力信号は、第３の混合発振器１０の発振周波数ｆ３と、第２の中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２）と、の差の信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−ｆ３＝５００ＭＨｚ−４８０ＭＨｚ＝２０ＭＨｚ）である、出力中間周波数信号を含む。２０ＭＨｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ１１は、出力中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−ｆ３）のみを出力する。
【００１９】
入力発振器２１は、周波数ｆ４（２０ＭＨｚ）の信号を出力する。入力発振器２１は、例えば、位相ノイズの極めて小さい安定な水晶発振器である。例えば測定対象の周波数が２ＧＨｚである場合、入力発振器２１の発振周波数ｆ５＝２０ＭＨｚは、測定対象の周波数の１／１００である。両者の信号が同じ周波数比率の位相ノイズを有する場合には、入力発振器２１の位相ノイズの絶対値は、測定対象のそれの１／１００になる。
又、入力発振器２１の発振周波数は、積分制御回路２３により、調整することが出来る。プロセッサ２０は、デジタル／アナログ変換器２５及び積分制御回路２３を通じて、補償発生器の出力信号が、測定対象と較べて、ほぼ同じ周波数と反対の位相を有するように、入力発振器２１の発振周波数ｆ５の微細な制御を行う。
プロセッサ２０は、補償発生器が、測定対象とほぼ同じ値の振幅を有するように、レベル制御部２２を制御する。
それらは、アナログ／デジタル変換器１２の出力レベルが最小になるように、入力発振器２１とレベル制御部２２を調整することで、達成される。
【００２０】
補償発生器において、第１の混合器１９の出力信号は、入力発振器２１の発振周波数ｆ５と、第３の混合発振器１０の発振周波数ｆ３と、の和の信号（ｆ５＋ｆ３＝２０ＭＨｚ＋４８０ＭＨｚ＝５００ＭＨｚ。第１の和の信号という。）を含む。０．５ＧＨｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ１８は、第１の和の信号（ｆ５＋ｆ３）のみを出力する。
第２の混合器１６の出力信号は、第１の和の信号（ｆ５＋ｆ３）と、第２の混合発振器７の発振周波数ｆ２と、の和の信号（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２＝５００ＭＨｚ＋３ＧＨｚ＝３．５ＧＨｚ。第２の和の信号という。）を含む。３．５ＧＨｚの帯域フィルタである中間周波数帯域フィルタ１５は、第２の和の信号（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）のみを出力する。
第３の混合器１３の出力信号は、第２の和の信号（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）と、第１の混合発振器４の発振周波数ｆ１と、の差の信号（ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）＝４．５ＧＨｚ−３．５ＧＨｚ＝１ＧＨｚ）を含む。３ＧＨｚの低域フィルタ１２は、上記の差の信号（ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２））＝ｆ６のみを出力する。
【００２１】
出力中間周波数信号（ｆ１−ｆｓ−ｆ２−ｆ３）に含まれる補償発生器の出力信号ｆ６による周波数成分ｆ７は、（ｆ１−ｆ６−ｆ２−ｆ３）として、表される。
ｆ６＝ｆ１−（ｆ５＋ｆ３＋ｆ２）であるから、上記の周波数成分ｆ７は、

となる。入力発振器２１の出力信号（ｆ５）は、３つの混合発振器により変調されて、測定対象と加算される。しかし、上記の式は、ｆ５（２０ＭＨｚ）の周波数成分のみが、出力中間周波数ＩＦに含まれることを、示す。
【００２２】
本発明の装置において、同じレベルを有しかつ反対の位相の補償発生器の補償信号は、このように測定対象２８の測定されるべき信号へと送出され、その周波数にスペクトラム・アナライザの測定分枝が調整される；２つの信号の間の相対位相変位の故に、搬送波は強く抑制されることができ、また、和信号は、ほんの小さな搬送波残余と測定対象の側波帯ノイズのみを含む。補償発生器は、側波帯ノイズを供給するものではなく、というのもそれは、スペクトラム・アナライザの測定分枝のそれと相互に関係するノイズを発するからである。搬送波残余の低レベルの故に、スペクトラム・アナライザの混合発振器は、同じく、出力での混合ＩＦ信号に容易に感知されるような寄与を送っていない。本質的には、入力信号の位相ノイズのみが出力ＩＦで混合されており、それは、ノイズ−パワー密度（ｎｏｉｓｅ−ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ）としてそこで測定されることができる。前もって必要なのは、スペクトラム・アナライザのなおも十分に低いノイズのレベルのみであって、もはや可能な表示ダイナミック（ｄｉｓｐｌａｙ ｄｙｎａｍｉｃ）ではない。実際の測定は、ＦＦＴの助けで周知のやり方で最も迅速に行われる。位相信号対ノイズ比は、補償発生器を遮断して測定される、補償なしの入力信号のレベルと、より感度をよく調整し、かつ搬送波を抑制して測定されるノイズ−パワー密度との間の差異から決定される。
【００２３】
多くの場合、位相ノイズの測定は、搬送波からのより大きな間隔で、例えば±５ＭＨｚの間隔で望まれる。これは、測定対象２８の出力周波数と比較された補償発生器の出力周波数を、対応して変位させることにより、容易に可能とされる。これは、補償発生器の入力発振器２１の適切な調整によって達成されることができる。これが、例えば３０ＭＨｚに調整され、かつ実際のスペクトラム・アナライザが、測定されるべき測定対象２８の出力信号より１０ＭＨｚ低い入力周波数に調整されるならば、位相ノイズは、このように搬送波からの記述された横方への変位において送信される。ダイオード２４が十分に広帯域のものであって、それで３０ＭＨｚで信号を測定するものであることのみが重要である。
【００２４】
【発明の効果】
本発明は、位相ノイズが、スペクトラム・アナライザのノイズ特性と比べて、比較的良好なノイズ特性を有する測定対象のものでさえも、スペクトラム・アナライザで測定されることのできる、構造的に複雑ではない装置を提供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の位相ノイズの測定装置のブロック図
【符号の説明】
２ ３ＧＨｚの低域フィルタ
３ 第１のミキサ
４ 第１の混合発振器
５ ３．５ＧＨｚの帯域フィルタ
６ 第２のミキサ
７ 第２の混合発振器
８ ０．５ＧＨｚの帯域フィルタ
９ 第３のミキサ
１０ 第３の混合発振器
１１ ２０ＭＨｚ帯域フィルタ
１２ Ａ／Ｄ変換器
１５ ３．５ＧＨｚの帯域フィルタ
１８ ０．５ＧＨｚの帯域フィルタ
２０ プロセッサ
２１ ２０ＭＨｚの入力発振器
２２ レベル制御部
２３ 積分制御回路
２４ ダイオード
２５ Ｄ／Ａ変換器
２７ 加算器
２８ 測定対象
２９ ３ＧＨｚの低域フィルタ

Claims (4)

1. 測定分枝が、複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステージを有し、各々の前記ヘテロダイン・ステージがそれぞれの混合器（３，６，９）、混合発振器（４，７，１０）および中間周波数フィルタ（５，８，１１）を有するところの、スペクトラム・アナライザを用いる、測定対象（２８）の位相ノイズを含む出力信号の位相ノイズの測定装置であって、
   補償発生器が、測定分枝のヘテロダイン・ステージに反対の順序で配列される、複数の直列に接続されるヘテロダイン・ステージ（１０，１８，１９；７，１５，１６；４，２９，１３）からなり、
   また測定分枝の最後の中間周波数に対応し、かつその出力信号が、測定対象（２８）の出力信号に、それに等価のレベルでかつ反対の位相で、測定分枝の入力（１）に直列に接続される加算器ステージ（２７）において加算される、低いノイズを有するように構築された、入力発振器（２１）を有し、
   位相における信号対ノイズ比は、補償発生器を遮断して測定される、補償なしの入力信号のレベルと、測定対象（２８）の出力信号と補償発生器の出力信号との和信号に基づいて測定されるノイズ−パワー密度との、間の差異から決定される
   ことを特徴とする前記装置。
2. 前記補償発生器の前記出力信号のレベルが、前記加算器ステージ（２７）へと送出され、前記測定分枝の出力レベルに依存する制御素子（２２）によって、前記測定対象（２８）の前記出力信号のレベルと等価なレベルに調整される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記補償発生器の前記入力発振器（２１）の周波数が、前記測定分枝の前記出力レベルに依存して、その測定分枝の出力レベルが所定の小さな値（制御回路２３，２４，２５）を有するように規制される、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の装置。
4. 前記補償発生器の前記入力発振器（２１）の周波数が調整可能である、
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つの請求項に記載の装置。

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