JP2000101352A - 周波数二逓倍器の多段化方法及び多段型周波数逓倍器 - Google Patents
周波数二逓倍器の多段化方法及び多段型周波数逓倍器Info
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- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
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- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
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- H03B19/16—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes
- H03B19/18—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source using uncontrolled rectifying devices, e.g. rectifying diodes or Schottky diodes and elements comprising distributed inductance and capacitance
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- Microwave Amplifiers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 安定した出力レベルを保持した状態で基本周
波数の信号を連続的に二逓倍してゆくことにより、高速
大容量通信システムやマイクロ波およびミリ波レーダに
使用できる周波数の信号が得られるようにする。 【解決手段】 対向する方向で見た場合に中間の高調波
周波数でインピーダンス整合を達成するよう選択された
電気パラメータを有する伝送線路を備える段間ネットワ
ーク２０，３０を介して、周波数二逓倍用の三端子トラ
ンジスタデバイスであるトランジスタ１６，２６，３６
を多段接続することで、入力ネットワーク１０から出力
ネットワーク４０より取り出すまで、基本周波数ｆ0 、
第２高調波２ｆ0 、第４の高調波４ｆ0 、そして第８の
高調波８ｆ0 に対してインピーダンス整合を行えるよう
にした。
波数の信号を連続的に二逓倍してゆくことにより、高速
大容量通信システムやマイクロ波およびミリ波レーダに
使用できる周波数の信号が得られるようにする。 【解決手段】 対向する方向で見た場合に中間の高調波
周波数でインピーダンス整合を達成するよう選択された
電気パラメータを有する伝送線路を備える段間ネットワ
ーク２０，３０を介して、周波数二逓倍用の三端子トラ
ンジスタデバイスであるトランジスタ１６，２６，３６
を多段接続することで、入力ネットワーク１０から出力
ネットワーク４０より取り出すまで、基本周波数ｆ0 、
第２高調波２ｆ0 、第４の高調波４ｆ0 、そして第８の
高調波８ｆ0 に対してインピーダンス整合を行えるよう
にした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振器の出力周波
数を逓倍するための方法および装置に関し、特に、マイ
クロ波およびミリ波周波数帯域の周波数源を提供するた
めの周波数二逓倍器の縦続接続に関する。
数を逓倍するための方法および装置に関し、特に、マイ
クロ波およびミリ波周波数帯域の周波数源を提供するた
めの周波数二逓倍器の縦続接続に関する。
【０００２】
【従来の技術】活発化しているＫａ帯域における高デー
タレートの無線通信システムは、高安定、低位相雑音の
信号源を必要としており、位相同期発振器（ＰＬＯ）が
有望な候補と考えられている。しかし、ミリ波ＰＬＯの
構成では、複数の無線周波数（ＲＦ）コンポーネントか
らなる複雑な回路を必要とし、しばしば大げさなパッケ
ージングや高ＤＣ電力消費と共に全体的なコスト高を引
き起こすことになる。最近では、低コストのＩＣからな
る低ＧＨｚシンセサイザ信号源を利用するためにミリ波
注入同期発振器が研究されており、例えば「Ｋａｍｏｇ
ａｗａ ｅｔ ａｌ．，“Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ−ｌｏｃ
ｋｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｃｈａｉｎ：ａ ｐｏ
ｓｓｉｂｌｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎ ｔｏ ｍｉｌｌｉｍ
ｅｔｅｒ−ｗａｖｅ ＭＭＩＣ ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅ
ｒｓ，”１９９６ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｓｙｍｐｏ
ｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．５１７−５２０」、
「Ｓｕｅｍａｔｓｕ，ｅｔ ａｌ．，“Ｍｉｌｌｉｍｅ
ｔｅｒ−ｗａｖｅ ＨＢＴ ＭＭＩＣ ｓｙｎｔｈｅｓ
ｉｚｅｒｓ ｕｓｉｎｇ ｓｕｂ−ｈａｒｍｏｎｉｃａ
ｌｌｙ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ−ｌｏｃｋｅｄ ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒｓ，”１９９７ ＩＥＥＥ ＧａＡｓ Ｉ
Ｃ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．２７１
−２７４．」に報告されている。
タレートの無線通信システムは、高安定、低位相雑音の
信号源を必要としており、位相同期発振器（ＰＬＯ）が
有望な候補と考えられている。しかし、ミリ波ＰＬＯの
構成では、複数の無線周波数（ＲＦ）コンポーネントか
らなる複雑な回路を必要とし、しばしば大げさなパッケ
ージングや高ＤＣ電力消費と共に全体的なコスト高を引
き起こすことになる。最近では、低コストのＩＣからな
る低ＧＨｚシンセサイザ信号源を利用するためにミリ波
注入同期発振器が研究されており、例えば「Ｋａｍｏｇ
ａｗａ ｅｔ ａｌ．，“Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ−ｌｏｃ
ｋｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｃｈａｉｎ：ａ ｐｏ
ｓｓｉｂｌｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎ ｔｏ ｍｉｌｌｉｍ
ｅｔｅｒ−ｗａｖｅ ＭＭＩＣ ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅ
ｒｓ，”１９９６ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｓｙｍｐｏ
ｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．５１７−５２０」、
「Ｓｕｅｍａｔｓｕ，ｅｔ ａｌ．，“Ｍｉｌｌｉｍｅ
ｔｅｒ−ｗａｖｅ ＨＢＴ ＭＭＩＣ ｓｙｎｔｈｅｓ
ｉｚｅｒｓ ｕｓｉｎｇ ｓｕｂ−ｈａｒｍｏｎｉｃａ
ｌｌｙ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ−ｌｏｃｋｅｄ ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒｓ，”１９９７ ＩＥＥＥ ＧａＡｓ Ｉ
Ｃ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．２７１
−２７４．」に報告されている。
【０００３】高逓倍次数を用いるこれらの方法は、より
高い性能を得るための魅力的な手段でもある。周波数逓
倍に対する位相雑音劣化がｆ2 に従って変化し、一方マ
イクロ波及びミリ波発振器の位相雑音がｆ4 −ｆ5 に従
って劣化することが、「Ｉｓｏｔａ ｅｔ ａｌ．，
“Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ｗ
ａｖｅ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ，”
２７ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃ
ｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，ｐｐ．
１３１６−１３２２（Ｓｅｐｔ．１９９７）」に報告さ
れている。
高い性能を得るための魅力的な手段でもある。周波数逓
倍に対する位相雑音劣化がｆ2 に従って変化し、一方マ
イクロ波及びミリ波発振器の位相雑音がｆ4 −ｆ5 に従
って劣化することが、「Ｉｓｏｔａ ｅｔ ａｌ．，
“Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ｗ
ａｖｅ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ，”
２７ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃ
ｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，ｐｐ．
１３１６−１３２２（Ｓｅｐｔ．１９９７）」に報告さ
れている。
【０００４】ミリ波ＰＬＯの代わりとしては、従来はマ
イクロ波ＰＬＯに後続して周波数逓倍器が使用されてい
た。より高次の逓倍を達成するために、周波数逓倍器は
しばしば一連の周波数二逓倍器で構成される。周波数二
逓倍は高い変換効率を持つため好適であるからである。
そうした逓倍器においては、従来は周波数変換デバイス
としてダイオードが使用され、二逓倍器の間に駆動電力
増幅器を設けて周波数逓倍に伴う変換損失を補償するこ
とが必要であった。
イクロ波ＰＬＯに後続して周波数逓倍器が使用されてい
た。より高次の逓倍を達成するために、周波数逓倍器は
しばしば一連の周波数二逓倍器で構成される。周波数二
逓倍は高い変換効率を持つため好適であるからである。
そうした逓倍器においては、従来は周波数変換デバイス
としてダイオードが使用され、二逓倍器の間に駆動電力
増幅器を設けて周波数逓倍に伴う変換損失を補償するこ
とが必要であった。
【０００５】電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのト
ランジスタを用いることにより変換利得を得ることがで
きるが、「Ｈ．Ｗａｎｇ，ｅｔ ａｌ．，“Ａ Ｗ−ｂ
ａｎｄ ｓｏｕｒｃｅ ｍｏｄｕｌｅ ｕｓｉｎｇ Ｍ
ＭＩＣ’ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａ
ｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−４
３，Ｎｏ．５，ｐｐ．１０１０−１０１６，Ｍａｙ １
９９５」に報告されるように、小電力デバイスが使用さ
れるミリ波周波数など高周波数範囲では段間増幅器が必
要とされた。
ランジスタを用いることにより変換利得を得ることがで
きるが、「Ｈ．Ｗａｎｇ，ｅｔ ａｌ．，“Ａ Ｗ−ｂ
ａｎｄ ｓｏｕｒｃｅ ｍｏｄｕｌｅ ｕｓｉｎｇ Ｍ
ＭＩＣ’ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａ
ｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−４
３，Ｎｏ．５，ｐｐ．１０１０−１０１６，Ｍａｙ １
９９５」に報告されるように、小電力デバイスが使用さ
れるミリ波周波数など高周波数範囲では段間増幅器が必
要とされた。
【０００６】デバイスの能力や動作周波数によっては、
駆動増幅器を用いず縦続接続された周波数二逓倍器が、
「Ｎｉｎｏｍｉｙａ ｅｔ ａｌ．，“６０−ＧＨｚ
ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅ
ｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ｓｙｓｔｅｍ，”１９
９６ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉ
ｇｅｓｔ，ｐｐ．１１７１−１１７４」、「濱田等“周
波数逓倍器を用いた６０ＧＨｚ帯位相同期発振器”１９
９７年電子情報通信学会春季総合大会Ｃ−２−４５」に
報告されている。
駆動増幅器を用いず縦続接続された周波数二逓倍器が、
「Ｎｉｎｏｍｉｙａ ｅｔ ａｌ．，“６０−ＧＨｚ
ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅ
ｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ｓｙｓｔｅｍ，”１９
９６ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉ
ｇｅｓｔ，ｐｐ．１１７１−１１７４」、「濱田等“周
波数逓倍器を用いた６０ＧＨｚ帯位相同期発振器”１９
９７年電子情報通信学会春季総合大会Ｃ−２−４５」に
報告されている。
【０００７】しかし、これらのシステムでは、各段は、
入出力インピーダンスが各周波数で５０Ωに整合した独
立した回路であった。
入出力インピーダンスが各周波数で５０Ωに整合した独
立した回路であった。
【０００８】従来技術に従う縦続接続された周波数二逓
倍器の構成は図１に示すとおりである。初段の周波数二
逓倍器１は、連続接続した、基本波周波数信号に対する
５０Ωの整合を行うための第１入力整合ネットワーク１
ａ、第１トランジスタ１ｂ、基本波周波数を抑圧するた
めの第１四分の一波長開放端スタブ１ｃ、第２高調波周
波数信号に対する５０Ωの整合を行うための第１出力整
合ネットワーク１ｄを含んでいる。第２段の周波数二逓
倍器２は、連続接続した、第２高調波周波数信号に対す
る５０Ωの整合を行うための第２入力整合ネットワーク
２ａ、第２トランジスタ２ｂ、第２高調波周波数を抑圧
するための第２四分の一波長開放端スタブ２ｃ、第４高
調波周波数信号に対する５０Ωの整合を行うための第２
出力整合ネットワーク２ｄを含んでいる。Ｋａｗａｋａ
ｍｉ、Ｋｕｄｏによる１９８８年６月２８日発行の米国
特許第４，７５４，２２９号では、図１に示すのと同様
の構成要素を有する整合回路のマイクロ波設計を記載し
ている。
倍器の構成は図１に示すとおりである。初段の周波数二
逓倍器１は、連続接続した、基本波周波数信号に対する
５０Ωの整合を行うための第１入力整合ネットワーク１
ａ、第１トランジスタ１ｂ、基本波周波数を抑圧するた
めの第１四分の一波長開放端スタブ１ｃ、第２高調波周
波数信号に対する５０Ωの整合を行うための第１出力整
合ネットワーク１ｄを含んでいる。第２段の周波数二逓
倍器２は、連続接続した、第２高調波周波数信号に対す
る５０Ωの整合を行うための第２入力整合ネットワーク
２ａ、第２トランジスタ２ｂ、第２高調波周波数を抑圧
するための第２四分の一波長開放端スタブ２ｃ、第４高
調波周波数信号に対する５０Ωの整合を行うための第２
出力整合ネットワーク２ｄを含んでいる。Ｋａｗａｋａ
ｍｉ、Ｋｕｄｏによる１９８８年６月２８日発行の米国
特許第４，７５４，２２９号では、図１に示すのと同様
の構成要素を有する整合回路のマイクロ波設計を記載し
ている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図１の構成は、各段が
独立に設計され、各段の対応する周波数に対して５０Ω
終端への整合を行うように各段の入出力インピーダンス
が整合される、縦続接続された周波数二逓倍器からな
る。したがって、各入出力インピーダンス整合ネットワ
ークでは５０Ωへの整合のために異なるスタブが必要で
ある。比較的小電力のデバイスが用いられているため、
電力レベルは高くても約０ｄＢｍである。駆動電力レベ
ルを向上させるために中電力トランジスタを使用する
と、周波数帯域幅が狭くなってしまう。これは、元来比
較的低い中電力トランジスタの入力抵抗が、しばしば、
基本波周波数を抑圧するための四分の一波長開放端スタ
ブによって更に低下させられるため、５０Ωに対して更
に高い変換比が必要となるためである。例えば、Ｎｏｒ
ｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ＧａＡｓ系 ５００
μｍ ＰＨＥＭＴ は約５Ωの入力抵抗を示すため、５
０Ωに対する変換比は約１０である。四分の一波長開放
端スタブの影響でこの比は等価的に更に高くなる。その
ような大きな比の場合に、尤もらしい帯域幅を保ちなが
ら回路を５０Ωに終端させるためには、インピーダンス
整合回路を追加する必要がでてくる。
独立に設計され、各段の対応する周波数に対して５０Ω
終端への整合を行うように各段の入出力インピーダンス
が整合される、縦続接続された周波数二逓倍器からな
る。したがって、各入出力インピーダンス整合ネットワ
ークでは５０Ωへの整合のために異なるスタブが必要で
ある。比較的小電力のデバイスが用いられているため、
電力レベルは高くても約０ｄＢｍである。駆動電力レベ
ルを向上させるために中電力トランジスタを使用する
と、周波数帯域幅が狭くなってしまう。これは、元来比
較的低い中電力トランジスタの入力抵抗が、しばしば、
基本波周波数を抑圧するための四分の一波長開放端スタ
ブによって更に低下させられるため、５０Ωに対して更
に高い変換比が必要となるためである。例えば、Ｎｏｒ
ｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ＧａＡｓ系 ５００
μｍ ＰＨＥＭＴ は約５Ωの入力抵抗を示すため、５
０Ωに対する変換比は約１０である。四分の一波長開放
端スタブの影響でこの比は等価的に更に高くなる。その
ような大きな比の場合に、尤もらしい帯域幅を保ちなが
ら回路を５０Ωに終端させるためには、インピーダンス
整合回路を追加する必要がでてくる。
【００１０】本発明の目的は、低周波数マイクロ波帯域
における発振器の出力周波数を逓倍する方法および装置
を提供することである。
における発振器の出力周波数を逓倍する方法および装置
を提供することである。
【００１１】本発明の他の目的は、マイクロ波およびミ
リ波周波数帯域において高安定、低位相雑音の局部発振
源を提供することである。
リ波周波数帯域において高安定、低位相雑音の局部発振
源を提供することである。
【００１２】したがって、本発明の一態様に従えば、周
波数逓倍方法であって、（ａ）基本波周波数成分ｆ0 を
有する入力信号を受信し、（ｂ）前記基本波周波数成分
に整合する入力インピーダンスを提供し、（ｃ）入力信
号から出力周波数成分２n ｆ0 を有する出力信号を生成
するために、連続したｎ個の周波数二逓倍動作を実行
し、ｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍動作として示す各周波数
二逓倍動作は、入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を有するｋ
番目の入力信号を受信し、２k ｆ0 の高調波周波数成分
を有するｋ番目の中間信号をｋ番目の入力信号から生成
し、中間信号から入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を抑圧
し、（ｄ）各一対の連続するｋ番目と（ｋ＋１）番目の
周波数二逓倍動作間において、高調波周波数成分２k ｆ
0 に対する段間インピーダンス整合を提供し、（ｅ）出
力周波数成分２n ｆ0 に整合する出力インピーダンスを
提供する工程を備えることを特徴とする、周波数逓倍方
法が提供される。好ましくは、少なくとも一つも二逓倍
動作工程が、前記入力信号を受信する工程の後に信号安
定化工程をさらに含んでいると良い。
波数逓倍方法であって、（ａ）基本波周波数成分ｆ0 を
有する入力信号を受信し、（ｂ）前記基本波周波数成分
に整合する入力インピーダンスを提供し、（ｃ）入力信
号から出力周波数成分２n ｆ0 を有する出力信号を生成
するために、連続したｎ個の周波数二逓倍動作を実行
し、ｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍動作として示す各周波数
二逓倍動作は、入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を有するｋ
番目の入力信号を受信し、２k ｆ0 の高調波周波数成分
を有するｋ番目の中間信号をｋ番目の入力信号から生成
し、中間信号から入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を抑圧
し、（ｄ）各一対の連続するｋ番目と（ｋ＋１）番目の
周波数二逓倍動作間において、高調波周波数成分２k ｆ
0 に対する段間インピーダンス整合を提供し、（ｅ）出
力周波数成分２n ｆ0 に整合する出力インピーダンスを
提供する工程を備えることを特徴とする、周波数逓倍方
法が提供される。好ましくは、少なくとも一つも二逓倍
動作工程が、前記入力信号を受信する工程の後に信号安
定化工程をさらに含んでいると良い。
【００１３】本発明の他の態様に従えば、多段型周波数
逓倍器における周波数二逓倍段であって、（ａ）入力周
波数成分ｆ0 を有する入力信号を受信し、当該基本波周
波数成分に対するインピーダンス整合を提供する入力ネ
ットワークと、（ｂ）入力信号から出力周波数成分２n
ｆ0 を有する出力信号を生成するためのｎ個の周波数二
逓倍器（ここで、ｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍器として示
す各周波数二逓倍器は、入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を
有するｋ番目の入力信号を受信し、また、当該入力信号
から２k ｆ0 高調波周波数成分を有するｋ番目の中間信
号を生成するための手段と、中間信号から当該入力周波
数成分を抑圧する手段と、から構成される。）と、
（ｃ）各一対の隣接するｋ番目と（ｋ＋１）番目の周波
数二逓倍器間に位置し、高調波周波数成分２k ｆ0 に対
する段間インピーダンス整合を提供するための（ｎ−
１）個の段間ネットワークと、（ｄ）出力周波数成分２
n ｆ0 に対するインピーダンス整合のための出力ネット
ワークと、を連続して配置することで構成されることを
特徴とする、多段型周波数逓倍器が提供される。
逓倍器における周波数二逓倍段であって、（ａ）入力周
波数成分ｆ0 を有する入力信号を受信し、当該基本波周
波数成分に対するインピーダンス整合を提供する入力ネ
ットワークと、（ｂ）入力信号から出力周波数成分２n
ｆ0 を有する出力信号を生成するためのｎ個の周波数二
逓倍器（ここで、ｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍器として示
す各周波数二逓倍器は、入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を
有するｋ番目の入力信号を受信し、また、当該入力信号
から２k ｆ0 高調波周波数成分を有するｋ番目の中間信
号を生成するための手段と、中間信号から当該入力周波
数成分を抑圧する手段と、から構成される。）と、
（ｃ）各一対の隣接するｋ番目と（ｋ＋１）番目の周波
数二逓倍器間に位置し、高調波周波数成分２k ｆ0 に対
する段間インピーダンス整合を提供するための（ｎ−
１）個の段間ネットワークと、（ｄ）出力周波数成分２
n ｆ0 に対するインピーダンス整合のための出力ネット
ワークと、を連続して配置することで構成されることを
特徴とする、多段型周波数逓倍器が提供される。
【００１４】本発明の態様として、ｎ＝２の場合、基本
波周波数信号が入力ネットワーク手段に印加される時、
出力ネットワーク手段から第４高調波周波数信号が提供
される。また、他の態様として、ｎ＝３の場合、基本波
周波数信号が入力ネットワーク手段に印加される時、出
力ネットワーク手段から第８高調波周波数信号が提供さ
れる。
波周波数信号が入力ネットワーク手段に印加される時、
出力ネットワーク手段から第４高調波周波数信号が提供
される。また、他の態様として、ｎ＝３の場合、基本波
周波数信号が入力ネットワーク手段に印加される時、出
力ネットワーク手段から第８高調波周波数信号が提供さ
れる。
【００１５】上記した本発明の態様において、周波数二
逓倍器は三端子トランジスタデバイスからなり、トラン
ジスタは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、高電子移動
度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のいずれでもよい。さらに
好ましくは、抑圧手段は、最も効果的な周波数抑圧を提
供するのに適切な電気長だけトランジスタデバイス出力
端子から離れて位置した、四分の一波長開放端スタブで
ある。実際には、多くの場合、電気長は実質的に０であ
る。また実用上は、伝送線路はマイクロストリップ線路
であって、互いに対向する方向から見て実質的に同じ値
と反対の極性を持つ、一組の反射係数を成すことにより
共役段間インピーダンス整合を達成するよう選択され
た、特性インピーダンスと電気長を含む電気パラメータ
を有する。特性インピーダンスを実質的に５０Ωに選択
することも可能である。本発明の他の態様として、更
に、安定化手段を入力ポートに備えるものとし、これを
シャント抵抗で構成すれば好適である。
逓倍器は三端子トランジスタデバイスからなり、トラン
ジスタは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、高電子移動
度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のいずれでもよい。さらに
好ましくは、抑圧手段は、最も効果的な周波数抑圧を提
供するのに適切な電気長だけトランジスタデバイス出力
端子から離れて位置した、四分の一波長開放端スタブで
ある。実際には、多くの場合、電気長は実質的に０であ
る。また実用上は、伝送線路はマイクロストリップ線路
であって、互いに対向する方向から見て実質的に同じ値
と反対の極性を持つ、一組の反射係数を成すことにより
共役段間インピーダンス整合を達成するよう選択され
た、特性インピーダンスと電気長を含む電気パラメータ
を有する。特性インピーダンスを実質的に５０Ωに選択
することも可能である。本発明の他の態様として、更
に、安定化手段を入力ポートに備えるものとし、これを
シャント抵抗で構成すれば好適である。
【００１６】本発明は駆動増幅器を二逓倍器間に設ける
必要なく多段型周波数逓倍器内に段間整合を提供する。
本発明の一つの利点は、インピーダンス整合のためのス
タブが除去されるために回路トポロジーが簡素化される
ことであり、結果として回路全体のサイズの縮小にもな
る。他の利点は、縦続接続二逓倍器が中電力三端子トラ
ンジスタを使用する時、帯域幅を狭めることなく駆動電
力レベルを増加することが可能であり、それにより局部
発振器から要求される出力電力レベルを安定させること
ができることである。本発明の装置および方法は、マイ
クロ波およびミリ波レーダにおける高速大容量通信シス
テムにおいて特に有用に使用できる。
必要なく多段型周波数逓倍器内に段間整合を提供する。
本発明の一つの利点は、インピーダンス整合のためのス
タブが除去されるために回路トポロジーが簡素化される
ことであり、結果として回路全体のサイズの縮小にもな
る。他の利点は、縦続接続二逓倍器が中電力三端子トラ
ンジスタを使用する時、帯域幅を狭めることなく駆動電
力レベルを増加することが可能であり、それにより局部
発振器から要求される出力電力レベルを安定させること
ができることである。本発明の装置および方法は、マイ
クロ波およびミリ波レーダにおける高速大容量通信シス
テムにおいて特に有用に使用できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図２（ａ）は本発明に従う二個の
段間ネットワークを用いた三段周波数逓倍器構成の動作
原理を示すブロック図である。逓倍器は、連続した配置
で、入力ネットワーク１０，第１トランジスタ１６，第
１段間ネットワーク２０，第２トランジスタ２６，第２
段間ネットワーク３０，第３トランジスタ３６および出
力ネットワーク４０を含んでいる。四個のネットワーク
は、各々相当する周波数、つまり、基本波周波数ｆ0 、
第２高調波２ｆ0 、第４高調波４ｆ0 、そして第８高調
波８ｆ0 に対してインピーダンス整合を行う。
段間ネットワークを用いた三段周波数逓倍器構成の動作
原理を示すブロック図である。逓倍器は、連続した配置
で、入力ネットワーク１０，第１トランジスタ１６，第
１段間ネットワーク２０，第２トランジスタ２６，第２
段間ネットワーク３０，第３トランジスタ３６および出
力ネットワーク４０を含んでいる。四個のネットワーク
は、各々相当する周波数、つまり、基本波周波数ｆ0 、
第２高調波２ｆ0 、第４高調波４ｆ0 、そして第８高調
波８ｆ0 に対してインピーダンス整合を行う。
【００１８】一般的に、多段型周波数逓倍器はｎ個の周
波数逓倍器を含むものとして、また入力信号から出力信
号成分２n ｆ0 を生成するものとして記載される。各周
波数逓倍器はｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍器として示さ
れ、２(k-1) ｆ0 の入力周波数成分を有すｋ番目の入力
信号を受信し、その信号から２k ｆ0 の高調波周波数成
分を有するｋ番目の中間信号を生成する。
波数逓倍器を含むものとして、また入力信号から出力信
号成分２n ｆ0 を生成するものとして記載される。各周
波数逓倍器はｋ番目（ｋ≦ｎ）の二逓倍器として示さ
れ、２(k-1) ｆ0 の入力周波数成分を有すｋ番目の入力
信号を受信し、その信号から２k ｆ0 の高調波周波数成
分を有するｋ番目の中間信号を生成する。
【００１９】図２（ｂ）は図２（ａ）の構成において使
用される段間ネットワーク２０、３０の各々の実施形態
の要素を示す図である。そうした段間ネットワークは、
主要入力信号成分を抑圧する四分の一波長（λ／４）開
放端スタブ１を備え、スタブ１はＤＣブロックキャパシ
タ３を含む伝送線路２に接続している。次段の二逓倍器
の入力抵抗が０に近いか負の時、周波数二逓倍トランジ
スタデバイス６のゲート５に接続するシャント抵抗４が
安定化に使用される。トランジスタデバイス６は、第２
高調波周波数を生成する目的でその非線形性を利用する
ようにバイアスされた三端子トランジスタである。本実
施形態ではトランジスタデバイス６は電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）または高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）であるが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ
（ＨＢＴ）などの他の種類のトランジスタも使用するこ
とができる。二つの連続するトランジスタデバイス間の
インピーダンス整合は、必要な共役段間インピーダンス
整合を提供するために伝送線路２の適切な特性インピー
ダンスとその電気長を選択することにより行われる。本
実施形態では、伝送線路２はマイクロストリップ線路で
あるが、コプレーナ線路などの他の伝送線路も用いるこ
とができる。
用される段間ネットワーク２０、３０の各々の実施形態
の要素を示す図である。そうした段間ネットワークは、
主要入力信号成分を抑圧する四分の一波長（λ／４）開
放端スタブ１を備え、スタブ１はＤＣブロックキャパシ
タ３を含む伝送線路２に接続している。次段の二逓倍器
の入力抵抗が０に近いか負の時、周波数二逓倍トランジ
スタデバイス６のゲート５に接続するシャント抵抗４が
安定化に使用される。トランジスタデバイス６は、第２
高調波周波数を生成する目的でその非線形性を利用する
ようにバイアスされた三端子トランジスタである。本実
施形態ではトランジスタデバイス６は電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）または高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）であるが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ
（ＨＢＴ）などの他の種類のトランジスタも使用するこ
とができる。二つの連続するトランジスタデバイス間の
インピーダンス整合は、必要な共役段間インピーダンス
整合を提供するために伝送線路２の適切な特性インピー
ダンスとその電気長を選択することにより行われる。本
実施形態では、伝送線路２はマイクロストリップ線路で
あるが、コプレーナ線路などの他の伝送線路も用いるこ
とができる。
【００２０】開放端スタブ１の方向にはさほど重要性は
ないが、インピーダンス整合のためのスタブ１は図中上
向きに図示されているのに対し、入力信号の抑圧のため
のスタブは下向きに図示されている。ここでは開放端ス
タブは開放回路で終わる伝送線路セクションとして定義
されている。
ないが、インピーダンス整合のためのスタブ１は図中上
向きに図示されているのに対し、入力信号の抑圧のため
のスタブは下向きに図示されている。ここでは開放端ス
タブは開放回路で終わる伝送線路セクションとして定義
されている。
【００２１】また図２（ｂ）には先行トランジスタ６′
と開放端スタブ１の間に位置する伝送線路セクション７
が示され、入力信号抑圧スタブが先行トランジスタ６′
のドレイン８から距離を隔てて位置していることを示し
ている。しかし、この伝送線路セクション７は全ての実
施形態で必ずしも必要とされない。多くの場合、図３に
示す実施形態のように、先行トランジスタ６′のドレイ
ン８に可能な限り近く開放端スタブ１を位置させること
で良好に動作する。この伝送線路セクション７を含む二
個の連続するトランジスタ６′、６の間の全体の回路は
段間ネットワーク２０として動作する。図２（ａ），
（ｂ）の段間ネットワーク２０は、図１に示す入出力ポ
ート整合ネットワーク１ｄ、２ａに代わるものである。
と開放端スタブ１の間に位置する伝送線路セクション７
が示され、入力信号抑圧スタブが先行トランジスタ６′
のドレイン８から距離を隔てて位置していることを示し
ている。しかし、この伝送線路セクション７は全ての実
施形態で必ずしも必要とされない。多くの場合、図３に
示す実施形態のように、先行トランジスタ６′のドレイ
ン８に可能な限り近く開放端スタブ１を位置させること
で良好に動作する。この伝送線路セクション７を含む二
個の連続するトランジスタ６′、６の間の全体の回路は
段間ネットワーク２０として動作する。図２（ａ），
（ｂ）の段間ネットワーク２０は、図１に示す入出力ポ
ート整合ネットワーク１ｄ、２ａに代わるものである。
【００２２】この構成は（中）電力用トランジスタを用
いる周波数二逓倍器を使用して可能であり、これにより
連続段で変換利得を生じ、十分に高レベルで駆動電力を
保持することができる。それは、位相同期ループ発振器
の出力周波数を逓倍して、マイクロ波およびミリ波周波
数帯域において高安定かつ低位相雑音の局部周波数源を
提供するために有用である。この装置は、電圧制御され
た発振器の出力周波数を逓倍して、マイクロ波およびミ
リ波周波数帯域においてレーダ送信機からの出力信号を
提供するためにも有用である。
いる周波数二逓倍器を使用して可能であり、これにより
連続段で変換利得を生じ、十分に高レベルで駆動電力を
保持することができる。それは、位相同期ループ発振器
の出力周波数を逓倍して、マイクロ波およびミリ波周波
数帯域において高安定かつ低位相雑音の局部周波数源を
提供するために有用である。この装置は、電圧制御され
た発振器の出力周波数を逓倍して、マイクロ波およびミ
リ波周波数帯域においてレーダ送信機からの出力信号を
提供するためにも有用である。
【００２３】好適な実施形態において、安定化手段とし
て、トランジスタ６のゲート側に位置するシャント抵抗
４を使用する効果が試された。二つの周波数帯域、７．
５／１５ＧＨｚ、１５／３０ＧＨｚに対して単独段の周
波数二逓倍器が設計され作製された。伝送線路やキャパ
シタなど他のネットワーク要素と共に単一の半導体ウエ
ファ上で、シャント抵抗がモノリシックにトランジスタ
デバイス、ここではＨＥＭＴに一体化されている。例え
ば、７．５／１５ＧＨｚ二逓倍器においては、幅３０ミ
クロン、長さ１００ミクロンの抵抗金属薄膜を使用して
５００Ωの抵抗が作製されている。この抵抗は次のキャ
パシタと「ヴィア」ホールによって接地分流されてい
る。このシャント抵抗はゲートからデバイスへ向けて見
て振幅の反射係数を０．８７６まで減少させることが判
明している。そして、共役インピーダンス整合を得るよ
うに入力整合ネットワークが設計されている。本設計を
用いることで、周波数逓倍器の動作において実験的に発
振は全く観測されなかった。このように、これらの回路
は良く安定化されている。
て、トランジスタ６のゲート側に位置するシャント抵抗
４を使用する効果が試された。二つの周波数帯域、７．
５／１５ＧＨｚ、１５／３０ＧＨｚに対して単独段の周
波数二逓倍器が設計され作製された。伝送線路やキャパ
シタなど他のネットワーク要素と共に単一の半導体ウエ
ファ上で、シャント抵抗がモノリシックにトランジスタ
デバイス、ここではＨＥＭＴに一体化されている。例え
ば、７．５／１５ＧＨｚ二逓倍器においては、幅３０ミ
クロン、長さ１００ミクロンの抵抗金属薄膜を使用して
５００Ωの抵抗が作製されている。この抵抗は次のキャ
パシタと「ヴィア」ホールによって接地分流されてい
る。このシャント抵抗はゲートからデバイスへ向けて見
て振幅の反射係数を０．８７６まで減少させることが判
明している。そして、共役インピーダンス整合を得るよ
うに入力整合ネットワークが設計されている。本設計を
用いることで、周波数逓倍器の動作において実験的に発
振は全く観測されなかった。このように、これらの回路
は良く安定化されている。
【００２４】図３は本発明に従う三段周波数逓倍器構成
の実施形態を示す図である。この構成は、基本波周波数
に対する入力ポート整合ネットワーク１０、それぞれ第
２および第４高調波周波数に対する第１および第２段間
整合ネットワーク２０、３０、および第８高調波周波数
に対する出力ポート整合ネットワーク４０からなる。開
放端スタブ１９、４９はそれぞれ入力ポート整合ネット
ワーク１０および出力ポート整合ネットワーク４０に対
して使用される。図２（ｂ）に示すシャント抵抗４はこ
の実施形態では使用されない。段間伝送線路に対して５
０Ωの特性インピーダンスが用いられる。
の実施形態を示す図である。この構成は、基本波周波数
に対する入力ポート整合ネットワーク１０、それぞれ第
２および第４高調波周波数に対する第１および第２段間
整合ネットワーク２０、３０、および第８高調波周波数
に対する出力ポート整合ネットワーク４０からなる。開
放端スタブ１９、４９はそれぞれ入力ポート整合ネット
ワーク１０および出力ポート整合ネットワーク４０に対
して使用される。図２（ｂ）に示すシャント抵抗４はこ
の実施形態では使用されない。段間伝送線路に対して５
０Ωの特性インピーダンスが用いられる。
【００２５】キャパシタ２３、３３の値は、考慮されて
いる無線周波数に対して短絡に近くなるように選択され
る。本実施形態では、伝送線路幅に相当する大きさであ
ることから、１０ｐＦのチップキャパシタが使用されて
いる。そのインピーダンスは基本波周波数に対して数Ω
であるが（より高次の高調波に対してはインピーダンス
は０Ωに近くなる）、その効果は設計で考慮されてい
る。スタブ２１、３１の長さは、相当する波長（それぞ
れ第２および第４高調波）のほぼ四分の一である。ここ
で「波長」は実効波長、つまりマイクロストリップ線路
の幾何学的な構造を考慮した波長を示すのに使用されて
いる。
いる無線周波数に対して短絡に近くなるように選択され
る。本実施形態では、伝送線路幅に相当する大きさであ
ることから、１０ｐＦのチップキャパシタが使用されて
いる。そのインピーダンスは基本波周波数に対して数Ω
であるが（より高次の高調波に対してはインピーダンス
は０Ωに近くなる）、その効果は設計で考慮されてい
る。スタブ２１、３１の長さは、相当する波長（それぞ
れ第２および第４高調波）のほぼ四分の一である。ここ
で「波長」は実効波長、つまりマイクロストリップ線路
の幾何学的な構造を考慮した波長を示すのに使用されて
いる。
【００２６】効率的な周波数二逓倍を達成するために、
第１，第２，第３トランジスタ１６，２６，３６はフォ
ワードコンダクションポイントかピンチオフ付近にバイ
アスされ、デバイスは半波整流器として使う。より少な
いＤＣ電力消費のために、また比較的低周波の高調波成
分が増幅されないようにするために、ピンチオフバイア
ス動作が採用される。各トランジスタ１６，２６，３６
のゲートバイアス電圧がピンチオフ以下に保たれる時、
ソースとドレインの間のチャネルが完全にブロックされ
て、各ドレイン−ソースチャネルには電流が流れない。
その時、正弦波入力信号があれば、各トランジスタ１
６，２６，３６は駆動波形の正の半周期においてのみＯ
Ｎ状態になり、よって第２高調波周波数成分が効率よく
発生する。
第１，第２，第３トランジスタ１６，２６，３６はフォ
ワードコンダクションポイントかピンチオフ付近にバイ
アスされ、デバイスは半波整流器として使う。より少な
いＤＣ電力消費のために、また比較的低周波の高調波成
分が増幅されないようにするために、ピンチオフバイア
ス動作が採用される。各トランジスタ１６，２６，３６
のゲートバイアス電圧がピンチオフ以下に保たれる時、
ソースとドレインの間のチャネルが完全にブロックされ
て、各ドレイン−ソースチャネルには電流が流れない。
その時、正弦波入力信号があれば、各トランジスタ１
６，２６，３６は駆動波形の正の半周期においてのみＯ
Ｎ状態になり、よって第２高調波周波数成分が効率よく
発生する。
【００２７】好適な実施形態においては、本装置は金属
キャリア上に搭載された厚さ２５０μｍのアルミナ基板
上のマイクロストリップ線路を含んでいる。使用される
中電力のデバイスは、第１段二逓倍器用として市販の６
００μｍ ＭＥＳＦＥＴのＦｕｊｉｔｓｕ（登録商標）
ＦＳＸ５２Ｘ、第２および第３段用にＮｏｒｔｈｒｏｐ
Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ＧａＡｓ系 ５００μｍ ＰＨ
ＥＭＴである。この設計は、入射波に対する反射波の比
により定義される小信号散乱パラメータ（Ｓパラメー
タ）に基づいている。
キャリア上に搭載された厚さ２５０μｍのアルミナ基板
上のマイクロストリップ線路を含んでいる。使用される
中電力のデバイスは、第１段二逓倍器用として市販の６
００μｍ ＭＥＳＦＥＴのＦｕｊｉｔｓｕ（登録商標）
ＦＳＸ５２Ｘ、第２および第３段用にＮｏｒｔｈｒｏｐ
Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ＧａＡｓ系 ５００μｍ ＰＨ
ＥＭＴである。この設計は、入射波に対する反射波の比
により定義される小信号散乱パラメータ（Ｓパラメー
タ）に基づいている。
【００２８】例えば、入力ポートと出力ポートからなる
２ポートネットワークの場合、散乱パラメータＳ11は入
力ポートにおける入射波に対する反射波の比として定義
され、この時出力ポートは伝送線路の特性インピーダン
スに終端される。同様に、他の散乱パラメータＳ22も、
入力ポートが伝送線路の特性インピーダンスに終端され
る時出力ポートにおける入射波に対する反射波の比とし
て定義される。これらのパラメータは、非線形現象が支
配的になる大信号動作に比してしばしば「小信号」と称
される。逓倍器は非線形動作を利用しているが、デバイ
スの大信号特性が未知の場合には、その設計のために、
予備的なアプローチとして小信号Ｓパラメータがしばし
ば使用される。各トランジスタデバイスの出力側では、
各段への入力周波数信号を抑圧するために四分の一波長
開放端スタブが配置される。各トランジスタデバイスは
効率的な第２高調波の生成のためにピンチオフでバイア
スされる。四分の一波長開放端スタブがトランジスタデ
バイスの出力側に接続されているため、ゲートからトラ
ンジスタに向けて見た、入力周波数に対するＳ11は、以
下の式に従ってＳ11′に変化する。
２ポートネットワークの場合、散乱パラメータＳ11は入
力ポートにおける入射波に対する反射波の比として定義
され、この時出力ポートは伝送線路の特性インピーダン
スに終端される。同様に、他の散乱パラメータＳ22も、
入力ポートが伝送線路の特性インピーダンスに終端され
る時出力ポートにおける入射波に対する反射波の比とし
て定義される。これらのパラメータは、非線形現象が支
配的になる大信号動作に比してしばしば「小信号」と称
される。逓倍器は非線形動作を利用しているが、デバイ
スの大信号特性が未知の場合には、その設計のために、
予備的なアプローチとして小信号Ｓパラメータがしばし
ば使用される。各トランジスタデバイスの出力側では、
各段への入力周波数信号を抑圧するために四分の一波長
開放端スタブが配置される。各トランジスタデバイスは
効率的な第２高調波の生成のためにピンチオフでバイア
スされる。四分の一波長開放端スタブがトランジスタデ
バイスの出力側に接続されているため、ゲートからトラ
ンジスタに向けて見た、入力周波数に対するＳ11は、以
下の式に従ってＳ11′に変化する。
【００２９】Ｓ11′＝Ｓ11＋Δ Δ＝Ｓ12Ｓ21ΓL ／（１−Ｓ22ΓL ） ΓL ＝−ｅｘｐ（−ｊ２θ）
【００３０】ここでθはドレインから四分の一波長開放
端スタブの位置までの電気長である。角度ａｒｇ（Δ）
がａｒｇ（Ｓ11）に近いような場合には、振幅｜Ｓ11′
｜は最大になる。この振幅は、入力抵抗が比較的小さ
く、したがって｜Ｓ11｜が比較的大きい中電力のＦＥＴ
に対して１に近いかそれ以上になり得る。例えば、ＦＳ
Ｘ５２Ｘの｜Ｓ11｜は基本波周波数ｆ0 = ３．５ＧＨｚ
において０．８７１であり、電気長θが実質的に０のと
き｜Ｓ11′｜は０．９４９に増加する。同様にＮｏｒｔ
ｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ５００ μｍ ＰＨＥ
ＭＴの｜Ｓ11｜は第２高調波周波数２ｆ0 ＝７ＧＨｚに
おいて０．９３７であるが、一方｜Ｓ11′｜は１．００
３となる。同じデバイスの第４高調波周波数４ｆ0 ＝１
４ＧＨｚにおける｜Ｓ11｜は０．９２１であり、その｜
Ｓ11′｜は１．０５４である。
端スタブの位置までの電気長である。角度ａｒｇ（Δ）
がａｒｇ（Ｓ11）に近いような場合には、振幅｜Ｓ11′
｜は最大になる。この振幅は、入力抵抗が比較的小さ
く、したがって｜Ｓ11｜が比較的大きい中電力のＦＥＴ
に対して１に近いかそれ以上になり得る。例えば、ＦＳ
Ｘ５２Ｘの｜Ｓ11｜は基本波周波数ｆ0 = ３．５ＧＨｚ
において０．８７１であり、電気長θが実質的に０のと
き｜Ｓ11′｜は０．９４９に増加する。同様にＮｏｒｔ
ｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ５００ μｍ ＰＨＥ
ＭＴの｜Ｓ11｜は第２高調波周波数２ｆ0 ＝７ＧＨｚに
おいて０．９３７であるが、一方｜Ｓ11′｜は１．００
３となる。同じデバイスの第４高調波周波数４ｆ0 ＝１
４ＧＨｚにおける｜Ｓ11｜は０．９２１であり、その｜
Ｓ11′｜は１．０５４である。
【００３１】一方、先行のデバイスに対する｜Ｓ22｜は
１より十分に小さいが、｜Ｓ11｜とは顕著には異ならな
い。Ｎｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ５００
μｍＰＨＥＭＴの｜Ｓ22｜は７ＧＨｚで０．７８２、１
４ＧＨｚでは０．８３９である。したがって、本実施形
態においては、振幅をそのままにしておき、５０Ωの特
性インピーダンスの伝送線路とＤＣブロックキャパシタ
からなる各段間セクションの適切な電気長を選択するこ
とにより、各々の反射係数の位相が整合される。上記Ｓ
パラメータは、トランジスタデバイスの各タイプの典型
的な測定データに基づいているが、パラメータは各タイ
プについていくつかのデバイスを測定することにより獲
得したものである。
１より十分に小さいが、｜Ｓ11｜とは顕著には異ならな
い。Ｎｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製 ５００
μｍＰＨＥＭＴの｜Ｓ22｜は７ＧＨｚで０．７８２、１
４ＧＨｚでは０．８３９である。したがって、本実施形
態においては、振幅をそのままにしておき、５０Ωの特
性インピーダンスの伝送線路とＤＣブロックキャパシタ
からなる各段間セクションの適切な電気長を選択するこ
とにより、各々の反射係数の位相が整合される。上記Ｓ
パラメータは、トランジスタデバイスの各タイプの典型
的な測定データに基づいているが、パラメータは各タイ
プについていくつかのデバイスを測定することにより獲
得したものである。
【００３２】また、自動メカニカルチューナーを用いる
ことでＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製デバイス
の大信号特性評価を行った。入出力端子にチューナーを
セットし、大信号入射波が印加されている状態でチュー
ナーを変化させた。このようにして、第２高調波が最も
効率よく発生するように入出力インピーダンスを調整し
た。最適インピーダンスに対応するように評価された１
４ＧＨｚに対する大信号Ｓ11及びＳ22の大きさは小信号
パラメータの場合より小さいことがわかった。これは安
定化の点において好都合な条件である。
ことでＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ社製デバイス
の大信号特性評価を行った。入出力端子にチューナーを
セットし、大信号入射波が印加されている状態でチュー
ナーを変化させた。このようにして、第２高調波が最も
効率よく発生するように入出力インピーダンスを調整し
た。最適インピーダンスに対応するように評価された１
４ＧＨｚに対する大信号Ｓ11及びＳ22の大きさは小信号
パラメータの場合より小さいことがわかった。これは安
定化の点において好都合な条件である。
【００３３】電気長θの０以外の適切な値とは、入力周
波数成分２(k-1) ｆ0 を最も効率良く抑圧し、高調波周
波数成分２k ｆ0 を最も効率よく生成するような値であ
る。これは下記の文献に記述されているようなアプロー
チ（研究方法）を用いてなされている。「Ｃ．Ｒａｕｓ
ｃｈｅｒ， “Ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕ
ｂｌｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ＧａＡｓ ｆｉ
ｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ，” Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒ
ｙ Ｔｅｃｈ．， ｖｏｌ． ＭＴＴ−３１， ｐｐ．
４６２−４７３， Ｊｕｎｅ １９８３．」しかしなが
ら実施する際には、ピンチオフ動作の場合、実質的に０
の値のθが適切であることがわかっている。これは、入
力周波数成分に対してドレインが短絡回路になることを
意味する。
波数成分２(k-1) ｆ0 を最も効率良く抑圧し、高調波周
波数成分２k ｆ0 を最も効率よく生成するような値であ
る。これは下記の文献に記述されているようなアプロー
チ（研究方法）を用いてなされている。「Ｃ．Ｒａｕｓ
ｃｈｅｒ， “Ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｕ
ｂｌｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ＧａＡｓ ｆｉ
ｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ，” Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒ
ｙ Ｔｅｃｈ．， ｖｏｌ． ＭＴＴ−３１， ｐｐ．
４６２−４７３， Ｊｕｎｅ １９８３．」しかしなが
ら実施する際には、ピンチオフ動作の場合、実質的に０
の値のθが適切であることがわかっている。これは、入
力周波数成分に対してドレインが短絡回路になることを
意味する。
【００３４】以下に、ｋ番目および（ｋ＋１）番目のデ
バイスの間の伝送線路セクションの特性インピーダンス
および電気長に関して、伝送線路セクションの適切な電
気パラメータを決定するための一般的な式をあげる。高
調波周波数２k ｆ0 （ここで、ｆ0 は基本波周波数）に
対するｋ番目のデバイスの出力インピーダンスがＲk＋
ｊＸk で表され、同じ周波数に対する（ｋ＋１）番目の
デバイスの入力インピーダンスがＲk+1 ＋ｊＸk+1 で表
されるとすると、適切な特性インピーダンスＺ k,k+1 、
そしてｋ番目および（ｋ＋１）番目のデバイスの間の電
気長Ｌk,k+1 は以下のように表される。
バイスの間の伝送線路セクションの特性インピーダンス
および電気長に関して、伝送線路セクションの適切な電
気パラメータを決定するための一般的な式をあげる。高
調波周波数２k ｆ0 （ここで、ｆ0 は基本波周波数）に
対するｋ番目のデバイスの出力インピーダンスがＲk＋
ｊＸk で表され、同じ周波数に対する（ｋ＋１）番目の
デバイスの入力インピーダンスがＲk+1 ＋ｊＸk+1 で表
されるとすると、適切な特性インピーダンスＺ k,k+1 、
そしてｋ番目および（ｋ＋１）番目のデバイスの間の電
気長Ｌk,k+1 は以下のように表される。
【００３５】（Ｚk,k+1 ）2 ＝（Ｘk 2 Ｒk+1 −Ｘk+1
2 Ｒk ）／（Ｒk −Ｒk+1 ）＋ＲkＲk+1 Ｌk,k+1 ＝（λg ／２π）arctan｛（Ｒk −Ｒk+1 ）Ｚ
k,k+1 ／（Ｒk Ｘk+1−Ｘk Ｒk+1 ）｝
2 Ｒk ）／（Ｒk −Ｒk+1 ）＋ＲkＲk+1 Ｌk,k+1 ＝（λg ／２π）arctan｛（Ｒk −Ｒk+1 ）Ｚ
k,k+1 ／（Ｒk Ｘk+1−Ｘk Ｒk+1 ）｝
【００３６】ここでλg は有効波長である。「ａｒｃｔ
ａｎ」は周期πの周期的関数であるので、正の値が想定
される場合は０からπまでの値を取り、結果としてＬ
k,k+1は大きくてもλg ／２である。Ｚk,k+1 の値とし
ては実数が想定されているため、これらの式は第一式右
辺が正のときにのみ解を持つ。例えばＮｏｒｔｈｒｏｐ
Ｇｒｕｍｍａｎ社製ＰＨＥＭＴ デバイスの１４ＧＨｚ
における場合、この値は負になる。このため、本実施形
態においては位相のみ共役的に整合をとったのである。
ａｎ」は周期πの周期的関数であるので、正の値が想定
される場合は０からπまでの値を取り、結果としてＬ
k,k+1は大きくてもλg ／２である。Ｚk,k+1 の値とし
ては実数が想定されているため、これらの式は第一式右
辺が正のときにのみ解を持つ。例えばＮｏｒｔｈｒｏｐ
Ｇｒｕｍｍａｎ社製ＰＨＥＭＴ デバイスの１４ＧＨｚ
における場合、この値は負になる。このため、本実施形
態においては位相のみ共役的に整合をとったのである。
【００３７】段間ネットワークのパラメータが上記のよ
うに選択されると、回路は高調波周波数２k ｆ0 に対
して共役的に整合される。段間ネットワーク上の点から
ｎ番目のデバイスに向けて見たインピーダンスがＺ
out,k と表されるとすると、ネットワークから（ｋ＋
１）番目のデバイスに向けたインピーダンスはＺin,k+1
と表され、こうして整合条件はＺout,k ＝（Ｚin,k+1）
* で表される。これは段間ネットワーク上のいずれの点
においても有効である。反射係数を用いて表現する場合
は、Ｓ22,k＝（Ｓ11,k+1）* となる。極性表現において
は、｜Ｓ22,k｜＝｜Ｓ 11,k+1｜、ａｒｇ（Ｓ22,k）＝−
ａｒｇ（Ｓ11,k+1）となる。
うに選択されると、回路は高調波周波数２k ｆ0 に対
して共役的に整合される。段間ネットワーク上の点から
ｎ番目のデバイスに向けて見たインピーダンスがＺ
out,k と表されるとすると、ネットワークから（ｋ＋
１）番目のデバイスに向けたインピーダンスはＺin,k+1
と表され、こうして整合条件はＺout,k ＝（Ｚin,k+1）
* で表される。これは段間ネットワーク上のいずれの点
においても有効である。反射係数を用いて表現する場合
は、Ｓ22,k＝（Ｓ11,k+1）* となる。極性表現において
は、｜Ｓ22,k｜＝｜Ｓ 11,k+1｜、ａｒｇ（Ｓ22,k）＝−
ａｒｇ（Ｓ11,k+1）となる。
【００３８】上記により一般的なアプローチが得られる
としても、好適な実施形態は位相共役条件ａｒｇ（Ｓ
22,k）＝−ａｒｇ（Ｓ11,k+1）のみが有効であるように
設計されている。言い換えると、対向する方向から見た
反射係数の位相は同じ値で反対の極性を有している。Ｚ
k,k+1 の振幅は５０Ω、長さはＬ1,2 ＝０．３１０
λg、Ｌ2,3 ＝０．１３７λg として選択される。ＭＩ
Ｃ作製の都合のため、第２段間ネットワークに余分の
０．５λg の長さのセクションが付加されている。
としても、好適な実施形態は位相共役条件ａｒｇ（Ｓ
22,k）＝−ａｒｇ（Ｓ11,k+1）のみが有効であるように
設計されている。言い換えると、対向する方向から見た
反射係数の位相は同じ値で反対の極性を有している。Ｚ
k,k+1 の振幅は５０Ω、長さはＬ1,2 ＝０．３１０
λg、Ｌ2,3 ＝０．１３７λg として選択される。ＭＩ
Ｃ作製の都合のため、第２段間ネットワークに余分の
０．５λg の長さのセクションが付加されている。
【００３９】試験の目的で、基本波周波数に対する入力
整合ネットワークおよび上述のような二個の段間整合ネ
ットワークにより、二段の周波数二逓倍回路を持つ周波
数四逓倍器の実施例（図示せず）が構成された（ここで
第二段間回路はその機能を有しない）。二段の周波数二
逓倍器回路には、出力ポート上に基本波周波数抑圧スタ
ブのみ設けられている。二逓倍回路を試験する間、二つ
の回路の間に位相シフタを設け、位相を機械的に変化さ
せた。図４に示すように、第４高調波電力は１８０度の
周期で９ｄＢ変化した。ここで、基本波周波数は３．６
ＧＨｚ、入力電力は６ｄＢｍである。最高レベルより１
ｄＢ低い出力電力を与える角度の間の位相差は２５度で
あった。この位相変化に対し比較的敏感でない特徴は、
設計上好都合である。
整合ネットワークおよび上述のような二個の段間整合ネ
ットワークにより、二段の周波数二逓倍回路を持つ周波
数四逓倍器の実施例（図示せず）が構成された（ここで
第二段間回路はその機能を有しない）。二段の周波数二
逓倍器回路には、出力ポート上に基本波周波数抑圧スタ
ブのみ設けられている。二逓倍回路を試験する間、二つ
の回路の間に位相シフタを設け、位相を機械的に変化さ
せた。図４に示すように、第４高調波電力は１８０度の
周期で９ｄＢ変化した。ここで、基本波周波数は３．６
ＧＨｚ、入力電力は６ｄＢｍである。最高レベルより１
ｄＢ低い出力電力を与える角度の間の位相差は２５度で
あった。この位相変化に対し比較的敏感でない特徴は、
設計上好都合である。
【００４０】段間インピーダンス整合を取り込んで試験
された四逓倍器の実施例の出力周波数は１４．２５ＧＨ
ｚであった。測定された第４高調波出力電力およびこの
四逓倍器の変換利得は図５に入力電力の関数として示さ
れている。入力電力−１ｄＢｍに対して最大変換利得１
３．８ｄＢが得られた。図６は第４高調波電力を基本波
周波数の関数として示している。ここで、入力電力は
１．５ｄＢｍである。出力電力は測定系の周波数依存性
の影響を受けている。測定系を較正することでこの変動
は小さくなる。不要な高調波は、図７に示すように、第
２（−２７ｄＢｃ）および第５（−３５ｄＢｃ）の高調
波を除き、第４高調波に比して−４０ｄＢｃよりも低い
値に抑圧された。ここで、図面上部に示されるように、
縦軸のスケールは一目盛あたり１０ｄＢである。この二
段周波数逓倍器は出力整合回路が省略されているにも拘
わらず、良好な特性を示した。上記のような出力整合ス
タブを追加することで更に特性が良くなることが期待さ
れる。
された四逓倍器の実施例の出力周波数は１４．２５ＧＨ
ｚであった。測定された第４高調波出力電力およびこの
四逓倍器の変換利得は図５に入力電力の関数として示さ
れている。入力電力−１ｄＢｍに対して最大変換利得１
３．８ｄＢが得られた。図６は第４高調波電力を基本波
周波数の関数として示している。ここで、入力電力は
１．５ｄＢｍである。出力電力は測定系の周波数依存性
の影響を受けている。測定系を較正することでこの変動
は小さくなる。不要な高調波は、図７に示すように、第
２（−２７ｄＢｃ）および第５（−３５ｄＢｃ）の高調
波を除き、第４高調波に比して−４０ｄＢｃよりも低い
値に抑圧された。ここで、図面上部に示されるように、
縦軸のスケールは一目盛あたり１０ｄＢである。この二
段周波数逓倍器は出力整合回路が省略されているにも拘
わらず、良好な特性を示した。上記のような出力整合ス
タブを追加することで更に特性が良くなることが期待さ
れる。
【００４１】第３トランジスタデバイス及び第８高調波
に対する出力ポート整合ネットワークをこの四逓倍器に
組み合わせると、三段逓倍器が得られる。この回路の測
定された第８高調波出力電力の入力電力に対する特性が
図８に示されている。好適な逓倍器では入力電力−３ｄ
Ｂｍに対する最大変換利得６．１ｄＢが示されている。
入力電力０ｄＢｍに対して出力電力４．３ｄＢｍが得ら
れた。入力電力が２ｄＢｍの場合、全ＤＣ消費電力は２
５７ｍＷであった。第３トランジスタデバイスへの入力
電力は１０ｄＢｍ以上であるため、第３周波数逓倍に関
するネットワーク、すなわち、第２段間ネットワークお
よび出力整合ネットワークは、小信号Ｓパラメータを用
いた設計によっては、適切には実現されていない。大信
号パラメータを取り込むことにより、性能が更に向上す
ることが期待される。
に対する出力ポート整合ネットワークをこの四逓倍器に
組み合わせると、三段逓倍器が得られる。この回路の測
定された第８高調波出力電力の入力電力に対する特性が
図８に示されている。好適な逓倍器では入力電力−３ｄ
Ｂｍに対する最大変換利得６．１ｄＢが示されている。
入力電力０ｄＢｍに対して出力電力４．３ｄＢｍが得ら
れた。入力電力が２ｄＢｍの場合、全ＤＣ消費電力は２
５７ｍＷであった。第３トランジスタデバイスへの入力
電力は１０ｄＢｍ以上であるため、第３周波数逓倍に関
するネットワーク、すなわち、第２段間ネットワークお
よび出力整合ネットワークは、小信号Ｓパラメータを用
いた設計によっては、適切には実現されていない。大信
号パラメータを取り込むことにより、性能が更に向上す
ることが期待される。
【００４２】もちろん、本発明の精神および範囲から逸
脱することなく上述の発明の特定の実施形態にさまざま
な変更や改造を行うことも可能であり、発明の精神およ
び範囲は請求項に規定されている。
脱することなく上述の発明の特定の実施形態にさまざま
な変更や改造を行うことも可能であり、発明の精神およ
び範囲は請求項に規定されている。
【図１】二個の周波数二逓倍段からなる、従来の周波数
逓倍器を示す図である。
逓倍器を示す図である。
【図２】（ａ）本発明に従う二個の段間ネットワークを
用いた三段周波数逓倍器の構成を示すブロック図であ
る。 （ｂ）図２（ａ）の構成で使用される各段間ネットワー
クの要素を示す図である。
用いた三段周波数逓倍器の構成を示すブロック図であ
る。 （ｂ）図２（ａ）の構成で使用される各段間ネットワー
クの要素を示す図である。
【図３】図２に示す三段周波数逓倍器の回路図である。
【図４】本発明に従う四逓倍器における、角度に対する
測定した第４高調波出力電力をグラフに示した図であ
る。
測定した第４高調波出力電力をグラフに示した図であ
る。
【図５】本発明に従う四逓倍器における、入力電力に対
する測定した第４高調波出力電力及び変換利得をグラフ
に示した図である。
する測定した第４高調波出力電力及び変換利得をグラフ
に示した図である。
【図６】本発明に従う四逓倍器における、入力電力が
１．５ｄＢｍの時の基本波周波数に対する測定した第４
高調波出力電力をグラフに示した図である。
１．５ｄＢｍの時の基本波周波数に対する測定した第４
高調波出力電力をグラフに示した図である。
【図７】本発明の二段逓倍器の実施形態における不要な
高調波の抑圧をグラフに示した図である。
高調波の抑圧をグラフに示した図である。
【図８】図３の三段逓倍器に対する、入力電力に対する
第８高調波出力電力及び変換利得をグラフに示した図で
ある。
第８高調波出力電力及び変換利得をグラフに示した図で
ある。
１０ 入力ネットワーク １６ 第１トランジスタ ２０ 第１段間ネットワーク ２６ 第２トランジスタ ３０ 第２段間ネットワーク ３６ 第３トランジスタ ４０ 出力ネットワーク
フロントページの続き (71)出願人 599126408 ハー マジェスティ ザ クウィーン イ ン ライト オブ カナダ アズ リプレ ゼンティド バイ ザ ミニスター オブ インダストリィ スルー ザ コミュー ニケイションズ リサーチ センター Ｈｅｒ Ｍａｊｅｓｔｙ ｔｈｅ Ｑｕｅ ｅｎ ｉｎ Ｒｉｇｈｔ ｏｆ Ｃａｎａ ｄａ ａｓ Ｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｂ ｙ ｔｈｅ Ｍｉｎｉｓｔｅｒ ｏｆ Ｉ ｎｄｕｓｔｒｙ ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｒｅｓ ｅａｒｃｈ Ｃｅｎｔｒｅ カナダ国、オタワ オウエン ケイ２エイ チ ８エス２、 ボックス 11490 ステ イション エイチ、 カーリング アヴェ ニュ 3701 (72)発明者 清川 雅博 東京都小金井市貫井北町４−２−１ 郵政 省通信総合研究所内 (72)発明者 マルコム ジー． スタッブズ カナダ国、オタワ オウエン ケイ２エイ チ ８エス２、 ボックス 11490 ステ イション エイチ、 カーリング アヴェ ニュ 3701 コミューニケイションズ リ サーチ センター内
Claims (20)
- 【請求項１】 周波数二逓倍器の多段化方法であって、
（ａ）基本波周波数成分ｆ0 を有する入力信号を受信
し、（ｂ）前記基本波周波数成分に整合する入力インピ
ーダンスを提供し、（ｃ）入力信号から出力周波数成分
２n ｆ0 を有する出力信号を生成するために、連続した
ｎ個の周波数二逓倍動作を実行し、ｋ番目（ｋ≦ｎ）の
二逓倍動作として示す各周波数二逓倍動作は、 入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を有するｋ番目の入力信号
を受信し、 ２k ｆ0 の高調波周波数成分を有するｋ番目の中間信号
をｋ番目の入力信号から生成し、 中間信号から入力周波数成分２(k-1) ｆ0 を抑圧し、
（ｄ）各一対の連続するｋ番目と（ｋ＋１）番目の周波
数二逓倍動作間において、高調波周波数成分２k ｆ0 に
対する段間インピーダンス整合を提供し、（ｅ）出力周
波数成分２n ｆ0 に整合する出力インピーダンスを提供
する工程を備えることを特徴とする、周波数二逓倍器の
多段化方法。 - 【請求項２】 前記周波数二逓倍動作の少なくとも一つ
は三端子トランジスタデバイスを用いることによって実
行することを特徴とする請求項１に記載の周波数二逓倍
器の多段化方法。 - 【請求項３】 前記入力周波数を抑圧する工程は、四分
の一波長開放端スタブにより実行されることを特徴とす
る請求項１に記載の周波数二逓倍器の多段化方法。 - 【請求項４】 前記共役段間インピーダンス整合は、高
調波周波数で互いに対向する方向から見た場合反対の位
相を有する一組の反射係数を提供するよう設定された電
気パラメータを有する伝送線路により提供されることを
特徴とする請求項１に記載の周波数二逓倍器の多段化方
法。 - 【請求項５】 前記一組の反射係数は実質的に同じ大き
さを有することを特徴とする請求項４に記載の周波数二
逓倍器の多段化方法。 - 【請求項６】 少なくとも一つも二逓倍動作工程は、前
記入力信号を受信する工程の後に信号安定化工程をさら
に含むことを特徴とする、請求項１に記載の周波数二逓
倍器の多段化方法。 - 【請求項７】 周波数二逓倍器を多段型周波数逓倍器で
あって、（ａ）入力周波数成分ｆ0 を有する入力信号を
受信し、当該基本波周波数成分に対するインピーダンス
整合を提供する入力ネットワークと、（ｂ）入力信号か
ら出力周波数成分２n ｆ0 を有する出力信号を生成する
ためのｎ個の周波数二逓倍器（ここで、ｋ番目（ｋ≦
ｎ）の二逓倍器として示す各周波数二逓倍器は、入力周
波数成分２(k-1) ｆ0 を有するｋ番目の入力信号を受信
し、また、当該入力信号から２k ｆ0 高調波周波数成分
を有するｋ番目の中間信号を生成するための手段と、中
間信号から当該入力周波数成分を抑圧する手段と、から
構成される。）と、（ｃ）各一対の隣接するｋ番目と
（ｋ＋１）番目の周波数二逓倍器間に位置し、高調波周
波数成分２k ｆ0 に対する段間インピーダンス整合を提
供するための（ｎ−１）個の段間ネットワークと、
（ｄ）出力周波数成分２n ｆ0 に対するインピーダンス
整合のための出力ネットワークと、を連続して配置する
ことで構成されることを特徴とする、多段型周波数逓倍
器。 - 【請求項８】 前記周波数二逓倍器の少なくとも一つは
三端子トランジスタデバイスを備えることを特徴とす
る、請求項７に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項９】 前記三端子トランジスタデバイスは電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）であることを特徴とする、
請求項８に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項１０】 前記三端子トランジスタデバイスは高
電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）であることを特徴
とする、請求項８に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項１１】 前記抑圧手段は、最も効果的な周波数
抑圧を提供するのに適切な電気長だけトランジズタデバ
イス出力端子から離れて位置した、四分の一波長開放端
スタブであることを特徴とする、請求項８に記載の多段
型周波数逓倍器。 - 【請求項１２】 前記電気長は実質的に０であることを
特徴とする、請求項８に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項１３】 少なくとも一つの周波数二逓倍器に前
記入力ポートに安定化手段をさらに備えることを特徴と
する、請求項７に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項１４】 前記安定化手段はシャント抵抗である
ことを特徴とする、請求項１３に記載の多段型周波数逓
倍器。 - 【請求項１５】 互いに対向する方向に見る前記インピ
ーダンス整合ネットワークの一組の反射係数が反対の位
相を有するように、前記伝送線路の電気パラメータが選
択されることを特徴とする、請求項７に記載の多段型周
波数逓倍器。 - 【請求項１６】 前記電気パラメータは、前記一組の反
射係数が実質的に同じ大きさを有するように設定された
特性インピーダンスと電気長を含むことを特徴とする、
請求項１５に記載の多段型周波数逓倍器。 - 【請求項１７】 前記特徴インピーダンスは実質的に５
０Ωであることを特徴とする、請求項１６に記載の多段
型周波数逓倍器。 - 【請求項１８】 前記伝送線路はマイクロストリップ線
路であることを特徴とする、請求項１５に記載の多段型
周波数逓倍器。 - 【請求項１９】 基本波周波数信号が前記入力ネットワ
ーク手段に印加された時に、前記出力ネットワーク手段
により第４高調波信号が提供されるように、ｎ＝２であ
ることを特徴とする、請求項７に記載の多段型周波数逓
倍器。 - 【請求項２０】 基本波周波数信号が前記入力ネットワ
ーク手段に印加された時に、前記出力ネットワーク手段
により第８高調波信号が提供されるように、ｎ＝３であ
ることを特徴とする、請求項７に記載の多段型周波数逓
倍器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA2244507 | 1998-09-04 | ||
| CA002244507A CA2244507A1 (en) | 1998-09-04 | 1998-09-04 | Method and apparatus for cascading frequency doublers |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000101352A true JP2000101352A (ja) | 2000-04-07 |
Family
ID=4162722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11250973A Pending JP2000101352A (ja) | 1998-09-04 | 1999-09-03 | 周波数二逓倍器の多段化方法及び多段型周波数逓倍器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6388546B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000101352A (ja) |
| CA (1) | CA2244507A1 (ja) |
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| KR20210142822A (ko) * | 2020-05-19 | 2021-11-26 | 한국전자통신연구원 | 주파수 체배 장치 및 주파수 체배 방법 |
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| JP4184739B2 (ja) * | 2002-09-17 | 2008-11-19 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
| US20040189410A1 (en) * | 2003-03-26 | 2004-09-30 | Franca-Neto Luiz M. | Oscillator operating close to transistor's fmax |
| US20060017509A1 (en) * | 2004-07-21 | 2006-01-26 | Veitschegger William K | Auxiliary transistor gate bias control system and method |
| KR100737387B1 (ko) | 2004-11-25 | 2007-07-09 | 한국전자통신연구원 | 밀리미터파 대역 주파수 체배기 |
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| CA2244507A1 (en) | 2000-03-04 |
| US6388546B1 (en) | 2002-05-14 |
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