JP2000201493A

JP2000201493A - 永久磁石モ―タのセンサレス駆動回路装置

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Publication number: JP2000201493A
Application number: JP11000853A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Mori; 和彦森
Original assignee: Aichi Electric Co Ltd
Current assignee: Aichi Electric Co Ltd
Priority date: 1999-01-06
Filing date: 1999-01-06
Publication date: 2000-07-18
Anticipated expiration: 2019-01-06
Also published as: JP3618240B2

Abstract

(57)【要約】【課題】単相ブラシレスモータを少ない消費電力によ
り効率よく駆動可能とした、省エネルギー機能を具備す
るセンサレス駆動回路を提供することにある。【解決手段】永久磁石モータの電機子に交番電圧を通
電するインバータ回路１２と、そのインバータ回路１２
により転流を行わせて、前記永久磁石モータを回転させ
る制御回路とを備えた永久磁石モータのセンサレス駆動
回路において、前記永久磁石モータは単相ブラシレスモ
ータ１で構成されるとともに、その単相ブラシレスモー
タ１の制御回路には、単相ブラシレスモータ１の電機子
巻線５に流れる電流を検出しこれを電圧変換する電流検
出回路１３と、前記電流検出回路１３から電圧に変換さ
れた電圧を増幅する検出電流増幅回路１８が具備されて
いることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、単相スケルトン形
の永久磁石モータの改良に係り、その目的とすること
は、前記単相ブラシレスモータを少ない消費電力により
効率よく駆動する、省エネルギー機能を具備した単相ブ
ラシレスモータのセンサレス駆動回路装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の永久磁石モータ、例え
ば、ブラシレスモータをホール素子などの位置検知素子
を用いることのないセンサレス駆動回路においては、回
転駆動中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界
磁の位置の相関に着目して、前記速度起電力によりモー
タの転流タイミングを決定していた。そして、特公平７
−６３２３２号公報には、速度起電力に基づいて単相ブ
ラシレスモータを駆動する駆動回路が記載されている。

【０００３】前記特公平７−６３２３２号公報に記載さ
れる駆動回路においては、図４に示すように、いわゆる
スケルトン形の単相ブラシレスモータ１００を備えてお
り、界磁としてのロータ１０１と、電機子としてのステ
ータ１０２とを備えている。又、モータ１００の停止時
に、ロータ１０１の磁極の磁束軸Ｘ’がステータ１０２
の磁極の磁束軸Ｙ’と一致して停止しないように（いわ
ゆるロック位置でロータ１０１が停止しないように）、
弱磁界の永久磁石１０３の磁極（Ｓ極）が、その磁束軸
Ｚ’をステータ１０２の磁束軸Ｙ’と直交するようにし
て、ロータ１０１の磁極と対向して配置されている。こ
れによりステータ１０２のコイル１０４への通電を停止
すると、ロータ１０１は磁束軸Ｘ’，Ｙ’が重なるロッ
ク位置から角θだけ回動した位置に停止するように構成
されている。

【０００４】この駆動回路では、モータ１００を所望の
方向へ的確に起動させるため、起動前にロータ１０１を
所定の初期位置へセットするようにしている。図５を参
照して、モータ１００を右方向へ回転させる場合の動作
について説明する。

【０００５】モータ１００の停止状態では、ロータ１０
１は、永久磁石１０３の影響により、図５（ａ）又は
（ａ）’の位置に停止している。この状態から、図５
（ｂ）及び（ｂ）’に示すように、所望の回転方向（右
方向）とは逆の左方向への回転を生じさせる向きにステ
ータ１０２へ断続的な通電を行う。図５（ｂ）及び
（ｂ）’のいずれの場合にも、ロータ１０１は、この断
続的な通電により左方向へ回動し、図５（ｃ）に示すよ
うに、ロータ１０１の磁束軸Ｘ’とステータ１０２の磁
束軸Ｙ’とが一致する位置で停止する。その後、前記断
続的な通電を停止すると、ロータ１０１と永久磁石１０
３との間に吸引力および反発力が作用して、ロータ１０
１は、図５（ｄ）に示す所定の位置に移動し、やがて停
止する。これにより、モータ１００の起動前におけるロ
ータ１０１の初期位置へのセットが完了する。

【０００６】ロータ１０１の初期位置へのセット完了
後、図５（ｅ）に示すように、所望の右方向への回転を
生じさせるようにステータ１０２への通電を行うと、ロ
ータ１０１が右方向へ的確に回転を開始する。なお、ロ
ータ１０１を左方向へ回転する場合は、ステータ１０２
への通電を、前記図５（ｂ），（ｂ）’，（ｃ）及び
（ｅ）の場合とは逆方向に行うことにより達成される。

【０００７】このように特公平７−６３２３２号公報記
載の駆動回路においては、ロータ１０１の停止位置に関
わらず、ホール素子などの位置検知素子を用いることな
く、センサレスで単相ブラシレスモータ１００を所望の
方向へ的確に起動することができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５
（ｃ）の状態からステータ１０２の通電を停止して、図
５（ｄ）の状態へ移行する場合、ロータ１０１の振動は
容易に収まらず、ロータ１０１が初期位置にセットされ
た状態で停止するまでには相当の時間が必要であった。
前記ロータ１０１の振動が停止するまでの時間は、モー
タ１００のイナーシャなどにより一概に断定することは
できないが、長い場合数１０秒かかることもあった。一
方、ロータ１０１が振動しているときにモータ１００を
始動させると、振動の度合によってモータ１００が逆回
転してしまうこともあった。

【０００９】一方、モータ１００の転流タイミングを決
定するための速度起電力は、モータ１００の電機子巻線
電圧を利用して検出していたので、特に、単相ブラシレ
スモータでは１８０度通電を行うことができなかった。
このため、単相ブラシレスモータでは、始動時に回転子
に対して大きなトルクを与えることができず、始動後短
時間のうちに前記モータを高速回転させることができな
かった。又、単相ブラシレスモータに限らず、高負荷ト
ルク時には、通電切替に伴う電機子電流の還流作用によ
る転流スパイク電圧が増大するので、検出される速度起
電力情報に大きな誤差が生じてしまい、その結果、界磁
磁極位置の推定に大きなズレが生じて、転流タイミング
を適切に決定することができなかった。

【００１０】そこで、本願出願人は、特開平９−３７５
８６号に記載するブラシレスモータのセンサレス駆動回
路を発明した。かかるモータのセンサレス駆動回路にお
いては、モータ各相の電機子電流波形に着目し、各相の
通電領域にあらわれる２つの顕著な電流増加領域のうち
第２の電流増加領域を検出し、これを転流タイミングと
決定して、転流制御を行うものである。よって、このモ
ータのセンサレス駆動回路では、速度起電力にたよるこ
となく電機子電流に基づいて転流タイミングを決定して
いるので、単相のブラシレスモータであっても１８０度
通電を行うことができ、かつ、高負荷トルク時でも適切
に転流タイミングを決定することができるという優れた
点を備えている。

【００１１】しかし、前記特開平９−３７５８６号に示
されているセンサレス駆動回路では、前記第２の電流増
加領域を、モータの電機子電流の瞬時値が電機子電流の
平均値の所定倍（例えば１．２倍）になったことを目安
にして検出している。この結果、第２の電流増加領域を
検出するためには、電機子電流を平均化する回路と、そ
の平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路等と
が必要となり、駆動回路自体のコストを上昇させてしま
うという問題があった。

【００１２】本発明は、前記の種々の問題点を解決する
ようにしたものであり、電機子電流に基づいて転流タイ
ミングを決定するようにした、安価で、かつ、省エネル
ギー機能を具備した永久磁石モータのセンサレス駆動回
路装置を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記の問題点
を解決するようにしたもので、請求項１記載の永久磁石
モータのセンサレス駆動回路装置は、永久磁石モータの
電機子に交番電圧を通電するインバータ回路と、そのイ
ンバータ回路により転流を行わせて、前記永久磁石モー
タを回転させる制御回路とを備えた永久磁石モータのセ
ンサレス駆動回路において、前記永久磁石モータは単相
ブラシレスモータで構成されるとともに、その単相ブラ
シレスモータの制御回路は、単相ブラシレスモータの電
機子巻線に流れる電流を検出しこれを電圧変換する電流
検出回路と、前記電流検出回路から電圧に変換された電
圧を増幅する検出電流増幅回路と、更に、前記検出電流
増幅回路に負電圧を供給する負電圧発生回路とを具備し
て構成したことを特徴とする。

【００１４】請求項２記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路
装置において、前記検出電流増幅回路に供給される負電
圧は、インバータ回路のスイッチングパルスを利用して
供給するようにしたことを特徴とする。

【００１５】請求項３記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路
装置において、前記検出電流増幅回路は、電流検出回路
により検出した電機子電流を電圧変換して得られる電圧
を負電圧として増幅し、前記電流検出回路の検出電流が
低電流の場合、前記負電圧によりインバータ回路に負帰
還をかけるように構成したことを特徴とする。

【００１６】請求項４記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路
装置において、前記負電圧発生回路は、インバータ回路
のスイッチングパルスの直流分を除去して交流波形に変
換するコンデンサと、負の倍電圧整流回路を構成して前
記交流波形を負の直流に変換するダイオードと、更に、
前記負の直流からリプル分を除去して定電圧回路を構成
するためのツエナーダイオードとによって形成し、この
負電圧発生回路にて生成した負電圧を検出電流増幅回路
の負電源として供給するようにしたことを特徴とする。

【００１７】本発明は、単相ブラシレスモータの電機子
巻線に流れる電機子電流を電流検出回路により検出して
これを電圧に変換し、この電圧変換した電圧を負電圧と
して増幅してインバータ回路に負帰還をかけることによ
り、次の転流タイミングを決定するように構成されてい
るので、電流検出回路にて検出される電流が小電流の場
合でも、前記のように、負電圧を増幅してインバータ回
路に十分な帰還をかけることができるため、単相ブラシ
レスモータの起動時においても、大きな始動トルクが得
られ、単相ブラシレスモータの起動を円滑・良好に行う
ことができることはもとより、電流検出回路で使用する
電流検出用抵抗の小容量化が可能となり、その熱的損失
を良好に軽減することができ利便である。

【００１８】しかも、前記負電圧はインバータ回路のス
イッチングパルスを増幅することによって容易に得るこ
とができるため、前記スイッチングパルスを利用するこ
とにより、負電圧を生成するための特別な回路を設ける
必要がないので、単相ブラシレスモータのセンサレス駆
動回路を簡素な構成で安価に、かつ、省エネルギー構造
で製作することができ、至便である。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明を単相ブラシレスモ
ータ（以下、単相モータと称する）に実施した例を図１
ないし図５によって説明する。図１において、単相モー
タ１は、図の上部側に回転子２を回転自在に挿入するた
めの回転子挿入孔３を有し、図の下部側には、分離可能
な鉄心部材４を装着して電機子巻線５を巻装した固定子
鉄心６と、永久磁石からなる前記回転子２とからなり、
固定子鉄心６は電動機に用いる一般的な電磁鋼板を打抜
き、所定の積厚に積層することにより形成し、又、回転
子２は、例えば磁性粉末を合成樹脂粉末と混合し、これ
を射出成型手段等により射出形成した、プラスチックマ
グネットロータ（以下、単に回転子と称する）を具備し
て、スケルトン形の単相モータ１を構成するものであ
る。

【００２０】そして、前記固定子鉄心６には、図１に示
すように、回転子挿入孔３の外側において、回転子挿入
孔３の周縁に例えば、約１８０°の角度間隔を保って、
一対の平面形状がＵ字状をなす切欠部７ａ，７ｂが、前
記回転子挿入孔３と連通することなく狭隘な隘路（磁
路）Ａ，Ｂを有して形成されている。前記隘路Ａ，Ｂを
形成するのは、電機子巻線５が磁化されていないときに
固定子鉄心６に流れる磁束（回転子２により生じる）を
前記隘路Ａ，Ｂに集中させ、回転子２に所要の磁極を形
成させるためのものであり、固定子鉄心６に流れる磁束
は、隘路Ａ，Ｂにおいて均等に割り振りされて流れるこ
とにより、回転子２の起動時における位置決の動作に貢
献するものである。

【００２１】又、前記固定子鉄心６の回転子挿入孔３の
周縁には、図１で示すように、前記切欠部７ａ，７ｂか
ら約９０°の角度間隔を保って回転子挿入孔３と連通可
能となした一対の切込部８ａ，８ｂが、互いに相対向し
た状態で約６０°の角度範囲を保って弧状に形成されて
いる。この切込部８ａ，８ｂは固定子鉄心６に流れる磁
束の流れが、前記切込部８ａ，８ｂの存在による磁気抵
抗の増加により抑制され、回転子２の磁化が最も弱体化
しているＮ極とＳ極との境界部分ａが、前記切込部８
ａ，８ｂの中間点の位置で停止させることが可能とな
る。

【００２２】前記固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，
７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂをそれぞれ形成した場
合、回転子２を始動位置に導いたり、所定位置で停止さ
せることができる点は、公知の有限要素法の磁場解析に
よるコギングトルク解析によって確認することができ
た。特に、切欠部７ａ，７ｂの存在は、回転子２をその
停止位置から始動位置近くまで微動させることが可能と
なり、これが回転子２の回転方向を導き出す上で大いに
貢献しているものと思われる。

【００２３】前記の点を更に詳述すると、固定子鉄心６
は電機子巻線５への通電により鉄心部材４が直流磁化さ
れると、固定子鉄心６に、例えば図１において右方向
（時計方向）に沿って磁束が流れる。この結果、回転子
２の磁極は固定子鉄心６に流れる磁束に対して整列しや
すい方向に位置を変える（回転）ことになるが、これ
を、即ち、回転子２の回転を急激に行うと、回転子２自
体がどの方向に回転するのか不明となる。このため、固
定子鉄心６の鉄心部材４を、比較的高い周波数で交流磁
化させ、かつ、直流成分を上乗せすることにより、固定
子鉄心６を少しだけ直流磁化させる。

【００２４】前記のようにすると、回転子２は徐々に磁
束が整列する方向に移動（回転）し、回転子２のＮ，Ｓ
極の境界部分ａが、例えば、切欠部７ａと切込部８ａと
の中間位置に近づくように回転しながら停止する。そし
て、停止した位置が回転子２の始動位置となる。即ち、
回転子２の磁石の位置を確定するものである。以上の一
連の動作を単相モータ１の起動時における回転子２の位
置決め動作（プリセット動作）と言い、これらの動作は
有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認す
ることができた。

【００２５】なお、本発明において、前記回転子２は電
機子巻線５の無通電状態では、回転子２の磁束軸Ｘが固
定子鉄心６の磁束軸Ｙと一致するロック位置から、偏角
θを保つ２箇所の位置（図１の位置、および、図１の回
転子２のＮ極とＳ極とが逆になった位置）に停止される
ように構成されている。

【００２６】又、電機子巻線５は、例えば、固定子鉄心
６の鉄心部材４のみに巻装された一組の中間子付巻線
（センタタップ巻線）より構成され、２つの端子ｅ，ｆ
と中間端子ｇとの計３つの端子を備えている。また、そ
の巻線仕上げは、２本の導線を束ねて同時に巻く、いわ
ゆる「パイファイラ巻き」により行われている。なお、
単相モータの場合には、中間タップがあれば良く、必ず
しもパイファイラ巻きである必要は無い。

【００２７】次に、本発明の単相モータ１を駆動制御す
るセンサレス駆動回路装置について説明する。図２にお
いて、前記センサレス駆動回路装置（以下単にモータ駆
動回路という）１１は、大別すると、インバータ回路１
２と、電流検出回路１３と、帰還回路１４と、ロータプ
リセット回路１５と、始動補償回路１６と、負電圧発生
回路１７と、検出電流増幅回路１８とを備えて概略構成
されている。

【００２８】このモータ駆動回路１１には、１０〜３０
ボルトの直流電圧を出力可能な直流電源５０が接続さ
れ、そのプラス側入力端Ｐは、ダイオードＤ₁のアノー
ドに接続されている。このダイオードＤ₁は、単相モー
タ１の転流動作時に発生する逆起電力による還流電流が
直流電源５０に流れ込むのを防止する。又、ダイオード
Ｄ₁のカソードは、前記還流電流を充電するコンデンサ
Ｃ₁（５０Ｖ、１００μＦ）のプラス側端子に接続さ
れ、そのコンデンサＣ₁のマイナス側端子は、直流電源
５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、還
流電流をコンデンサＣ₁に充電することは、モータ駆動
回路１１から外部に発振される電磁ノイズ（ElectroMag
netic Interference）の量の減少を図るとともに、直流
電源５０と端子ＰＮ間の配線抵抗での電力損失の低減及
び還流電流の再利用による電力利用率の向上（効率）を
図るためのものである。

【００２９】前記ダイオードＤ₁のカソードは、単相モ
ータ１の中間端子ｇに接続され、単相モータ１の端子
ｅ，ｆは、インバータ回路１２に接続されている。イン
バータ回路１２は、無安定マルチバイブレータ動作（自
励発振動作）を行って、単相モータ１の各コイルＬ
₁（ｇ−ｅ巻線），Ｌ₂（ｇ−ｆ巻繰）に、交互に直流
電圧を印加するための回路である。このインバータ回路
１２は、高耐圧のＮＰＮ形パワートランジスタＱ₁，Ｑ
₂と、１０ｋΩの抵抗Ｒ₁，Ｒ₂とを備えて構成されて
いる。

【００３０】前記インバータ回路１２の両トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のコレクタ端子は、単相モータ１の両端子
ｅ，ｆにそれぞれ接続されるとともに、抵抗Ｒ₁，Ｒ₂
を介して、それぞれ他方のトランジスタＱ₂，Ｑ₁のベ
ース端子に交叉接続されている。この接続により、一方
のトランジスタのオンにより他方のトランジスタがオフ
され、かつ、そのオン・オフが繰り返されるという、無
安定マルチバイブレータ動作（いわゆる自励発振動作）
が行われる。また、両トランジスタＱ₁，Ｑ₂のコレク
タ・エミッタ端子間には、ダイオードＤ₂，Ｄ₃がアノ
ード端子をエミッタ端子側にしてそれぞれ接続されてお
り、これらダイオードＤ₂，Ｄ₃により、単相モータ１
の転流動作時に発生する逆起電力エネルギーが還流電流
として還流される。

【００３１】ここで、前記インバータ回路１２の無安定
マルチバイブレータ動作について説明する。図２におい
て、直流電源５０の投入により、例えば、トランジスタ
Ｑ₁がオンし、トランジスタＱ₂がオフしたとすると、
コイルＬ₁を介して電流が流れ、トランジスタＱ₁のコ
レクタ電流が増加する。やがてコレクタ電流がトランジ
スタＱ₁のベース電流と電流増幅率とで定まる飽和電流
値に達すると、トランジスタＱ₁のコレクタ電流の増加
率が低下し、トランジスタＱ₁のコレクタ・エミッタ間
電圧が上昇し始める。トランジスタＱ₁のコレクタ電圧
がエミッタ端子を基準にして０．６ボルト付近に達する
と、抵抗Ｒ₁を介して、トランジスタＱ ₂にベース電流
が流れ始めトランジスタＱ₂がオンを開始する。このト
ランジスタＱ₂のオンに伴って、トランジスタＱ₂のコ
レクタ電圧が低下し、抵抗Ｒ₂を介してトランジスタＱ
₁に供給されるベース電流が減少する。このベース電流
の減少とともに、トランジスタＱ₁の飽和電流値も減少
するので、トランジスタＱ ₁のコレクタ電流が更に減少
する。これにより、トランジスタＱ₁のコレクタ電圧が
更に上昇し、トランジスタＱ₂のベース電流を増加させ
て、トランジスタＱ ₂のオンを加速する。一方、トラン
ジスタＱ₂のオンにより、トランジスタＱ₂のコレクタ
電圧が低下し、トランジスタＱ₁のベース電流が更に減
少して、トランジスタＱ₁のオフが加速される。このよ
うに、急速に、トランジスタＱ₁がオフ、トランジスタ
Ｑ₂がオンの状態に変化する。

【００３２】トランジスタＱ₂がオン、トランジスタＱ
₁がオフとなった後は、トランジスタＱ₂のコレクタ電
流が飽和電流値に達するまでその状態を維持する。そし
て、トランジスタＱ₂のコレクタ電流が飽和電流値に達
すると、上記とは逆に、トランジスタＱ₁のオン、トラ
ンジスタＱ₂のオフが急速に行われ、その状態が変化す
る。このように、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のオン・オフ
動作が繰り返され、その結果、インバータ回路１２は
「無安定マルチバイブレータ動作」（自励発振動作）を
行うのである。

【００３３】インバータ回路１２の両トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のエミッタ端子と、直流電源５０のマイナス
側入力端Ｎとの間には、電流検出回路１３が設けられて
いる。電流検出回路１３は、２Ω（４Ｗ）のシャント抵
抗Ｒｓにより構成され、インバータ回路１２を介して単
相モータ１の電機子巻線Ｌ₁，Ｌ₂に流れる電流（以下
「電機子電流」という）を、シャント抵抗Ｒｓに流れる
シャント電流として検出し、電圧に変換するための回路
である。この電圧変換されたシャント電流は、後述する
帰還回路１４によってインバータ回路１２へフィードバ
ック（帰還）され、前記した無安定マルチバイブレータ
動作の発振周期を決定する。

【００３４】前記帰還回路１４は、電流検出回路１３に
よって検出され電圧に変換されたシャント電流（電機子
電流）を、インバータ回路１２へフィードバックする回
路であり、２つのダイオードＤ₄，Ｄ₅と、２．２ｋΩ
の抵抗Ｒ₃と１０ｋΩの抵抗Ｒ₄とからなり、前記抵抗
Ｒ₃，Ｒ₄は直列に接続され、抵抗Ｒ₄側の一端はシャ
ント抵抗Ｒｓの電圧を増幅した検出電流増幅回路１８の
出力端に接続され、抵抗Ｒ₃側の他端はダイオード
Ｄ₄，Ｄ₅のカソードに接続されている。又、ダイオー
ドＤ₄，Ｄ₅の各アノードは、インバータ回路１２の各
トランジスタＱ₁，Ｑ₂のベース端子にそれぞれ接続さ
れている。

【００３５】この帰還回路１４は、電流検出回路１３及
び、ベース抵抗Ｒ₁，Ｒ₂とトランジスタＱ₁，Ｑ₂と
の電流増幅率の相互作用を利用して、電機子電流の急増
領域を検出し、その急増領域でインバータ回路１２によ
る転流が行われるようにしている。電機子電流は、回転
子２が固定子鉄心６に最も吸着される位置、即ち、回転
子２の磁場ベクトルと、電機子巻線５への通電により生
じる磁場ベクトルとが整列する位置（モータの発生トル
クがゼロとなる位置）で急増する。これは、回転子２が
前記位置に達することにより、発電電圧がほぼ「０」と
なるからである。従って、前記急増領域の現出を転流タ
イミングとして決定することにより、単相モータ１を適
確に同期駆動（回転）することが可能となる。

【００３６】具体的には、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下
を、インバータ回路１２の各トランジスタＱ₁，Ｑ₂の
ベース端子へフィードバック（帰還）させることであ
る。すると、電機子電流の急増領域では、シャント抵抗
Ｒｓの電圧降下が大きくなる結果、その分、ベース電流
が帰還回路１４側へ流れて少なくなり、コレクタ電流の
飽和電流値が小さくなるものの、その際、流れているコ
レクタ電流が飽和電流値と一致すると、両トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフ状態が切替えられ、転流動作が
円滑に行われるのである。

【００３７】なお、かかる転流周期（タイミング）、即
ち、上記したインバータ回路１２の発振周期は、この帰
還回路１４の抵抗値により変化させることができる。具
体的には、帰還回路１４の抵抗値を小さくすると、イン
バータ回路１２の発振周期が短くなり（発振周波数が大
きくなり）、抵抗値を大きくすると発振周期が長くなる
（発振周波数が小さくなる）のである。帰還回路１４の
抵抗値を小さくすることにより、トランジスタＱ₁，Ｑ
₂のベース端子への帰還量が多くなるので、電機子電流
の急増を僅かに検出した場合でも、前記転流動作を確実
に行わせることができる。

【００３８】次に、ロータプリセット回路１５は、単相
モータ１の停止時（待機時）に、微少量の直流電流成分
を流して、回転子２を所定の停止位置（例えば、図３
（ａ）に示す位置）に保持しておくための回路である。
即ち、単相モータ１の一方のコイルＬ₁に通電する時間
と、他方のコイルＬ₂に通電する時間との比率（デュー
ティ比）をアンバランスとして、単相モータ１に直流電
流成分を通電する。この直流電流成分は、帰還回路１４
とロータプリセット回路１５との合成抵抗値（並列抵抗
値）をトランジスタＱ₁，Ｑ₂の各オン時に大小させる
とともに、インバータ回路１２の発振周期を長短させる
ことにより生成することができる。。

【００３９】このように、前記ロータプリセット回路１
５によって回転子２が所定の停止位置に保持されるの
で、単相モータ１の始動時にインバータ回路１２のいず
れのトランジスタＱ₁，Ｑ₂がオンしても、単相モータ
１を必ず所定の方向へ回転させることができるのであ
る。例えば、ロータプリセット回路１５によって、始動
前のロータ２が図３の（ａ）に示す位置に保持されてい
ると、単相モータ１は必ず左方向へ回転する。

【００４０】このロータプリセット回路１５は、インバ
ータ回路１２のトランジスタＱ₂のコレクタ端子に接続
された抵抗Ｒ₅（３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ₅の一
端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ₆の一端とトランジスタＱ₃の
ベース端子とに接続されている。一方、トランジスタＱ
₃のコレクタ端子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲの摺動子に接
線され、前記可変抵抗ＶＲの一端は帰還回路１４のダイ
オードＤ₄，Ｄ₅のカソードに接続されている。又、可
変抵抗ＶＲの他端は、抵抗Ｒ₆の他端と、トランジスタ
Ｑ₃のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子と
に接続され、スイッチＳＷのコモン端子は、帰還回路１
４と同様に、始動補償回路１６および検出電流増幅回路
１８に接続されている。

【００４１】ロータプリセット回路１５は、直流電源５
０が投入された状態で、スイッチＳＷを「運転」端子か
ら「待機」端子へ切り替えることにより作動する。即
ち、スイッチＳＷを「待機」端子に切り替えると、帰還
回路１４の抵抗Ｒ₃，Ｒ₄に可変抵抗ＶＲ及びトランジ
スタＱ₃のエミッタ端子が並列接続されて合成抵抗値が
減少するとともに、かかる合成抵抗値は、インバータ回
路１２のトランジスタＱ ₁のオン時とＱ₂のオン時とで
大小するので、トランジスタＱ₁のオン時とＱ₂のオン
時とでインバータ回路１２の発振周期が長短し、その結
果、単相モータ１へ直流電流成分が流れる。

【００４２】具体的には、トランジスタＱ₁がオフ、Ｑ
₂がオンの場合、トランジスタＱ₃はオフし、帰還回路
１４の合成抵抗値は０．９２ｋΩ（ＶＲ₁（Ｒ₃＋
Ｒ₄）／（ＶＲ＋Ｒ₃＋Ｒ₄））となる。逆に、トラン
ジスタＱ₁がオン、Ｑ₂がオフした場合、トランジスタ
Ｑ₃はオンし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する。例え
ば、可変抵抗ＶＲの摺動子が半分程移動した位置にある
場合には、可変抵抗ＶＲの抵抗値は０．５ｋΩとなるの
で、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成
抵抗値は０．４８ｋΩとなる。前記した通り、インバー
タ回路１２の発振周期は、帰還回路１４とロータプリセ
ット回路１５との合成抵抗値が大きいほど長く、小さい
ほど短いので、トランジスタＱ₁のオン時間はＱ₂のオ
ン時間に比べて短くなる。従って、その差分の微小量の
直流電流成分が単相モータ１に流され、その直流電流成
分によって、単相モータ１の回転子２が所定の位置に保
持されるのである。

【００４３】なお、アンバランスとするデューティ比
は、直流電流成分が２０％（６０％対４０％）〜５０％
（７５％対２５％）の範囲となるように設定することが
一般的に好ましい。又、回転子２を保持する所定の位置
としては、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６に設けら
れた２つの切欠部７ａ，７ｂを結ぶ線と直交する位置よ
りやや水平側に傾いた位置が好適である（図１参照）。
即ち、直流電源５０をオフからオンした場合に、回転子
２の磁束軸Ｘがやや水平側に回転するような挙動を示す
位置に設定するのが好ましい。即ち、回転子２は直流電
源５０のオフ後、前記位置に保持され易く構成されてい
るからである。

【００４４】つづいて、始動補償回路１６は、単相モー
タ１の始動時に、充分な始動トルクを発生させる上で必
要な電機子電流を流して、単相モータ１の始動動作を確
実に行うための回路である。従って、この始動補償回路
１６は、単相モータ１の始動時と始動後において帰還回
路１４の抵抗値を大小させ、始動時には転流周期を長く
して、単相モータ１へ充分な電機子電流を流し、始動後
は前記転流周期を短くして単相モータ１を高速回転させ
るようにしている。

【００４５】始動補償回路１６は、インバータ回路１２
のトランジスタＱ₁，Ｑ₂のエミッタ端子および電流検
出回路１３のシャント抵抗Ｒｓの入力端にアノードが接
続されたダイオードＤ₆を備え、そのダイオードＤ₆の
カソードは２７ｋΩの抵抗Ｒ ₇の一端に接続されてい
る。一方、抵抗Ｒ₇の他端は、トランジスタＱ₄のベー
ス端子と、ダイオードＤ₈のアノードとコンデンサＣ₂
（２２０μＦ，１０Ｖ）のプラス側端子と、４７ｋΩの
ブリーダ抵抗Ｒ₈の一端とに接続されている。前記トラ
ンジスタＱ₄のコレクタ端子は帰還回路１４の２つの抵
抗Ｒ₃，Ｒ₄間に接続され、エミッタ端子は、コンデン
サＣ₂のマイナス側端子および抵抗Ｒ₈の他端とにそれ
ぞれ接続されている。更に、ダイオードＤ₈のカソード
は、スイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。

【００４６】この始動補償回路１６は、コンデンサＣ₂
に所定量の電荷が蓄積されて、その端子間電圧が約０．
６ボルトに達するまで、トランジスタＱ₄のオフを維持
し、帰還回路１４の抵抗値を１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ₃，
Ｒ₄）という大きな値に保ち、単相モータ１の始動時に
おける転流周期を長くしている。これにより、単相モー
タ１の始動後、コンデンサＣ₂の端子間電圧が約０．６
ボルトに達するまでの間、単相モータ１の各コイル
Ｌ₁，Ｌ₂へ、始動トルクを発生させるために充分な電
機子電流を流すことが可能となる。

【００４７】前記始動補償回路１６は、ロータプリセッ
ト回路１５のスイッチＳＷが「待機」端子側にあるとき
は、コンデンサＣ₂の端子間電圧は０．６ボルト未満と
なっておりトランジスタＱ₄はオフしている。一方、ス
イッチＳＷが「待機」端子から「運転」端子側に切り替
えられると可変抵抗ＶＲが帰還回路１４から切り離さ
れ、帰還回路１４の抵抗値が１ｋΩ弱から１２．２ｋΩ
と急激に大きくなる。これにより、インバータ回路１２
の発振周期が長くなり、単相モータ１の転流周期が長く
なって、各コイルＬ₁，Ｌ₂には始動トルクを発生させ
るために充分な電機子電流が流される。

【００４８】前記各コイルＬ₁，Ｌ₂に流れる電機子電
流は、そのままシャント抵抗Ｒｓを流れるシャント電流
となり、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧が、マイナス側
入力端Ｎを基準として、約０．６ボルト以上になると
（ダイオードＤ₈の電圧降下分以上になると）、コンデ
ンサＣ₂への充電が開始され、その端子間電圧が徐々に
上昇して約０．６ボルトに達すると、トランジスタＱ₄
がオンして、帰還回路１４の抵抗値が、１２．２ｋΩ
（抵抗Ｒ₃，Ｒ₄）から２．２ｋΩ（抵抗Ｒ₃）に減少
する。帰還回路１４の抵抗値が減少すると、インバータ
回路１２の発振周期が前記とは逆に短くなり、単相モー
タ１の転流周期が短くなって単相モータ１が徐々に高速
回転を始める。

【００４９】このように、始動補償回路１６は、コンデ
ンサＣ₂の端子間電圧が約０．６ボルトに達するまでの
間、単相モータ１の転流周期を長くして、各コイル
Ｌ₁，Ｌ ₂へ始動トルクを発生させるために充分な電機
子電流を流し、単相モータ１を確実に始動するようにし
ている。しかも、コンデンサＣ₂への充電は、シャント
電流（電機子電流）に基づいて行われるので、その端子
間電圧が約０．６ボルトに達するまでの時間は、固定さ
れた時間とはならず、モータの種類や直流電源５０の電
圧に応じて変化する時間となる。よって、モータの始動
に適切な時間だけ、転流周期を長くした始動モードを維
持することができる。

【００５０】なお、スイッチＳＷを「運転」端子から
「待機」端子に切り替えられると、ダイオードＤ₆を介
してコンデンサＣ₂のプラス側端子がダイオードＤ₈を
介してオペアンプＯＰの出力端に接続されるので、コン
デンサＣ₂に蓄積された電荷が急速に放電される。従っ
て、コンデンサＣ₂は瞬時のうちに初期状態に戻される
ため、再度、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えて
も、始動補償回路１６を確実に作動させることができ
る。又、その際トランジスタＱ₄は、そのコレクタ端子
からベース端子へ漏れ電流を生じるが、かかる漏れ電流
はブリーダ抵抗Ｒ₈によりバイパスされるので、始動補
償回路１６を正常に作動させることができる。

【００５１】次に、負電圧発生回路１７について説明す
る。この負電圧発生回路１７は後述する検出電流増幅回
路１８に所定の負電圧を供給するようにしたもので、単
相モータ１と接続するコンデンサＣ₃，負の倍電圧整流
回路を形成するダイオードＤ ₉，Ｄ₁₀，定電圧回路を形
成するツエナーダイオードＤ₁₁とによって形成されてい
る。

【００５２】そして、前記一端が単相モータ１と接続す
るコンデンサＣ₃の他端は、ダイオードＤ₁₀のカソード
とダイオードＤ₉のアノードとに接続されている。又、
前記ダイオードＤ₁₀のアノードは、コンデンサＣ₄の一
端とツエナーダイオードＤ₁₁のアノードに接続する。一
方、ダイオードＤ₉のカソードはコンデンサＣ₄の他端
とツエナーダイオードＤ₁₁のカソードと接続して、直流
電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されてる。

【００５３】前記負電圧発生回路１７は、インバータ回
路１２のトランジスタＱ₁，Ｑ₂のオン・オフ動作（発
振動作）によって発生する矩形波を、コンデンサＣ₃に
より直流分を除去して交流波形に変換し、一対のダイオ
ードＤ₉，Ｄ₁₀よりなる負の倍電圧整流回路によって負
の直流に変換し、これを更に、ツエナーダイオードＤ ₁₁
にてリプル（交流）分を除去し、後述する検出電流増幅
回路１８に負電源として供給するものである。

【００５４】つづいて、前記した検出電流増幅回路１８
について説明する。この増幅回路１８は利得を設定する
ための抵抗Ｒ₉，Ｒ₁₀と、電流検出回路１３で検出した
電流値を電圧に変換することによって得られる電圧を所
定の値に増幅するためのオペアンプＯＰとによって構成
されている。そして、シャント抵抗Ｒｓの入力端には抵
抗Ｒ₉の一端が接続され、その他端は前記オペアンプＯ
Ｐの反転入力端と抵抗Ｒ₁₀に接続されており、抵抗Ｒ₁₀
の他端はオペアンプＯＰの出力端に接続されている。

【００５５】一方、オペアンプＯＰの非反転入力端はシ
ャント抵抗Ｒｓの出力端，直流電源５０のマイナス側入
力端Ｎに接続されている。前記オペアンプＯＰの電源、
即ち、プラス側の電源は単相モータ１の中間端子ｇに接
続され、マイナス側の電源は負電圧発生回路１７の出力
端（ツエナーダイオードＤ₁₁のアノード）に接続されて
いる。

【００５６】そして、検出電流増幅回路１８は電流検出
回路１３の増幅回路としての役割を果す上から、常時は
正の電圧の供給を得ることしかできない関係上、前記負
電圧発生回路１７から負電圧の供給を受けることによ
り、前記電流検出回路１３からの出力を所定の電圧値
（抵抗Ｒ₉，Ｒ₁₀により設定される）に増幅して、始動
補償回路１６に送出することができるように構成されて
いる。なお、負電圧を得るには、インバータ回路１２に
おける矩形波の交流波形を利用し、これを直接倍電圧整
流することにより得ることができる。更に、前記オペア
ンプＯＰの出力端は、抵抗Ｒ₈，Ｒ₄，コンデンサ
Ｃ₂，スイッチＳＷの切替端子のそれぞれの一端と、ト
ランジスタＱ₄のエミッタに接続されている。

【００５７】次に、上記のように構成されたモータ駆動
回路１１の動作を説明する。スイッチＳＷを「待機」端
子にした状態で直流電源５０が投入（接続）されると、
待機モードとなって、ロータプリセット回路１５が作動
する。具体的には、可変抵抗ＶＲの摺動子位置により定
まる帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成
抵抗値に基づいて、インバータ回路１２の各トランジス
タＱ₁，Ｑ₂が不均等（アンバランス）なデューティ比
でオン・オフされる。このアンバランスなオン・オフに
より、単相モータ１に直流電流成分が流され、回転子２
が所定の位置（例えば、図３（ｆ）の位置）に保持され
る。

【００５８】なお、待機モードでは、帰還回路１４とロ
ータプリセット回路１５との合成抵抗値は１ｋΩ弱と小
さいので、転流周期は非常に短く、電機子電流は微小量
となっている。よって、待機モードでの通電により、単
相モータ１が回転や振動を起こしたり、騒音を発生する
ことはない。

【００５９】次に、前記待機モード時において回転子２
を始動モード（運転開始）位置に移動させて所望の方向
に的確に起動させる場合について説明する。図３におい
て、回転子２を左方向に回動する場合について説明する
と、回転子２の停止状態では、回転子２はその永久磁石
の影響（磁束）により図３（ａ）の位置で停止してい
る。この状態で、単相モータ１の電機子巻線５に回転子
２を所定の回転方向への回転を生じさせる向きに断続的
に通電する。

【００６０】前記断続的な通電により固定子鉄心６に図
３（ａ）に１点鎖線で示すように磁束が流れ、回転子２
は図３（ａ），（ｂ）で示すように左方向（矢印方向）
に回転し、回転子２の磁束軸Ｘと固定子鉄心６の磁束軸
Ｙとが一致した位置（図３（ｂ））で一旦停止しようと
する。しかし、直流成分の断続通電により固定子鉄心６
の回転子挿入孔３には、１８０°の角度間隔を保って弧
状の切込部８ａ，８ｂが形成されており、この部位にお
いて、切込部８ａ，８ｂと回転子２との間で切込部８
ａ，８ｂの存在によりギャップが生じている関係上、固
定子鉄心６に流れる磁束の磁気抵抗が増大して回転子２
の磁化が弱まることによりコギングトルクが作用する。

【００６１】一方、前記回転子２は断続通電の続行に伴
い、固定子鉄心６に設けた切欠部７ａ，７ｂの存在によ
り、この部位（隘路Ａ，Ｂ）に固定子鉄心６，回転子２
の磁束が集中し、前記隘路Ａ，Ｂの部位に磁極が生じた
ような現象が発生して、回転子２を図３（ｃ），（ｅ）
で示すように、徐々に磁束が整列する方向に、即ち、特
定方向（左方向）への回転を続行させる。

【００６２】そして、回転子２が例えば、１８０°回転
した時点で前記断続的な通電を停止すると、前記回転子
２は図３（ｅ）で示すように、Ｎ極とＳ極との境界部分
ａが切込部８ａ，８ｂの位置に達すると、前記コギング
トルクが良好に作用して前記図３（ａ）の位置から図３
（ｅ）を経て（ｆ）で示すように、回転子２の境界部分
ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置
に傾いて（回動）回転子２は停止し、この位置（図３
（ｆ））で回転子２の極性が確定される。

【００６３】この動作を起動時における位置決め動作
（プリセット動作）という。なお、回転子２が図３
（ｆ）で示すように、境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと
切込部８ａ，８ｂとの中間位置で停止することは、有限
要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認するこ
とができた。

【００６４】以上により、単相モータ１の回転子２にお
ける初期位置（始動位置）のセットを完了する。この場
合、即ち、回転子２のＮ極とＳ極の境界部分ａが切欠部
７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置に達する
と、回転子２が停止するという現象は、周知の有限要素
法の磁場解析によるコギングトルク解析によって確認す
ることができた。又、固定子鉄心６に切欠部７ａ，７ｂ
を形成することにより、この部位の隘路Ａ，Ｂに磁束の
集中によって磁極が存在（現出）することは、回転子２
を特定（所定）方向への回転方向性を導き出すのに大い
に貢献していると考えられる。

【００６５】このように、固定子鉄心６にＵ字状の切欠
部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂを形成すること
により、これら切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂと
により、固定子鉄心６に鉄心の飽和現象とリラクタンス
特性を生起させ、これにより、鉄心の磁気的方向性を生
成させ、これにより、回転子２がそのスタート時（起動
時）に少しぐらい逆転したとしても、瞬時正常な回転方
向にて回転させることが可能となる。

【００６６】前記のようにして、単相モータ１における
回転子２の始動位置を設定したら、スイッチＳＷを切替
端子により待機モードから「運転」端子に切り替える
と、始動モードとなる。即ち、スイッチＳＷを「運転」
端子に切り替えることにより、ロータプリセット回路１
５が帰還回路１４から切り離され、その動作を停止す
る。一方、始動補償回路１６は、スイッチＳＷが「待
機」端子にある場合には、コンデンサＣ₂の充電がダイ
オードＤ₈によって阻止される停止状態にあるが、この
状態からスイッチＳＷを「運転」端子に切り替えること
により、始動モードとなって、始動補償回路１６が作動
し、コンデンサＣ₂の充電が開始される。

【００６７】前記始動モードでは、帰還回路１４の抵抗
値が１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ₃，Ｒ₄）と大きくされ、そ
の分、転流周期が長くなって、単相モータの各コイルＬ
₁，Ｌ₂に始動トルクを発生させるために充分な電機子
電流が流される。よって、単相モータ１は徐々に始動を
開始する。

【００６８】なお、単相モータ１の回転子２は、待機モ
ードにおいて所定の位置に保持されているので、トラン
ジスタＱ₁，Ｑ₂のいづれからオン動作が始まっても、
必ず一定の方向に回転する。具体的には、待機モードに
おいて、回転子２が図３（ｆ）の位置に保持されている
場合には必ず左方向へ回転する。単相モータ１は、通電
第１波または第２波のうち、回転子２の磁場ベクトルと
反発する方向の磁場が与えられる通電（図３（ｆ）にお
いて、磁場ベクトルが右から左方向へ向かう通電）によ
り、回転を開始するからである。

【００６９】始動モードの継続に伴って、コンデンサＣ
₂が徐々に充電される。かかる充電により、コンデンサ
Ｃ₂の端子間電圧が略０．６ボルトに達すると、トラン
ジスタＱ₄がオンして、始動モードから定常モードへと
移行する。定常モードでは、トランジスタＱ₄のオンに
より帰還回路１４の抵抗値が２．２ｋΩ（抵抗Ｒ₃）と
小さくなるので、インバータ回路１２の発振周期が短く
なって、転流周期が短くなる。

【００７０】よって、単相モータ１は徐々に高速回転を
始め、やがてほぼ定速回転となる。この状態で、直流電
源５０の投入が続けられることにより、単相モータ１は
ほぼ定速回転を継続する。なお、略定速時の回転速度
は、コイルＬ₁，Ｌ₂に印加される直流電源５０の電圧
に比例する。即ち、直流電源５０の電圧が高いほど高速
で回転し、低いほど低速で回転する。よって、直流電源
５０の電圧値により、ほぼ定速時の回転速度を制御する
ことができる。

【００７１】定常モード（または始動モード）での運転
中に、スイッチＳＷが「運転」端子から「待機」端子に
切り替えられると、待機モードへ移行する。即ち、始動
補償回路１６のコンデンサＣ₂がダイオードＤ₈により
急速に放電され、トランジスタＱ₄がオフされるととも
に、ロータプリセット回路１５が作動し、単相モータ１
へ直流電流成分が流されて、回転子２を所定の位置へ保
持するホールディングトルクが加えられる。よって、単
相モータ１は徐々に回転を緩め、回転子２を所定の位置
にして停止する。

【００７２】この状態で直流電源５０がオフされても、
回転子２は所定の位置又はその近傍にある。よって、次
に直流電源５０がオン（接続）された場合に、短時間の
うちに回転子２を所定の位置へ保持することができる。
回転子２が所定の位置へ保持された後は、単相モータ１
をいつでも始動することができるので、単相モータ１を
待機モードにしてから直流電源５０をオフすることによ
り、次の単相モータ１の始動までの時間を短縮すること
ができる。

【００７３】前記のように、本実施例のモータ駆動回路
１１によれば、電流検出回路１３と帰還回路１４とによ
り、電機子電流の急増領域を検出して、その検出を転流
タイミングとして転流動作を行わせている。よって、速
度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミン
グを決定することができるので、単相モータ１であって
も１８０度通電を行うことができ、その始動性を向上す
ることができる。即ち、始動から短時間のうちに高速回
転することができるのである。また、電機子電流に基づ
いて転流タイミングを決定することにより、重負荷時で
も、転流に伴う過大なスパイク電圧の影響を受けること
なく、的確にモータを駆動（回転）することができるの
である。

【００７４】更に、転流タイミングの決定に電機子電流
の急増領域を用いているので、電機子電流を平均化する
回路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅す
る回路が不要となり、回路コストを低減することができ
る。しかも、インバータ回路１２は無安定マルチバイブ
レータ動作を行うシンプルな回路で構成されるととも
に、ロータプリセット回路１５や始動補償回路１６は、
インバータ回路１２、電流検出回路１３、帰還回路１４
の各回路と有効に結合して共同動作するように構成され
ているので、各回路が単独で動作するように構成されて
いる場合に比べて、モータ駆動回路１１のコストを大幅
に低減することができる。

【００７５】次に、前記説明したモータ駆動回路１１
は、単相モータ１の電機子巻線５に流れる電機子電流の
急増領域が検出され、その電機子電流の急増領域におけ
る現出を転流タイミングとして決定することにより、単
相モータ１を的確に同期駆動（回転）させるものであ
る。

【００７６】そして、前記単相モータ１において回転時
のトルクを得るには、前記回転トルクに見合う電流を電
機子巻線５に通電することが必要となり、この電流は電
流検出回路１３のシャント抵抗Ｒｓにより電圧に変換さ
れて検出される。今、例えば、シャント抵抗Ｒｓが１Ａ
の電流を２Ωの抵抗で検出しようとした場合、２Ωの抵
抗を用いることによって生ずる損失は、Ｗ＝＊Ｉ＊Ｒ＝
２Ｗとなる。この場合、シャント抵抗Ｒｓを１Ωの抵抗
に変更すれば、Ｗ＝１Ｗとなり、シャント抵抗Ｒｓによ
る損失分を半減することが可能となる。

【００７７】前記のように、１Ωのシャント抵抗Ｒｓを
用いた場合、その検出電圧は抵抗による損失分を差し引
けば半分になる。即ち、抵抗により損失分を減らすには
当然のことながら検出電圧も半減する。このため、シャ
ント抵抗Ｒｓに抵抗値の大きいものを使用すれば、この
抵抗によって検出される電流の変換により発生する電圧
で、インバータ回路１２に十分な帰還をかけるための電
圧が得られる反面、抵抗値を大きくすることにより、発
熱によって生ずる電力の損失は無視することができない
ものとなっている。

【００７８】一方、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく
すれば、発熱による損失はある程度解消することができ
るものの、検出電圧が小さいため、インバータ回路１２
に十分な帰還、即ち、負帰還をかけることが難しくな
る。本発明は、前記の点を考慮し、電流検出回路１３の
シャント抵抗Ｒｓによって検出した電機子電流が仮に小
電流であっても、これを検出電流増幅回路１８により増
幅して始動補償回路１６に供給し、始動補償回路１６か
らインバータ回路１２に十分な負帰還をかけることを可
能とした。

【００７９】即ち、本発明は、前記シャント抵抗Ｒｓを
抵抗値の小さいものを用いることにより、検出電流が低
減したり、あるいは、回転子２の回転スタート時におけ
る電機子電流が小電流であっても、シャント抵抗Ｒｓに
よって検出した電圧を検出電流増幅回路１８のオペアン
プＯＰによって良好に増幅して、インバータ回路１２に
負帰還をかけることができるので、シャント抵抗Ｒｓの
発熱による損失が低減でき、電機子電流の検出によって
無駄に消費されている電力を良好に軽減し、省エネルギ
ー機能に優れたモータ駆動回路１１を提供することがで
きる。

【００８０】又、前記検出電流増幅回路１８を機能（駆
動）させるには、オペアンプＯＰに負電圧を供給するこ
とが必要となるが、本発明のモータ駆動回路１１では、
駆動回路１１自体が発振動作を常に行っている関係上、
正の電源回路より容易に負電圧（負電源）を生成するこ
とが可能となる。

【００８１】即ち、本発明は、インバータ回路１２に接
続する負電圧発生回路１７を具備し、かつ、この負電圧
発生回路１７には、インバータ回路１２の発振（オン・
オフ）動作によって生ずる矩形波の直流分を除去して交
流波形に変換する機能と、この交流波形を負の倍電圧整
流回路にて負の直流に変換する機能と、更に、前記負の
直流分をリプル分を除去して負の定電圧電源を作る機能
とを備えて、常時検出電流増幅回路１８に特別に負電圧
を供給することができるように構成されているため、モ
ータ駆動回路１１の外部から負電圧の供給を必要とせ
ず、モータ駆動回路１１を低コストで設計可能とした。

【００８２】以上説明したように、本発明は、電流検出
回路１３で検出した電機子電流に相当する電圧を検出電
流増幅回路１８で増幅することにより、電流検出回路１
３のシャント抵抗Ｒｓによって消費される電力を軽減し
ても、十分にインバータ回路１２に負帰還をかけること
を可能にしたので、モータ駆動回路１１を低コストで、
かつ、省エネルギー化しての製作が可能となる。しか
も、前記検出電流増幅回路１８に負電圧を供給する場合
は、インバータ回路１２の発振動作によって生ずる矩形
波の交流波形分のみを有効利用し、かつ、これを倍電圧
整流することによって容易に負電圧を得ることができる
ので利便である。

【００８３】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように、単相ブ
ラシレスモータの電機子巻線に流れる電機子電流を電流
検出回路により検出してこれを電圧に交換し、前記電圧
変換した電圧を負電圧として増幅して、インバータ回路
に負帰還をかけることにより次の転流タイミングを決定
するように構成したので、電流検出回路にて検出される
電流が例え小電流の場合でも、前記のように、負電圧を
増幅してインバータ回路に十分な負帰還をかけることが
できるため、単相ブラシレスモータの起動時において
も、大きな始動トルクが得られ、単相ブラシレスモータ
の起動を円滑・良好に行うことができる。

【００８４】又、前記負電圧はインバータ回路のスイッ
チングパルスを増幅することによって容易に得ることが
できるため、前記スイッチングパルスを利用することに
より、負電圧を生成するための特別な回路を設ける必要
がないので、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回
路を簡素な構成で安価に、かつ、省エネルギー構造で製
作することができ、至便である。

【００８５】しかも、電流検出回路に使用するシャント
抵抗は、センサレス駆動回路に前記負電圧発生回路及び
検出電流増幅回路を具備させることにより、小容量の抵
抗を用いることが可能なため、抵抗値を大きくすること
により発生する熱的損失が軽減できることはもとより、
電流検出によって無駄に消費される電力を良好に軽減で
きるので、省エネルギーに適したセンサレス駆動回路の
提供が可能となり利便である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のセンサレス駆動回路装置によって駆動
するスケルトン形の単相ブラシレスモータの概略的構成
図である。

【図２】本発明の実施例として示す永久磁石モータのセ
ンサレス駆動回路装置の回路図である。

【図３】本発明のセンサレス駆動回路装置により始動す
る回転子の回転位置決め状況を順次説明するための説明
図である。

【図４】従来の単相ブラシレスモータを示す概略的な構
成図である。

【図５】従来の単相ブラシレスモータの動作状況を順次
説明するための説明図である。

【符号の説明】

１単相ブラシレスモータ２回転子３回転子挿入孔５電機子巻線６固定子鉄心１１センサレス駆動回路装置１２インバータ回路１３電流検出回路１４帰還回路１５ロータプリセット回路１６始動補償回路１７負電圧発生回路１８検出電流増幅回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】永久磁石モータの電機子に交番電圧を通
電するインバータ回路と、そのインバータ回路により転
流を行わせて、前記永久磁石モータを回転させる制御回
路とを備えた永久磁石モータのセンサレス駆動回路にお
いて、前記永久磁石モータは単相ブラシレスモータで構
成されるとともに、その単相ブラシレスモータの制御回
路には、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電
流を検出しこれを電圧変換する電流検出回路と、前記電
流検出回路から電圧に変換された電圧を増幅する検出電
流増幅回路と、更に、前記検出電流増幅回路に負電圧を
供給する負電圧発生回路が具備されていることを特徴と
した永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置。
【請求項２】前記検出電流増幅回路に供給される負電
圧は、インバータ回路のスイッチングパルスを利用して
供給するようにしたことを特徴とする請求項１記載の永
久磁石モータのセンサレス駆動回路装置。
【請求項３】前記検出電流増幅回路は、電流検出回路
により検出した電機子電流を電圧変換して得られる電圧
を負電圧として所定の電圧値に増幅し、前記電流検出回
路の検出電流が低減した場合、前記負電圧によりインバ
ータ回路に負帰還をかけるように構成したことを特徴と
する請求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回
路装置。
【請求項４】前記負電圧発生回路は、インバータ回路
のスイッチングパルスをその直流分を除去して交流波形
に変換するコンデンサと、負の倍電圧整流回路を構成し
て前記交流波形を負の直流に変換するダイオードと、更
に、前記負の直流からリプル分を除去して定電圧回路を
構成するためのツエナーダイオードとによって形成し、
この負電圧発生回路にて生成した負電圧を検出電流増幅
回路の負電源として供給するようにしたことを特徴とす
る請求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路
装置。