JP2000166234A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率の向上、回路の小型軽量化を図
る。 【解決手段】 スイッチング周波数制御方式によって定
電圧制御を行う電流共振型コンバータを備えるスイッチ
ング電源回路として、絶縁コンバータトランスにギャッ
プを設けて疎結合とする。そして、二次側においては直
列共振コンデンサが接続された倍電圧全波整流回路、又
は二次側並列共振回路を備えた全波整流回路により二次
側直流出力電圧を得るようにして最大負荷電力の増加を
図る。一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整
流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整
流平滑電圧を入力するように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図４は先に本出願人により提案された発明
に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路
の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励
式の電流共振形コンバータが採用されている。また、こ
の電源回路は、商用交流電源（交流入力電圧）が例えば
日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力１５０Ｗ
以上の条件に対応する構成を採っている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回
路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2を図のように接続して成る、いわゆ
る倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路に
おいては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に
対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直
流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC
＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４
００Ｖとなる。このように、整流平滑回路として倍電圧
整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電
圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５
０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためとさ
れる。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすること
で、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑
制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の
信頼性が確保されるようにするものである。なお、この
図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路
に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例え
ば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑
制するようにしている。

【０００５】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハ
ーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正
極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接
続されている。このスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベ
ース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD
1，ＤD2が挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1のベ
ースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、
共振用コンデンサＣB1，ベース電流制限用抵抗ＲB1，駆
動巻線ＮB1から成る直列接続回路が挿入される。共振用
コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、次に説明す
る駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に自励発振用
の直列共振回路を形成し、これによりスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を決定する。同様に、スイッ
チング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、
共振用コンデンサＣB2，ベース電流制限用抵抗ＲB2，駆
動巻線ＮB2から成る直列接続回路が挿入されており、共
振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬ
B2と共に自励発振用の直列共振回路を形成して、スイッ
チング素子Ｑ2のスイッチング周波数を決定している。

【０００６】コンバータドライブトランスＣＤＴ(Conve
rter Drive Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 を固定による所定のスイッチング周波数により駆動す
るために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線
ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻回されて構成
される。コンバータドライブトランスＣＤＴの駆動巻線
ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直列
接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタに接続され
る。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、
他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介
してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。
駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発
生するように巻装されている。また、共振電流検出巻線
ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力
点）に対して接続され、他端は、後述する直交型制御ト
ランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して一次
巻線Ｎ1の一端に対して接続される。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、
被制御巻線ＮR−共振電流検出巻線ＮD を介してスイッ
チング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコ
レクタの接点に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、
直列共振コンデンサＣ1 を介して一次側アースに接地さ
れている。この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及び
一次巻線Ｎ1及び被制御巻線ＮRはは直列に接続されてい
るが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、
及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージイ
ンダクタンス）Ｌ1の成分と被制御巻線ＮRのインダクタ
ンスＬRとの成分の合成インダクタンスにより、スイッ
チングコンバータの動作を電流共振形とするための直列
共振回路を形成している。

【０００８】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。つまり、この図に示す回路では、二次側におい
て直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けら
れる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流
出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。また、二次巻線Ｎ2に対しては、
例えば小容量のセラミックコンデンサＣｃが並列に接続
される。このセラミックコンデンサＣｃは、二次側の整
流ダイオードのオン／オフ動作によって生じるノイズを
吸収するために設けられるもので、例えば２２０ｐＦ〜
４７０ｐＦ程度とされ、電圧共振作用は生じない。つま
り、二次巻線Ｎ2と並列共振回路を形成し得るほどのキ
ャパシタンスは有していない。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給することにより後述するようにして定電
圧制御を行う。この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、例えば４本の磁脚を有する立体型コアに対して、被
制御巻線ＮRが巻装され、更にこの被制御巻線ＮRに対し
てその巻回方向が直交するようにして制御巻線ＮCとが
巻装された、直交型の可飽和リアクトルとして構成され
る。

【００１０】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2に交
番出力を得る。

【００１１】この場合の制御回路１は、例えば負荷電力
や交流入力電圧の変動に応じて直流出力電圧ＥO1 が変
動するのに応じて、制御巻線ＮC に流れる電流レベルを
可変制御する。これにより直交型制御トランスＰＲＴに
おいては、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが可変さ
れる。被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、前述した
ように、一次側の直列共振回路を形成していることか
ら、インダクタンスＬRが変化することによって、直列
共振回路の共振周波数を変化させることになる。これに
より、固定のスイッチング周波数に対する直列共振周波
数の差が可変されて共振インピーダンスが変化し、絶縁
コンバータトランスＰＲＴにおける二次側への伝送出力
が可変制御されることになる。このようにして、二次出
力電圧ＥO の定電圧制御が行われる。なお、以降、本明
細書では上述のごとき構成による定電圧制御方式につい
て「直列共振周波数制御方式」ということにして、後述
する「スイッチング周波数制御方式」と区別する。

【００１２】図５は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回
路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も自
励式の電流共振形コンバータが採用されていると共に、
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で負荷電力１５０Ｗ以上の
条件に対応する構成を採っている。なお、この図におい
て図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。

【００１３】この図に示す電源回路においては、図４に
示したコンバータドライブトランスＣＤＴが直交型制御
トランスとしても機能するドライブトランスＰＲＴ (Po
werRegulating Transformer）が設けられる。即ち、ド
ライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を
駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行
う。この図のドライブトランスＰＲＴの場合には、駆動
巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻回され、
更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方
向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成さ
れる。また、この場合にも、駆動巻線ＮB1と駆動巻線Ｎ
B2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されてい
ることで、図４にて説明した場合と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2は交互にオン／オフとなるタイミングで
スイッチング動作を行う。

【００１４】また、この図に示す電源回路では、被制御
巻線ＮRは省略されることになるため、一次巻線Ｎ1は、
共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエ
ミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点
（スイッチング出力点）に対して接続される形態を採
る。従って、この場合には、一次巻線Ｎ1−直列共振コ
ンデンサＣ1の直列接続によって一次側直列共振回路を
形成することになる。

【００１５】ドライブトランスＰＲＴによる定電圧制御
は次のようにして行われる。例えば、交流入力電圧や負
荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1 が変動した
とすると、制御回路１では、二次側出力電圧ＥO1 の変
動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを可
変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰＲ
Ｔに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴに
おいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスを変化させるように作用するが、これ
により自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波
数が変化するように制御される。この図に示す電源回路
では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列
共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチ
ング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波
数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が離れていくようにされる。これによ
り、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一
次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。なお、本明細書では、上記
方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御
方式」と呼び、先に述べた「直列共振周波数制御方式」
と区別する。

【００１６】また、図５に示す電源回路においては、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−エミッタ間に対
して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣｃ1，
Ｃｃ2が並列に接続される。このセラミックコンデンサ
Ｃｃ1，Ｃｃ2もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイ
ッチングノイズを吸収するために設けられるものである
が、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広範
囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチン
グ動作を得るための作用も有する。

【００１７】また、図５に示す電源回路で、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において、二次巻線Ｎ2，
Ｎ2Aがそれぞれ独立して巻装された形態を採っている。
そして、二次巻線Ｎ2に対しては、ブリッジ整流回路ＤB
Rが設けられてブリッジ整流方式によって直流出力電圧
ＥO1を得るようにしている。このようなブリッジ整流回
路ＤBRに対しては、図のように、その正極入力端子と負
極入力端子間に小容量のセラミックコンデンサＣｃ3を
挿入することで、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する整流
ダイオードのスイッチングノイズを吸収することができ
る。この場合も、セラミックコンデンサＣｃ3の容量と
しては、２２０ｐＦ〜４７０ｐＦ程度とされ、二次側に
おける電圧共振作用は生じない。また、二次巻線Ｎ2Aに
対しては、整流ダイオードＤO3，ＤO4による全波整流回
路が備えられて、直流出力電圧ＥO2を得るようにしてい
る。

【００１８】図６は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回
路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も自
励式の電流共振形コンバータが採用されていると共に、
交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で負荷電力１５０Ｗ以上の
条件に対応する構成を採っている。なお、この図におい
て図４、図５と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。

【００１９】この図に示す電源回路では、直流入力電圧
を得るために、ブリッジ整流回路Ｄｉと１本の平滑コン
デンサＣｉとからなる整流平滑回路が備えられる。つま
り、交流入力電圧ＶACのピークレベルの等倍に対応する
整流平滑電圧Ｅｉを生成して後段のスイッチングコンバ
ータに供給する構成を採る。

【００２０】この図においては、４本のスイッチング素
子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14をフルブリッジ結合した他励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この場合のフ
ルブリッジ結合は、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の組に
よるハーフブリッジ結合と、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ
14によるハーフブリッジ結合とを組み合わせることによ
って形成される。また、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，
Ｑ13，Ｑ14としてはＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。スイ
ッチング素子Ｑ11，Ｑ12の組によるハーフブリッジ結合
は、スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースと
スイッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチン
グ素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで形
成される。同様に、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ14の組に
よるハーフブリッジ結合は、スイッチング素子Ｑ13のド
レインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチ
ング素子Ｑ13のソースとスイッチング素子Ｑ14のドレイ
ンを接続し、スイッチング素子Ｑ14のソースを一次側ア
ースに接続することで形成される。また、スイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14の各ドレイン−ソース間に
対しては、それぞれ、図に示す方向により並列にダンパ
ーダイオードＤD1，ＤD2，ＤD3，ＤD4が備えられ、スイ
ッチングオフ時の帰還電流の経路を形成する。

【００２１】この場合には、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ11、
Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力
点）に対して接続され、一次巻線Ｎ1の他端は、直列共
振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ13，Ｑ14
のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に
対して接続される。これにより、一次巻線Ｎ1 及び直列
共振コンデンサＣ1を備えて形成される直列共振回路に
対して、後述するようにして行われるスイッチング動作
により得られるスイッチング出力が供給されるようにな
っている。

【００２２】起動回路４は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧或いは電流を検出して、発振回路２
を起動させるために設けられており、この起動回路４に
は、動作電源として絶縁コンバータトランスＰＩＴに設
けられた三次巻線Ｎ3 と整流ダイオードＤ3 、及び平滑
コンデンサＣ3 により供給される低圧直流電圧が供給さ
れる。

【００２３】発振回路２は、所要のスイッチング周波数
に対応する周波数信号を発振させてドライブ回路３に対
して出力する。ドライブ回路３は、発振回路２から入力
した周波数信号を利用して、スイッチング駆動信号を生
成する。ドライブ回路３はスイッチング素子Ｑ11，Ｑ1
2，Ｑ13，Ｑ14にスイッチング駆動信号を出力するが、
この際、ドライブ回路３では、スイッチング素子Ｑ11，
Ｑ14が同じオン／オフタイミングとなり、スイッチング
素子Ｑ12，Ｑ13が同じオン／オフタイミングとなるよう
にされ、かつ、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12が交互にオ
ン／オフ動作を行い、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ14が交
互にオン／オフ動作を行うように、各駆動信号を生成す
るものである。そして、ドライブ回路３がスイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14を駆動する状態では、上記
のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｑ11，Ｑ1
2，Ｑ13，Ｑ14が動作することになるが、これがフルブ
リッジ式のスイッチング動作となる。

【００２４】この場合制御回路１は、例えば二次側直流
出力電圧Ｅ01 の変動に対応したレベルの制御信号を発
振回路２に出力する。発振回路２では制御回路１から供
給された制御信号に基づいて、周波数信号（スイッチン
グ駆動信号）の周波数を変化させて、スイッチング周波
数を可変するようにしている。このような電源回路で
は、スイッチング周波数は例えば直列共振周波数よりも
高い領域として設定されている。そして、例えば二次側
直流出力電圧Ｅ0 が高くなると発振ドライブ回路２はス
イッチング周波数を高くするように制御動作を行うこと
になるが、これにより直列共振回路の共振インピーダン
スが大きくなる。この結果、直列共振回路の一次巻線Ｎ
1 に流れるスイッチング出力電流が制限されることで、
二次側に伝送される電圧を低下させる。このようにし
て、定電圧制御が行われる。つまり、図５の電源回路と
同様に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御
となる。

【００２５】ここで、図４〜図６に示した電源回路に備
えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図７に
より断面的に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが形
成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは
形成されない。そして、この中央磁脚に対して、ボビン
Ｂを利用して一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A） をそ
れぞれ分割した状態で巻装して構成される。これによ
り、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば
結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。

【００２６】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）
と整流ダイオードＤO （［ＤO1，ＤO2］，［ＤO3，ＤO
4］）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダ
クタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との
相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ（加極性モード）
となる場合と−Ｍ（減極性モード）となる場合とがあ
る。例えば、図８（ａ）に示す接続形態を採る場合の動
作では相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図８（ｂ）に
示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンス
は−Ｍとなる。この相互インダクタンス＋Ｍ／−Ｍの動
作モードは、図４〜図６に示した二次側の構成に対応さ
せれば、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A）に得られる交番電圧が負
の期間に整流ダイオードにより整流する動作と、正の期
間に整流ダイオードにより整流する動作とに相当するも
のである。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図４，
図５に示す構成による電流共振形コンバータでは、交流
入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１５０
Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により２
Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。こ
のため、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、スイッ
チングオフ時に印加される高レベルの共振電圧に対応す
るために、４００Ｖの耐圧品を選定している。これによ
って、スイッチング素子は相応に大型化してしまう。ま
た、スイッチング素子について高耐圧品を選定した場合
においては、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降
時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくなるなど、
特性が劣化するため、スイッチング周波数を高く設定す
ることが困難となる。スイッチング周波数が低ければス
イッチング損失とドライブ電力が増加するため、それだ
け電源回路としての電力損失が大きくなる。更には、上
述したように高レベルの直流入力電圧を得て信頼性を確
保するために倍電圧整流回路が必要となることで、比較
的大型の平滑コンデンサが２本必要となって基板面積も
大きくなる。

【００２８】これに対して、図６に示した電源回路で
は、４本のスイッチング素子をフルブリッジ結合して他
励式により駆動することで負荷電力への対応が図られる
ので、例えばブリッジ整流回路による等倍電圧整流回路
によって直流入力電圧を得ることが可能となり、従っ
て、各スイッチング素子の耐圧も２００Ｖに抑えること
が可能になる。但し実際には、他励式の駆動回路系を構
成するために、発振回路２やドライブ回路３などの回路
をＩＣによる外付け部品として設ける必要がある他、制
御回路１に対して二次側の直流出力電圧を帰還するため
に、実際にはフォトカプラを介在させて、一次側と二次
側を直流的に絶縁する必要がある。つまり、図６に示す
回路では上記部品を追加して電源回路を構成することに
なるので、実際の回路基板のサイズが大きくなってしま
う。

【００２９】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、例えばＡＣ１００Ｖ系に対応するス
イッチング電源回路として、比較的重負荷の条件に対応
可能とされた上で、電力変換効率の向上、及び小型軽量
化が促進されるようにすることを目的とするものであ
る。

【００３０】このため本発明としては、商用交流電源を
入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレ
ベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力
する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が
得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次
側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランス
と、スイッチング素子を備えて、直流入力電圧を断続し
て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
うに構成されたスイッチング手段と、少なくとも絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス
成分と、一次巻線に対して直列に接続される直列共振コ
ンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッ
チング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回
路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次
側直列共振コンデンサを直列に接続することで絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と
二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
形成される二次側直列共振回路と、二次側整流電流経路
に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成さ
れ、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧
レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を得る
ように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流
出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のス
イッチング周波数を可変制御することによって定電圧制
御を行うようにされた定電圧制御手段と備えてスイッチ
ング電源回路を構成することとした。

【００３１】また、商用交流電源を入力して、この商用
交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧
を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段
と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギ
ャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するため
に設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング
素子を備えて、直流入力電圧を断続して絶縁コンバータ
トランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッ
チング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの一
次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次巻線に対し
て直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタン
スとによって形成されてスイッチング手段の動作を電流
共振形とする一次側直列共振回路と、絶縁コンバータト
ランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを
並列に接続することで絶縁コンバータトランスの二次巻
線の漏洩インダクタンス成分と二次側並列共振コンデン
サのキャパシタンスとによって形成される二次側並列共
振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られ
る交番電圧を入力して全波整流動作を行って、入力電圧
レベルのほぼ等倍に対応する二次側直流出力電圧を得る
ように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流
出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のス
イッチング周波数を可変制御することによって定電圧制
御を行うようにされた定電圧制御手段とスイッチング電
源回路を構成することとした。

【００３２】上記構成によれば、一次側に対してはスイ
ッチング動作を電流共振形とする直列共振回路が備えら
れたうえで、絶縁コンバータトランスは疎結合とされ
る。そして、二次側においては二次側直列共振回路と倍
電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成し
て負荷に電力を供給するようにされる。或いは、二次側
並列共振回路と等倍電圧全波整流回路によって二次側直
流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされ
る。つまり、本実施の形態では、一次側と二次側に共振
回路が設けられ、所要の負荷条件に対しては、一次側の
直列共振作用と二次側における共振動作とにより得られ
る電磁エネルギーを利用して、倍電圧全波整流回路又は
等倍電圧整流回路により直流出力電圧を生成することで
対応するようにされる。これに伴い、一次側は倍電圧整
流回路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する
整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成され
ることになる。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図に示す電源回路においては先に説明した図
４、図５の場合と同様に、一次側に対しては、２石のス
イッチング素子（バイポーラトランジスタ）をハーフブ
リッジ結合した自励式の電流共振形スイッチングコンバ
ータが備えられる。なお、この図において、図４〜図６
と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。

【００３４】この図に示す本実施の形態としての電源回
路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電
圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実
施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備
えられないものである。なお、本明細書においては交流
入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅ
ｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」とも
いうことにする。

【００３５】また、この図に示す電流共振形コンバータ
の自励発振駆動回路では、ベース電流制限用の抵抗ＲB
1，ＲB2の挿入位置として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のベースと共振用コンデンサＣB1，ＣB2間にそれぞれ挿
入されている点が、図４，図５に示す回路と異なるが、
このような接続形態であっても、図４，図５にて説明し
たのと同様にスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のための自励発
振駆動回路を形成する。また、この図においては、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対し
て、スイッチングノイズ除去用としての小容量のセラミ
ックコンデンサＣｃ1，Ｃｃ2がそれぞれ並列に接続され
ている。

【００３６】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例え
ばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの
磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えら
れ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次
側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次
巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）をそれぞれ分割
した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、
中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するよ
うにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、Ｃ
Ｒ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成するこ
とで形成することが出来る。また、本実施の形態では、
ギャップＧのギャップ幅は１ｍｍ以上の所要の間隔を有
するものとされる。これによって、例えば従来例として
図７に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さ
な結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽
和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。

【００３７】また、一次側の定電圧制御回路系として
は、図５に示した電源回路と同様の構成を採ることで、
スイッチング周波数制御方式による定電圧制御を行うよ
うにされている。

【００３８】この場合、本実施の形態の電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが設けられる。二次
巻線Ｎ2Aの一端は二次側アースに接続され、他端は直列
共振コンデンサＣｓ1の直列接続を介して整流ダイオー
ドＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接
続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソー
ドは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオ
ードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続され
る。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対し
て接続される。また、二次巻線Ｎ2Bについても、同様に
して、その一端は二次側アースに接続され、他端は直列
共振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオー
ドＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接
続点に対して接続される。整流ダイオードＤO3のカソー
ドは平滑コンデンサＣO2の正極と接続され、整流ダイオ
ードＤO4のアノードは二次側アースに対して接続され
る。平滑コンデンサＣO2の負極側は二次側アースに対し
て接続される。このような接続形態では結果的に、［二
次巻線Ｎ2A，直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組と、［二次巻
線Ｎ2B，直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO
3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］の組とから成る２組の
倍電圧全波整流回路が設けられることになる。ここで、
直列共振コンデンサＣｓ1は、自身のキャパシタンスと
二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンス成分とによって、整
流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直
列共振回路を形成し、直列共振コンデンサＣｓ2は、自
身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタン
ス成分とによって、整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／
オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。ここで、
一次側の直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の直列共振周波数を
ｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直列共振周波
数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２なるように、二次
側の直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2のキャパシタンス
が選定される。

【００３９】このように、本実施の形態の電源回路は、
一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための
直列共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流
動作を得るための直列共振回路が備えられる。なお、本
明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振
回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバー
タについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」
ともいうことにする。

【００４０】上記［二次巻線Ｎ2A，直列共振コンデンサ
Ｃｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧全波整流動作としては次のように
なる。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1に
スイッチング出力が得られると、このスイッチング出力
は二次巻線Ｎ2Aに励起される。そして、整流ダイオード
ＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期
間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2Aとの極性が
−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2Aの漏
洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直
列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流し
た整流電流ＩC2を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充
電する動作が得られる。そして、整流ダイオードＤO2が
オフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動
作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2と
の極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2A
に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が
加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣ
O1に対して充電が行われる動作となる。上記のようにし
て、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モ
ード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利
用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1
においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応
する直流出力電圧ＥO1が得られる。また、［二次巻線Ｎ
2B，直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，
ＤO4、平滑コンデンサＣO2］の組とから成る倍電圧全波
整流回路によっても同様の動作によって、二次巻線Ｎ2B
の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO2が得
られることになる。

【００４１】上記した倍電圧全波整流動作を得るための
構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴが更に飽和状態となりにくい状態を得
たことで実現されるものである。例えば、従来のように
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整
流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００４２】上記構成によると、本実施の形態では、相
互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態
を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出
力電圧を得るようにしている。そしてこの倍電圧整流動
作は、疎結合（結合係数ｋ＝０．８５）とされた絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線から二次巻線に伝送
される電磁エネルギーを、一次側と二次側の両方の電流
共振回路（直列共振回路）間で結合しているものと見る
ことができ、これによって、一次側と二次側とでの直列
共振回路の共振インピーダンスを低くして二次側共振電
流を増幅するようにも動作する。そして、この二次側共
振電流の増幅作用によって負荷側に供給される電力も増
加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。

【００４３】また、上記のようにして最大負荷電力の増
加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生
成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負
荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説
明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等
倍電圧整流回路の構成を採ることができる。これによ
り、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流
平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2の両端に得られる共振電圧は、整流平滑電圧Ｅ
ｉに対して一次側の直列共振回路が作用することで、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオフ時に発生するが、本実施
の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整
流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒ
は、先に図４，図５に示した従来例としての電源回路に
て発生する共振電圧の約１／２程度に抑えられることに
なる。つまり、共振電圧Ｖｃｒはピークで２００程度に
まで抑えられることになる。従って、本実施の形態にお
いては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、２００
Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。

【００４４】また、二次側においては、二次巻線（Ｎ2
A，Ｎ2B）の励起電圧が正負の両期間において整流動作
を行う倍電圧全波整流回路を設けたことで、本実施の形
態では、二次側整流ダイオードのオフ期間に発生する二
次側整流ダイオードの両端電圧は、二次側直流出力電圧
ＥOと同等のレベルにまで抑制される。これにより、二
次側の倍電圧整流回路を形成する整流ダイオードとして
は、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに対応する耐圧品
を選定すればよいことになる。

【００４５】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2A，Ｎ2Bとしては、従来の１／２の巻数で済むことに
なる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの小型軽量化、及び低コスト化につながる。

【００４６】更に本実施の形態では、スイッチング素子
Ｑ1、及び二次側の整流ダイオードについて、従来備え
られるべきものよりも低耐圧品を用いることができるた
め、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特に
コストアップを考慮することなく、例えばスイッチング
素子Ｑ1及び二次側の整流ダイオードについて特性の向
上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電
圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅
率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードで
あれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性
の良好なもの）を選定することができる。このような特
性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイ
ッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ
電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進さ
れることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率な
ど諸特性の向上を図ることが可能になると共に、各種部
品素子及び直交型制御トランスＰＲＴ、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴ等の小型軽量化及び低コスト化を促進す
ることが可能になる。

【００４７】更に、電源回路の小型・軽量化及び低コス
ト化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生
成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ
２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされた
のであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ
整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロ
ック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採
用することができるので、それだけ、コストの削減及び
部品の小型化が図られるものである。

【００４８】更に、図１に示す構成では、一次側におけ
る定電圧制御動作としてスイッチング周波数を可変制御
する結果、一次側の直列共振回路の共振インピーダンス
と二次側の直列共振回路の共振インピーダンスとの両者
を同時に制御するという動作が得られる。このため、従
来よりも定電圧制御のための制御感度が向上し、例えば
従来と同一のスイッチング周波数可変幅（制御電流可変
幅）に対する制御範囲が拡大され、例えば定電圧制御可
能な最小負荷電力も拡大される。

【００４９】実際の実験結果として、最大負荷電力１８
０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖスイッチング周波数
ｆｓの制御範囲（可変幅）がｆｓ＝１００ＫＨｚ〜１５
０ＫＨｚとされる条件の下では、図５に示した従来とし
ての電源回路の構成では、電力変換効率が８９％、最小
負荷電力が６０Ｗであったのに対して、図１に示す本実
施の形態の電源回路では、電力変換効率が９３％、最小
負荷電力が１０Ｗとなり、電力変換効率の向上及び制御
範囲の大幅な拡大が図られている。

【００５０】図３は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において、図１、及び図４〜図６と同一部分につ
いては同一符号を付して説明を省略する。この図に示す
電源回路の一次側においては、図６に示した回路と同様
に、４石のスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）をフル
ブリッジ結合した他励式による電流共振形コンバータを
備えた構成が採られている。但し、この図においては、
図６に示した発振回路２、ドライブ回路３，及び起動回
路４を１つにまとめて、発振ドライブ回路５として示し
ている。また、この図においては、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴに巻装される巻線Ｎ3、整流ダイオードＤ1、
及び平滑コンデンサＣ3からなる半波整流回路が設けら
れ、この半波整流回路にて得られる低圧直流電圧が発振
・ドライブ回路５の動作電源として供給される。

【００５１】また、この図に示す電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、先に図２により説明
したのと同様の構造を採るものとされる。

【００５２】そして、この図に示す電源回路の二次側に
おいては、二次巻線Ｎ2Aに対して、ブリッジ整流回路Ｄ
BR及び平滑コンデンサＣO1からなる全波整流回路が接続
されることで、全波整流方式により、二次巻線Ｎ2Aに得
られた交番電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側
直流電圧O1を生成する。また、二次巻線Ｎ2Aに対しては
並列に並列共振コンデンサＣ2が接続されることで、二
次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスと並列共振コンデンサ
Ｃ2のキャパシタンスにより並列共振回路（電圧共振回
路）が形成される。つまり、この構成では、一次側に直
列共振回路が備えられ、二次側に並列共振回路が備えら
れた複合共振形コンバータを形成することになる。この
場合、なお、この場合、二次巻線Ｎ2B側においては、こ
の二次巻線Ｎ2Bにセンタータップを設けて、このタップ
出力を接地した上で、図のようにして整流ダイオードＤ
4，Ｄ5及び平滑コンデンサＣO2によるセンタータップ方
式による全波整流回路を形成することで、二次側直流電
圧ＥO2を得るようにしている。

【００５３】このような構成によっても、二次側並列共
振回路（Ｎ2A，Ｃ2）が共振動作を行うことで、第１の
実施の形態の場合と同様に最大負荷電力の増加と、一次
側のスイッチング周波数制御に伴う一次側と二次側の共
振インピーダンスの同時制御による制御範囲の拡大が図
られ、結果的に第１の実施の形態と同様の効果が得られ
る。また、フルブリッジ結合の構成としたことで、対応
可能な最大負荷電力は、２５０Ｗ以上にまで向上され
る。

【００５４】なお、本発明の電源回路としては、上記図
１に示した第１の実施の形態の電源回路に対して、図３
に示したような二次側並列共振回路を備える構成として
もよいものであり、逆に、図３に示した第２の実施の形
態の電源回路に対して、図１に示したような二次側直列
共振回路を備える構成としてもよいものである。また、
上記図１及び図３に示した構成の細部は実際の使用条件
に対応して適宜変更されて構わないし、スイッチング素
子としても、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴ
の以外の他の部品素子が採用されて構わないものであ
る。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング電源回路として、一次側に電流共振形スイッチング
コンバータ（即ち、一次側直列共振回路）を備えたうえ
で、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一
次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性
となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにして
いる。そして、二次側においては、二次巻線に二次側直
列共振回路を直列に接続して直列共振回路を形成して、
この直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備え
ることで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の
二倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされ
る。或いは、二次側においては、二次巻線に二次側並列
共振回路を形成して、この二次側並列共振回路の共振動
作を利用した全波整流回路によって、二次巻線に得られ
る交番電圧の等倍に対応する二次側直流出力電圧を得る
ように構成される。

【００５６】上記したような二次側の構成によって負荷
に電力供給をする結果、本発明では、対応可能な最大負
荷電力を従来よりも向上させることが可能になる。そし
てこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常
の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレ
ベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分
に上記した条件に対応することができることになる。

【００５７】また、以上の構成から次のようなことも言
える。例えば従来においては、上記の条件に対応する場
合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２
倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このた
め、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサに
は、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング
電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。

【００５８】これに対して本発明では、整流平滑電圧レ
ベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となる
ことから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサ
について、従来の１／２程度の耐圧品を用いることがで
きる。また、二次側においては、倍電圧整流方式と全波
整流方式の何れの構成を採るにせよ、交番電圧が正／負
の両期間で整流動作を行う整流動作となる結果、整流ダ
イオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルとほぼ
同等に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについ
ても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共
振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコ
ストを削減することができる。また、スイッチング素子
及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定
して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に
可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図ら
れることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部
品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を
得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例
えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッ
ジ整流ダイオードを採用することができるので、この点
でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。

【００５９】更に本発明として、二次側に設けられる整
流回路について倍電圧全波整流回路が採用される場合、
例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベル
の直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従
来の１／２程度にまで少なくすることが可能になる。

【００６０】更には、スイッチング手段としてフルブリ
ッジ結合方式による構成を採れば、比較的簡略な回路構
成によっても、対応可能な負荷電力を更に増加させるこ
とが可能になる。

【００６１】また、本発明の回路構成では、一次側にお
いてスイッチング周波数制御方式により定電圧制御を行
うようにされるのであるが、この際、スイッチング周波
数が可変されるのに応じて、一次側直列共振回路の共振
インピーダンスと、二次側の共振回路（直列共振回路又
は並列共振回路）の共振インピーダンスを同時に制御す
る動作が得られるため、定電圧制御範囲が拡大される。

【００６２】このように本発明では、電圧共振形コンバ
ータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び
電力変換効率や定電圧制御範囲等の諸特性の向上が促進
されるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスの構成を示す断面図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図４】従来例としての電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図５】従来例としての電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図６】従来例としての電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図７】従来例としての絶縁コンバータトランスの構成
を示す断面図である。

【図８】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、４
起動回路、５ 発振・ドライブ回路、Ｃｉ 平滑コンデ
ンサ、Ｃｓ1，Ｃｓ2 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ2
二次側並列共振コンデンサ、Ｄｉ，ＤBR ブリッジ整
流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、Ｐ
ＲＴ 直交型制御トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータト
ランス、ＮC 制御巻線、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ11，Ｑ12，Ｑ1
3，Ｑ14スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA08 DA06 DA07 EA06 FA02 GA06 GA07 HA04 JA01 LA01 MA01 MA03 MA10 NA01 NA03 NA09 5H730 AA02 AA14 AS01 BB26 BB27 BB55 BB57 BB62 BB72 BB80 BB94 DD04 DD23 EE02 EE04 EE07 EE30 EE72 EE74 FD01 FG07 ZZ16

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して、この商用交流
   電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
   成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
   て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
   うに構成されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
   直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を
   電流共振形とする一次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁
   コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
   分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成される二次側直列共振回路と、 二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデ
   ンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランス
   の二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整
   流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する
   二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電
   圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
   よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記スイッチング手段は、自励式により
   スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
   ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
   電源回路。
3. 【請求項３】 上記スイッチング手段は、他励式により
   スイッチング動作を行うための駆動回路を備えているこ
   とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
   路。
4. 【請求項４】 上記スイッチング手段は、２本のスイッ
   チング素子をハーフブリッジ結合して形成されることを
   特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 【請求項５】 上記スイッチング手段は、４本のスイッ
   チング素子をフルブリッジ結合して形成されることを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】 商用交流電源を入力して、この商用交流
   電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
   成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
   て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
   うに構成されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
   直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を
   電流共振形とする一次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを並列に接続することで、上記絶縁
   コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
   分と、上記二次側並列共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって形成される二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して全波整流動作を行って、入力電圧レベル
   のほぼ等倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように
   構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
   よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
7. 【請求項７】 上記スイッチング手段は、自励式により
   スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
   ていることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング
   電源回路。
8. 【請求項８】 上記スイッチング手段は、他励式により
   スイッチング動作を行うための駆動回路を備えているこ
   とを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回
   路。
9. 【請求項９】 上記スイッチング手段は、２本のスイッ
   チング素子をハーフブリッジ結合して形成されることを
   特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
10. 【請求項１０】 上記スイッチング手段は、４本のスイ
    ッチング素子をフルブリッジ結合して形成されることを
    特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。