JP2000068979A - Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける信号受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチパスの相互相関による干渉を除去する
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置を提供す
る。 【解決手段】 パスｋのインパルスレスポンスを推定
し、このインパルスレスポンスを表す基準値Ｗ（ｋ）を
固定して、Ｒａｋｅ部２１で出力データＤＲを検出す
る。また、電力最大パス検出器３１は、基準信号Ｗ
（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパスＰを選択す
る。干渉キャンセラ３３においては、Ｒａｋｅ部２１か
ら出力されたデータを初期データとして、電力が最大と
なるパスＰ以外のパスにおける、同期検波および逆拡散
を行う以前の信号を生成して干渉レプリカとし、パイロ
ットチャンネルの干渉レプリカとともに、受信信号から
差し引いて、電力が最大のパスＰについて再び逆拡散お
よび同期検波を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡシ
ステムにおける受信装置に関し、特に、マルチパスによ
る干渉によって受信性能が劣化することを防止するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence - Co
de Division Multiple Access）システムとして、北米
で標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩ
Ａ ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下り回線
（下りリンク）においてパイロットチャンネルにパイロ
ットシンボルを挿入して送信し、受信側でこのパイロッ
トチャンネルの受信信号に基づいてキャリア位相を検出
して同期検波を行っている。

【０００３】図１４は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る下りリンクの構成を示す図である。１は基地局、２は
子局である。下りリンクは基地局１から子局２へのリン
クである。図１５は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
基地局の送信装置の概要構成図である。３は符号多重
部、４，５は乗算器、６は送信アンテナ、７は直交符号
発生器、８はＰＮ発生器、９は基準周波数発振器であ
る。符号多重部３においては、データ１からデータＮま
での通信チャンネル（Ｎは１以上の整数）のデータとパ
イロットチャンネル用にオール１とされたデータとが、
直交符号発生器７により生成された直交符号をそれぞれ
割り当てられて符号多重され、乗算器４においてＰＮ発
生器８からのＰＮ信号を乗算されることにより直接拡散
され、乗算器５において、基準周波数発振器９の基準周
波数信号（キャリア）と乗算（変調）し、このキャリア
に乗せて送信アンテナ６から送信される。

【０００４】図１６は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る子局の受信装置の概要構成図である。図中、１０は受
信アンテナ、１１，１３，１５，２３，２５は乗算器、
１２は基地局側の基準周波数信号（キャリア）に対応し
た基準周波数信号を発生する基準周波数発振器、１４，
２４はＰＮ発生器、１６，２７は積分器、１７，２６は
直交符号発生器、１８₁・・・１８_Kはパス１〜パスＫの
フィンガー、１９は合成回路、２０はデコード部、２１
はＲａｋｅ（レーク）部、２２はサーチャー部、２８は
フィルタ、２９は制御部である。受信アンテナ１０によ
り受信された信号は、乗算器１１において基準周波数発
振器１２の正弦波基準周波数信号と乗算されて、ベース
バンドの受信信号に変換される。ＤＳ−ＣＤＭＡシステ
ムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方式が採用され
ている。これにより、マルチパス環境下でパスダイバー
シチ効果を得ることができる。

【０００５】図１７は、Ｒａｋｅ受信方式におけるパス
ダイバーシチの説明図である。上段の図は、マルチパス
によるインパルスレスポンスを示す。図１４に示した基
地局１から送信された信号は、複数のパスを通って受信
アンテナ１０に到達するので、受信信号は、振幅、キャ
リア位相、および、遅延時間が異なる複数の信号が合成
されたものとなる。Ｒａｋｅ受信方式は、ベースバンド
の受信信号を逆拡散することにより、パス１〜パスＫの
受信信号を分離して最大比合成（Ｒａｋｅ合成）するこ
とにより、下段に示したような１つのインパルスレスポ
ンスにして、受信信号のＣ／Ｎ特性を向上させるもので
ある。

【０００６】再び図１６に戻って説明する。ベースバン
ドの受信信号は、Ｒａｋｅ部２１およびサーチャー部２
２に出力される。ベースバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ
部２１において、Ｋ個のフィンガー１８₁〜１８_Kに入力
される。各フィンガー１８₁〜１８_Kは、それぞれ１〜Ｋ
番目のパスに対する復調器である。図示の例では、最大
Ｋ個のパスの信号を受信することができるようにされて
いる。各フィンガー１８₁〜１８_Kは、同一構成である。
ベースバンドの受信信号は、乗算器１３において、ＰＮ
発生器１４から出力されるＰＮ符号と乗算されてＰＮ同
期が取られ、乗算器１５において、直交符号発生器１７
から出力された、この子局（以後、「ユーザ」という）
の通信チャンネルの直交符号と乗算され、積分器１６に
おいて、このユーザの通信チャンネルの受信信号が１シ
ンボル期間にわたって積分されることにより逆拡散され
る。フィンガー１８₁〜１８_Kからは、それぞれに対応す
るパス１〜Ｋにおけるユーザの通信チャンネルの逆拡散
された受信信号（図１７におけるパス１〜パスＫ）が合
成回路１９に出力される。

【０００７】ここで、ＰＮ発生器１４および直交符号発
生器１７には、インパルスレスポンスを推定する後述す
るサーチャー部２２内の制御部２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１４および直交符号発生器１７は、それぞ
れ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号と同
期がとられたＰＮ符号，直交符号を出力する。

【０００８】サーチャー部２２において、ベースバンド
の受信信号は、乗算器２３においてＰＮ発生器２４から
出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器２５において直
交符号発生器２６から出力された、パイロットチャンネ
ルの直交符号と乗算されて、パイロットチャンネルの受
信信号が分離される。つぎに、積分器２７において１シ
ンボル分積分され、さらに複数シンボル分の平均化を行
うフィルタ２８を通し、ある１つのパスｋにおけるパイ
ロットチャンネルのベースバンドの受信信号振幅、およ
び、基準周波数信号に対する位相（キャリア位相）を表
わす基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部２９に出力され
る。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋである。パス１
〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ個選択され
る。

【０００９】制御部２９においては、ＰＮ発生器２４の
ＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生器２
４をタイミング制御するとともに、直交符号発生器２６
の直交符号が受信信号に符号同期するように直交符号発
生器２６をタイミング制御する。制御部２９は、時間を
分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信号Ｗ（ｋ）を
生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋｅ部２１のＫ
フィンガー１８₁〜１８_KのＰＮ発生器１４および直交符
号発生器１７にタイミング信号を出力する。

【００１０】合成回路１９において、各フィンガー１８
₁〜１８_Kからのユーザの通信チャンネルの信号は、各パ
ス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信信号から得た基
準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋにおけるユーザ
の通信チャンネルの受信信号の位相オフセットが取り除
かれることにより同期検波され、さらに、図１７に示す
ようにＲａｋｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受信信
号は、デコード部２０においてデコードされて、自局の
通信チャンネルの所望のデータが出力される。

【００１１】図１８は、同期検波におけるデコードの説
明図である。図中、Ｉ，Ｑ軸は、合成回路１９において
同期検波される際の基準周波数信号と同相および直交す
る位相の軸である。Ｉ’，Ｑ’軸は、位相オフセットを
除去した後の同相および直交する位相の軸である。ここ
では、ＱＰＳＫ変調が採用されているとして説明する。
黒丸は、各パスｋのパイロットシンボルをサーチャー部
２２で検出して得られた基準信号Ｗ（ｋ）の信号点であ
る。

【００１２】パイロットシンボルはオール０であるか
ら、基準信号Ｗ（ｋ）は、本来、Ｉ，Ｑ軸に対し±４５
°の信号点に位置する。しかし、受信信号はパスごとに
キャリア位相が異なる。そのため、各パスｋの基準信号
Ｗ（ｋ）の信号点が±４５°の位置になるようなＩ’
Ｑ’軸に変換することにより、各パスｋの受信信号の位
相オフセットを取り除く。そして、最大比合成して合成
回路１９から出力し、デコード部２０においてデコード
する。黒丸を中心に±４５°以内であれば、デコード部
２０において（０，０）にデコードされる。そして、反
時計周りで９０°ずつ（０，１）、（１，１）、（１，
０）とデコードされることにより所望のデータを得る。

【００１３】このように、既知のデータが伝送されてい
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。

【００１４】なお、図示を省略したが、図１６に示した
乗算器１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１
０により受信された信号は、基準周波数信号と直交する
直交基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同
相および直交する２系列のベースバンドの受信信号（通
常、複素数で表わされる）となる。そして、２系列に対
して個別に後段の処理が行われ、合成回路１９におい
て、この２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に
対する同相成分および直交成分となって同期検波され
る。

【００１５】一般に、高速データ伝送をＤＳ−ＣＤＭＡ
システムで行おうとすると、データレートの増大によっ
てチップレートも当然大きくなる。チップレートが大き
くなると、マルチパスによる干渉量が増大し、伝送性能
が著しく劣化する。従来は２パスから３パスのマルチパ
スを前提に、上述したＲａｋｅ受信方式で伝送性能の劣
化を防いでいた。しかし、マルチパス数がさらに増大す
ると、最大比合成の効果よりもマルチパスによる干渉劣
化の方が支配的となり、もはやＲａｋｅ受信方式では伝
送性能の劣化を防ぐことができない。

【００１６】時間遅延したパス１〜パスＫの到来波を合
成したものが受信されると、あるパスｋの到来波を逆拡
散するときには、時間遅延した他のパスの到来波は干渉
成分となる。そのため、ある１つのパスｋのインパルス
レスポンスには、他のパスの到来波との間の相互相関に
よって生じた干渉波成分が含まれている。そのため、パ
ス１〜パスＫのインパルスレスポンスをＲａｋｅ合成す
ると、干渉成分が含まれているので伝送性能が劣化す
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、マルチパスの相
互相関による干渉を除去することによりビットエラーレ
ート（ＢＥＲ）特性を向上させることができるＤＳ−Ｃ
ＤＭＡシステムにおける信号受信装置に関するものであ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
信号受信装置であって、受信信号を入力してＫ個（Ｋは
２以上の整数）のパスに対するインパルスレスポンスを
推定するインパルスレスポンス推定手段、前記インパル
スレスポンス推定手段の出力から電力が最大となるパス
を選択するパス選択手段、前記受信信号に対し、前記Ｋ
個のパスにおける少なくとも自局のユーザチャンネルに
ついて逆拡散を行う逆拡散手段、前記逆拡散手段の出力
信号に対して同期検波を行うことにより、少なくとも前
記自局のユーザチャンネルの初期データを出力する初期
データ出力手段、前記初期データに基づいて、前記電力
が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおける、前
記同期検波および前記逆拡散を行う以前の信号を生成す
ることにより、前記電力が最大となるパスを少なくとも
除いたパスにおける、少なくとも前記自局のユーザチャ
ンネルの前記受信信号を仮想的に生成する干渉レプリカ
生成手段、および、前記受信信号から前記干渉レプリカ
生成手段の出力信号を差し引いた信号に対し、前記電力
が最大となるパスにおける少なくとも前記自局のユーザ
チャンネルについて再び前記逆拡散を行い、再び前記逆
拡散が行われた信号に対し、少なくとも前記自局のユー
ザチャンネルについて再び前記同期検波を行うことによ
り、少なくとも前記自局のユーザチャンネルのデータを
出力するデータ出力手段、を有するものである。したが
って、少なくとも自局のユーザチャンネルに対するマル
チパスの相互相関による干渉を除去することにより、ビ
ットエラーレート（ＢＥＲ）特性を向上させることがで
きる。

【００１９】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装
置において、前記受信信号は、複数のユーザチャンネル
を備え、前記逆拡散手段は、前記受信信号に対し、前記
Ｋ個のパスにおける前記複数のユーザチャンネルについ
て逆拡散し、前記初期データ出力手段は、前記複数のユ
ーザチャンネルの初期データを出力し、前記干渉レプリ
カ生成手段は、前記電力が最大となるパスを少なくとも
除いたパスにおける前記複数のユーザチャンネルの前記
受信信号を仮想的に生成し、前記データ出力手段は、前
記電力が最大となるパスにおける前記複数のユーザチャ
ンネルについて再び前記逆拡散を行い、再び前記逆拡散
が行われた信号に対し、少なくとも前記自局のユーザチ
ャンネルについて前記同期検波を行うことにより、少な
くとも前記自局のユーザチャンネルのデータを出力する
ものである。したがって、受信信号の複数のユーザチャ
ンネルに対するマルチパスの相互相関による干渉を除去
することにより、ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を
向上させることができる。

【００２０】請求項３に記載に発明においては、ＤＳ−
ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置であって、受信
信号を入力してＫ個（Ｋは２以上の整数）のパスに対す
るインパルスレスポンスを推定するインパルスレスポン
ス推定手段、前記インパルスレスポンス推定手段の出力
から電力が最大となるパスを選択するパス選択手段、前
記受信信号に対し、前記Ｋ個のパスにおける少なくとも
自局のユーザチャンネルについて逆拡散を行う逆拡散手
段、前記逆拡散手段の出力信号に対して同期検波を行う
ことにより、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの
初期データを出力する初期データ出力手段、複数段の干
渉レプリカ生成手段、および、複数段のデータ出力手段
を有し、第１段目の前記干渉レプリカ生成手段は、前記
初期データに基づいて、前記電力が最大となるパスを少
なくとも除いたパスにおける、前記同期検波および前記
逆拡散を行う以前の信号を生成することにより、前記電
力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおける、
少なくとも前記自局のユーザチャンネルの前記受信信号
を仮想的に生成し、第２段目以降の前記干渉レプリカ生
成手段は、当該段の前段の前記データ出力手段の出力デ
ータに基づいて、前記電力が最大となるパスを少なくと
も除いたパスにおける、前記同期検波および前記逆拡散
を行う以前の信号を生成することにより、前記電力が最
大となるパスを少なくとも除いたパスにおける、少なく
とも前記自局のユーザチャンネルの前記受信信号を仮想
的に生成し、前記データ出力手段は、前記受信信号から
当該段の前記干渉レプリカ生成手段の出力信号を差し引
いた信号に対し、前記電力が最大となるパスにおける少
なくとも前記自局のユーザチャンネルについて再び前記
逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、
少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて再び前
記同期検波を行うことにより、少なくとも前記自局のユ
ーザチャンネルのデータを出力するものである。したが
って、少なくとも自局のユーザチャンネルに対するマル
チパスの相互相関による干渉を除去するために、干渉レ
プリカ生成手段およびデータ出力手段を複数接続するこ
とにより、より正確な干渉レプリカを生成することがで
きるとともに、より確からしいデータを出力することが
できる。その結果、ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性
を向上させることができる。

【００２１】請求項４に記載の発明においては、請求項
３に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装
置において、前記受信信号は、複数のユーザチャンネル
を備え、前記逆拡散手段は、前記受信信号に対し、前記
Ｋ個のパスにおける前記複数のユーザチャンネルについ
て逆拡散し、前記初期データ出力手段は、前記複数のユ
ーザチャンネルの初期データを出力し、前記第１段目の
干渉レプリカ生成手段および前記第２段目以降の干渉レ
プリカ生成手段は、前記電力が最大となるパスを少なく
とも除いたパスにおける前記複数のユーザチャンネルの
前記受信信号を仮想的に生成し、最終段を除く前記デー
タ出力手段は、前記電力が最大となるパスにおける前記
複数のユーザチャンネルについて再び前記逆拡散を行
い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、前記複数の
ユーザチャンネルについて前記同期検波を行うことによ
り、前記複数のユーザチャンネルのデータを出力し、最
終段の前記データ出力手段は、前記電力が最大となるパ
スにおける前記複数のユーザチャンネルについて再び前
記逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対
し、少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて前
記同期検波を行うことにより、少なくとも前記自局のユ
ーザチャンネルのデータを出力するものである。したが
って、受信信号の複数のユーザチャンネルに対するマル
チパスの相互相関による干渉を除去するために、干渉レ
プリカ生成手段およびデータ出力手段を複数接続するこ
とにより、より正確な干渉レプリカを生成することがで
きるとともに、より確からしいデータを出力することが
できる。その結果、ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性
を向上させることができる。

【００２２】請求項５に記載の発明においては、請求項
２または請求項４に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにお
ける信号受信装置において、前記インパルスレスポンス
推定手段は、前記逆拡散手段が出力する、前記Ｋ個のパ
スにおける前記複数のユーザチャンネルについて逆拡散
された信号の位相情報に基づいて、前記Ｋ個のパスにお
けるインパルスレスポンスの位相を補正するものであ
る。したがって、高精度なインパルスレスポンスを生成
することができ、電力が最大となるパスの選択等をより
正確に行うことができる。

【００２３】請求項６に記載の発明においては、請求項
１ないし請求項５のいずれか１項に記載のＤＳ−ＣＤＭ
Ａシステムにおける信号受信装置において、前記初期デ
ータ出力手段は、Ｒａｋｅ合成を行うものである。した
がって、初期データとして、確からしいデータを容易に
得ることができる。

【００２４】請求項７に記載の発明においては、ＤＳ−
ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置であって、パイ
ロットチャンネルを備える受信信号を入力してＫ個（Ｋ
は２以上の整数）のパスに対するインパルスレスポンス
を推定するインパルスレスポンス推定手段、前記インパ
ルスレスポンス推定手段の出力から電力が最大となるパ
スを選択するパス選択手段、前記パイロットチャンネル
の既知のデータに基づいて、前記電力が最大となるパス
を少なくとも除いたパスにおける、逆拡散を行う以前の
パイロットチャンネルの信号を生成することにより、前
記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおけ
る、少なくとも前記パイロットチャンネルの前記受信信
号を仮想的に生成する干渉レプリカ生成手段、および、
前記受信信号から前記干渉レプリカ生成手段の出力信号
を差し引いた信号に対し、前記電力が最大となるパスに
おける少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて
前記逆拡散を行い、前記逆拡散が行われた信号に対し、
少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて同期検
波を行うことにより、少なくとも前記自局のユーザチャ
ンネルのデータを出力するデータ出力手段、を有するも
のである。したがって、少なくともパイロットチャンネ
ルに対するマルチパスの相互相関による干渉を除去する
ことにより、ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を向上
させることができる。

【００２５】請求項８に記載の発明においては、ＤＳ−
ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置であって、パイ
ロットチャンネルを備える受信信号を入力してＫ個（Ｋ
は２以上の整数）のパスに対するインパルスレスポンス
を推定するインパルスレスポンス推定手段、前記インパ
ルスレスポンス推定手段の出力から電力が最大となるパ
スを選択するパス選択手段、複数段の干渉レプリカ生成
手段、および、複数段のデータ出力手段を有し、第１段
目の前記干渉レプリカ生成手段は、前記パイロットチャ
ンネルの既知のデータに基づいて、前記電力が最大とな
るパスを少なくとも除いたパスにおける、逆拡散を行う
以前のパイロットチャンネルの信号を生成することによ
り、前記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパス
における、少なくとも前記パイロットチャンネルの前記
受信信号を仮想的に生成し、第２段目以降の前記干渉レ
プリカ生成手段は、当該段の前段の前記データ出力手段
の出力データに基づいて、前記電力が最大となるパスを
少なくとも除いたパスにおける、同期検波および逆拡散
を行う以前の信号を生成するとともに、前記パイロット
チャンネルの既知のデータに基づいて、前記電力が最大
となるパスを少なくとも除いたパスにおける、逆拡散を
行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成すること
により、前記電力が最大となるパスを少なくとも除いた
パスにおける、少なくとも前記自局のユーザチャンネル
および前記パイロットチャンネルの前記受信信号を仮想
的に生成し、前記データ出力手段は、前記受信信号から
当該段の前記干渉レプリカ生成手段の出力信号を差し引
いた信号に対し、前記電力が最大となるパスにおける少
なくとも前記自局のユーザチャンネルについて前記逆拡
散を行い、前記逆拡散が行われた信号に対し、少なくと
も前記自局のユーザチャンネルについて同期検波を行う
ことにより、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの
データを出力するものである。したがって、少なくとも
自局のユーザチャンネルおよびパイロットチャンネルに
対するマルチパスの相互相関による干渉を除去すること
により、ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を向上させ
ることができる。また、干渉レプリカ生成手段およびデ
ータ出力手段を複数接続することにより、より正確な干
渉レプリカを生成することができるとともに、より確か
らしいデータを出力することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置を説明す
る。図１は、本発明の信号受信装置の第１の実施の形態
を説明するためのブロック構成図である。図２は、図１
に示した干渉キャンセラの内部構成図である。図３は、
図２に示した１ユーザの干渉レプリカ生成部およびパイ
ロットチャンネルの干渉レプリカ生成部の内部構成図で
ある。図１において、Ｒａｋｅ部２１は、図１６に示し
たＲａｋｅ部２１、３１は電力最大パス検出器、３２は
遅延部、３３は干渉キャンセラである。

【００２７】本発明の第１の実施の形態における信号受
信装置は、図１６に示した従来の信号受信装置に、干渉
をキャンセルするための構成を新たに設けた構成であ
る。この実施の形態は、１つのＰＮ符号を共有する符号
多重されたチャンネルが、１つの通信チャンネル（１ユ
ーザ）および１つのパイロットチャンネルからなる場合
のものである。図１６は、１つのＰＮ符号を共有する符
号多重された通信チャンネル（ユーザ）が複数の場合で
あるので前提が若干異なるが、この図１６を流用して説
明する。

【００２８】この実施の形態においては、インパルスレ
スポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基
準信号Ｗ（ｋ）を固定して、Ｒａｋｅ受信部２１で出力
データＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ３３においては、Ｒａ
ｋｅ部２１から出力されたデータを初期データとして、
電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、同期検波
および逆拡散を行う以前の信号を生成するとともに、パ
イロットチャンネルの既知のデータに基づいて、電力が
最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆拡散を行う以
前のパイロットチャンネルの信号を生成して干渉レプリ
カとし、受信信号からその干渉レプリカを差し引いて、
電力が最大のパスＰについて再び逆拡散および同期検波
を行うことによりデータを再び検出しなおす。このよう
にして、劣化要因である干渉を除去することによりＢＥ
Ｒ特性が向上する。

【００２９】サーチャー部２２では、パイロットチャン
ネルの受信信号を逆拡散して得られる電力の大きいパス
がＫ個選択され、各パス１〜Ｋのインパルスレスポンス
の値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ）を出力す
る。電力最大パス検出器３１は、基準信号Ｗ（ｋ）の中
から、電力が最大となるパスＰを選択して、Ｐの値を干
渉キャンセラ３３に出力する。

【００３０】図４は、干渉キャンセラ３３の説明図であ
る。基地局１から送信された信号は複数のパスを通っ
て、それぞれが異なる遅延時間の信号の合成として受信
される。上段の図は、マルチパスによるインパルスレス
ポンスを示す。電力が最大となるパスＰを選択し、他の
パスにおける同期検波および逆拡散を行う以前のベース
バンドの受信信号を、検出データおよびパイロットチャ
ンネルのデータに基づいて仮想的に生成し、これを差し
引いた受信信号に対し、最大電力のパスＰにおける逆拡
散を行い、下段に示すような干渉成分のキャンセルされ
たデータを検出する。

【００３１】電力が最大となるパスＰは、干渉成分を含
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉成分であると推定する。そして、Ｒａｋｅ部２１から
出力された１ユーザの通信チャンネルの一応確からしい
データＤＲを初期値として用い、これから、逆の信号処
理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生
成するとともにパイロットチャンネルの既知のデータＤ
_pに基づいて逆拡散を行う以前のパイロットチャンネル
の信号を生成することにより、パスＰを除くパス１〜パ
スＫにおける干渉レプリカを生成する。そして、ベース
バンドの受信信号から、パスＰを除くパス１〜パスＫの
干渉レプリカをすべて差し引くと、ほぼパスＰだけのベ
ースバンドの受信信号となる。

【００３２】したがって、図１において、干渉キャンセ
ラ３３は、Ｒａｋｅ部２１から出力される１つの通信チ
ャネルの出力データＤＲおよびパイロットチャンネルの
既知のデータＤ_pを用いて、最大電力のパスＰを除いた
Ｋ−１個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベ
ースバンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去した
ベースバンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて
逆拡散を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到
来波のみが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベー
スバンドの受信信号に対して逆拡散をすることができ
る。その結果、パスの相互相関による干渉成分が除去さ
れた、通信チャンネルの受信データＤＣが得られる。な
お、ベースバンドの受信信号は、遅延部３２を通して入
力されるが、この遅延部３２は、Ｒａｋｅ部２１におい
てＲａｋｅ受信に要する処理遅延を補償するものであ
る。

【００３３】図２に示す干渉キャンセラの内部構成にお
いて、３５は１ユーザの干渉レプリカ生成部、３５_pは
パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部、３６は加
算器、３７はパスＰに対する逆拡散部３７である。１ユ
ーザの干渉レプリカ生成部３５は、１ユーザのみが使用
する唯一の通信チャンネルについて、パスＰを除く、Ｋ
−１個のパスに対する干渉レプリカを生成する。また、
パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部３５_pは、
パイロットチャンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１
個のパスに対する干渉レプリカを生成する。

【００３４】図３（ａ）に示す１ユーザの干渉レプリカ
生成部３５、および、図３（ｂ）に示すパイロットチャ
ンネルの干渉レプリカ生成部３５_pにおいて、３８，３
９，４０は乗算器、４１₁〜４１_Kは、パスＰを除くパス
１〜Ｋに対する干渉レプリカ生成部、４２は加算器であ
る。ここでは説明を簡単にするために、パスＰはパス
１、パスＫとは異なるものとして図示するが、パス１ま
たはパスＫが最大電力のパスＰとなるときもある。この
ような場合も、同様に、パスＰを除くパスに対する干渉
レプリカを生成する。

【００３５】パス１に対する干渉レプリカ生成部４１₁
については、Ｒａｋｅ受信部２１から出力されたデータ
ＤＲは、乗算器３８において、パス１に対する基準信号
Ｗ₁（１）と乗算されることにより、パス１のキャリア
位相および振幅が付与された信号点位相および振幅を有
する、同期検波される前の信号に戻される。つぎに、乗
算器３９においてパス１に対するＰＮ符号であるＰＮ₁
（１）、さらに、乗算器４０において１ユーザのパス１
に対する直交符号ＷＳ₁（１）とそれぞれ乗算されて拡
散されることにより、パス１の時間遅延を有する、逆拡
散される前のベースバンド受信信号に戻されて、パス１
の干渉レプリカが生成される。

【００３６】パス１に対する干渉レプリカ生成部４１₁
と同様の構成が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これら
のＫ−１個の信号が加算器４２により加算されて、その
出力信号がパスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出
力信号となる。ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝
Ｐを除く）は、図１６に示した制御部２９が出力する基
準信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）
は、図１６に示したフィンガー１８_kのＰＮ発生器１４
が出力するＰＮ符号、直交符号ＷＳ₁（ｋ）（ｋ＝１〜
Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、図１６に示したフィンガー１８
_kの直交符号発生器１７が出力する１ユーザの直交符号
に基づくものである。ただし、図１におけるベースバン
ドの受信信号を遅延部３２で遅延させたように、Ｒａｋ
ｅ部２１における処理遅延を補償するために、時間遅れ
を持たせているが、干渉キャンセラ３３の内部での処理
遅延も考慮して時間遅れを調整する。

【００３７】Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｋ）
は、上述した制御部２９，ＰＮ発生器１４，直交符号発
生器１７の出力のそれぞれに、遅延部３２と同様な遅延
部を設けることによって作ることができる。あるいは、
制御部２９，ＰＮ発生器１４，直交符号発生器１７か
ら、位相を遅らせて信号あるいは符号を出力するように
してもよく、例えば、信号あるいは符号がメモりやレジ
スタに格納されていれば可能である。

【００３８】図３（ｂ）に示す、パイロットチャンネル
に対する干渉レプリカ生成部３５_pについては、パイロ
ットチャンネルの既知のデータＤ_pは、乗算器３８にお
いて、パス１に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算される
ことにより、パス１のキャリア位相および振幅が付与さ
れた信号点位相および振幅を有する信号になる。つぎ
に、乗算器３９においてパス１に対するＰＮ符号である
ＰＮ₁（１）、さらに、乗算器４０においてパイロット
チャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ₁（ｐ，１）
とそれぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の
時間遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信
信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。

【００３９】図３（ａ）と同様に、パス１に対する干渉
レプリカ生成部４１₁と同様の構成が、パスＰを除いて
Ｋ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器４２に
より加算されて、その出力信号がパスＰを除くパス１〜
Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。ここで、Ｗ
₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、図１６に示
した制御部２９が出力する基準信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ
＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、図１６に示したサーチャ
ー部２２のＰＮ発生器２４が出力するＰＮ符号（フィン
ガー１８_kのＰＮ発生器１４が出力するＰＮ符号と一致
する）、直交符号ＷＳ₁（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝
Ｐを除く）は、図１６に示したサーチャー部２２の直交
符号発生器２６が出力するパイロットチャンネルの直交
符号に基づくものである。ただし、Ｒａｋｅ部２１にお
ける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ３３の内部での処理遅延も考慮して
時間遅れが調整される。

【００４０】Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｐ，
ｋ）は、上述した制御部２９，ＰＮ発生器２４，直交符
号発生器２６の出力のそれぞれに、遅延部３２と同様な
遅延部を設けることによって作ることができる。あるい
は、制御部２９，ＰＮ発生器１４，直交符号発生器１７
から、時間を遅らせて信号あるいは符号を出力するよう
にしてもよい。

【００４１】再び、図２に戻って説明をする。加算器３
６において、遅延されたベースバンドの受信信号から、
干渉レプリカ３５の出力信号が差し引かれ、パスＰに対
する逆拡散部３７に入力される。このパスＰに対する逆
拡散部３７は、図１６に示したフィンガー部１８₁〜１
８_K中のパスＰのフィンガー部と同様の構成である。す
なわち、パスＰに対する基準信号Ｗ₁（Ｐ）、パスＰに
対するＰＮ符号であるＰＮ₁（Ｐ）、および、パスＰに
対する１ユーザの直交符号ＷＳ₁（Ｐ）を用いて、干渉
レプリカが削除されたベースバンドの受信信号に対し
て、パスＰに対する逆拡散を行い、データを検出する。
この出力データは、相互相関による干渉が除かれて伝送
性能が改善された１ユーザのデータとなる。

【００４２】上述した基準信号Ｗ₁（Ｐ）、ＰＮ符号Ｐ
Ｎ₁（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ₁（Ｐ）
は、先に説明したパスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
₁（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ₁（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ₁（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ部２１における
処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、かつ、干
渉キャンセラ３３の内部での処理遅延も考慮して時間遅
れが調整される。

【００４３】図５は、本発明の信号受信装置の第２の実
施の形態を説明するためのブロック構成図である。図
中、図１６，図１と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。４４₁〜４４_M-1は２段目〜Ｍ段目の遅延
部、４５₁〜４５_Mは１〜Ｍ段目の干渉キャンセラであ
る。

【００４４】この実施の形態は、図１における干渉キャ
ンセラ３３と同様な干渉キャンセラ４５₁〜４５_Mを複数
のＭ段備え、カスケード接続されたものである。そし
て、第１段目の干渉キャンセラ４５₁は、Ｒａｋｅ部２
１から出力されたデータＤＲを確からしいデータとして
入力するとともに、パイロットチャンネルの既知のデー
タを入力し、図１〜図４を参照して説明した第１の実施
の形態と同様に、干渉成分がキャンセルされた、より確
からしいデータＤＣ（１）を出力する。第２段目以降に
ついては、前段の干渉キャンセラからの出力データが次
の段の干渉キャンセラの入力データになるとともに、パ
イロットチャンネルの既知のデータも入力される。いず
れの段の干渉キャンセラ４５₁〜４５_Mも、電力最大パス
検出器３１から出力される同じパスＰを電力最大パスと
して選択する。

【００４５】ある段の干渉キャンセラの出力データは、
この干渉キャンセラの入力データよりも確からしくな
る。その次の段の干渉キャンセラは、前段の干渉キャン
セラの出力データを入力してさらに確からしい干渉レプ
リカを生成する。このさらに確からしい干渉レプリカに
よって、その段における干渉キャンセラの出力データは
さらに確からしいものとなる。したがって、干渉キャン
セラをＭ段カスケード接続して、Ｍ段目の干渉キャンセ
ラ４５の出力データＤＣ（Ｍ）を最終出力とすることに
より、検出データの精度を向上させる。干渉キャンセラ
の段数が増えるにつれ、干渉レプリカを生成する精度が
向上し、検出データ精度を向上させることができる。

【００４６】２段目〜Ｍ段目の遅延部４４₁〜４４
_M-1は、前段の干渉キャンセラにおける処理遅延を補償
するために、ベースバンドの受信信号を遅延させるもの
で、途中の図示を省略しているが、遅延部３２に対し、
１段目〜Ｍ−１段目の遅延部４４₁〜４４_M-1がカスケー
ド接続されており、Ｍ段目の干渉キャンセラは、Ｍ−１
段目の遅延部４４_M-1の出力からベースバンドの受信信
号を入力する。

【００４７】１〜Ｍ段目の干渉キャンセラ４５₁〜４５_M
に入力される、基準信号Ｗ₁（ｋ）〜Ｗ_M（ｋ），ＰＮ符
号ＰＮ₁（ｋ）〜ＰＮ_M（ｋ），直交符号ＷＳ₁（ｋ）〜
ＷＳ _M（ｋ），直交符号ＷＳ₁（ｐ，ｋ）〜ＷＳ_M（ｐ，
ｋ）は、それぞれ、同じ信号あるいは符号に基づくもの
である。すなわち、これらは、上述した制御部２９から
出力される基準信号Ｗ（ｋ），ＰＮ発生器１４，２４か
ら出力されるＰＮ符号ＰＮ（ｋ），直交符号発生器１７
から出力される直交符号ＷＳ（ｋ），直交符号発生器２
６から出力されるＷＳ（ｐ，ｋ）に基づく。ただし、前
段の干渉キャンセラにおける処理遅延を報奨するために
時間遅れを持たせ、かつ、当該段の干渉キャンセラの内
部での処理遅延も考慮して時間遅れが調整される。

【００４８】図６は、本発明の信号受信装置の第３の実
施の形態を説明するためのブロック構成図である。図
中、図１と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略
する。４６はＲａｋｅ部、４７は干渉キャンセラであ
る。図７は、図６に示した干渉キャンセラ４７の内部構
成図である。４８₁〜４８_Nはユーザ１〜Ｎの干渉レプリ
カ生成部、４８_pはパイロットチャンネルの干渉レプリ
カ生成部、４９₁〜４９_Nはユーザ１〜ＮのパスＰに対す
る逆拡散部である。この逆拡散部は、図２に示したパス
Ｐに対する逆拡散部３７と同様のものである。なお、ユ
ーザ２〜ＮのパスＰに対する逆拡散部４９₂〜４９_Nは、
この実施の形態では特に必要としないが、後述する図８
を参照して説明する第４の実施の形態において必要とな
る構成である。５０は加算器である。

【００４９】図６に示すように、この実施の形態は、１
つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチャンネルが、
Ｎ個の通信チャンネル（Ｎユーザ）および１つのパイロ
ットチャンネルからなる場合のものである。そして、説
明の便宜上、この子局のユーザはユーザ１であるとして
説明する。

【００５０】この実施の形態は、複数のユーザ１〜Ｎの
通信チャンネルおよびパイロットチャンネルのパスに対
して干渉キャンセラを動作させて干渉を除去するので、
より確からしいデータが検出される。確からしい初期デ
ータを得るためのデータ検出手段としてＲａｋｅ部４６
を有する。このＲａｋｅ部４６では、複数のＮユーザの
データをＲａｋｅ合成して出力する。すなわち、図１６
に示したＲａｋｅ部２１は、子局の１ユーザの通信チャ
ンネルの出力データのみを出力するものであった。これ
に対し、このＲａｋｅ部４６では、図１６に示したＲａ
ｋｅ部２１と同様な構成を、各ユーザｎ（ｎ＝１〜Ｎ）
ごとに個別に備える。この各ユーザごとのＲａｋｅ部に
おいては、各ユーザｎの直交符号を直交符号発生器から
出力する。

【００５１】図７に示す干渉キャンセラ４７もまた、図
３に示した１ユーザの干渉レプリカ生成部３５と同様な
構成を、各ユーザｎの通信チャンネルごとに備えてい
る。ユーザ１〜ユーザＮの干渉レプリカ生成部４８₁〜
４８_Nは、それぞれ、ユーザｎ（ｎ＝１〜Ｎ）の初期デ
ータを用いて、各ユーザｎの通信チャンネルｎごとに、
パスＰを除く他のＫ−１個のパスの干渉レプリカを生成
する。加算器５０において、ベースバンドの受信信号か
ら複数のユーザＮの干渉レプリカを差し引き、ユーザ１
のパスＰに対する逆拡散部４９₁において逆拡散を行
い、ユーザ１の出力データＤＣ（１，１）を検出する。
一方、パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部４８
_pは、図２，図３（ｂ）に示したパイロットチャンネル
の干渉レプリカ生成部３５_pと同様のものである。

【００５２】図８は、本発明の信号受信装置の第４の実
施の形態を説明するためのブロック構成図である。図
中、図５、図６と同様な部分には同じ符号を付して説明
を省略する。５１₁〜５１_Mは１段目〜Ｍ段目の干渉キャ
ンセラである。この実施の形態は、図６，図７を参照し
て説明した第３の実施の形態と同様に、１つのＰＮ符号
を共有する符号多重されたチャンネルが、ＮユーザのＮ
個の通信チャンネルおよび１つのパイロットチャンネル
からなる場合のものである。そして、複数ユーザに対応
した干渉キャンセラが、図５を参照して説明した第２の
実施の形態と同様に、１段目〜Ｍ段目の干渉キャンセラ
５１₁〜５１_Mがカスケード接続されたものである。

【００５３】この実施の形態では、複数のユーザ１〜Ｎ
のパスに対して複数の干渉キャンセラを動作させて、干
渉を除去し、さらに複数段の干渉キャンセラを動作させ
るものであって、より確からしいデータが検出される。
各段の干渉キャンセラは、図６，図７に示した干渉キャ
ンセラ４７とほぼ同様であるが、１段目〜Ｍ−１段目の
干渉キャンセラ５１₁〜５１_M-1については、自局（ユー
ザ１）のデータを含めたユーザ１〜Ｎのデータを出力す
る必要がある。すなわち、１段目〜Ｍ−１段目の干渉キ
ャンセラ５１₁〜５１_M-1については、図７に示したよう
に、ユーザ１〜ユーザＮに対する逆拡散部４９₁〜４９_N
が必要となる。

【００５４】図９は、本発明の信号受信装置の第５の実
施の形態を説明するためのブロック構成図である。図
中、図１６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。６１は符号分離部、６２は直交符号発生器、６
３₁〜６３_Nはユーザ１〜Ｎの積分器、６４₁〜６４_Kはパ
ス１〜パスＫのフィンガー部、６５₁〜６５_Nはユーザ１
〜ユーザＮの合成回路、６６₁〜６６_Nはユーザ１〜ユー
ザＮのデコード部、６７はＲａｋｅ部、６８はサーチャ
ー部、６９は制御部、７０は位相誤差検出回路、７１は
ユーザ平均部、７２は位相補正回路である。

【００５５】この実施の形態は、高精度なインパルスレ
スポンスを生成するために、複数ユーザの通信チャンネ
ルの位相情報を用いてインパルスレスポンスの推定を行
うことにより、高精度な基準信号Ｗ（ｋ）を生成するよ
うにしたものである。基準信号Ｗ（ｋ）は、Ｒａｋｅ
部、干渉キャンセラとも、データを検出するための基準
であるから、基準信号Ｗ（ｋ）の精度を向上させること
により、より確からしいデータが検出される。したがっ
て、この実施の形態では、図１６に示したＲａｋｅ部２
１等の構成に代えて、図９に示す構成を用いる。干渉キ
ャンセラについては、これまでに説明した第１〜第４の
実施の形態の干渉キャンセラを用いることができる。

【００５６】Ｒａｋｅ部６７は、パス数Ｋ，ユーザ数Ｎ
に対するものである。サーチャー部６８はパス１〜パス
Ｋのための処理を並列的に行う。各パス１〜Ｋのフィン
ガー部６４₁〜６４_Kにおいて、直交符号発生器６２は、
ユーザ１〜Ｎの直交符号を同時に符号分離部６１に出力
し、符号分離部６１で符号分離された信号は、それぞれ
ユーザ１〜Ｎの積分器６３₁〜６３_Nに出力されて、ユー
ザ１〜Ｎの逆拡散された信号が出力される。各ユーザ１
〜Ｎにおけるパスｋ（ｋ＝１〜Ｋ）に対する逆拡散され
た信号は、第１に、各ユーザ１〜Ｎの合成回路６５₁〜
６５_Nの合成回路に出力されて、位相オフセットが除去
されて同期検波された後、最大比合成されて、デコード
部６６₁〜６６_Nでデコードされて、ユーザ１〜Ｎのデー
タが出力される。

【００５７】各ユーザ１〜Ｎにおけるパスｋに対する逆
拡散された信号は、第２に、サーチャー部６８のパスｋ
の位相誤差検出回路７０に出力される。この位相誤差検
出回路７１には、また、Ｒａｋｅ部６７の出力であるユ
ーザ１〜Ｎのデータ、および、図１６に示した従来方式
と同様のフィルタ２８の出力も入力される。位相誤差検
出回路７１は、これらの入力信号を用いて、従来方式に
おけるフィルタ２８の出力の誤差を検出する。

【００５８】図１０は、図９に示した位相誤差検出回路
の動作説明図である。図１０（ａ）には、基準信号Ｗ
（ｋ）＝（０，０）の信号点（黒丸）により決定された
座標系Ｉ’Ｑ’に対し、ユーザ１〜Ｎの逆拡散された信
号の取り得る位置（白丸、振幅は一定として図示してい
る）と位相誤差が示されている。図９に示した位相誤差
検出回路７０においては、上述した位相誤差をユーザ１
〜Ｎごとに検出し、ユーザ平均部７１に出力する。図１
０（ｂ）には、ユーザ１〜Ｎ（ユーザ１〜３を例示して
いる）の位相誤差が示されている。位相誤差は、±４５
度の範囲である。

【００５９】ユーザ平均部７１においては、位相誤差が
ユーザ１〜Ｎ間で平均化される。位相補正回路７２にお
いては、平均化された位相誤差に基づいて、パイロット
チャンネルのインパルスレスポンスであるフィルタ２８
の出力を補正し、それを基準信号Ｗ（ｋ）として、制御
部６９を介してＲａｋｅ部６７の合成回路６５₁〜６５_N
に出力する。また、フィルタ２８の出力を補正して、サ
ーチャー部内のＰＮ発生器２４、直交符号発生器２６，
積分器２７にタイミング信号を与える。

【００６０】なお、図１０（ｃ）に示すように、あるユ
ーザｎの通信チャンネルｎに対し、あるパスｋにおいて
逆拡散された信号をそのままデコードした場合に、その
出力データが、Ｒａｋｅ部のデコード部６６_nの出力デ
ータと一致しない場合がある。例えば、あるユーザｎに
おいて、合成回路６５_n、デコード部６６_nを経て最大比
合成されて出力されたデータが（０，０）であるのに、
このユーザｎの、パスｋのフィンガー部６４_kの出力信
号の信号点が、図示のように（０，１）として判定され
るような場合である。

【００６１】このような場合に、この信号点の信頼性が
低いと判断して、位相補正に反映させないようにする。
すなわち、パスｋの位相誤差検出回路７０は、このユー
ザｎの通信チャンネルｎを除く他のユーザの通信チャン
ネルの信号点のみをユーザ平均部７１に出力するように
する。このために、Ｒａｋｅ部６７の出力データ１〜Ｎ
が、サーチャー部６８（パス１〜Ｋ）の位相誤差検出回
路に入力されている。したがって、この位相誤差検出回
路７０は、その内部に実質的にデコード部を有してお
り、このデコード出力と、Ｒａｋｅ部６７からの出力と
を、両者の比較タイミングを合わせて比較している。

【００６２】上述した構成に代えて、Ｒａｋｅ部６７の
最終出力データを用いた位相誤差検出は行わないように
して、単に、積分器６３₁〜６３_Nの出力のみで位相補正
を行うようにしてもよい。あるいは、積分器６３₁〜６
３_Nの出力に代えて、位相誤差検出用の専用の合成回路
を複数のユーザの通信チャンネルごとに設ける。これら
専用の合成回路は、サーチャー部６８のフィルタ２８か
ら出力される基準信号で位相補正を行う。また、専用の
合成回路のＲａｋｅ合成された出力データの位相とフィ
ルタ２８から出力されるパイロットチャンネルの基準位
相との位相誤差を検出して、基準信号Ｗ（ｋ）の位相を
補正する。

【００６３】図１１は、本発明のシミュレーション結果
を示す線図である。図９を前提にした本発明の第５の実
施の形態において、計算機シミュレーションを行った。
横軸は１ビット当たりの信号電力をＥｂ、１Ｈｚ当たり
のノイズ電力をＮｏとしたときの、平均のＥｂ／Ｎｏで
ある。縦軸は、平均誤り率である。チップレートは１Ｍ
ｃｐｓ、フェージング環境は４波がそれぞれ等パワーの
レイリーフェージングをおこしており、フェージング周
波数が１００Ｈｚの場合である。受信側の基準周波数
は、送信側の基準周波数（キャリア周波数）に対して１
００Ｈｚずらせている。符号多重数はＮ＝１６である。
Ｒａｋｅ受信のフィンガー数はＫ＝４である。サーチャ
ー部６８内のフィルタ２８は、移動平均フィルタで、そ
の平均区間のシンボル数は８である。

【００６４】この線図は、図９において、Ｒａｋｅ部６
７によって、サーチャー部６８の位相誤差を補正しない
場合と、補正した場合の両方の結果を示している。すな
わち、黒三角は、前者の場合であって、図１６に示した
ように、サーチャー部２２を備え、Ｒａｋｅ部２１の合
成回路において位相補正をする場合と同様な場合を示
す。黒丸は、位相誤差検出回路７０を動作させた場合で
ある。

【００６５】図９のＲａｋｅ部６７の出力をそのまま出
力とした場合は、相互相関が効いて平均誤り率は高い。
これに対し、Ｒａｋｅ部６７の出力に図６、図８に示し
た第３，第４の実施の形態の干渉キャンセラを接続した
場合、干渉キャンセラが多段に接続されているほど、Ｂ
ＥＲ特性は改善されていることがわかる。したがって、
本発明はＢＥＲ特性が改善される効果がある。

【００６６】上述した説明は、従来技術の説明において
述べた、ＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ Ｉ
Ｓ９５）を前提として説明した。しかし、本発明の信号
受信装置は、Ｗ−ＣＤＭＡ（広帯域ＣＤＭＡ）システム
においても適用可能である。

【００６７】図１２は、Ｗ−ＣＤＭＡのフレームフォー
マットの説明図である。複数のユーザ１〜Ｎの通信チャ
ンネルが符号分割多重されているとともに、ある時間的
な区間に、複数の通信チャンネルに共通のパイロットシ
ンボルが挿入されている。このパイロットシンボルに基
づいてインパルスレスポンスを推定することによって、
基準信号Ｗ（ｋ）を出力する。

【００６８】図１３は、Ｗ−ＣＤＭＡシステムにおける
子局の受信装置の概要構成図である。図中、図１６と同
様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。図中、
８１はスイッチ部、８２は符号発生器である。スイッチ
部８１は、乗算器１１の出力を、Ｒａｋｅ部２１、サー
チャー部２２に切り替え接続するものである。

【００６９】端子１が端子３に接続されていれば、その
時間に対してはサーチャー部２２が動作し、図１６と同
様にパイロットシンボルによりインパルスレスポンスが
推定されて基準信号Ｗ（ｋ）を出力する。符号発生器８
２では、パイロットシンボルに対して送信側で乗算され
ていた符号を発生することにより、積分器２７から元の
パイロットシンボルのインパルスレスポンスを出力す
る。一方、端子１が端子２に接続されていれば、その時
間に対しては、検出されたＷ（ｋ）をもとに、この子局
のユーザデータを検出して出力する。このＲａｋｅ部２
１の出力、および、ベースバンドの受信信号が、これま
でに説明した本発明の干渉キャンセラに接続される。こ
のように、時間的な制御を行うことによって、Ｗ−ＣＤ
ＭＡシステムにも適用可能である。

【００７０】Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、ユーザ通信チャ
ンネルの区間とパイロットチャンネルの区間とが時間的
に異なっているが、パイロットチャンネルのマルチパス
がユーザ通信チャンネルの区間に入り込むような場合に
は、パイロットチャンネルが、ユーザ通信チャンネルに
対するマルチパスの相互相関による干渉を与えることに
なる。したがって、図２に示したパイロットチャンネル
の干渉レプリカ生成部３５_pあるいは、図７に示した干
渉レプリカ生成部４８_pを用いることによって、パイロ
ットチャンネルによる干渉を除去することができる。

【００７１】ただし、本来ユーザー通信チャンネルの受
信信号が存在しないパイロットチャンネルの区間にもパ
イロットチャンネルの干渉レプリカが生成される。この
パイロットチャンネルの区間の干渉レプリカ成分が大き
いと、これが、かえってノイズ成分となり伝送品質が低
下してしまうおそれがある。したがって、図２に示した
パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部３５_pの出
力を、図示しないスイッチ部を介して加算器３６へ出力
する。図７に示した干渉レプリカ生成部４８_pにおいて
も同様に、図示しないスイッチ部を介して加算器５０へ
出力する。このスイッチ部は、例えば制御部２９により
制御されて、ユーザ通信チャンネルの区間においてのみ
パイロットチャンネルの干渉レプリカを加算器３６ある
いは加算器５０に供給するものである。

【００７２】なお、この図では、単に１ユーザのデータ
のみを出力する構成を示しているが、複数ユーザの出力
を用いる干渉キャンセラを接続する場合には、当然、こ
のＲａｋｅ部２１としても、複数ユーザのデータを出力
する構成にする。

【００７３】上述した説明では、２種類のＤＳ−ＣＤＭ
Ａシステムを例示して説明した。そして、いずれのシス
テムにおいても、最大の電力となるパスＰの検出を、パ
イロットチャンネルあるいはパイロットチャンネル区間
のインパルスレスポンスに基づいて行った。したがっ
て、パイロットチャンネルあるいはパイロット区間の送
信電力を相対的に大きくし、ユーザデータを送信するた
めの通信チャンネルの送信電力を相対的に小さく設計し
た方が、結果として最大パスＰの確実性が増すために、
伝送品質が向上することになる。

【００７４】なお、最大のパスＰの検出は、パイロット
チャンネルあるいはパイロット区間のインパルスレスポ
ンスを用いる代わりに、各パスｋのフィンガー部の積分
器から出力される、ユーザの通信チャンネルの各パスの
逆拡散出力に基づいてインパルスレスポンスの大きさ
（振幅値）を推定し、相互に比較することによっても可
能である。この場合、通信チャンネルの積分器の出力
を、サーチャー部と同様にフィルタを通して、複数シン
ボルにわたって平均化してインパルスレスポンスの大き
さを比較した方が精度が向上する。

【００７５】また、上述した説明では、第１段の干渉キ
ャンセラに入力する初期出力データとして、複数のパス
の逆拡散信号がＲａｋｅ合成されたＲａｋｅ部の出力を
使用した。この代わりに、ある程度確からしい初期デー
タを他の方法で検出するようにしてもよい。例えば、電
力が最大となるパスＰについてベースバンドの受信信号
を逆拡散して、その出力をデコードして初期データとす
る。

【００７６】上述した説明では、ＮユーザのＮ個の通信
チャンネルが符号多重されている場合には、Ｎ個の通信
チャンネルすべてについて干渉キャンセルを行ったが、
Ｎ未満の任意の個数の通信チャンネルのデータについて
のみ干渉キャンセルを行っても、それなりの干渉キャン
セルができる。この場合、受信電力の大きな１または複
数の通信チャンネルを検出し、このような通信チャンネ
ルについて干渉キャンセルを行うようにすれば、効果的
である。上述した説明では、パイロットチャンネルによ
る干渉のキャンセルを行ったが、ユーザ通信チャンネル
による干渉のキャンセルのみを行ってもよい。あるい
は、逆に、ユーザ通信チャンネルの干渉のキャンセルは
行わず、パイロットチャンネルによる干渉のキャンセル
のみを行ってもよい。パイロットチャンネルによるユー
ザ通信チャンネルへの干渉の大きさを考慮して決めれば
よい。また、上述した説明では、干渉キャンセルを、最
大電力のパスを除くすべてのパスに対して行ったが、最
大電力のパスを除くパスの中の、一部のパスに対しての
み干渉キャンセルを行ってもよい。

【００７７】

【発明の効果】本発明は、上述した説明から明らかなよ
うに、マルチパスによる干渉によって受信性能が劣化す
ることを防止することができ、ＢＥＲ特性が向上すると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の信号受信装置の第１の実施の形態を説
明するためのブロック構成図である。

【図２】図１に示した干渉キャンセラの内部構成図であ
る。

【図３】図２に示した１ユーザの干渉レプリカ生成部お
よびパイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部の内部
構成図である。

【図４】干渉キャンセラの説明図である。

【図５】本発明の信号受信装置の第２の実施の形態を説
明するためのブロック構成図である。

【図６】本発明の信号受信装置の第３の実施の形態を説
明するためのブロック構成図である。

【図７】図６に示した干渉キャンセラの内部構成図であ
る。

【図８】本発明の信号受信装置の第４の実施の形態を説
明するためのブロック構成図である。

【図９】本発明の信号受信装置の第５の実施の形態を説
明するためのブロック構成図である。

【図１０】図９に示した位相誤差検出回路の動作説明図
である。

【図１１】本発明のシミュレーション結果を示す線図で
ある。

【図１２】Ｗ−ＣＤＭＡのフレームフォーマットの説明
図である。

【図１３】Ｗ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信装
置の概要構成図である。

【図１４】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける下りリンク
の構成を示す図である。

【図１５】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける基地局の送
信装置の概要構成図である。

【図１６】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信
装置の概要構成図である。

【図１７】Ｒａｋｅ受信方式におけるパスダイバーシチ
の説明図である。

【図１８】同期検波におけるデコードの説明図である。

【符号の説明】

３１ 電力最大パス検出器、３２ 遅延部、３３ 干渉
キャンセラ、３５ １ユーザの干渉レプリカ生成部、３
５_p パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部、３
６，４２ 加算器、３７ パスＰに対する逆拡散部、３
８，３９，４０乗算器、４１₁〜４１_K 、パスＰを除く
パス１〜Ｋに対する干渉レプリカ生成部、４４₂〜４４_M
２段目〜Ｍ段目の遅延部、４５₁〜４５_M １〜Ｍ段目
の干渉キャンセラ、４６ Ｒａｋｅ部、４７ 干渉キャ
ンセラ、４８₁〜４８_N ユーザ１〜Ｎの干渉レプリカ生
成部、４８_p パイロットチャンネルの干渉レプリカ生
成部、４９₁〜４９_N ユーザ１〜ＮのパスＰに対する逆
拡散部、５０ 加算器、５１₁〜５１_M １段目〜Ｍ段目
の干渉キャンセラ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受
   信装置であって、 受信信号を入力してＫ個（Ｋは２以上の整数）のパスに
   対するインパルスレスポンスを推定するインパルスレス
   ポンス推定手段、 前記インパルスレスポンス推定手段の出力から電力が最
   大となるパスを選択するパス選択手段、 前記受信信号に対し、前記Ｋ個のパスにおける少なくと
   も自局のユーザチャンネルについて逆拡散を行う逆拡散
   手段、 前記逆拡散手段の出力信号に対して同期検波を行うこと
   により、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの初期
   データを出力する初期データ出力手段、 前記初期データに基づいて、前記電力が最大となるパス
   を少なくとも除いたパスにおける、前記同期検波および
   前記逆拡散を行う以前の信号を生成することにより、前
   記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおけ
   る、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの前記受信
   信号を仮想的に生成する干渉レプリカ生成手段、およ
   び、 前記受信信号から前記干渉レプリカ生成手段の出力信号
   を差し引いた信号に対し、前記電力が最大となるパスに
   おける少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて
   再び前記逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号
   に対し、少なくとも前記自局のユーザチャンネルについ
   て再び前記同期検波を行うことにより、少なくとも前記
   自局のユーザチャンネルのデータを出力するデータ出力
   手段、 を有することを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステムにお
   ける信号受信装置。
2. 【請求項２】 前記受信信号は、複数のユーザチャンネ
   ルを備え、 前記逆拡散手段は、前記受信信号に対し、前記Ｋ個のパ
   スにおける前記複数のユーザチャンネルについて逆拡散
   し、 前記初期データ出力手段は、前記複数のユーザチャンネ
   ルの初期データを出力し、 前記干渉レプリカ生成手段は、前記電力が最大となるパ
   スを少なくとも除いたパスにおける前記複数のユーザチ
   ャンネルの前記受信信号を仮想的に生成し、 前記データ出力手段は、前記電力が最大となるパスにお
   ける前記複数のユーザチャンネルについて再び前記逆拡
   散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、少な
   くとも前記自局のユーザチャンネルについて前記同期検
   波を行うことにより、少なくとも前記自局のユーザチャ
   ンネルのデータを出力する、 ことを特徴とする請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシス
   テムにおける信号受信装置。
3. 【請求項３】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受
   信装置であって、 受信信号を入力してＫ個（Ｋは２以上の整数）のパスに
   対するインパルスレスポンスを推定するインパルスレス
   ポンス推定手段、 前記インパルスレスポンス推定手段の出力から電力が最
   大となるパスを選択するパス選択手段、 前記受信信号に対し、前記Ｋ個のパスにおける少なくと
   も自局のユーザチャンネルについて逆拡散を行う逆拡散
   手段、 前記逆拡散手段の出力信号に対して同期検波を行うこと
   により、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの初期
   データを出力する初期データ出力手段、 複数段の干渉レプリカ生成手段、および、 複数段のデータ出力手段を有し、 第１段目の前記干渉レプリカ生成手段は、前記初期デー
   タに基づいて、前記電力が最大となるパスを少なくとも
   除いたパスにおける、前記同期検波および前記逆拡散を
   行う以前の信号を生成することにより、前記電力が最大
   となるパスを少なくとも除いたパスにおける、少なくと
   も前記自局のユーザチャンネルの前記受信信号を仮想的
   に生成し、 第２段目以降の前記干渉レプリカ生成手段は、当該段の
   前段の前記データ出力手段の出力データに基づいて、前
   記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおけ
   る、前記同期検波および前記逆拡散を行う以前の信号を
   生成することにより、前記電力が最大となるパスを少な
   くとも除いたパスにおける、少なくとも前記自局のユー
   ザチャンネルの前記受信信号を仮想的に生成し、 前記データ出力手段は、前記受信信号から当該段の前記
   干渉レプリカ生成手段の出力信号を差し引いた信号に対
   し、前記電力が最大となるパスにおける少なくとも前記
   自局のユーザチャンネルについて再び前記逆拡散を行
   い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、少なくとも
   前記自局のユーザチャンネルについて再び前記同期検波
   を行うことにより、少なくとも前記自局のユーザチャン
   ネルのデータを出力する、 ことを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号
   受信装置。
4. 【請求項４】 前記受信信号は、複数のユーザチャンネ
   ルを備え、 前記逆拡散手段は、前記受信信号に対し、前記Ｋ個のパ
   スにおける前記複数のユーザチャンネルについて逆拡散
   し、 前記初期データ出力手段は、前記複数のユーザチャンネ
   ルの初期データを出力し、 前記第１段目の干渉レプリカ生成手段および前記第２段
   目以降の干渉レプリカ生成手段は、前記電力が最大とな
   るパスを少なくとも除いたパスにおける前記複数のユー
   ザチャンネルの前記受信信号を仮想的に生成し、 最終段を除く前記データ出力手段は、前記電力が最大と
   なるパスにおける前記複数のユーザチャンネルについて
   再び前記逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号
   に対し、前記複数のユーザチャンネルについて前記同期
   検波を行うことにより、前記複数のユーザチャンネルの
   データを出力し、 最終段の前記データ出力手段は、前記電力が最大となる
   パスにおける前記複数のユーザチャンネルについて再び
   前記逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対
   し、少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて前
   記同期検波を行うことにより、少なくとも前記自局のユ
   ーザチャンネルのデータを出力する、 ことを特徴とする請求項３に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシス
   テムにおける信号受信装置。
5. 【請求項５】 前記インパルスレスポンス推定手段は、
   前記逆拡散手段が出力する、前記Ｋ個のパスにおける前
   記複数のユーザチャンネルについて逆拡散された信号の
   位相情報に基づいて、前記Ｋ個のパスにおけるインパル
   スレスポンスの位相を補正することを特徴とする請求項
   ２または請求項４に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにお
   ける信号受信装置。
6. 【請求項６】 前記初期データ出力手段は、Ｒａｋｅ合
   成を行うことを特徴とする請求項１ないし請求項５のい
   ずれか１項に記載のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信
   号受信装置。
7. 【請求項７】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受
   信装置であって、 パイロットチャンネルを備える受信信号を入力してＫ個
   （Ｋは２以上の整数）のパスに対するインパルスレスポ
   ンスを推定するインパルスレスポンス推定手段、 前記インパルスレスポンス推定手段の出力から電力が最
   大となるパスを選択するパス選択手段、 前記パイロットチャンネルの既知のデータに基づいて、
   前記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにお
   ける、逆拡散を行う以前のパイロットチャンネルの信号
   を生成することにより、前記電力が最大となるパスを少
   なくとも除いたパスにおける、少なくとも前記パイロッ
   トチャンネルの前記受信信号を仮想的に生成する干渉レ
   プリカ生成手段、および、 前記受信信号から前記干渉レプリカ生成手段の出力信号
   を差し引いた信号に対し、前記電力が最大となるパスに
   おける少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて
   前記逆拡散を行い、前記逆拡散が行われた信号に対し、
   少なくとも前記自局のユーザチャンネルについて同期検
   波を行うことにより、少なくとも前記自局のユーザチャ
   ンネルのデータを出力するデータ出力手段、 を有することを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステムにお
   ける信号受信装置。
8. 【請求項８】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受
   信装置であって、 パイロットチャンネルを備える受信信号を入力してＫ個
   （Ｋは２以上の整数）のパスに対するインパルスレスポ
   ンスを推定するインパルスレスポンス推定手段、 前記インパルスレスポンス推定手段の出力から電力が最
   大となるパスを選択するパス選択手段、 複数段の干渉レプリカ生成手段、および、 複数段のデータ出力手段を有し、 第１段目の前記干渉レプリカ生成手段は、前記パイロッ
   トチャンネルの既知のデータに基づいて、前記電力が最
   大となるパスを少なくとも除いたパスにおける、逆拡散
   を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成するこ
   とにより、前記電力が最大となるパスを少なくとも除い
   たパスにおける、少なくとも前記パイロットチャンネル
   の前記受信信号を仮想的に生成し、 第２段目以降の前記干渉レプリカ生成手段は、当該段の
   前段の前記データ出力手段の出力データに基づいて、前
   記電力が最大となるパスを少なくとも除いたパスにおけ
   る、同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成する
   とともに、前記パイロットチャンネルの既知のデータに
   基づいて、前記電力が最大となるパスを少なくとも除い
   たパスにおける、逆拡散を行う以前のパイロットチャン
   ネルの信号を生成することにより、前記電力が最大とな
   るパスを少なくとも除いたパスにおける、少なくとも前
   記自局のユーザチャンネルおよび前記パイロットチャン
   ネルの前記受信信号を仮想的に生成し、 前記データ出力手段は、前記受信信号から当該段の前記
   干渉レプリカ生成手段の出力信号を差し引いた信号に対
   し、前記電力が最大となるパスにおける少なくとも前記
   自局のユーザチャンネルについて前記逆拡散を行い、前
   記逆拡散が行われた信号に対し、少なくとも前記自局の
   ユーザチャンネルについて同期検波を行うことにより、
   少なくとも前記自局のユーザチャンネルのデータを出力
   する、 ことを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号
   受信装置。