JP2000091855A

JP2000091855A - 受信回路

Info

Publication number: JP2000091855A
Application number: JP10261420A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Nishizono; 和則西薗
Original assignee: Fujitsu VLSI Ltd; Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu VLSI Ltd; Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-09-16
Filing date: 1998-09-16
Publication date: 2000-03-31

Abstract

(57)【要約】【課題】電流−電圧変換率の設定と、電流制御動作の動
作点の設定を容易に行い得る受信回路を提供する。【解決手段】電流分配手段１は、受光手段２にて生成さ
れる受信光に基づいた電流信号Ｉ0 を第１及び第２の電
流信号Ｉ1 ，Ｉ2 に分配する。第１の増幅器３は、前記
第１の電流信号Ｉ1 を電圧信号に変換し、その電圧信号
を第１の出力電圧Ｖout1として出力する。第２の増幅器
４は、前記第２の電流信号Ｉ2 を電圧信号に変換し、そ
の電圧信号を第２の出力電圧Ｖout2として出力する。電
流制御回路５は、前記第２の出力電圧Ｖout2に基づいて
前記受光手段２からの電流信号Ｉ0の電流量を制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は光通信装置の受信回
路に係り、詳しくは、その受信回路において受信光に基
づく電流信号を電圧信号に変換する増幅器に関する。

【０００２】近年の電子機器では、例えば赤外線を用い
空間を介してデータの送受信を行う光通信装置が実用化
されている。このような光通信装置では、受信回路にお
いて受信光が電流信号に変換され、その電流信号が増幅
器で電圧信号に変換され、更にその電圧信号が比較器に
て２値信号に変換されて内部回路に出力される。又、こ
の受信回路では、受信精度を向上するために、例えば増
幅器の電流−電圧変換率の設定や、電流信号のクランプ
動作点の設定等が行われる。そして、このような設定を
容易に行うことが要求されている。

【０００３】

【従来の技術】図１２は、従来の受信回路の一例を示
す。フォトダイオードＰＤのアノードはグランドＧＮＤ
に接続され、そのカソードは入力端子Ｐinを介して増幅
器１１の入力端子に接続される。フォトダイオードＰＤ
は受信光のレベルに対応したダイオード電流ＩPDを生成
する。増幅器１１は、そのダイオード電流ＩPDを電圧に
変換し、出力電圧Ｖout として出力する。又、増幅器１
１の入出力端子間には、抵抗Ｒｆとクランプ回路１２が
それぞれ並列に接続される。増幅器１１の出力電圧Ｖou
t は、出力端子Ｐout を介して比較器１３のプラス側入
力端子に直接、或いはゲインが不足するときには複数段
の増幅器を介して入力されるとともに、前記クランプ回
路１２に入力される。

【０００４】前記クランプ回路１２は、具体的にはｎｐ
ｎ型バイポーラトランジスタＴr1で構成され、そのトラ
ンジスタＴr1のベースに前記出力電圧Ｖout が入力され
る。このトランジスタＴr1のコレクタには電源Ｖccが供
給され、そのエミッタは前記入力端子Ｐinに接続され
る。

【０００５】前記比較器１３のマイナス側入力端子には
しきい値Ｖthが入力され、このしきい値Ｖthは前記出力
電圧Ｖout に応じて変化する。そして、比較器１３は、
前記出力電圧Ｖout をしきい値Ｖthに基づいて２値化
し、その２値信号を受信信号ＲX として図示しない内部
回路に出力する。

【０００６】このような受信回路では、受信光の入力に
基づいて、例えば図１３に示すようなダイオード電流Ｉ
PDがフォトダイオードＰＤにて生成される。増幅器１１
は、そのダイオード電流ＩPDに基づいた出力電圧Ｖout
を出力する。このとき、出力電圧Ｖout は、Ｖout ＝ＩPD×Ｒｆとなる。つまり、出力電圧Ｖout は、ダイオード電流Ｉ
PDと抵抗Ｒｆを掛けた値となる。又、前記増幅器１１の
電流−電圧変換率、所謂トランスインピーダンスはほぼ
抵抗Ｒｆの抵抗値に等しい。そして、比較器１３は、そ
の出力電圧Ｖoutをしきい値Ｖthに基づいて２値化し、
その２値信号を受信信号ＲX として出力する。

【０００７】又、前記ダイオード電流ＩPDが大きくなる
ほど、抵抗Ｒｆの端子間電圧が高くなる。そして、ダイ
オード電流ＩPDが所定値を超え、抵抗Ｒｆの端子間電圧
がトランジスタＴr1のベース・エミッタ間電圧ＶBEを超
える、即ち、ＩPD×Ｒｆ＞ＶBE を満たすと、該トランジスタＴr1がオンされる。する
と、増幅器１１の入力端子にはトランジスタＴr1を介し
て電源Ｖccが供給されるため、抵抗Ｒｆの端子間電圧が
低くされ、増幅器１１の出力電圧Ｖout がほぼベース・
エミッタ間電圧ＶBEでクランプされる。つまり、出力電
圧Ｖout は、その電圧値が大きくなる場合、クランプ回
路１２によって所定のクランプ電圧ＶCL（＝ＶBE）でク
ランプされた電圧信号に変換される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記した受
信回路では、トランスインピーダンス及びクランプ回路
１２の動作点を１つの抵抗Ｒｆで設定している。そのた
め、トランスインピーダンスを稼ぐため、抵抗値が比較
的大きい抵抗Ｒｆが使用される。すると、以下（イ）
（ロ）に示す問題点が生じることがある。

【０００９】（イ）高速通信を行う場合の問題点。前記クランプ回路１２の動作遅延時間、即ちトランジス
タＴr1の動作遅延時間は抵抗Ｒｆの抵抗値が大きいほど
長くなる。そのため、受信光のレベルが高く、ダイオー
ド電流ＩPDが大きくなる場合には、クランプ回路１２の
クランプ動作が遅れ、図１３に示すように出力電圧Ｖou
t の立ち上がり時にオーバーシュートが生じ、出力電圧
Ｖout の信号波形が乱れてしまう。又、抵抗Ｒｆの抵抗
値が大きいため、出力電圧Ｖout の立ち下がりが緩やか
になり、比較器１３からＨレベルの時間幅が長くなる受
信信号ＲXeが出力されるという問題が生じる。

【００１０】（ロ）ダイオード電流ＩPDに直流成分が含
まれる場合の問題点。前記フォトダイオードＰＤに入力される受信光に自然光
が含まれる場合、図１４に示すように、ダイオード電流
ＩPDに直流成分ＩPD-DC が生じる。つまり、受信光に対
応したダイオード電流ＩPDが直流成分ＩPD-DC だけオフ
セットされる。そして、このダイオード電流ＩPDに基づ
いて抵抗Ｒｆの端子間電圧がトランジスタＴr1のベース
・エミッタ間電圧ＶBEを超えると、通常、増幅器１１の
出力電圧Ｖout にクランプがかからない波形でありなが
ら、その出力電圧Ｖout にクランプがかかってしまう。
このとき、正確な出力電圧Ｖout が出力されず、比較器
１３から出力される受信信号ＲX が誤った信号となる場
合がある。

【００１１】従って、増幅器１１のトランスインピーダ
ンス（電流−電圧変換率）の設定と、出力電圧Ｖout の
クランプ電圧ＶCLの設定を個々に行い、その設定を容易
に行うことが必要となってきた。

【００１２】本発明は、上記問題点を解決するためにな
されたものであって、その目的は、電流−電圧変換率の
設定と、電流制御動作の動作点の設定を容易に行い得る
受信回路を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】図１は、請求項１の原理
説明図である。即ち、電流分配手段１は、受光手段２に
て生成される受信光に基づいた電流信号Ｉ0 を第１及び
第２の電流信号Ｉ1 ，Ｉ2 に分配する。第１の増幅器３
は、前記第１の電流信号Ｉ1 を電圧信号に変換し、その
電圧信号を第１の出力電圧Ｖout1として出力する。第２
の増幅器４は、前記第２の電流信号Ｉ2 を電圧信号に変
換し、その電圧信号を第２の出力電圧Ｖout2として出力
する。電流制御回路５は、前記第２の出力電圧Ｖout2に
基づいて前記受光手段２からの電流信号Ｉ0 の電流量を
制御する。

【００１４】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の受信回路において、前記電流制御回路は、前記受光手
段からの電流信号が所定電流値を超えると、所定電流値
一定にクランプするクランプ回路である。

【００１５】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の受信回路において、前記電流分配回路は、トランジス
タよりなるカレントミラー回路を備えるものであり、前
記受光手段からの電流信号を各トランジスタのサイズ比
に基づいて第１及び第２の電流信号に分配するようにし
た。

【００１６】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の受信回路において、前記電流分配回路は、前記第１及
び第２の増幅器に設けられる各入力初段トランジスタで
構成され、前記受光手段からの電流信号を各トランジス
タのサイズ比に基づいて第１及び第２の電流信号に分配
するようにした。

【００１７】請求項５に記載の発明は、請求項１に記載
の受信回路において、前記第１及び第２の増幅器には、
その動作電源を定電流源を介して供給するようにした。
請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の受信回路に
おいて、前記第１及び第２の増幅器には、その動作電源
をハイパスフィルタを介して供給するようにした。

【００１８】請求項７に記載の発明は、請求項１に記載
の受信回路において、前記第２の増幅器の後段に、ハイ
パスフィルタを設けた。請求項８に記載の発明は、請求
項１に記載の受信回路において、前記受光手段からの電
流信号の低周波成分を検出する検出回路と、前記検出回
路からの検出信号に基づいて、前記受光手段からの電流
信号の低周波成分を除去するように動作する電流量調整
回路とを備えた。

【００１９】（作用）従って、請求項１に記載の発明に
よれば、第１の増幅器３の利得を変更して、該増幅器３
の電流−電圧変換率が設定されるとともに、第２の増幅
器４の利得、及び電流分配手段１の第１及び第２の電流
信号Ｉ1 ，Ｉ2 の分配比を変更して、電流制御回路５の
電流制御動作の動作点が設定される。従って、これらの
設定をそれぞれ個々に行うことができるため、電流−電
圧変換率の設定と、電流制御動作の動作点の設定が互い
に干渉することなく容易に設定することができる。

【００２０】請求項２に記載の発明によれば、第１の増
幅器の利得を変更して、該増幅器の電流−電圧変換率が
設定されるとともに、第２の増幅器の利得、及び電流分
配手段の第１及び第２の電流信号の分配比を変更して、
クランプ回路のクランプ動作点が設定される。従って、
これらの設定をそれぞれ個々に行うことができるため、
電流−電圧変換率の設定と、クランプ動作点の設定が互
いに干渉することなく容易に設定することができる。

【００２１】請求項３に記載の発明によれば、電流分配
回路には、トランジスタよりなるカレントミラー回路が
備えられ、各トランジスタのサイズ比に基づいて受光手
段からの電流信号が第１及び第２の電流信号に分配され
る。従って、その分配回路を簡単に構成することができ
る。

【００２２】請求項４に記載の発明によれば、電流分配
回路は第１及び第２の増幅器に設けられる各入力初段ト
ランジスタで構成され、各トランジスタのサイズ比に基
づいて受光手段からの電流信号が第１及び第２の電流信
号に分配される。従って、その分配回路を簡単に構成す
ることができるとともに、少ない素子数で構成できる。

【００２３】請求項５に記載の発明によれば、第１及び
第２の増幅器にはその動作電源が定電流源を介して供給
されるので、各増幅器を電源電圧の変動に影響され難く
することができる。

【００２４】請求項６に記載の発明によれば、第１及び
第２の増幅器にはその動作電源がハイパスフィルタを介
して供給されるので、各増幅器を安定して動作させるこ
とができる。

【００２５】請求項７に記載の発明によれば、第２の増
幅器の後段にハイパスフィルタが設けられるので、第２
の出力電圧から直流成分が除去される。そのため、受光
手段からの電流信号に直流成分が含まれていても、前記
電流制御手段をその直流成分に影響されることなく動作
させることができる。

【００２６】請求項８に記載の発明によれば、検出回路
は受光手段からの電流信号の低周波成分を検出し、電流
量調整回路は検出回路からの検出信号に基づいて、受光
手段からの電流信号の低周波成分を除去するように動作
する。そのため、受光手段からの電流信号に直流成分が
含まれていても、前記電流制御手段をその直流成分に影
響されることなく動作させることができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、本発
明を具体化した第１の実施の形態を図２〜図４に従って
説明する。

【００２８】図２は、第１の実施の形態の受信回路を示
す。フォトダイオードＰＤのカソードは電源Ｖccに接続
され、そのアノードは入力端子Ｐinを介して入力分配回
路２１に接続される。この入力端子Ｐinには、フォトダ
イオードＰＤで生成されたダイオード電流ＩPDが入力さ
れる。ダイオード電流ＩPDは、入力分配回路２１に入力
される電流ＩPD1 と、後述するクランプ回路２５に流れ
る電流ＩPD2 に分配される。入力分配回路２１は、前記
電流ＩPD1 を第１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 に分配
する。

【００２９】前記入力分配回路２１は、具体的には３つ
のｎｐｎ型バイポーラトランジスタＴr2〜Ｔr4で構成さ
れる。各トランジスタＴr2〜Ｔr4のベースはそれぞれ接
続され、そのベースはトランジスタＴr2のコレクタに接
続される。又、トランジスタＴr2〜Ｔr4のエミッタはグ
ランドＧＮＤに接続される。つまり、トランジスタＴr2
と、トランジスタＴr3，Ｔr4によってカレントミラー回
路２２が構成されている。本実施の形態のトランジスタ
Ｔr3，Ｔr4には、サイズが異なるトランジスタが用いら
れる。ここで、本実施の形態では、トランジスタＴr3，
Ｔr4のサイズ比（ミラー比）をｍ：ｎとする。

【００３０】そして、前記電流ＩPD1 はトランジスタＴ
r2のコレクタに供給され、トランジスタＴr3，Ｔr4は前
記電流ＩPD1 に対応したコレクタ電流、即ち前記第１及
び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 をそれぞれ生成する。この
とき、トランジスタＴr3，Ｔr4のサイズ比（ミラー比）
はｍ：ｎであるので、第１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ
2 の電流比はｍ：ｎとなる（Ｉ1 ：Ｉ2 ＝ｍ：ｎ）。

【００３１】第１の増幅器２３ａは、前記第１の入力電
流Ｉ1 を電圧に変換し、第１の出力電圧Ｖout1として出
力する。第１の増幅器２３ａの入出力端子間には抵抗Ｒ
f1が並列に接続される。そして、第１の出力電圧Ｖout1
は、出力端子Ｐout を介して比較器２４のプラス側入力
端子に直接、或いはゲインが不足するときには複数段の
増幅器を介して入力される。

【００３２】第２の増幅器２３ｂは、前記第２の入力電
流Ｉ2 を電圧に変換し、第２の出力電圧Ｖout2として出
力する。第２の増幅器２３ｂの入出力端子間には抵抗Ｒ
f2が並列に接続される。そして、第２の増幅器２３ｂの
出力電圧Ｖout2はクランプ回路２５に入力される。

【００３３】前記クランプ回路２５は、具体的にはｎｐ
ｎ型バイポーラトランジスタＴr5で構成され、そのトラ
ンジスタＴr5のベースに前記第２の出力電圧Ｖout2が入
力される。又、トランジスタＴr5のコレクタは前記入力
端子Ｐinに接続され、そのエミッタはグランドＧＮＤに
接続される。トランジスタＴr5はオン時に前記電流ＩPD
2 を生成して、前記入力分配回路２１に流れる電流ＩPD
1 を減少させる。

【００３４】そして、前記比較器２４のマイナス側入力
端子にはしきい値Ｖthが入力され、このしきい値Ｖthは
前記第１の出力電圧Ｖout1に応じて変化する。比較器２
４は、前記第１の出力電圧Ｖout1をしきい値Ｖthに基づ
いて２値化し、その２値信号を受信信号ＲX として図示
しない内部回路に出力する。

【００３５】このような受信回路では、受信光の入力に
基づいて、例えば図３に示すようなダイオード電流ＩPD
がフォトダイオードＰＤにて生成される。このダイオー
ド電流ＩPDは電流ＩPD1 として入力分配回路２１に入力
され、電流ＩPD1 は入力分配回路２１においてカレント
ミラー回路２２のミラー比に基づいた第１及び第２の入
力電流Ｉ1 ，Ｉ2 に分配される（Ｉ1 ：Ｉ2 ＝ｍ：
ｎ）。

【００３６】第１の増幅器２３ａは、前記第１の入力電
流Ｉ1 に基づいた第１の出力電圧Ｖout1を出力する。こ
のとき、第１の出力電圧Ｖout1は、Ｖout1＝Ｉ1 ×Ｒf1 となる。つまり、前記出力電圧Ｖout1は、第１の入力電
流Ｉ1 と抵抗Ｒf1を掛けた値となる。又、前記第１の増
幅器２３ａの電流−電圧変換率、所謂トランスインピー
ダンスはほぼ抵抗Ｒf1の抵抗値に等しい。そして、比較
器２４は、その出力電圧Ｖout1をしきい値Ｖthに基づい
て２値化し、その２値信号を受信信号ＲXとして出力す
る。

【００３７】又、第２の増幅器２３ｂは、前記第２の入
力電流Ｉ2 に基づいた第２の出力電圧Ｖout2を出力す
る。このとき、第２の出力電圧Ｖout2は、Ｖout2＝Ｉ2
×Ｒf2となる。つまり、前記出力電圧Ｖout2は、第２の
入力電流Ｉ2 と抵抗Ｒf2を掛けた値となる。又、前記第
２の増幅器２３ｂの電流−電圧変換率、所謂トランスイ
ンピーダンスはほぼ抵抗Ｒf2の抵抗値に等しい。

【００３８】そして、前記第２の入力電流Ｉ2 は前記電
流ＩPD1 が大きくなるほど大きくなり、抵抗Ｒf2の端子
間電圧が高くなる。そして、第２の入力電流Ｉ2 が所定
値を超え、抵抗Ｒf2の端子間電圧がトランジスタＴr5の
ベース・エミッタ間電圧ＶBEを超える、即ち、Ｉ2 ×Ｒf2＞ＶBE を満たすと、該トランジスタＴr5がオンされる。する
と、ダイオード電流ＩPDの一部の電流ＩPD2 がトランジ
スタＴr5を介してグランドＧＮＤに流れ、入力分配回路
２１に入力される電流ＩPD1 が減少する。そのため、第
１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がともに減少する。

【００３９】やがて、第２の増幅器２３ｂの出力電圧Ｖ
out2がトランジスタＴr5のベース・エミッタ間電圧ＶBE
以下になると、トランジスタＴr5がオフされる。そし
て、このような動作が繰り返されて、前記電流ＩPD1 の
電流値が一定に維持される。つまり、第２の増幅器２３
ｂの出力電圧Ｖout2がほぼベース・エミッタ間電圧ＶBE
でクランプされる。従って、第２の出力電圧Ｖout2は、
その電圧値が大きくなる場合、クランプ回路２５によっ
て所定電圧（ＶBE）でクランプされた電圧信号に変換さ
れる。この場合、前記電流ＩPD1 の電流値が一定に維持
されるので、第１の増幅器２３ａの出力電圧Ｖout1も所
定のクランプ電圧でクランプされる。

【００４０】このように動作する受信回路では、第１の
出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL1 がカレントミラー
回路２２のミラー比及び抵抗Ｒf1，Ｒf2にて任意に設定
することが可能である。即ち、第１の出力電圧Ｖout1
は、第２の出力電圧Ｖout2のクランプ電圧をＶCL2 （＝
ＶBE）とすると、ＶCL1 ＝ＶCL2 ／ｋ（ｋは定数）となる。この定数ｋは、ミラー比ｍ，ｎ及び抵抗Ｒf1，
Ｒf2で表すと、ｋ＝（ｎ×Ｒf2）／（ｍ×Ｒf1）となる。

【００４１】つまり、本実施の形態の受信回路は、抵抗
Ｒf1にて第１の増幅器２３ａのトランスインピーダンス
が設定され、その後、ミラー比ｍ，ｎ及び抵抗Ｒf2にて
第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL1 が設定され
る。そのため、トランスインピーダンスの設定と、クラ
ンプ電圧ＶCL1 の設定を、抵抗Ｒf1，Ｒf2やミラー比
ｍ，ｎを調整することでそれぞれ個々に行うことができ
るため、トランスインピーダンスの設定と、クランプ電
圧ＶCL1 の設定とが互いに干渉することなく容易に設定
することができる。

【００４２】そのため、図３に示すように、第１の増幅
器２３ａのトランスインピーダンスを確保しながら、出
力電圧Ｖout の立ち上がり時のオーバーシュートを防止
し、かつ出力電圧Ｖout の立ち下がりを急峻にすること
ができる。つまり、比較器１３からＨレベルの時間幅が
正確な受信信号ＲX の出力することができる。従って、
従来例の問題点（イ）を解消することができる。

【００４３】又、従来例の問題点（ロ）で示したよう
に、従来例のクランプ電圧はトランジスタＴr1のベース
・エミッタ間電圧ＶBEであったが、本実施の形態では第
１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL1 は、上記した
ように、ＶCL1 ＝ＶCL2 ／ｋ（ｋは定数）であるので、定数ｋを「１」より小さくすれば、クラン
プ電圧ＶCL1 をクランプ電圧ＶCL2 （＝ＶBE）より大き
く設定することができる。そのため、図４に示すよう
に、前記フォトダイオードＰＤに入力される受信光に自
然光が含まれて、ダイオード電流ＩPDに直流成分ＩPD-D
C が生じても、クランプ電圧ＶCL1 をクランプ電圧ＶCL
2 （＝ＶBE）より大きく設定することができるので、通
常、第１の増幅器２３ａの出力電圧Ｖout1にクランプが
かからない波形であれば、そのまま出力電圧Ｖout1とし
て出力することができる。従って、第１の増幅器２３ａ
からは、正確な出力電圧Ｖout1が出力され、比較器２４
から正確な受信信号ＲX を出力することができる。

【００４４】上記したように、本実施の形態では、以下
に示す作用効果を得ることができる。（１）本実施の形態の受信回路は、抵抗Ｒf1にて第１の
増幅器２３ａのトランスインピーダンスを設定し、その
後、カレントミラー回路２１のミラー比（サイズ比）
ｍ，ｎ及び抵抗Ｒf2にて第１の出力電圧Ｖout1のクラン
プ電圧ＶCL1 を設定するようにした。そのため、トラン
スインピーダンスの設定と、クランプ電圧ＶCL1 の設定
を、抵抗Ｒf1，Ｒf2やミラー比ｍ，ｎを調整することで
それぞれ個々に行うことができるため、トランスインピ
ーダンスの設定と、クランプ電圧ＶCL1 の設定とが互い
に干渉することなく容易に設定することができる。

【００４５】（２）入力分配回路２１では、フォトダイ
オードＰＤからのダイオード電流ＩPDに基づく電流ＩPD
1 が、カレントミラー回路２２を構成するトランジスタ
Ｔr3，Ｔr4のサイズ比（ミラー比）ｍ，ｎに基づいて、
第１及び第２の入力電流Ｉ1，Ｉ2 に分配される。従っ
て、その分配回路２１を簡単に構成することができる。

【００４６】（第２の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第２の実施の形態を図５に従って説明する。尚、
説明の便宜上、上記実施の形態と同様の構成については
同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００４７】図５は、第２の実施の形態の受信回路を示
す。本実施の形態の受信回路は、前記第２の増幅器２３
ｂが省略されるとともに、前記クランプ回路２５が新た
なクランプ回路２６に置換されている。

【００４８】前記クランプ回路２６は、抵抗Ｒf2、２つ
のダイオードＤ、及びＰＭＯＳトランジスタＴr6で構成
される。入力分配回路２１を構成するトランジスタＴr4
のコレクタは、抵抗Ｒf2を介して電源Ｖccに接続され
る。この抵抗Ｒf2には、直列接続されたダイオードＤが
並列に接続される。即ち、ダイオードＤのカソードと、
トランジスタＴr4のコレクタとのノードＮ１の電位が、
電源Ｖccレベルから２つ分のダイオードＤの順方向電圧
だけ電圧降下した電位になるように構成されている。

【００４９】前記ＰＭＯＳトランジスタＴr6のソースは
ダイオード電流ＩPDが入力される入力端子Ｐinに接続さ
れ、そのドレインはグランドＧＮＤに接続される。ＰＭ
ＯＳトランジスタＴr6のゲートは前記ノードＮ１に接続
される。

【００５０】このような受信回路では、上記実施の形態
と同様に、フォトダイオードＰＤにて生成されたダイオ
ード電流ＩPDが電流ＩPD1 として入力分配回路２１に入
力され、電流ＩPD1 は入力分配回路２１においてカレン
トミラー回路２２のミラー比に基づいた第１及び第２の
入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 に分配される（Ｉ1 ：Ｉ2 ＝ｍ：
ｎ）。第１の増幅器２３ａは、その第１の入力電流Ｉ1
に基づいた第１の出力電圧Ｖout1を出力する。このと
き、前記抵抗Ｒf2は、ノードＮ１の電位（Ｖout2）を決
定する。これは、抵抗Ｒf2が第１の実施の形態における
第２の増幅器２３ｂと同様に働くことを意味する。

【００５１】又、前記電流ＩPD1 が大きくなり、第２の
入力電流Ｉ2 が所定値を超える、即ちノードＮ１の電位
がソース電位よりＰＭＯＳトランジスタＴr6のしきい値
Ｖthp 分低くなると、該トランジスタＴr6がオンされ
る。すると、オンしたＰＭＯＳトランジスタＴr6を介し
て電流ＩPD2 がグランドＧＮＤに流れ、トランジスタＴ
r2に流れる電流ＩPD1 が減少する。そのため、第１及び
第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がともに減少する。

【００５２】やがて、前記ノードＮ１の電位とソース電
位との差がしきい値Ｖthp 以下になると、ＰＭＯＳトラ
ンジスタＴr6がオフされる。そして、このような動作が
繰り返されて、前記電流ＩPD1 の電流値が一定に維持さ
れる。つまり、ノードＮ１の電位がほぼＰＭＯＳトラン
ジスタＴr6のしきい値Ｖthp でクランプされ、第１の増
幅器２３ａの出力電圧Ｖout1も所定のクランプ電圧でク
ランプされる。

【００５３】このように動作する受信回路では、第１の
増幅器２３ａのトランスインピーダンスを抵抗Ｒf1で設
定しながら、第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL
1 をカレントミラー回路２２のミラー比ｍ，ｎ、及びク
ランプ回路２６の抵抗Ｒf2にて任意に設定することがで
きる。従って、トランスインピーダンスの設定と、クラ
ンプ電圧ＶCL1 の設定とが互いに干渉することなく容易
に設定することができる。

【００５４】又、上記したように、前記第２の増幅器２
３ｂを省略するとともに、その第２の増幅器２３ｂに対
応する回路を、電源ＶccとトランジスタＴr4間に接続し
た２つのダイオードＤで簡略的に構成したので、受信回
路を構成する素子数を少なくすることができ、受信回路
の回路構成を簡素化することができる。

【００５５】（第３の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第３の実施の形態を図６に従って説明する。尚、
説明の便宜上、上記実施の形態と同様の構成については
同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００５６】図６は、第３の実施の形態の受信回路を示
す。本実施の形態の受信回路は、前記入力分配回路２１
及び第２の増幅器２３ｂの入出力端子間の抵抗Ｒf2が省
略されるとともに、その入力分配回路２１を構成するト
ランジスタＴr3，Ｔr4が、第１及び第２の増幅器２３
ａ，２３ｂの入力初段トランジスタとして設けられてい
る。尚、トランジスタＴr3，Ｔr4は、上記したようにそ
のサイズ比がｍ：ｎで形成されている。両トランジスタ
Ｔr3，Ｔr4のエミッタには、同電位のエミッタ電位ＶE
がそれぞれ供給される。そして、ダイオード電流ＩPDに
基づく電流ＩPD1が第１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2
に分配され、各入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がトランジスタＴr
3，Ｔr4のベースに入力される。すると、トランジスタ
Ｔr3，Ｔr4のコレクタ電流がｍ：ｎになり、ベース電流
も同様にｍ：ｎになる。つまり、第１及び第２の入力電
流Ｉ1 ，Ｉ2 の電流比がｍ：ｎとなる（Ｉ1 ：Ｉ2 ＝
ｍ：ｎ）。

【００５７】このような受信回路では、上記実施の形態
と同様に、ダイオード電流ＩPDに基づく電流ＩPD1 が、
トランジスタＴr3，Ｔr4のサイズ比に基づいた第１及び
第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 に分配される（Ｉ1 ：Ｉ2 ＝
ｍ：ｎ）。第１の増幅器２３ａは、その第１の入力電流
Ｉ1 に基づいた第１の出力電圧Ｖout1を出力する。同様
にして、第２の増幅器２３ｂは、その第２の入力電流Ｉ
2 に基づいた第２の出力電圧Ｖout2を出力する。

【００５８】又、前記電流ＩPD1 が大きくなり、第２の
入力電流Ｉ2 が所定値を超える、即ち第２の増幅器２３
ｂの出力電圧Ｖout2がトランジスタＴr5のベース・エミ
ッタ間電圧ＶBEを超えると、該トランジスタＴr5がオン
される。すると、ダイオード電流ＩPDの一部の電流ＩPD
2 がトランジスタＴr5を介してグランドＧＮＤに流れ、
前記電流ＩPD1 が減少する。そのため、第１及び第２の
入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がともに減少する。

【００５９】やがて、第２の出力電圧Ｖout2がベース・
エミッタ間電圧ＶBE以下になると、トランジスタＴr5が
オフされる。そして、このような動作が繰り返されて、
前記電流ＩPD1 の電流値が一定に維持される。つまり、
第２の出力電圧Ｖout2がほぼベース・エミッタ間電圧Ｖ
BEでクランプされ、第１の増幅器２３ａの出力電圧Ｖou
t1も所定のクランプ電圧でクランプされる。

【００６０】このように動作する受信回路では、第１の
出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL1 を第２の出力電圧
Ｖout2のクランプ電圧ＶCL2 （＝ＶBE）で表すと、ＶCL1 ＝ＶCL2 ／ｋ（ｋは定数）となる。この定数ｋは、第１及び第２の増幅器２３ａ，
２３ｂのオープンループ利得Ａv1，Ａv2及び各増幅器２
３ａ，２３ｂの入力電圧Ｖ1 ，Ｖ2 で表すと、ｋ＝（Ａv2×Ｖ2 ）／（Ａv1×Ｖ1 ）となる。

【００６１】つまり、本実施の形態の受信回路は、第１
の増幅器２３ａのトランスインピーダンスを抵抗Ｒf1で
設定しながら、第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧Ｖ
CL1をトランジスタＴr3，Ｔr4のサイズ比ｍ，ｎ、及び
各増幅器２３ａ，２３ｂのオープンループ利得Ａv1，Ａ
v2にて任意に設定することができる。従って、トランス
インピーダンスの設定と、クランプ電圧ＶCL1 の設定と
が互いに干渉することなく容易に設定することができ
る。

【００６２】又、上記したように、前記第２の増幅器２
３ｂの入出力端子間の抵抗Ｒf2を省略するとともに、第
１及び第２の増幅器２３ａ，２３ｂの入力初段トランジ
スタＴr3，Ｔr4で前記入力分配回路２１を構成したの
で、受信回路を構成する素子数を少なくすることがで
き、受信回路の回路構成を簡素化することができる。

【００６３】（第４の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第４の実施の形態を図７に従って説明する。尚、
説明の便宜上、上記実施の形態と同様の構成については
同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００６４】図７は、第４の実施の形態の受信回路を示
す。本実施の形態の受信回路は、前記第３の実施の形態
の受信回路を簡略的に構成したものである。即ち、第１
の増幅器２３ａがトランジスタＴr3及びコレクタ抵抗Ｒ
c1で構成され、第２の増幅器２３ｂがトランジスタＴr4
及びコレクタ抵抗Ｒc2で構成される。尚、トランジスタ
Ｔr3，Ｔr4は、上記したようにそのサイズ比がｍ：ｎで
形成されている。

【００６５】詳述すると、トランジスタＴr3のコレクタ
はコレクタ抵抗Ｒc1を介して電源Ｖccに接続され、その
エミッタはエミッタ抵抗Ｒe1を介してグランドＧＮＤに
接続される。同様に、トランジスタＴr4のコレクタはコ
レクタ抵抗Ｒc2を介して電源Ｖccに接続され、そのエミ
ッタはエミッタ抵抗Ｒe1を介してグランドＧＮＤに接続
される。両トランジスタＴr3，Ｔr4のベースには、ダイ
オード電流ＩPDに基づく電流ＩPD1 が入力される。

【００６６】第１の増幅器２３ａの出力段には、ｎｐｎ
型バイポーラトランジスタＴr7からなるエミッタフォロ
ワが備えられる。即ち、トランジスタＴr7のコレクタは
電源Ｖccに接続され、そのエミッタはエミッタ抵抗ＲE2
を介してグランドＧＮＤに接続される。トランジスタＴ
r7のベースは、前記トランジスタＴr3のコレクタとコレ
クタ抵抗Ｒc1との間にノードＮ２に接続される。そし
て、トランジスタＴr7のエミッタからは、前記第１の出
力電圧Ｖout1が出力される。尚、第１の増幅器２３ａの
入出力端子、即ちトランジスタＴr3のベースと、トラン
ジスタＴr7のエミッタとの間には抵抗Ｒf1が接続され
る。

【００６７】一方、クランプ回路２５を構成するトラン
ジスタＴr5は、上記実施の形態と同様に、コレクタがダ
イオード電流ＩPDが入力される入力端子Ｐinに接続さ
れ、エミッタがグランドＧＮＤに接続される。そして、
トランジスタＴr5のベースは、前記トランジスタＴr4の
コレクタとコレクタ抵抗Ｒc2との間のノードＮ３に接続
され、該ベースにはノードＮ３の電位、即ち第２の出力
電圧Ｖout2が入力される。

【００６８】このような受信回路では、前記第３の実施
の形態と同様に、ダイオード電流ＩPDに基づく電流ＩPD
1 が、トランジスタＴr3，Ｔr4のサイズ比に基づいた第
１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 に分配される（Ｉ1 ：
Ｉ2 ＝ｍ：ｎ）。第１の増幅器２３ａでは、その第１の
入力電流Ｉ1 に基づいた第１の出力電圧Ｖout1がノード
Ｎ２で生成され、その第１の出力電圧Ｖout1がエミッタ
フォロワよりなるトランジスタＴr7を介して出力され
る。

【００６９】又、前記電流ＩPD1 が大きくなり、第２の
入力電流Ｉ2 が所定値を超える、即ちノードＮ３の電位
（第２の増幅器２３ｂの出力電圧Ｖout2）がトランジス
タＴr5のベース・エミッタ間電圧ＶBEを超えると、該ト
ランジスタＴr5がオンされる。すると、ダイオード電流
ＩPDの一部の電流ＩPD2 がトランジスタＴr5を介してグ
ランドＧＮＤに流れ、前記電流ＩPD1 が減少する。その
ため、第１及び第２の入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がともに減少
する。

【００７０】やがて、ノードＮ３の電位（第２の出力電
圧Ｖout2）がベース・エミッタ間電圧ＶBE以下になる
と、トランジスタＴr5がオフされる。そして、このよう
な動作が繰り返されて、前記電流ＩPD1 の電流値が一定
に維持される。つまり、第２の出力電圧Ｖout2がほぼベ
ース・エミッタ間電圧ＶBEでクランプされ、第１の増幅
器２３ａの出力電圧Ｖout1も所定のクランプ電圧でクラ
ンプされる。

【００７１】このように動作する受信回路では、前記第
３の実施の形態でも述べたように、第１の出力電圧Ｖou
t1のクランプ電圧ＶCL1 を第２の出力電圧Ｖout2のクラ
ンプ電圧ＶCL2 （＝ＶBE）で表すと、ＶCL1 ＝ＶCL2 ／ｋ（ｋは定数）となる。この定数ｋは、第１及び第２の増幅器２３ａ，
２３ｂのオープンループ利得Ａv1，Ａv2及び各増幅器２
３ａ，２３ｂの入力電圧Ｖ1 ，Ｖ2 で表すと、ｋ＝（Ａv2×Ｖ2 ）／（Ａv1×Ｖ1 ）となる。ここで、前記オープンループ利得Ａv1，Ａv2
は、トランジスタＴr3，Ｔr4及びコレクタ抵抗Ｒc1，Ｒ
c2で表すと、Ａv1：Ａv2＝（ｍ×Ｒc1）：（ｎ×Ｒc2）となる。従って、前記定数ｋは、ｋ＝（ｎ×Ｒc2）／（ｍ×Ｒc1）となる。

【００７２】つまり、本実施の形態の受信回路は、第１
の増幅器２３ａのトランスインピーダンスを抵抗Ｒf1で
設定しながら、第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧Ｖ
CL1をトランジスタＴr3，Ｔr4のサイズ比ｍ，ｎ、及び
各コレクタ抵抗Ｒc1，Ｒc2にて任意に設定することがで
きる。従って、トランスインピーダンスの設定と、クラ
ンプ電圧ＶCL1 の設定とが互いに干渉することなく容易
に設定することができる。

【００７３】又、上記したように、第１の増幅器２３ａ
をトランジスタＴr3及びコレクタ抵抗Ｒc1で構成し、第
２の増幅器２３ｂをトランジスタＴr4及びコレクタ抵抗
Ｒc2で構成したので、受信回路を構成する素子数を少な
くすることができ、受信回路の回路構成を簡素化するこ
とができる。

【００７４】（第５の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第５の実施の形態を図８に従って説明する。尚、
説明の便宜上、図７に示す前記第４の実施の形態と同様
の構成については同一の符号を付して、その詳細な説明
を省略する。図８は、第５の実施の形態の受信回路を示
す。本実施の形態の受信回路は、前記エミッタ抵抗ＲE
1，ＲE2がそれぞれ定電流源２７ａ，２７ｂに置換され
ている。又、トランジスタＴr3のコレクタ（トランジス
タＴr4のコレクタ）とグランドＧＮＤとの間には容量Ｃ
が接続されている。更に、前記ノードＮ３にはｎｐｎ型
バイポーラトランジスタＴr8のエミッタが接続され、こ
のトランジスタＴr8のコレクタは電源Ｖccに接続され
る。トランジスタＴr8のベースは前記ノードＮ２に接続
される。

【００７５】このような受信回路では、前記第４の実施
の形態と比較して、トランジスタＴr3，Ｔr4，Ｔr7のエ
ミッタが各定電流源２７ａ，２７ｂを介してグランドＧ
ＮＤに接続されるので、電源電圧の変動に影響され難く
なる。

【００７６】又、容量Ｃによって、トランジスタＴr3，
Ｔr4のエミッタ電位の高周波成分が除去される。言い換
えれば、容量Ｃがハイパスフィルタとして動作するの
で、エミッタ電位を確実に一定値とすることができ、第
１及び第２の増幅器２３ａ，２３ｂを安定して動作させ
ることができる。

【００７７】更に、トランジスタＴr8は、トランジスタ
Ｔr5のベース電流によりノードＮ３の電位、即ち第２の
出力電圧Ｖout2の低下を防止するように動作する。従っ
て、第２の出力電圧Ｖout2を安定化することができる。

【００７８】（第６の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第６の実施の形態を図９に従って説明する。本実
施の形態の受信回路は、図６に示す前記第３の実施の形
態の受信回路を応用して構成したものである。尚、説明
の便宜上、上記実施の形態と同様の構成については同一
の符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００７９】図９は、第６の実施の形態の受信回路を示
す。本実施の形態の受信回路では、第１の増幅器２３ａ
がｐｎｐ型バイポーラトランジスタＴr9及び抵抗Ｒf1で
構成され、第２の増幅器２３ｂがｐｎｐ型バイポーラト
ランジスタＴr10 及び抵抗Ｒf2で構成される。尚、トラ
ンジスタＴr9，Ｔr10 は、そのサイズ比がｍ：ｎで形成
されている。

【００８０】詳述すると、前記トランジスタＴr9，Ｔr1
0 の各エミッタは前記ダイオード電流ＩPDが入力される
入力端子Ｐinに接続され、各コレクタは各抵抗Ｒf1，Ｒ
f2を介してグランドＧＮＤに接続される。トランジスタ
Ｔr9，Ｔr10 のベースには、基準電圧Ｖref1が供給され
る。そして、トランジスタＴr9のコレクタと抵抗Ｒf1と
の間のノードＮ４は出力端子Ｐout に接続され、ノード
Ｎ４の電位が第１の出力電圧Ｖout1として出力される。

【００８１】一方、クランプ回路２５を構成するトラン
ジスタＴr5は、上記と同様に、コレクタが前記入力端子
Ｐinに接続され、エミッタがグランドＧＮＤに接続され
る。そして、トランジスタＴr5のベースは、前記トラン
ジスタＴr10 のコレクタと抵抗Ｒf2との間のノードＮ５
に接続され、該ベースにはノードＮ５の電位、即ち第２
の出力電圧Ｖout2が入力される。

【００８２】このような受信回路では、ダイオード電流
ＩPDの入力に基づく第１及び第２の出力電圧Ｖout1，Ｖ
out2は、Ｖout1：Ｖout2＝（ｍ×Ｒf1）：（ｎ×Ｒf2）の関係が成り立つ。又、上記実施の形態でも述べたよう
に、第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧ＶCL1 を第２
の出力電圧Ｖout2のクランプ電圧ＶCL2 （＝ＶBE）で表
すと、ＶCL１＝ＶCL2 ／ｋ（ｋは定数）となる。この定数ｋは、前記トランジスタＴr9，Ｔr10
のサイズ比ｍ，ｎ及び抵抗Ｒf1，Ｒf2で表すと、ｋ＝（ｎ×Ｒf2）／（ｍ×Ｒf1）となる。

【００８３】つまり、本実施の形態の受信回路は、第１
の増幅器２３ａのトランスインピーダンスを抵抗Ｒf1で
設定しながら、第１の出力電圧Ｖout1のクランプ電圧Ｖ
CL1をトランジスタＴr9，Ｔr10 のサイズ比ｍ，ｎ、及
び抵抗Ｒf1，Ｒf2にて任意に設定することができる。従
って、トランスインピーダンスの設定と、クランプ電圧
ＶCL1 の設定とが互いに干渉することなく容易に設定す
ることができる。

【００８４】（第７の実施の形態）以下、本発明を具体
化した第７の実施の形態を図１０に従って説明する。
尚、説明の便宜上、上記実施の形態と同様の構成につい
ては同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。

【００８５】図１０（ａ）は、第７の実施の形態の受信
回路を示す。本実施の形態の受信回路では、前記第２の
増幅器２３ｂの次段にハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦ
という）２８が設けられている。

【００８６】そのため、ダイオード電流ＩPDに直流成分
ＩPD-DC が生じ、第２の出力電圧Ｖout2に直流成分が含
まれる場合、前記ＨＰＦ２８にて第２の出力電圧Ｖout2
から直流成分及びその付近の低周波成分が除去される。
従って、クランプ回路２５におけるダイオード電流ＩPD
のクランプ動作を正常に行うことができる。

【００８７】尚、図１０（ｂ）に示すように前記クラン
プ回路２５の次段にハイパスフィルタ２８を設けても同
様の作用効果がある。（第８の実施の形態）以下、本発明を具体化した第８の
実施の形態を図１１に従って説明する。尚、説明の便宜
上、上記実施の形態と同様の構成については同一の符号
を付して、その詳細な説明を省略する。

【００８８】図１１は、第８の実施の形態の受信回路を
示す。本実施の形態の受信回路では、低周波数成分を検
出する検出回路２９及び電流量調整回路３０が付加され
ている。

【００８９】前記検出回路２９は、具体的にはローパス
フィルタ（以下、ＬＰＦという）２９ａ及び比較器２９
ｂで構成される。比較器２９ｂのプラス側入力端子に
は、ＬＰＦ２９ａを介して前記第１の出力電圧Ｖout1が
入力され、マイナス側入力端子には基準電圧Ｖref2が入
力される。そして、第１の出力電圧Ｖout1に直流成分が
含まれると、ＬＰＦ２９ａの出力信号がＨレベルとな
り、比較器２９ｂはＨレベルの検出信号ＶDRを前記電流
量調整回路３０に出力する。

【００９０】前記電流量調整回路３０は、具体的にはＮ
ＭＯＳトランジスタＴr11 で構成される。ＮＭＯＳトラ
ンジスタＴr11 のソースはグランドＧＮＤに接続され、
ドレインは前記ダイオード電流ＩPDが入力される入力端
子Ｐinに接続される。そして、ＮＭＯＳトランジスタＴ
r11 のゲートには、前記検出回路２９からの検出信号Ｖ
DRが入力される。

【００９１】このような受信回路では、ダイオード電流
ＩPDに直流成分ＩPD-DC が生じ、第１の出力電圧Ｖout1
に直流成分が含まれる場合、比較器２９ｂはＨレベルの
検出信号ＶDRを出力する。すると、Ｈレベルの検出信号
ＶDRに基づいてＮＭＯＳトランジスタＴr11 がオンさ
れ、ダイオード電流ＩPDの直流成分ＩPD-DC がＮＭＯＳ
トランジスタＴr11 を介してグランドＧＮＤに流れる。
そして、このような動作は、ダイオード電流ＩPDに直流
成分ＩPD-DC がなくなるまで行われる。

【００９２】つまり、本実施の形態では、検出回路２９
及び電流量調整回路３０によって、ダイオード電流ＩPD
の直流成分及びその付近の低周波成分が除去される。従
って、クランプ回路２５におけるダイオード電流ＩPDの
クランプ動作を正常に行うことができる。

【００９３】尚、本発明の実施の形態は以下のように変
更してもよい。 ○上記実施の形態では、フォトダイオードＰＤのアノー
ドを入力端子Ｐinに接続し、該ダイオードＰＤのカソー
ドを電源Ｖccに接続して、入力端子Ｐinから入力される
ダイオード電流ＩPDを正の向きとしたが、フォトダイオ
ードＰＤのアノードをグランドＧＮＤに接続し、該ダイ
オードＰＤのカソードを入力端子Ｐinに接続して、入力
端子Ｐinから入力されるダイオード電流ＩPDを負の向き
としてもよい。

【００９４】○上記実施の形態では、トランジスタＴr2
〜Ｔr5，Ｔr7〜Ｔr10 をバイポーラトランジスタとし、
トランジスタＴr6，Ｔr11 をＭＯＳトランジスタとした
が、トランジスタＴr2〜Ｔr5，Ｔr7〜Ｔr10 をＭＯＳト
ランジスタとし、トランジスタＴr6，Ｔr11 をバイポー
ラトランジスタとしてもよい。又、トランジスタＴr2〜
Ｔr11 をバイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジス
タで統一するようにしてもよい。

【００９５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
電流−電圧変換率の設定と、電流制御動作の動作点の設
定を容易に行い得る受信回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】第１の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図３】第１の実施の形態の受信回路の動作を示す波
形図である。

【図４】第１の実施の形態の受信回路の動作を示す波
形図である。

【図５】第２の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図６】第３の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図７】第４の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図８】第５の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図９】第６の実施の形態の受信回路を示す回路図で
ある。

【図１０】第７の実施の形態の受信回路を示す回路図
である。

【図１１】第８の実施の形態の受信回路を示す回路図
である。

【図１２】従来の受信回路を示す回路図である。

【図１３】従来の受信回路の動作を示す波形図であ
る。

【図１４】従来の受信回路の動作を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１電流分配手段２受光手段３第１の増幅器４第２の増幅器５電流制御手段Ｉ0 電流信号Ｉ1 第１の電流信号Ｉ2 第２の電流信号Ｖout1 第１の出力電圧Ｖout2 第２の出力電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/06 Ｆターム(参考） 5J092 AA01 AA56 CA00 CA81 FA04 HA02 HA10 HA18 HA19 HA25 HA29 HA44 KA00 KA05 KA09 KA17 KA21 KA28 KA46 MA21 SA13 TA01 TA06 UL02 5K002 AA03 CA10

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受光手段にて生成される受信光に基づい
た電流信号を第１及び第２の電流信号に分配する電流分
配手段と、前記第１の電流信号を電圧信号に変換し、その電圧信号
を第１の出力電圧として出力する第１の増幅器と、前記第２の電流信号を電圧信号に変換し、その電圧信号
を第２の出力電圧として出力する第２の増幅器と、前記第２の出力電圧に基づいて前記受光手段からの電流
信号の電流量を制御する電流制御回路とを備えたことを
特徴とする受信回路。
【請求項２】請求項１に記載の受信回路において、前記電流制御回路は、前記受光手段からの電流信号が所
定電流値を超えると、所定電流値一定にクランプするク
ランプ回路であることを特徴とする受信回路。
【請求項３】請求項１に記載の受信回路において、前記電流分配回路は、トランジスタよりなるカレントミ
ラー回路を備えるものであり、前記受光手段からの電流信号を各トランジスタのサイズ
比に基づいて第１及び第２の電流信号に分配するように
したことを特徴とする受信回路。
【請求項４】請求項１に記載の受信回路において、前記電流分配回路は、前記第１及び第２の増幅器に設け
られる各入力初段トランジスタで構成され、前記受光手段からの電流信号を各トランジスタのサイズ
比に基づいて第１及び第２の電流信号に分配するように
したことを特徴とする受信回路。
【請求項５】請求項１に記載の受信回路において、前記第１及び第２の増幅器には、その動作電源を定電流
源を介して供給するようにしたことを特徴とする受信回
路。
【請求項６】請求項１に記載の受信回路において、前記第１及び第２の増幅器には、その動作電源をハイパ
スフィルタを介して供給するようにしたことを特徴とす
る受信回路。
【請求項７】請求項１に記載の受信回路において、前記第２の増幅器の後段に、ハイパスフィルタを設けた
ことを特徴とする受信回路。
【請求項８】請求項１に記載の受信回路において、前記受光手段からの電流信号の低周波成分を検出する検
出回路と、前記検出回路からの検出信号に基づいて、前記受光手段
からの電流信号の低周波成分を除去するように動作する
電流量調整回路とを備えたことを特徴とする受信回路。